JP4032707B2 - Ｐｗｍ駆動装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、電動機を駆動制御するＰＷＭ駆動装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
【０００３】
インバータ制御装置によって生成されたサージ電圧がケーブル中を伝播し、機器とインバータ制御装置との間で反射を繰返しながら過電圧を発生させること、およびサージ電圧が機器内部を伝播する時に不平衡な電位分布を持ちコイル間やコイル内の各ターン間で過大な電位差が生じる可能性があることが知られている（電気学会技術報告第７３９号（ＩＳＳＮ０９１９−９１９）「インバータサージの絶縁システムへの影響」１９９９年８月、１２頁〜２０頁に記載）。
【０００４】
図８は従来のインバータ制御装置による電動機駆動システムの構成を示す図である。図において、３０はインバータ制御装置、３１はコンバータ部、３２はコンデンサ、３３はスイッチング素子４１〜４６をブリッジ接続したインバータ部、３４はインバータ部３３のスイッチング素子４１〜４６をオン／オフする制御信号を出力する制御部である。また、３５はＵ相，Ｖ相，Ｗ相の電線３本またはアース線を含む４本を同一の絶縁物で束ねたもので、インバータ制御装置３０と電動機３６とを接続するケーブルである。また、５１は三角波信号を出力する三角波発生器、５２，５３，５４は各々３相指令値Ｕ，Ｖ，Ｗと三角波信号とを比較する比較器、５５，５６，５７は極性を反転させるＮＯＴ回路である。
【０００５】
従来のインバータ制御装置３０の動作について説明する。
コンバータ部３１は交流電力（Ｒ，Ｓ，Ｔ）を直流電力に変換し、変換した直流電力をコンデンサ３２にて平滑して、直流中間回路電圧となる直流電圧ＶBを得る。
また、制御部３４は、三角波発生器５１から出力される三角波信号と３相指令値Ｕ，Ｖ，Ｗとを比較して、インバータ部３３のスイッチング素子４１〜４６をオン／オフする制御信号を出力する。３相指令値Ｕ，Ｖ，Ｗと比較する三角波信号の周波数（以後、キャリア周波数と記す）ｆTは、３相指令値Ｕ，Ｖ，Ｗの周波数に比べてはるかに高い周波数であり、例えば、出力周波数ｆoが０〜５０Ｈzまたは０〜６０Ｈzの場合、キャリア周波数ｆTは２〜１５kＨzを使用している。
インバータ部３３は、制御部３４から出力される制御信号に基づきスイッチング素子４１〜４６をオン／オフ制御することにより、直流電圧ＶBから３相交流電圧を作成する。
インバータ制御装置３０は、インバータ部３３で変換した３相交流電圧を端子Ｕ1，Ｖ1，Ｗ1から出力し、ケーブル３５を経由して電動機３６の端子Ｕ2，Ｖ2，Ｗ2に供給し、電動機３６を駆動制御する。
【０００６】
また、ケーブル３５の長さは、配線距離（電動機３６とインバータ制御装置３０の設置位置）によって異なり、数ｍから数百ｍにもなる。また、ケーブル３５は各線間が近接した状態であり、かつ長さがあるため、分布常数線路として作用し、その特性インピーダンスは一般に約５０Ω程度である。
一方、電動機３６の端子Ｕ2，Ｖ2，Ｗ2間のインダクタンスは１ｍＨ〜数ｍＨであり、高い周波数においては非常に高い値のインピーダンスとなる。
【０００７】
すなわち、従来のインバータ制御装置による電動機駆動システムは、インバータ制御装置３０の出力に分布常数線路として作用するケーブル３５を接続し、負荷として高周波においてインピーダンスの高い電動機３６を接続したものである。
【０００８】
図９は従来のインバータ制御装置による電動機駆動システムにおいて、長さ３００ｍのケーブル３５を使用した時のインバータ制御装置３０および電動機３６の端子電圧波形を示す図で、（ａ）は電動機３６の端子Ｕ2，Ｗ2間の電圧波形、（ｂ）はインバータ制御装置３０の出力端子Ｕ1，Ｗ1間の電圧波形である。図において、Ｔdはケーブルの伝送時間、Ｖsg11はサージ電圧のピーク値である。
【０００９】
インバータ制御装置３０から出力される交流電圧は、約３００Ｖの直流電圧からインバータ部３３のスイッチング素子４１〜４６をオン／オフ制御することにより作成される。
インバータ部３３に使用するスイッチング素子４１〜４６は、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等の高速スイッチング素子であり、立ち上がり、立ち下がりは非常に速いため、インバータ制御装置３０の端子Ｕ1，Ｗ1間の電圧波形は図９（ｂ）に示すような波形となる。
また、電動機３６の端子Ｕ2，Ｗ2間の電圧波形は図９（ａ）に示すように、インバータ制御装置３０の端子Ｕ1，Ｗ1間の電圧波形の電圧の立ち上がり（図９（ｂ））に対し、ケーブルの伝送時間Ｔd（約１．８μs）遅れて立ち上がり、ピークの電圧が約５８０Ｖとスイッチング電圧（Ｕ1，Ｗ1間の電圧）の約２倍弱となるサージ電圧Ｖsg11が発生する。
電動機３６の端子Ｕ2，Ｗ2間の電圧波形は、サージ電圧Ｖsg11から数回の減衰振動を経て、インバータ制御装置３０の出力電圧に収束する電圧波形となる。この時のサージ電圧の周波数は約１１６kＨzである。
【００１０】
図１０は従来のインバータ制御装置による電動機駆動システムにおいて、長さ１００ｍのケーブル３５を使用した時のインバータ制御装置３０および電動機３６の端子電圧波形を示す図で、（ａ）は電動機３６の端子Ｕ2，Ｗ2間の電圧波形、（ｂ）はインバータ制御装置３０の端子Ｕ1，Ｗ1間の電圧波形である。図において、Ｔdはケーブルの伝送時間、Ｖsg12はサージ電圧のピーク値である。
【００１１】
また、長さ１００ｍのケーブル３５を使用した時の電動機３６の端子Ｕ2，Ｗ2間の電圧波形は、図１０（ａ）に示すように、インバータ制御装置３０の端子Ｕ1，Ｗ1間の電圧波形の電圧の立ち上がり（図１０（ｂ））に対し、ケーブルの伝送時間Ｔd（約０．６μs）遅れて立ち上がり、ピークの電圧が約５９０Ｖとスイッチング電圧（Ｕ1，Ｗ1間の電圧）の約２倍弱となるサージ電圧Ｖsg12が発生する。この時のサージ電圧の周波数は約３３０kＨzである。
【００１２】
図９と図１０とを比較すると、使用するケーブル３５のケーブル長が短い方が、サージ電圧が若干高く、減衰する度合いが少ない。これは、サージ電圧の減衰は、主としてインバータ制御装置３０の出力インピーダンスと電動機３６のインピーダンスによるが、ケーブル３５が長いと、ケーブルの伝送損失が増加するためと考えられる。ケーブルの種類も各種あるが、一般に使用されるビニール被覆の絶縁電線はほぼ同様の伝送損失がある。
【００１３】
図１１は従来のインバータ制御装置による電動機駆動システムにおいて、インバータ制御装置の運転時におけるインバータ制御装置３０および電動機３６の端子電圧波形を示す図で、（ａ）は電動機３６の端子Ｕ2，Ｗ2間の電圧波形、（ｂ）はインバータ制御装置３０の端子Ｕ1，Ｗ1間の電圧波形である。図において、Ｖsg13はサージ電圧のピーク値である。
また、図１２は従来のインバータ制御装置の各種電圧波形を示す図で、（ａ）はインバータ制御装置３０の端子Ｕ1，Ｗ1間の電圧波形、（ｂ）はインバータ制御装置３０の端子Ｕ1，Ｗ1間の電圧をＰＷＭ変調した正弦波と同等の波形、（ｃ）は３相指令値である。図において、ｔsg13は線間電圧の極性が切り換わる時点である。
【００１４】
図１３は従来のインバータ制御装置の運転中におけるインバータ制御装置３０および電動機３６の各種電圧波形を示す図で、（ａ）は電動機３５の端子Ｕ2，Ｗ2間の電圧波形、（ｂ）はインバータ制御装置３０の端子Ｕ1，Ｗ1間の電圧波形、（ｃ）はインバータ制御装置３０のＵ相出力電圧波形、（ｄ）はインバータ制御装置３０のＶ相出力電圧波形、（ｅ）はインバータ制御装置３０のＷ相出力電圧波形である。図において、ｔsg13は線間電圧の極性が切り換わる時点、Ｖsg13はサージ電圧のピーク値である。
【００１５】
図１１〜図１３により、インバータ制御装置３０の運転中において、線間電圧の極性が切り換わる時、例えばインバータ出力Ｕ1が所定時間立ち上がった直後にインバータ出力Ｗ1が所定時間立ち上がった時（図１１（ｂ））に発生するサージ電圧Ｖsg13について説明する。
【００１６】
インバータ制御装置３０が、図１２（ｃ）に示す３相指令値で運転している時、Ｕ1，Ｗ1間電圧は図１２（ｂ）の波形で示され、インバータ制御装置３０の端子Ｕ1，Ｗ1間からは図１２（ａ）に示す波形の電圧が出力される。図１２（ａ）におけるｔsg13が、線間電圧の極性が切り換わる時点である。
【００１７】
インバータ制御装置の運転中、線間電圧の極性が切り換わる時点ｔsg13（図１３（ｂ）、図１２（ａ）のｔsg13に相当）において、電動機３５の端子Ｕ2，Ｗ2間には、ピークの電圧が約９６０Ｖのサージ電圧Ｖsg13が発生する（図１３（ａ））。
サージ電圧Ｖsg13は、線間電圧の極性が切り換わりとサージ電圧の振動の位相とが重なった時に発生する。図１３（ｃ）、図１３（ｄ）、図１３（ｅ）に示すように、ｔsg13においては、Ｕ1相パルスの直後、Ｗ1相パルスが発生しており、この時にはＶ1相は変化していない。
【００１８】
図１３（ａ）におけるＶsg13以外のサージ電圧は、上述のサージ電圧Ｖsg11（図９）、サージ電圧Ｖsg12（図１０）と同等のものであり、ピークの電圧が約６００Ｖ以下のサージ電圧である。
サージ電圧Ｖsg13の発生は、上述のサージ電圧Ｖsg11（図９）、サージ電圧Ｖsg12（図１０）の発生より頻度が少ないが、図１２（ａ）および図１１（ａ）に示すように約１０００Ｖという高い電圧となる。
【００１９】
図１１〜図１３に示したサージ電圧Ｖsg13は、理論的にはインバータ制御装置３０のスイッチング電圧（図１１（ｂ）に示したＵ1，Ｗ1間の電圧、３２８Ｖ，３３６Ｖ）の４倍の１２００Ｖ程度になるが、サージ電圧の振動の減衰により１０００Ｖ程度の電圧となる。電動機３６の巻線の耐絶縁電圧は、短時間においてはこの程度の電圧には耐えるように選定されてはいるが、継続してこのような電圧が加えられると劣化が進み、寿命が短くなる可能性がある。
【００２０】
さらに、４００Ｖ系のインバータ制御装置３０においては、直流電圧ＶBは６００Ｖになり、同様な電圧が発生すると、２０００Ｖものサージ電圧がモータ端子間に発生することになり、このような高い電圧に耐える絶縁被覆を有する電線を使用して電動機３６を構成すると、電動機のコストが高くなる。また、絶縁被覆の表面にコロナ放電が発生し、絶縁被覆の劣化を生じ、寿命が短くなる。
【００２１】
上述のように、図９、図１０に示したようなスイッチング電圧の２倍のサージ電圧Ｖsg11、Ｖsg12が発生することには電動機３６の絶縁は耐えることができるが、図１１〜図１３に示したようなスイッチング電圧の４倍のサージ電圧Ｖsg13が発生すると、絶縁劣化等の問題が発生する。図１３（ａ）に示すように、Ｖsg13以外のサージ電圧は２倍のサージ電圧以下であり、スイッチング電圧の４倍のサージ電圧Ｖsg13を取り除けば電動機３６の絶縁対策として有効である。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】
上記のような従来のインバータ制御装置では、図１１〜図１３に示したように、線間電圧の極性の切り換え時に、大きさがスイッチング電圧の約４倍に相当する高いサージ電圧Ｖsg13が発生することがあり、モータの絶縁を劣化させるという問題点があった。
【００２３】
この発明は上述のような課題を解決するためになされたもので、運転中に大きさがスイッチング電圧の約４倍に相当するサージ電圧が発生しないＰＷＭ駆動装置を得ることを目的とする。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
この発明のＰＷＭ駆動装置は、スイッチング素子をブリッジ接続し、直流電力を可変周波数、可変電圧の交流電力に変換するインバータ部と、３相指令値と三角波信号との比較演算により、前記インバータ部のスイッチング素子をオン／オフ制御する制御信号を出力する制御部と、を有し、電動機を駆動制御するＰＷＭ駆動装置において、
前記制御部は、前記３相指令値の内２相の指令値が同一値になる時点を中心に、前記三角波信号の１周期以内である所定時間、前記同一値となった２相に該当する前記スイッチング素子の制御信号を停止するようにしたものである。
【００２５】
また、制御部は、前記ＰＷＭ駆動装置と前記電動機とを接続するケーブルの長さを考慮した所定値を求め、前記３相指令値が最大値側にある場合は、前記三角波信号の最大値から前記所定値を減算して求めた第１の基準電圧と前記３相指令値と比較し、前記３相指令値が最小値側にある場合は、前記三角波信号の最小値から前記所定値を加算して求めた第２の基準電圧と前記３相指令値と比較することにより、前記スイッチング素子の制御信号を停止する時間を演算するようにしたものである。
【００２６】
また、この発明のＰＷＭ駆動装置は、スイッチング素子をブリッジ接続し、直流電力を可変周波数、可変電圧の交流電力に変換するインバータ部と、３相指令値と三角波信号との比較演算により、前記インバータ部のスイッチング素子をオン／オフ制御する制御信号を出力する制御部と、を有し、電動機を駆動制御するＰＷＭ駆動装置において、
前記制御部は、前記三角波信号の周波数を変更するとともに、前記３相指令値の内２相の指令値が振幅の最大側付近で同一値になる時点には前記三角波信号の振幅の最小値となるように、また前記３相指令値の内２相の指令値が振幅の最小側付近で同一電圧になる時点には前記三角波信号の振幅の最大値となるように、前記三角波信号の位相を制御するようにしたものである。
【００２７】
さらに、制御部は、前記三角波信号の周波数をｆT 、出力周波数をｆo とした場合、下式により前記三角波信号の周波数を変更するようにしたものである。
ｆT ＝ （６Ｎ＋３）ｆ o （ただし、Ｎは０又は正の整数）
【００２８】
さらにまた、制御部は、出力周波数が、前記３相指令値の電圧が前記三角波信号の最大値または最小値に達する周波数以上となる場合に、前記三角波信号の周波数を変更するようにしたものである。
【００２９】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１に係るＰＷＭ駆動装置としてのＰＷＭインバータ制御装置の構成を示す図である。図において、３１〜３３、３５、３６、４１〜４６、５１〜５４は、図８と同様であり、その説明を省略する。
また、１ａはＰＷＭ駆動装置としてのＰＷＭインバータ制御装置、２ａはインバータ部３３のスイッチング素子４１〜４６をオン／オフする制御信号を出力する制御部である。
また、４〜６は３相指令値Ｕ、Ｖ、Ｗと後述の第１の基準電圧ＶHとを比較し、電圧が同一になる相との積により最大値側のパルス幅ＴXのパルスを出力する比較器、７〜９は３相指令値Ｕ、Ｖ、Ｗと後述の第２の基準電圧ＶLとを比較し、電圧が同一になる相との積により最小値側のパルス幅ＴXのパルスを出力する比較器である。
【００３０】
また、１１〜１６は３相指令値Ｕ、Ｖ、Ｗの正側、負側の各２相（例えば、Ｕ相正側とＶ相正側、Ｖ相正側とＷ相正側、Ｗ相正側とＵ相正側、Ｕ相負側とＶ相負側、Ｖ相負側とＷ相負側、Ｗ相負側とＵ相負側）において、同時にパルス幅ＴXのパルスを出力する場合に、０を出力するＮＡＮＤ回路である。
また、２１、２３、２５は同時にパルス幅ＴXのパルスを出力しているかを判断するＮＡＮＤ回路１１、１３、１５の出力により、比較器５２〜５４の出力を停止するか否かの判断をするＡＮＤ回路である。
また、２２、２４、２６は同時にパルス幅ＴXのパルスを出力しているかを判断するＮＡＮＤ回路１２、１４、１６の出力により、比較器５２〜５４の出力を停止するか否かの判断をするＮＡＮＤ回路である。
【００３１】
図２はこの発明の実施の形態１に係るＰＷＭインバータ制御装置の各種電圧波形を示す図で、（ａ）は３相指令値Ｕ，Ｖ，Ｗと三角波信号との関係を示す図、（ｂ）はＵ相のパルス波形、（ｃ）はＷ相のパルス波形、（ｄ）は電動機３６の端子Ｕ2，Ｗ2間の電圧波形、（ｅ）はパルス幅ＴXのパルス波形、（ｆ）は電動機３６の端子Ｕ2，Ｗ2間の電圧波形である。図において、ＶHはパルス幅ＴXを求める第１の基準電圧、ＶLはパルス幅ＴXを求める第２の基準電圧、Ｖaは第１の基準電圧ＶH、第２の基準電圧ＶLを求める設定値、ｔsg1は４Ｅのサージ電圧Ｖsg1が発生する時点である。また、ＰU1はＵ相のパルス、ＰW1はＷ相のパルス、Ｅはスイッチング電圧、Ｖsg1はピーク値が４Ｅとなるサージ電圧である。
【００３２】
図２（ａ）のｔsg1に示すように、３相指令値の内２相の指令値電圧が一致した時（図ではＵ相、Ｗ相）において、三角波信号の頂点が重なった場合、図２（ｂ）、（ｃ）に示すＰU1 、ＰW1 といったような幅の狭いパルスが出力される。この幅の狭いパルスＰU1 、ＰW1 が発生すると、図２（ｄ）に示すように、電動機３６の端子Ｕ2，Ｗ2間では、正のパルスに引き続いて負のパルスが出力され、４倍の高電圧となるサージ電圧Ｖsg1が発生する。ただし、この幅の狭いパルスＰU1 、ＰW1 の発生時であるｔsg1において、４倍の高電圧となるサージ電圧Ｖsg1が発生する以外は、２倍程度のサージ電圧である。
【００３３】
３相指令値の内２相の指令値電圧が一致した時において、三角波信号の頂点が重なった場合ｔsg1（図２（ａ））に、図２（ｄ）に示す４倍の高電圧となるサージ電圧Ｖsg1が発生する原因となる幅の狭いパルスＰU1、ＰW1が発生する期間（図２（ｂ）、（ｃ））を含むパルス幅ＴX（図２（ｅ））だけ出力を停止することにより、図２（ｆ）に示すような４倍の高電圧となるサージ電圧Ｖsg1を含まない電圧波形を得る。ただし、パルス幅ＴXは、３相指令値の電圧が一致した時点ｔsg1を中心として、ケーブルの伝送時間の１０倍以上の値で、三角波信号の１周期以内の値とする。
【００３４】
比較器４〜６の基準値である第１の基準電圧ＶH、第２の基準電圧ＶLを算出するために設定値Ｖaを、出力を停止するパルス幅ＴX（図２（ｅ））を考慮して、図２（ａ）に示すように設定する。第１の基準電圧ＶHは三角波信号のピーク電圧の最大値より設定値Ｖa低い値とし、第２の基準電圧ＶLは三角波信号のピーク電圧の最小値より設定値Ｖa高い値となる。
【００３５】
図１、図２により、実施の形態１に係るＰＷＭインバータ制御装置１ａにおける制御部２ａの動作について説明する。
【００３６】
比較器５２〜５４では、従来同様、３相指令値Ｕ、Ｖ、Ｗと三角波発生器５１から出力される三角波信号とを比較し、インバータ部３３のスイッチング素子４１〜４６をオン／オフ制御する制御信号を作成する。
ただし、３相指令値の内２相の指令値電圧が一致した時（図ではＵ相、Ｗ相）において、三角波信号の頂点が重なった場合、図２（ｂ）、（ｃ）に示すＰU1、ＰW1といったような幅の狭いパルスが出力されないようにするために、実施の形態１に係るＰＷＭインバータ制御装置においては、比較器４〜９、ＮＡＮＤ回路１１〜１６、ＡＮＤ回路２１、２３、２５およびＮＡＮＤ回路２２、２４、２６により、同時にパルス幅ＴXのパルスを出力する場合には、比較器５２〜５４の出力を停止する。
【００３７】
比較器４〜６で、３相指令値Ｕ、Ｖ、Ｗと第１の基準電圧ＶHとを比較し、電圧が同一になる相との積により最大値側のパルス幅ＴXのパルスを出力する。また、比較器７〜９で、３相指令値Ｕ、Ｖ、Ｗと後述の第２の基準電圧ＶLとを比較し、電圧が同一になる相との積により最小値側のパルス幅ＴXのパルスを出力する。
【００３８】
続いて、ＮＡＮＤ回路１１は比較器４の出力と比較器６の出力とからＵ相正側、Ｗ相正側が同時に第１の基準電圧ＶH以上（パルス幅ＴXのパルス出力が必要となる）の場合に０を出力し、ＮＡＮＤ回路１２は比較器７の出力と比較器９の出力とからＵ相負側、Ｗ相負側が同時に第２の基準電圧ＶL以下（パルス幅ＴXのパルス出力が必要となる）の場合に０を出力する。また、ＮＡＮＤ回路１３は比較器４の出力と比較器５の出力とからＵ相正側、Ｖ相正側が同時に第１の基準電圧ＶH以上の場合に０を出力し、ＮＡＮＤ回路１４は比較器８の出力と比較器７の出力とからＵ相負側、Ｖ相負側が同時に第２の基準電圧ＶL以下の場合に０を出力する。また、ＮＡＮＤ回路１５は比較器６の出力と比較器５の出力とからＷ相正側、Ｖ相正側が同時に第１の基準電圧ＶH以上の場合に０を出力し、ＮＡＮＤ回路１６は比較器９の出力と比較器５の出力とからＷ相負側、Ｖ相負側が同時に第２の基準電圧ＶL以下の場合に０を出力する。
【００３９】
続いて、ＡＮＤ回路２１は、ＮＡＮＤ回路１１でＵ相正側、Ｗ相正側が同時に第１の基準電圧ＶH以上の場合、またはＮＡＮＤ回路１３でＵ相正側、Ｖ相正側が同時に第１の基準電圧ＶH以上の場合には、比較器５２からの制御信号がオンの指令であっても、スイッチング素子４１をオフの指令とする。
また、ＡＮＤ回路２３は、ＮＡＮＤ回路１３でＵ相正側、Ｖ相正側が同時に第１の基準電圧ＶH以上の場合、またはＮＡＮＤ回路１５でＷ相正側、Ｖ相正側が同時に第１の基準電圧ＶH以上の場合には、比較器５３からの制御信号がオンの指令であっても、スイッチング素子４３をオフの指令とする。
また、ＡＮＤ回路２５は、ＮＡＮＤ回路１１でＵ相正側、Ｗ相正側が同時に第１の基準電圧ＶH以上の場合、またはＮＡＮＤ回路１５でＷ相正側、Ｖ相正側が同時に第１の基準電圧ＶH以上の場合には、比較器５４からの制御信号がオンの指令であっても、スイッチング素子４５をオフの指令とする。
また、ＮＡＮＤ回路２２は、ＮＡＮＤ回路１２でＵ相負側、Ｗ相負側が同時に第２の基準電圧ＶL以下の場合、またはＮＡＮＤ回路１４でＵ相負側、Ｖ相負側が同時に第２の基準電圧ＶL以下の場合には、比較器５４からの制御信号がオンの指令であっても、スイッチング素子４２をオフの指令とする。
また、ＮＡＮＤ回路２４は、ＮＡＮＤ回路１４でＵ相負側、Ｖ相負側が同時に第２の基準電圧ＶL以下の場合、またはＮＡＮＤ回路１６でＷ相負側、Ｖ相負側が同時に第２の基準電圧ＶL以下の場合には、比較器５３からの制御信号がオンの指令であっても、スイッチング素子４４をオフの指令とする。
また、ＮＡＮＤ回路２６は、ＮＡＮＤ回路１２でＵ相負側、Ｗ相負側が同時に第２の基準電圧ＶL以下の場合、またはＮＡＮＤ回路１６でＷ相負側、Ｖ相負側が同時に第２の基準電圧ＶL以下の場合には、比較器５４からの制御信号がオンの指令であっても、スイッチング素子４６をオフの指令とする。
【００４０】
上述のように、図２（ｅ）に示すパルス幅ＴXのパルスにより、図２（ｂ）、（ｃ）に示した幅の狭いパルスＰU1、ＰW1を消去することにより、電動機３６の端子Ｕ2，Ｗ2間の電圧波形は図２（ｆ）に示すようになる。
４倍の高電圧となるサージ電圧Ｖsg1が発生する原因となるパルスＰU1、ＰW1はパルス幅が狭いこと、またパルスＰU1の電圧の極性とパルスＰW1の電圧の極性とは逆であり、お互いに相殺して０になること、さらに、ｔsg1は出力電圧がゼロの部分であることから、パルスＰU1、ＰW1の出力を停止することによる出力電圧の影響はほとんど無い。
【００４１】
実施の形態１に係るＰＷＭインバータ制御装置においては、３相指令値が同一の電圧になる相のスイッチングパルスをパルス幅ＴXの間停止するので、スイッチング電圧の約４倍の大きさとなるサージ電圧が発生することを防止することができる。
【００４２】
図３はこの発明の実施の形態１に係るインバータ制御装置の運転中における各種電圧波形を示す図で、電圧パルスの出力を停止する区間であるパルス幅ＴXと他の電圧波形との関係を示すものである。図において、（ａ）は電動機３５の端子Ｕ2，Ｗ2間の電圧波形、（ｂ）はインバータ制御装置１ａの端子Ｕ1，Ｗ1間の電圧波形である。
【００４３】
３相指令値の内２相の指令値電圧が一致した時において、三角波信号の頂点が重なった場合に発生する４倍の高電圧となるサージ電圧Ｖsg1は、ケーブルの伝送時間の１０倍くらいでもかなり減衰しているが、サージ電圧がほぼ０に減衰する振動回数は数回であり、ケーブルの伝送時間の２０倍程度に相当する。ただし、損失の少ないケーブルではケーブルの伝送時間の３０倍くらい必要なものもある。ケーブルの伝送時間は、図９のケーブル長３００ｍではＴd＝１．８μs、また図１０のケーブル長１００ｍではＴd＝０．６μsである。
３相指令値の内２相の指令値が同一値になる時点を中心に、同一値となった２相に該当するスイッチング素子の制御信号を停止する区間であるパルス幅ＴXは、三角波信号の１周期以内とし、かつ、４倍の高電圧となるサージ電圧Ｖsg1が減衰する時間が必要となる。サージ電圧が減衰する時間は、長さ１００ｍのケーブルの場合では１８μs程度、また長さ３００ｍのケーブルの場合では４０μs程度であることから、パルス幅ＴXを８０μsとすれば、長さ１００ｍ〜３００ｍのケーブルの場合に対応できる。
【００４４】
図４はこの発明の実施の形態１に係るＰＷＭインバータ制御装置において、３相指令値の内２相の指令値電圧が一致した時で、かつ三角波信号の頂点が重なった時ｔsg1に、パルス幅ＴXの区間だけ出力を停止する補正処理を実行した場合の各種電圧波形を示す図で、（ａ）はインバータ制御装置１ａの出力端子Ｕ1，Ｗ1間の電圧波形、（ｂ）は上記の出力電圧波形（ａ）のキャリア成分を取り除いた出力電圧の基本波成分、（ｃ）はＵ、Ｖ、Ｗ各相の３相指令値である。
【００４５】
また、従来例である図１２においては、線間電圧の極性が変わる時点における他の１相の電圧指令値は最大値、最小値であったが、実施の形態１では図４（ｃ）のＣ１０、Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ２１、Ｃ２２、Ｃ３１、Ｃ３２に示すように、線間電圧の極性が変わる時点における他の１相の電圧指令値を、最大値、最小値から離れた値としたため、図２（ｂ）、（ｃ）に示した幅の狭いパルスＰU1、ＰW1が出力されることは少なくなる。
【００４６】
実施の形態１においては、３相指令値の内２相の指令値電圧が一致した時で、かつ三角波信号の頂点が重なった時ｔsg1に、ｔsg1を中心としたパルス幅ＴXの区間はＵ相のパルスおよびＷ相のパルスの出力を停止することにより、４倍の高電圧となるサージ電圧Ｖsg1が発生しないようにしたものである。
【００４７】
実施の形態２．
図５はこの発明の実施の形態２に係るＰＷＭインバータ制御装置としてのＰＷＭインバータ制御装置の構成を示す図である。図において、４〜９、１１〜１６、２１〜２６、３１〜３３、３５、３６、４１〜４６、５２〜５４は、図１と同様であり、その説明を省略する。
また、１ｂはＰＷＭ駆動装置としてのＰＷＭインバータ制御装置、２ｂはインバータ部３３のスイッチング素子４１〜４６をオン／オフする制御信号を出力する制御部である。また、２７は３相指令値Ｕ，Ｖ，Ｗを基にキャリア周波数ｆTを演算するキャリア周波数演算手段、２８はキャリア周波数演算手段２７から出力されたキャリア周波数ｆTの三角波信号を出力する三角波発生器である。
【００４８】
図６はこの発明の実施の形態２に係るＰＷＭインバータ制御装置の各種電圧波形を示す図で、（ａ）は３相指令値Ｕ，Ｖ，Ｗと三角波信号との関係を示す図、（ｂ）はＵ相のパルス波形、（ｃ）はＷ相のパルス波形、（ｄ）は電動機３５の端子Ｕ2，Ｗ2間の電圧波形である。図において、ｔ１、ｔ２は３相指令値Ｕ、Ｖ、Ｗのうち２相の指令値が同一電圧になる時点、ｔ３は三角波信号の底辺間時間である。
【００４９】
図５、図６により実施の形態２に係るＰＷＭインバータ制御装置における制御部２ｂの動作について説明する。ただし、３相指令値Ｕ、Ｖ、Ｗと三角波発生器２８から出力される三角波信号とを比較し、インバータ部３３のスイッチング素子４１〜４６をオン／オフ制御する制御信号を作成する処理は従来例と同様であり、その説明を省略する。
【００５０】
三角波信号の位相を、図６（ａ）のｔ１、ｔ２に示すように、３相指令値Ｕ、Ｗが振幅の最大側付近で同一電圧になる時点ｔ１には三角波信号の振幅の最小値となる（三角波信号の振幅の最大値が重ならない）ようにし、３相指令値Ｕ、Ｗが振幅の最小側付近で同一電圧になる時点ｔ２には三角波信号の振幅の最大値となる（三角波信号の振幅の最小値が重ならない）ようにする。３相指令値Ｕ、Ｖ、Ｗの内の２相が同一電圧になる時点に、三角波信号の底辺の中心が一致する状態にすることにより、４倍の高電圧となるサージ電圧Ｖsg1の原因となる幅の狭いパルスＰU1、ＰW1（図２（ｂ）、（ｃ））が発生しないようにする。
【００５１】
３相指令値Ｕ、Ｖ、Ｗの内の２相が同一電圧になる時点に、三角波信号の底辺の中心が一致する状態にするためには、三角波信号と３相指令値Ｕ、Ｖ、Ｗの周波数の関係は式１でなければならない。
ｆT ＝ （６Ｎ＋３）ｆ o ・・・・・（式１）
ここで、ｆTはキャリア周波数、Ｎは０又は正の整数、ｆoは出力周波数である。
【００５２】
一般のＰＷＭインバータ制御装置において、使用されているキャリア周波数ｆTは２〜１５ｋＨzであり、ｆT＝１５ｋＨzの周期は６６．７μsとなるので、三角波信号の底辺間時間ｔ３は６６．７μs以上となる。
一方、サージ電圧の振動は、図９に示すようにケーブル長３００ｍの場合は４０μs、また図１０に示すようにケーブル長１００ｍの場合は２０μsでほとんど減衰しているので、次のサージ電圧が発生するまでにこのサージ電圧は減衰していることになり、次のサージ電圧は２倍のサージ電圧を越えることはない。
最も高い周波数であるｆT＝１５ｋＨzにおいても、ＰＷＭインバータ制御装置で実用上使用する可能性のあるケーブル長５００ｍ以下ではサージ電圧の振動が減衰した後に次のサージ電圧が発生し、２倍のサージ電圧を越えることはないので、安心して使用できるＰＷＭインバータ制御装置を提供できる。
【００５３】
上述の実施の形態１では、図２（ａ）に示すように３相指令値の内２相の指令値電圧が一致した時で、三角波信号の頂点が重なる（ｔsg1）場合に、ｔsg1を中心としたパルス幅ＴXの区間はＵ相のパルスおよびＷ相のパルスの出力を停止することにより、４倍の高電圧となるサージ電圧Ｖsg1が発生しないようにしたものであるが、実施の形態２では、図６（ａ）に示すように３相指令値の内２相の指令値電圧が一致した時で、三角波信号の頂点が重ならない（ｔ１，ｔ２）ように、三角波信号の位相およびキャリア周波数を制御するようにしたものである。
【００５４】
実施の形態３．
図７はこの発明の実施の形態３に係るＰＷＭインバータ制御装置における出力周波数ｆoとキャリア周波数ｆTとの関係を示したものである。図において、ｆ１は３相指令値Ｕ、Ｖ、Ｗの電圧が三角波信号の最大値、最小値に達する出力周波数で、図では４０Ｈzの例を示した。また、ｆ２、ｆ３は式１の関係で制御されるキャリア周波数ｆTの直線である。
出力周波数が、３相指令値Ｕ、Ｖ、Ｗの電圧が三角波信号の最大値、最小値に達する出力周波数ｆ１以下の周波数においては３相指令値Ｕ、Ｖ、Ｗの電圧は最大値に達しない。すなわち、３相指令値Ｕ、Ｖ、Ｗの内の２相が同一電圧になる点は、最大値または最小値から離れているために、図２（ｂ）、（ｃ）に示すような幅の狭いパルスＰU1、ＰW1が発生することがなく、４倍のサージ電圧が出ることはない。
従って、出力周波数がｆ１以下（図７の斜線の部分）の場合は、キャリア周波数ｆTと出力周波数ｆoを図６（ａ）のように同期させることなく、任意のキャリア周波数で、従来のインバータのＰＷＭ変調と同じように制御すれば良い。
【００５５】
出力周波数が、３相指令値Ｕ、Ｖ、Ｗの電圧が三角波信号の最大値、最小値に達する周波数ｆ１を越える場合、図２（ｂ）、（ｃ）に示すような幅の狭いパルスＰU1、ＰW1が発生する可能性があり、式１の関係を保って同期させる制御を行う。
ｆ２は式１においてＮ＝４１に設定した時の出力周波数ｆoとキャリア周波数ｆTとの関係、ｆ３は式１においてＮ＝２０に設定した時の出力周波数ｆoとキャリア周波数ｆTとの関係であり、直線ｆ２で出力周波数ｆo＝６０Ｈzの時はキャリア周波数ｆT＝１４，７６３Ｈz、直線ｆ３で出力周波数ｆo＝１２０Ｈzの時はキャリア周波数ｆT＝１４，４０３Ｈzとする。
また、直線ｆ２で出力周波数ｆo＝６０Ｈzまで使用し、出力周波数ｆo＝６０Ｈzを越える時、直線ｆ３に切り換えて出力周波数ｆo＝１２０Ｈzまで使用するようにすることにより、出力周波数ｆo＝１２０Ｈzまでキャリア周波数ｆTを７〜１５kＨzの間で制御が可能になる。
【００５６】
ところで、上記説明では、Ｕ相，Ｗ相について述べたが、Ｕ相，Ｖ相またはＶ相，Ｗ相の場合も同様であり、その説明を省略する。
【００５７】
また、上記説明では、ハードウエアで構成した回路構成による例で説明したが、等価的にソフトウエアによる演算によっても実現が可能である。
【００５８】
また、上記説明ではＰＷＭ駆動装置としてＰＷＭインバータ制御装置の例で説明したが、電動機を可変速制御するサーボ制御装置などにも使用できる。
【００５９】
【発明の効果】
この発明は、以上説明したように構成されているので、以下に記載されるような効果を奏する。
【００６０】
この発明のＰＷＭ駆動装置は、スイッチング素子をブリッジ接続し、直流電力を可変周波数、可変電圧の交流電力に変換するインバータ部と、３相指令値と三角波信号との比較演算により、インバータ部のスイッチング素子をオン／オフ制御する制御信号を出力する制御部と、を有し、電動機を駆動制御するＰＷＭ駆動装置において、
制御部は、３相指令値の内２相の指令値が同一値になる時点を中心に、三角波信号の１周期以内である所定時間、同一値となった２相に該当するスイッチング素子の制御信号を停止するようにしたので、
運転中に大きさがスイッチング電圧の約４倍に相当するサージ電圧が発生しないＰＷＭ駆動装置を得ることができる。
【００６１】
また、制御部は、ＰＷＭ駆動装置と電動機とを接続するケーブルの長さを考慮した所定値を求め、３相指令値が最大値側にある場合は、三角波信号の最大値から所定値を減算して求めた第１の基準電圧と３相指令値と比較し、３相指令値が最小値側にある場合は、三角波信号の最小値から所定値を加算して求めた第２の基準電圧と３相指令値と比較することにより、スイッチング素子の制御信号を停止する時間を演算するようにしたので、
スイッチング素子の制御信号を停止する時間の変更が容易にできる。
【００６２】
また、この発明のＰＷＭ駆動装置は、スイッチング素子をブリッジ接続し、直流電力を可変周波数、可変電圧の交流電力に変換するインバータ部と、３相指令値と三角波信号との比較演算により、インバータ部のスイッチング素子をオン／オフ制御する制御信号を出力する制御部と、を有し、電動機を駆動制御するＰＷＭ駆動装置において、
制御部は、三角波信号の周波数を変更するとともに、３相指令値の内２相の指令値が振幅の最大側付近で同一値になる時点には三角波信号の振幅の最小値となるように、また３相指令値の内２相の指令値が振幅の最小側付近で同一電圧になる時点には三角波信号の振幅の最大値となるように、三角波信号の位相を制御するようにしたので、運転中に大きさがスイッチング電圧の約４倍に相当するサージ電圧が発生しないＰＷＭ駆動装置を得ることができる。
【００６３】
さらに、制御部は、三角波信号の周波数をｆT 、出力周波数をｆo とした場合、下式により三角波信号の周波数を変更するようにしたので、三角波信号の周波数の所定の範囲内で、３相指令値の内２相の指令値が振幅の最大側付近で同一値になる時点には三角波信号の振幅の最小値となり、また３相指令値の内２相の指令値が振幅の最小側付近で同一電圧になる時点には三角波信号の振幅の最大値となる三角波信号を容易に得ることができる。
ｆT ＝ （６Ｎ＋３）ｆ o （ただし、Ｎは０又は正の整数）
【００６４】
さらにまた、制御部は、出力周波数が、３相指令値の電圧が三角波信号の最大値または最小値に達する周波数以上となる場合に、下式により三角波信号の周波数を変更するようにしたので、効率のよい制御ができる。
ｆT ＝ （６Ｎ＋３）ｆ o （ただし、Ｎは０又は正の整数）
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の実施の形態１に係るＰＷＭ駆動装置としてのＰＷＭインバータ制御装置の構成を示す図である。
【図２】 この発明の実施の形態１に係るＰＷＭインバータ制御装置の各種電圧波形を示す図である。
【図３】 この発明の実施の形態１に係るインバータ制御装置の運転中における各種電圧波形を示す図で、電圧パルスの出力を停止する区間であるパルス幅ＴX と他の電圧波形との関係を示すものである。
【図４】 この発明の実施の形態１に係るＰＷＭインバータ制御装置において、３相指令値の内２相の指令値電圧が一致した時で、かつ三角波信号の頂点が重なった時ｔsg1に、パルス幅ＴX の区間だけ出力を停止する補正処理を実行した場合の各種電圧波形を示す図である。
【図５】 この発明の実施の形態２に係るＰＷＭインバータ制御装置としてのＰＷＭインバータ制御装置の構成を示す図である。
【図６】 この発明の実施の形態２に係るＰＷＭインバータ制御装置の各種電圧波形を示す図である。
【図７】 この発明の実施の形態３に係るＰＷＭインバータ制御装置における出力周波数ｆoとキャリア周波数ｆTとの関係を示したものである。
【図８】 従来のインバータ制御装置による電動機駆動システムの構成を示す図である。
【図９】 従来のインバータ制御装置による電動機駆動システムにおいて、長さ３００ｍのケーブル３５を使用した時のインバータ制御装置３０および電動機３６の端子電圧波形を示す図である。
【図１０】 従来のインバータ制御装置による電動機駆動システムにおいて、長さ１００ｍのケーブル３５を使用した時のインバータ制御装置３０および電動機３６の端子電圧波形を示す図である。
【図１１】 従来のインバータ制御装置による電動機駆動システムにおいて、インバータ制御装置の運転時におけるインバータ制御装置３０および電動機３６の端子電圧波形を示す図である。
【図１２】 従来のインバータ制御装置の各種電圧波形を示す図である。
【図１３】 従来のインバータ制御装置の運転中におけるインバータ制御装置３０および電動機３６の各種電圧波形を示す図である。
【符号の説明】
１ａ、１ｂ ＰＷＭインバータ制御装置、 ２ａ、２ｂ 制御部、 ４〜６ 比較器、 ７〜９ 比較器、 １１〜１６ ＮＡＮＤ回路、 ２１、２３、２５ＡＮＤ回路、２２、２４、２６ ＮＡＮＤ回路、 ２７ キャリア周波数演算手段、 ２８ 三角波発生器、 ３０ インバータ制御装置、 ３１ コンバータ部、 ３２ コンデンサ、 ３３ インバータ部、 ３４ 制御部、 ３５ ケーブル、 ３６ 電動機、 ５１ 三角波発生器、 ５２，５３，５４ 比較器、 ５５，５６，５７ ＮＯＴ回路。
【発明の属する技術分野】
この発明は、電動機を駆動制御するＰＷＭ駆動装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
【０００３】
インバータ制御装置によって生成されたサージ電圧がケーブル中を伝播し、機器とインバータ制御装置との間で反射を繰返しながら過電圧を発生させること、およびサージ電圧が機器内部を伝播する時に不平衡な電位分布を持ちコイル間やコイル内の各ターン間で過大な電位差が生じる可能性があることが知られている（電気学会技術報告第７３９号（ＩＳＳＮ０９１９−９１９）「インバータサージの絶縁システムへの影響」１９９９年８月、１２頁〜２０頁に記載）。
【０００４】
図８は従来のインバータ制御装置による電動機駆動システムの構成を示す図である。図において、３０はインバータ制御装置、３１はコンバータ部、３２はコンデンサ、３３はスイッチング素子４１〜４６をブリッジ接続したインバータ部、３４はインバータ部３３のスイッチング素子４１〜４６をオン／オフする制御信号を出力する制御部である。また、３５はＵ相，Ｖ相，Ｗ相の電線３本またはアース線を含む４本を同一の絶縁物で束ねたもので、インバータ制御装置３０と電動機３６とを接続するケーブルである。また、５１は三角波信号を出力する三角波発生器、５２，５３，５４は各々３相指令値Ｕ，Ｖ，Ｗと三角波信号とを比較する比較器、５５，５６，５７は極性を反転させるＮＯＴ回路である。
【０００５】
従来のインバータ制御装置３０の動作について説明する。
コンバータ部３１は交流電力（Ｒ，Ｓ，Ｔ）を直流電力に変換し、変換した直流電力をコンデンサ３２にて平滑して、直流中間回路電圧となる直流電圧ＶBを得る。
また、制御部３４は、三角波発生器５１から出力される三角波信号と３相指令値Ｕ，Ｖ，Ｗとを比較して、インバータ部３３のスイッチング素子４１〜４６をオン／オフする制御信号を出力する。３相指令値Ｕ，Ｖ，Ｗと比較する三角波信号の周波数（以後、キャリア周波数と記す）ｆTは、３相指令値Ｕ，Ｖ，Ｗの周波数に比べてはるかに高い周波数であり、例えば、出力周波数ｆoが０〜５０Ｈzまたは０〜６０Ｈzの場合、キャリア周波数ｆTは２〜１５kＨzを使用している。
インバータ部３３は、制御部３４から出力される制御信号に基づきスイッチング素子４１〜４６をオン／オフ制御することにより、直流電圧ＶBから３相交流電圧を作成する。
インバータ制御装置３０は、インバータ部３３で変換した３相交流電圧を端子Ｕ1，Ｖ1，Ｗ1から出力し、ケーブル３５を経由して電動機３６の端子Ｕ2，Ｖ2，Ｗ2に供給し、電動機３６を駆動制御する。
【０００６】
また、ケーブル３５の長さは、配線距離（電動機３６とインバータ制御装置３０の設置位置）によって異なり、数ｍから数百ｍにもなる。また、ケーブル３５は各線間が近接した状態であり、かつ長さがあるため、分布常数線路として作用し、その特性インピーダンスは一般に約５０Ω程度である。
一方、電動機３６の端子Ｕ2，Ｖ2，Ｗ2間のインダクタンスは１ｍＨ〜数ｍＨであり、高い周波数においては非常に高い値のインピーダンスとなる。
【０００７】
すなわち、従来のインバータ制御装置による電動機駆動システムは、インバータ制御装置３０の出力に分布常数線路として作用するケーブル３５を接続し、負荷として高周波においてインピーダンスの高い電動機３６を接続したものである。
【０００８】
図９は従来のインバータ制御装置による電動機駆動システムにおいて、長さ３００ｍのケーブル３５を使用した時のインバータ制御装置３０および電動機３６の端子電圧波形を示す図で、（ａ）は電動機３６の端子Ｕ2，Ｗ2間の電圧波形、（ｂ）はインバータ制御装置３０の出力端子Ｕ1，Ｗ1間の電圧波形である。図において、Ｔdはケーブルの伝送時間、Ｖsg11はサージ電圧のピーク値である。
【０００９】
インバータ制御装置３０から出力される交流電圧は、約３００Ｖの直流電圧からインバータ部３３のスイッチング素子４１〜４６をオン／オフ制御することにより作成される。
インバータ部３３に使用するスイッチング素子４１〜４６は、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等の高速スイッチング素子であり、立ち上がり、立ち下がりは非常に速いため、インバータ制御装置３０の端子Ｕ1，Ｗ1間の電圧波形は図９（ｂ）に示すような波形となる。
また、電動機３６の端子Ｕ2，Ｗ2間の電圧波形は図９（ａ）に示すように、インバータ制御装置３０の端子Ｕ1，Ｗ1間の電圧波形の電圧の立ち上がり（図９（ｂ））に対し、ケーブルの伝送時間Ｔd（約１．８μs）遅れて立ち上がり、ピークの電圧が約５８０Ｖとスイッチング電圧（Ｕ1，Ｗ1間の電圧）の約２倍弱となるサージ電圧Ｖsg11が発生する。
電動機３６の端子Ｕ2，Ｗ2間の電圧波形は、サージ電圧Ｖsg11から数回の減衰振動を経て、インバータ制御装置３０の出力電圧に収束する電圧波形となる。この時のサージ電圧の周波数は約１１６kＨzである。
【００１０】
図１０は従来のインバータ制御装置による電動機駆動システムにおいて、長さ１００ｍのケーブル３５を使用した時のインバータ制御装置３０および電動機３６の端子電圧波形を示す図で、（ａ）は電動機３６の端子Ｕ2，Ｗ2間の電圧波形、（ｂ）はインバータ制御装置３０の端子Ｕ1，Ｗ1間の電圧波形である。図において、Ｔdはケーブルの伝送時間、Ｖsg12はサージ電圧のピーク値である。
【００１１】
また、長さ１００ｍのケーブル３５を使用した時の電動機３６の端子Ｕ2，Ｗ2間の電圧波形は、図１０（ａ）に示すように、インバータ制御装置３０の端子Ｕ1，Ｗ1間の電圧波形の電圧の立ち上がり（図１０（ｂ））に対し、ケーブルの伝送時間Ｔd（約０．６μs）遅れて立ち上がり、ピークの電圧が約５９０Ｖとスイッチング電圧（Ｕ1，Ｗ1間の電圧）の約２倍弱となるサージ電圧Ｖsg12が発生する。この時のサージ電圧の周波数は約３３０kＨzである。
【００１２】
図９と図１０とを比較すると、使用するケーブル３５のケーブル長が短い方が、サージ電圧が若干高く、減衰する度合いが少ない。これは、サージ電圧の減衰は、主としてインバータ制御装置３０の出力インピーダンスと電動機３６のインピーダンスによるが、ケーブル３５が長いと、ケーブルの伝送損失が増加するためと考えられる。ケーブルの種類も各種あるが、一般に使用されるビニール被覆の絶縁電線はほぼ同様の伝送損失がある。
【００１３】
図１１は従来のインバータ制御装置による電動機駆動システムにおいて、インバータ制御装置の運転時におけるインバータ制御装置３０および電動機３６の端子電圧波形を示す図で、（ａ）は電動機３６の端子Ｕ2，Ｗ2間の電圧波形、（ｂ）はインバータ制御装置３０の端子Ｕ1，Ｗ1間の電圧波形である。図において、Ｖsg13はサージ電圧のピーク値である。
また、図１２は従来のインバータ制御装置の各種電圧波形を示す図で、（ａ）はインバータ制御装置３０の端子Ｕ1，Ｗ1間の電圧波形、（ｂ）はインバータ制御装置３０の端子Ｕ1，Ｗ1間の電圧をＰＷＭ変調した正弦波と同等の波形、（ｃ）は３相指令値である。図において、ｔsg13は線間電圧の極性が切り換わる時点である。
【００１４】
図１３は従来のインバータ制御装置の運転中におけるインバータ制御装置３０および電動機３６の各種電圧波形を示す図で、（ａ）は電動機３５の端子Ｕ2，Ｗ2間の電圧波形、（ｂ）はインバータ制御装置３０の端子Ｕ1，Ｗ1間の電圧波形、（ｃ）はインバータ制御装置３０のＵ相出力電圧波形、（ｄ）はインバータ制御装置３０のＶ相出力電圧波形、（ｅ）はインバータ制御装置３０のＷ相出力電圧波形である。図において、ｔsg13は線間電圧の極性が切り換わる時点、Ｖsg13はサージ電圧のピーク値である。
【００１５】
図１１〜図１３により、インバータ制御装置３０の運転中において、線間電圧の極性が切り換わる時、例えばインバータ出力Ｕ1が所定時間立ち上がった直後にインバータ出力Ｗ1が所定時間立ち上がった時（図１１（ｂ））に発生するサージ電圧Ｖsg13について説明する。
【００１６】
インバータ制御装置３０が、図１２（ｃ）に示す３相指令値で運転している時、Ｕ1，Ｗ1間電圧は図１２（ｂ）の波形で示され、インバータ制御装置３０の端子Ｕ1，Ｗ1間からは図１２（ａ）に示す波形の電圧が出力される。図１２（ａ）におけるｔsg13が、線間電圧の極性が切り換わる時点である。
【００１７】
インバータ制御装置の運転中、線間電圧の極性が切り換わる時点ｔsg13（図１３（ｂ）、図１２（ａ）のｔsg13に相当）において、電動機３５の端子Ｕ2，Ｗ2間には、ピークの電圧が約９６０Ｖのサージ電圧Ｖsg13が発生する（図１３（ａ））。
サージ電圧Ｖsg13は、線間電圧の極性が切り換わりとサージ電圧の振動の位相とが重なった時に発生する。図１３（ｃ）、図１３（ｄ）、図１３（ｅ）に示すように、ｔsg13においては、Ｕ1相パルスの直後、Ｗ1相パルスが発生しており、この時にはＶ1相は変化していない。
【００１８】
図１３（ａ）におけるＶsg13以外のサージ電圧は、上述のサージ電圧Ｖsg11（図９）、サージ電圧Ｖsg12（図１０）と同等のものであり、ピークの電圧が約６００Ｖ以下のサージ電圧である。
サージ電圧Ｖsg13の発生は、上述のサージ電圧Ｖsg11（図９）、サージ電圧Ｖsg12（図１０）の発生より頻度が少ないが、図１２（ａ）および図１１（ａ）に示すように約１０００Ｖという高い電圧となる。
【００１９】
図１１〜図１３に示したサージ電圧Ｖsg13は、理論的にはインバータ制御装置３０のスイッチング電圧（図１１（ｂ）に示したＵ1，Ｗ1間の電圧、３２８Ｖ，３３６Ｖ）の４倍の１２００Ｖ程度になるが、サージ電圧の振動の減衰により１０００Ｖ程度の電圧となる。電動機３６の巻線の耐絶縁電圧は、短時間においてはこの程度の電圧には耐えるように選定されてはいるが、継続してこのような電圧が加えられると劣化が進み、寿命が短くなる可能性がある。
【００２０】
さらに、４００Ｖ系のインバータ制御装置３０においては、直流電圧ＶBは６００Ｖになり、同様な電圧が発生すると、２０００Ｖものサージ電圧がモータ端子間に発生することになり、このような高い電圧に耐える絶縁被覆を有する電線を使用して電動機３６を構成すると、電動機のコストが高くなる。また、絶縁被覆の表面にコロナ放電が発生し、絶縁被覆の劣化を生じ、寿命が短くなる。
【００２１】
上述のように、図９、図１０に示したようなスイッチング電圧の２倍のサージ電圧Ｖsg11、Ｖsg12が発生することには電動機３６の絶縁は耐えることができるが、図１１〜図１３に示したようなスイッチング電圧の４倍のサージ電圧Ｖsg13が発生すると、絶縁劣化等の問題が発生する。図１３（ａ）に示すように、Ｖsg13以外のサージ電圧は２倍のサージ電圧以下であり、スイッチング電圧の４倍のサージ電圧Ｖsg13を取り除けば電動機３６の絶縁対策として有効である。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】
上記のような従来のインバータ制御装置では、図１１〜図１３に示したように、線間電圧の極性の切り換え時に、大きさがスイッチング電圧の約４倍に相当する高いサージ電圧Ｖsg13が発生することがあり、モータの絶縁を劣化させるという問題点があった。
【００２３】
この発明は上述のような課題を解決するためになされたもので、運転中に大きさがスイッチング電圧の約４倍に相当するサージ電圧が発生しないＰＷＭ駆動装置を得ることを目的とする。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
この発明のＰＷＭ駆動装置は、スイッチング素子をブリッジ接続し、直流電力を可変周波数、可変電圧の交流電力に変換するインバータ部と、３相指令値と三角波信号との比較演算により、前記インバータ部のスイッチング素子をオン／オフ制御する制御信号を出力する制御部と、を有し、電動機を駆動制御するＰＷＭ駆動装置において、
前記制御部は、前記３相指令値の内２相の指令値が同一値になる時点を中心に、前記三角波信号の１周期以内である所定時間、前記同一値となった２相に該当する前記スイッチング素子の制御信号を停止するようにしたものである。
【００２５】
また、制御部は、前記ＰＷＭ駆動装置と前記電動機とを接続するケーブルの長さを考慮した所定値を求め、前記３相指令値が最大値側にある場合は、前記三角波信号の最大値から前記所定値を減算して求めた第１の基準電圧と前記３相指令値と比較し、前記３相指令値が最小値側にある場合は、前記三角波信号の最小値から前記所定値を加算して求めた第２の基準電圧と前記３相指令値と比較することにより、前記スイッチング素子の制御信号を停止する時間を演算するようにしたものである。
【００２６】
また、この発明のＰＷＭ駆動装置は、スイッチング素子をブリッジ接続し、直流電力を可変周波数、可変電圧の交流電力に変換するインバータ部と、３相指令値と三角波信号との比較演算により、前記インバータ部のスイッチング素子をオン／オフ制御する制御信号を出力する制御部と、を有し、電動機を駆動制御するＰＷＭ駆動装置において、
前記制御部は、前記三角波信号の周波数を変更するとともに、前記３相指令値の内２相の指令値が振幅の最大側付近で同一値になる時点には前記三角波信号の振幅の最小値となるように、また前記３相指令値の内２相の指令値が振幅の最小側付近で同一電圧になる時点には前記三角波信号の振幅の最大値となるように、前記三角波信号の位相を制御するようにしたものである。
【００２７】
さらに、制御部は、前記三角波信号の周波数をｆT 、出力周波数をｆo とした場合、下式により前記三角波信号の周波数を変更するようにしたものである。
ｆT ＝ （６Ｎ＋３）ｆ o （ただし、Ｎは０又は正の整数）
【００２８】
さらにまた、制御部は、出力周波数が、前記３相指令値の電圧が前記三角波信号の最大値または最小値に達する周波数以上となる場合に、前記三角波信号の周波数を変更するようにしたものである。
【００２９】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１に係るＰＷＭ駆動装置としてのＰＷＭインバータ制御装置の構成を示す図である。図において、３１〜３３、３５、３６、４１〜４６、５１〜５４は、図８と同様であり、その説明を省略する。
また、１ａはＰＷＭ駆動装置としてのＰＷＭインバータ制御装置、２ａはインバータ部３３のスイッチング素子４１〜４６をオン／オフする制御信号を出力する制御部である。
また、４〜６は３相指令値Ｕ、Ｖ、Ｗと後述の第１の基準電圧ＶHとを比較し、電圧が同一になる相との積により最大値側のパルス幅ＴXのパルスを出力する比較器、７〜９は３相指令値Ｕ、Ｖ、Ｗと後述の第２の基準電圧ＶLとを比較し、電圧が同一になる相との積により最小値側のパルス幅ＴXのパルスを出力する比較器である。
【００３０】
また、１１〜１６は３相指令値Ｕ、Ｖ、Ｗの正側、負側の各２相（例えば、Ｕ相正側とＶ相正側、Ｖ相正側とＷ相正側、Ｗ相正側とＵ相正側、Ｕ相負側とＶ相負側、Ｖ相負側とＷ相負側、Ｗ相負側とＵ相負側）において、同時にパルス幅ＴXのパルスを出力する場合に、０を出力するＮＡＮＤ回路である。
また、２１、２３、２５は同時にパルス幅ＴXのパルスを出力しているかを判断するＮＡＮＤ回路１１、１３、１５の出力により、比較器５２〜５４の出力を停止するか否かの判断をするＡＮＤ回路である。
また、２２、２４、２６は同時にパルス幅ＴXのパルスを出力しているかを判断するＮＡＮＤ回路１２、１４、１６の出力により、比較器５２〜５４の出力を停止するか否かの判断をするＮＡＮＤ回路である。
【００３１】
図２はこの発明の実施の形態１に係るＰＷＭインバータ制御装置の各種電圧波形を示す図で、（ａ）は３相指令値Ｕ，Ｖ，Ｗと三角波信号との関係を示す図、（ｂ）はＵ相のパルス波形、（ｃ）はＷ相のパルス波形、（ｄ）は電動機３６の端子Ｕ2，Ｗ2間の電圧波形、（ｅ）はパルス幅ＴXのパルス波形、（ｆ）は電動機３６の端子Ｕ2，Ｗ2間の電圧波形である。図において、ＶHはパルス幅ＴXを求める第１の基準電圧、ＶLはパルス幅ＴXを求める第２の基準電圧、Ｖaは第１の基準電圧ＶH、第２の基準電圧ＶLを求める設定値、ｔsg1は４Ｅのサージ電圧Ｖsg1が発生する時点である。また、ＰU1はＵ相のパルス、ＰW1はＷ相のパルス、Ｅはスイッチング電圧、Ｖsg1はピーク値が４Ｅとなるサージ電圧である。
【００３２】
図２（ａ）のｔsg1に示すように、３相指令値の内２相の指令値電圧が一致した時（図ではＵ相、Ｗ相）において、三角波信号の頂点が重なった場合、図２（ｂ）、（ｃ）に示すＰU1 、ＰW1 といったような幅の狭いパルスが出力される。この幅の狭いパルスＰU1 、ＰW1 が発生すると、図２（ｄ）に示すように、電動機３６の端子Ｕ2，Ｗ2間では、正のパルスに引き続いて負のパルスが出力され、４倍の高電圧となるサージ電圧Ｖsg1が発生する。ただし、この幅の狭いパルスＰU1 、ＰW1 の発生時であるｔsg1において、４倍の高電圧となるサージ電圧Ｖsg1が発生する以外は、２倍程度のサージ電圧である。
【００３３】
３相指令値の内２相の指令値電圧が一致した時において、三角波信号の頂点が重なった場合ｔsg1（図２（ａ））に、図２（ｄ）に示す４倍の高電圧となるサージ電圧Ｖsg1が発生する原因となる幅の狭いパルスＰU1、ＰW1が発生する期間（図２（ｂ）、（ｃ））を含むパルス幅ＴX（図２（ｅ））だけ出力を停止することにより、図２（ｆ）に示すような４倍の高電圧となるサージ電圧Ｖsg1を含まない電圧波形を得る。ただし、パルス幅ＴXは、３相指令値の電圧が一致した時点ｔsg1を中心として、ケーブルの伝送時間の１０倍以上の値で、三角波信号の１周期以内の値とする。
【００３４】
比較器４〜６の基準値である第１の基準電圧ＶH、第２の基準電圧ＶLを算出するために設定値Ｖaを、出力を停止するパルス幅ＴX（図２（ｅ））を考慮して、図２（ａ）に示すように設定する。第１の基準電圧ＶHは三角波信号のピーク電圧の最大値より設定値Ｖa低い値とし、第２の基準電圧ＶLは三角波信号のピーク電圧の最小値より設定値Ｖa高い値となる。
【００３５】
図１、図２により、実施の形態１に係るＰＷＭインバータ制御装置１ａにおける制御部２ａの動作について説明する。
【００３６】
比較器５２〜５４では、従来同様、３相指令値Ｕ、Ｖ、Ｗと三角波発生器５１から出力される三角波信号とを比較し、インバータ部３３のスイッチング素子４１〜４６をオン／オフ制御する制御信号を作成する。
ただし、３相指令値の内２相の指令値電圧が一致した時（図ではＵ相、Ｗ相）において、三角波信号の頂点が重なった場合、図２（ｂ）、（ｃ）に示すＰU1、ＰW1といったような幅の狭いパルスが出力されないようにするために、実施の形態１に係るＰＷＭインバータ制御装置においては、比較器４〜９、ＮＡＮＤ回路１１〜１６、ＡＮＤ回路２１、２３、２５およびＮＡＮＤ回路２２、２４、２６により、同時にパルス幅ＴXのパルスを出力する場合には、比較器５２〜５４の出力を停止する。
【００３７】
比較器４〜６で、３相指令値Ｕ、Ｖ、Ｗと第１の基準電圧ＶHとを比較し、電圧が同一になる相との積により最大値側のパルス幅ＴXのパルスを出力する。また、比較器７〜９で、３相指令値Ｕ、Ｖ、Ｗと後述の第２の基準電圧ＶLとを比較し、電圧が同一になる相との積により最小値側のパルス幅ＴXのパルスを出力する。
【００３８】
続いて、ＮＡＮＤ回路１１は比較器４の出力と比較器６の出力とからＵ相正側、Ｗ相正側が同時に第１の基準電圧ＶH以上（パルス幅ＴXのパルス出力が必要となる）の場合に０を出力し、ＮＡＮＤ回路１２は比較器７の出力と比較器９の出力とからＵ相負側、Ｗ相負側が同時に第２の基準電圧ＶL以下（パルス幅ＴXのパルス出力が必要となる）の場合に０を出力する。また、ＮＡＮＤ回路１３は比較器４の出力と比較器５の出力とからＵ相正側、Ｖ相正側が同時に第１の基準電圧ＶH以上の場合に０を出力し、ＮＡＮＤ回路１４は比較器８の出力と比較器７の出力とからＵ相負側、Ｖ相負側が同時に第２の基準電圧ＶL以下の場合に０を出力する。また、ＮＡＮＤ回路１５は比較器６の出力と比較器５の出力とからＷ相正側、Ｖ相正側が同時に第１の基準電圧ＶH以上の場合に０を出力し、ＮＡＮＤ回路１６は比較器９の出力と比較器５の出力とからＷ相負側、Ｖ相負側が同時に第２の基準電圧ＶL以下の場合に０を出力する。
【００３９】
続いて、ＡＮＤ回路２１は、ＮＡＮＤ回路１１でＵ相正側、Ｗ相正側が同時に第１の基準電圧ＶH以上の場合、またはＮＡＮＤ回路１３でＵ相正側、Ｖ相正側が同時に第１の基準電圧ＶH以上の場合には、比較器５２からの制御信号がオンの指令であっても、スイッチング素子４１をオフの指令とする。
また、ＡＮＤ回路２３は、ＮＡＮＤ回路１３でＵ相正側、Ｖ相正側が同時に第１の基準電圧ＶH以上の場合、またはＮＡＮＤ回路１５でＷ相正側、Ｖ相正側が同時に第１の基準電圧ＶH以上の場合には、比較器５３からの制御信号がオンの指令であっても、スイッチング素子４３をオフの指令とする。
また、ＡＮＤ回路２５は、ＮＡＮＤ回路１１でＵ相正側、Ｗ相正側が同時に第１の基準電圧ＶH以上の場合、またはＮＡＮＤ回路１５でＷ相正側、Ｖ相正側が同時に第１の基準電圧ＶH以上の場合には、比較器５４からの制御信号がオンの指令であっても、スイッチング素子４５をオフの指令とする。
また、ＮＡＮＤ回路２２は、ＮＡＮＤ回路１２でＵ相負側、Ｗ相負側が同時に第２の基準電圧ＶL以下の場合、またはＮＡＮＤ回路１４でＵ相負側、Ｖ相負側が同時に第２の基準電圧ＶL以下の場合には、比較器５４からの制御信号がオンの指令であっても、スイッチング素子４２をオフの指令とする。
また、ＮＡＮＤ回路２４は、ＮＡＮＤ回路１４でＵ相負側、Ｖ相負側が同時に第２の基準電圧ＶL以下の場合、またはＮＡＮＤ回路１６でＷ相負側、Ｖ相負側が同時に第２の基準電圧ＶL以下の場合には、比較器５３からの制御信号がオンの指令であっても、スイッチング素子４４をオフの指令とする。
また、ＮＡＮＤ回路２６は、ＮＡＮＤ回路１２でＵ相負側、Ｗ相負側が同時に第２の基準電圧ＶL以下の場合、またはＮＡＮＤ回路１６でＷ相負側、Ｖ相負側が同時に第２の基準電圧ＶL以下の場合には、比較器５４からの制御信号がオンの指令であっても、スイッチング素子４６をオフの指令とする。
【００４０】
上述のように、図２（ｅ）に示すパルス幅ＴXのパルスにより、図２（ｂ）、（ｃ）に示した幅の狭いパルスＰU1、ＰW1を消去することにより、電動機３６の端子Ｕ2，Ｗ2間の電圧波形は図２（ｆ）に示すようになる。
４倍の高電圧となるサージ電圧Ｖsg1が発生する原因となるパルスＰU1、ＰW1はパルス幅が狭いこと、またパルスＰU1の電圧の極性とパルスＰW1の電圧の極性とは逆であり、お互いに相殺して０になること、さらに、ｔsg1は出力電圧がゼロの部分であることから、パルスＰU1、ＰW1の出力を停止することによる出力電圧の影響はほとんど無い。
【００４１】
実施の形態１に係るＰＷＭインバータ制御装置においては、３相指令値が同一の電圧になる相のスイッチングパルスをパルス幅ＴXの間停止するので、スイッチング電圧の約４倍の大きさとなるサージ電圧が発生することを防止することができる。
【００４２】
図３はこの発明の実施の形態１に係るインバータ制御装置の運転中における各種電圧波形を示す図で、電圧パルスの出力を停止する区間であるパルス幅ＴXと他の電圧波形との関係を示すものである。図において、（ａ）は電動機３５の端子Ｕ2，Ｗ2間の電圧波形、（ｂ）はインバータ制御装置１ａの端子Ｕ1，Ｗ1間の電圧波形である。
【００４３】
３相指令値の内２相の指令値電圧が一致した時において、三角波信号の頂点が重なった場合に発生する４倍の高電圧となるサージ電圧Ｖsg1は、ケーブルの伝送時間の１０倍くらいでもかなり減衰しているが、サージ電圧がほぼ０に減衰する振動回数は数回であり、ケーブルの伝送時間の２０倍程度に相当する。ただし、損失の少ないケーブルではケーブルの伝送時間の３０倍くらい必要なものもある。ケーブルの伝送時間は、図９のケーブル長３００ｍではＴd＝１．８μs、また図１０のケーブル長１００ｍではＴd＝０．６μsである。
３相指令値の内２相の指令値が同一値になる時点を中心に、同一値となった２相に該当するスイッチング素子の制御信号を停止する区間であるパルス幅ＴXは、三角波信号の１周期以内とし、かつ、４倍の高電圧となるサージ電圧Ｖsg1が減衰する時間が必要となる。サージ電圧が減衰する時間は、長さ１００ｍのケーブルの場合では１８μs程度、また長さ３００ｍのケーブルの場合では４０μs程度であることから、パルス幅ＴXを８０μsとすれば、長さ１００ｍ〜３００ｍのケーブルの場合に対応できる。
【００４４】
図４はこの発明の実施の形態１に係るＰＷＭインバータ制御装置において、３相指令値の内２相の指令値電圧が一致した時で、かつ三角波信号の頂点が重なった時ｔsg1に、パルス幅ＴXの区間だけ出力を停止する補正処理を実行した場合の各種電圧波形を示す図で、（ａ）はインバータ制御装置１ａの出力端子Ｕ1，Ｗ1間の電圧波形、（ｂ）は上記の出力電圧波形（ａ）のキャリア成分を取り除いた出力電圧の基本波成分、（ｃ）はＵ、Ｖ、Ｗ各相の３相指令値である。
【００４５】
また、従来例である図１２においては、線間電圧の極性が変わる時点における他の１相の電圧指令値は最大値、最小値であったが、実施の形態１では図４（ｃ）のＣ１０、Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ２１、Ｃ２２、Ｃ３１、Ｃ３２に示すように、線間電圧の極性が変わる時点における他の１相の電圧指令値を、最大値、最小値から離れた値としたため、図２（ｂ）、（ｃ）に示した幅の狭いパルスＰU1、ＰW1が出力されることは少なくなる。
【００４６】
実施の形態１においては、３相指令値の内２相の指令値電圧が一致した時で、かつ三角波信号の頂点が重なった時ｔsg1に、ｔsg1を中心としたパルス幅ＴXの区間はＵ相のパルスおよびＷ相のパルスの出力を停止することにより、４倍の高電圧となるサージ電圧Ｖsg1が発生しないようにしたものである。
【００４７】
実施の形態２．
図５はこの発明の実施の形態２に係るＰＷＭインバータ制御装置としてのＰＷＭインバータ制御装置の構成を示す図である。図において、４〜９、１１〜１６、２１〜２６、３１〜３３、３５、３６、４１〜４６、５２〜５４は、図１と同様であり、その説明を省略する。
また、１ｂはＰＷＭ駆動装置としてのＰＷＭインバータ制御装置、２ｂはインバータ部３３のスイッチング素子４１〜４６をオン／オフする制御信号を出力する制御部である。また、２７は３相指令値Ｕ，Ｖ，Ｗを基にキャリア周波数ｆTを演算するキャリア周波数演算手段、２８はキャリア周波数演算手段２７から出力されたキャリア周波数ｆTの三角波信号を出力する三角波発生器である。
【００４８】
図６はこの発明の実施の形態２に係るＰＷＭインバータ制御装置の各種電圧波形を示す図で、（ａ）は３相指令値Ｕ，Ｖ，Ｗと三角波信号との関係を示す図、（ｂ）はＵ相のパルス波形、（ｃ）はＷ相のパルス波形、（ｄ）は電動機３５の端子Ｕ2，Ｗ2間の電圧波形である。図において、ｔ１、ｔ２は３相指令値Ｕ、Ｖ、Ｗのうち２相の指令値が同一電圧になる時点、ｔ３は三角波信号の底辺間時間である。
【００４９】
図５、図６により実施の形態２に係るＰＷＭインバータ制御装置における制御部２ｂの動作について説明する。ただし、３相指令値Ｕ、Ｖ、Ｗと三角波発生器２８から出力される三角波信号とを比較し、インバータ部３３のスイッチング素子４１〜４６をオン／オフ制御する制御信号を作成する処理は従来例と同様であり、その説明を省略する。
【００５０】
三角波信号の位相を、図６（ａ）のｔ１、ｔ２に示すように、３相指令値Ｕ、Ｗが振幅の最大側付近で同一電圧になる時点ｔ１には三角波信号の振幅の最小値となる（三角波信号の振幅の最大値が重ならない）ようにし、３相指令値Ｕ、Ｗが振幅の最小側付近で同一電圧になる時点ｔ２には三角波信号の振幅の最大値となる（三角波信号の振幅の最小値が重ならない）ようにする。３相指令値Ｕ、Ｖ、Ｗの内の２相が同一電圧になる時点に、三角波信号の底辺の中心が一致する状態にすることにより、４倍の高電圧となるサージ電圧Ｖsg1の原因となる幅の狭いパルスＰU1、ＰW1（図２（ｂ）、（ｃ））が発生しないようにする。
【００５１】
３相指令値Ｕ、Ｖ、Ｗの内の２相が同一電圧になる時点に、三角波信号の底辺の中心が一致する状態にするためには、三角波信号と３相指令値Ｕ、Ｖ、Ｗの周波数の関係は式１でなければならない。
ｆT ＝ （６Ｎ＋３）ｆ o ・・・・・（式１）
ここで、ｆTはキャリア周波数、Ｎは０又は正の整数、ｆoは出力周波数である。
【００５２】
一般のＰＷＭインバータ制御装置において、使用されているキャリア周波数ｆTは２〜１５ｋＨzであり、ｆT＝１５ｋＨzの周期は６６．７μsとなるので、三角波信号の底辺間時間ｔ３は６６．７μs以上となる。
一方、サージ電圧の振動は、図９に示すようにケーブル長３００ｍの場合は４０μs、また図１０に示すようにケーブル長１００ｍの場合は２０μsでほとんど減衰しているので、次のサージ電圧が発生するまでにこのサージ電圧は減衰していることになり、次のサージ電圧は２倍のサージ電圧を越えることはない。
最も高い周波数であるｆT＝１５ｋＨzにおいても、ＰＷＭインバータ制御装置で実用上使用する可能性のあるケーブル長５００ｍ以下ではサージ電圧の振動が減衰した後に次のサージ電圧が発生し、２倍のサージ電圧を越えることはないので、安心して使用できるＰＷＭインバータ制御装置を提供できる。
【００５３】
上述の実施の形態１では、図２（ａ）に示すように３相指令値の内２相の指令値電圧が一致した時で、三角波信号の頂点が重なる（ｔsg1）場合に、ｔsg1を中心としたパルス幅ＴXの区間はＵ相のパルスおよびＷ相のパルスの出力を停止することにより、４倍の高電圧となるサージ電圧Ｖsg1が発生しないようにしたものであるが、実施の形態２では、図６（ａ）に示すように３相指令値の内２相の指令値電圧が一致した時で、三角波信号の頂点が重ならない（ｔ１，ｔ２）ように、三角波信号の位相およびキャリア周波数を制御するようにしたものである。
【００５４】
実施の形態３．
図７はこの発明の実施の形態３に係るＰＷＭインバータ制御装置における出力周波数ｆoとキャリア周波数ｆTとの関係を示したものである。図において、ｆ１は３相指令値Ｕ、Ｖ、Ｗの電圧が三角波信号の最大値、最小値に達する出力周波数で、図では４０Ｈzの例を示した。また、ｆ２、ｆ３は式１の関係で制御されるキャリア周波数ｆTの直線である。
出力周波数が、３相指令値Ｕ、Ｖ、Ｗの電圧が三角波信号の最大値、最小値に達する出力周波数ｆ１以下の周波数においては３相指令値Ｕ、Ｖ、Ｗの電圧は最大値に達しない。すなわち、３相指令値Ｕ、Ｖ、Ｗの内の２相が同一電圧になる点は、最大値または最小値から離れているために、図２（ｂ）、（ｃ）に示すような幅の狭いパルスＰU1、ＰW1が発生することがなく、４倍のサージ電圧が出ることはない。
従って、出力周波数がｆ１以下（図７の斜線の部分）の場合は、キャリア周波数ｆTと出力周波数ｆoを図６（ａ）のように同期させることなく、任意のキャリア周波数で、従来のインバータのＰＷＭ変調と同じように制御すれば良い。
【００５５】
出力周波数が、３相指令値Ｕ、Ｖ、Ｗの電圧が三角波信号の最大値、最小値に達する周波数ｆ１を越える場合、図２（ｂ）、（ｃ）に示すような幅の狭いパルスＰU1、ＰW1が発生する可能性があり、式１の関係を保って同期させる制御を行う。
ｆ２は式１においてＮ＝４１に設定した時の出力周波数ｆoとキャリア周波数ｆTとの関係、ｆ３は式１においてＮ＝２０に設定した時の出力周波数ｆoとキャリア周波数ｆTとの関係であり、直線ｆ２で出力周波数ｆo＝６０Ｈzの時はキャリア周波数ｆT＝１４，７６３Ｈz、直線ｆ３で出力周波数ｆo＝１２０Ｈzの時はキャリア周波数ｆT＝１４，４０３Ｈzとする。
また、直線ｆ２で出力周波数ｆo＝６０Ｈzまで使用し、出力周波数ｆo＝６０Ｈzを越える時、直線ｆ３に切り換えて出力周波数ｆo＝１２０Ｈzまで使用するようにすることにより、出力周波数ｆo＝１２０Ｈzまでキャリア周波数ｆTを７〜１５kＨzの間で制御が可能になる。
【００５６】
ところで、上記説明では、Ｕ相，Ｗ相について述べたが、Ｕ相，Ｖ相またはＶ相，Ｗ相の場合も同様であり、その説明を省略する。
【００５７】
また、上記説明では、ハードウエアで構成した回路構成による例で説明したが、等価的にソフトウエアによる演算によっても実現が可能である。
【００５８】
また、上記説明ではＰＷＭ駆動装置としてＰＷＭインバータ制御装置の例で説明したが、電動機を可変速制御するサーボ制御装置などにも使用できる。
【００５９】
【発明の効果】
この発明は、以上説明したように構成されているので、以下に記載されるような効果を奏する。
【００６０】
この発明のＰＷＭ駆動装置は、スイッチング素子をブリッジ接続し、直流電力を可変周波数、可変電圧の交流電力に変換するインバータ部と、３相指令値と三角波信号との比較演算により、インバータ部のスイッチング素子をオン／オフ制御する制御信号を出力する制御部と、を有し、電動機を駆動制御するＰＷＭ駆動装置において、
制御部は、３相指令値の内２相の指令値が同一値になる時点を中心に、三角波信号の１周期以内である所定時間、同一値となった２相に該当するスイッチング素子の制御信号を停止するようにしたので、
運転中に大きさがスイッチング電圧の約４倍に相当するサージ電圧が発生しないＰＷＭ駆動装置を得ることができる。
【００６１】
また、制御部は、ＰＷＭ駆動装置と電動機とを接続するケーブルの長さを考慮した所定値を求め、３相指令値が最大値側にある場合は、三角波信号の最大値から所定値を減算して求めた第１の基準電圧と３相指令値と比較し、３相指令値が最小値側にある場合は、三角波信号の最小値から所定値を加算して求めた第２の基準電圧と３相指令値と比較することにより、スイッチング素子の制御信号を停止する時間を演算するようにしたので、
スイッチング素子の制御信号を停止する時間の変更が容易にできる。
【００６２】
また、この発明のＰＷＭ駆動装置は、スイッチング素子をブリッジ接続し、直流電力を可変周波数、可変電圧の交流電力に変換するインバータ部と、３相指令値と三角波信号との比較演算により、インバータ部のスイッチング素子をオン／オフ制御する制御信号を出力する制御部と、を有し、電動機を駆動制御するＰＷＭ駆動装置において、
制御部は、三角波信号の周波数を変更するとともに、３相指令値の内２相の指令値が振幅の最大側付近で同一値になる時点には三角波信号の振幅の最小値となるように、また３相指令値の内２相の指令値が振幅の最小側付近で同一電圧になる時点には三角波信号の振幅の最大値となるように、三角波信号の位相を制御するようにしたので、運転中に大きさがスイッチング電圧の約４倍に相当するサージ電圧が発生しないＰＷＭ駆動装置を得ることができる。
【００６３】
さらに、制御部は、三角波信号の周波数をｆT 、出力周波数をｆo とした場合、下式により三角波信号の周波数を変更するようにしたので、三角波信号の周波数の所定の範囲内で、３相指令値の内２相の指令値が振幅の最大側付近で同一値になる時点には三角波信号の振幅の最小値となり、また３相指令値の内２相の指令値が振幅の最小側付近で同一電圧になる時点には三角波信号の振幅の最大値となる三角波信号を容易に得ることができる。
ｆT ＝ （６Ｎ＋３）ｆ o （ただし、Ｎは０又は正の整数）
【００６４】
さらにまた、制御部は、出力周波数が、３相指令値の電圧が三角波信号の最大値または最小値に達する周波数以上となる場合に、下式により三角波信号の周波数を変更するようにしたので、効率のよい制御ができる。
ｆT ＝ （６Ｎ＋３）ｆ o （ただし、Ｎは０又は正の整数）
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の実施の形態１に係るＰＷＭ駆動装置としてのＰＷＭインバータ制御装置の構成を示す図である。
【図２】 この発明の実施の形態１に係るＰＷＭインバータ制御装置の各種電圧波形を示す図である。
【図３】 この発明の実施の形態１に係るインバータ制御装置の運転中における各種電圧波形を示す図で、電圧パルスの出力を停止する区間であるパルス幅ＴX と他の電圧波形との関係を示すものである。
【図４】 この発明の実施の形態１に係るＰＷＭインバータ制御装置において、３相指令値の内２相の指令値電圧が一致した時で、かつ三角波信号の頂点が重なった時ｔsg1に、パルス幅ＴX の区間だけ出力を停止する補正処理を実行した場合の各種電圧波形を示す図である。
【図５】 この発明の実施の形態２に係るＰＷＭインバータ制御装置としてのＰＷＭインバータ制御装置の構成を示す図である。
【図６】 この発明の実施の形態２に係るＰＷＭインバータ制御装置の各種電圧波形を示す図である。
【図７】 この発明の実施の形態３に係るＰＷＭインバータ制御装置における出力周波数ｆoとキャリア周波数ｆTとの関係を示したものである。
【図８】 従来のインバータ制御装置による電動機駆動システムの構成を示す図である。
【図９】 従来のインバータ制御装置による電動機駆動システムにおいて、長さ３００ｍのケーブル３５を使用した時のインバータ制御装置３０および電動機３６の端子電圧波形を示す図である。
【図１０】 従来のインバータ制御装置による電動機駆動システムにおいて、長さ１００ｍのケーブル３５を使用した時のインバータ制御装置３０および電動機３６の端子電圧波形を示す図である。
【図１１】 従来のインバータ制御装置による電動機駆動システムにおいて、インバータ制御装置の運転時におけるインバータ制御装置３０および電動機３６の端子電圧波形を示す図である。
【図１２】 従来のインバータ制御装置の各種電圧波形を示す図である。
【図１３】 従来のインバータ制御装置の運転中におけるインバータ制御装置３０および電動機３６の各種電圧波形を示す図である。
【符号の説明】
１ａ、１ｂ ＰＷＭインバータ制御装置、 ２ａ、２ｂ 制御部、 ４〜６ 比較器、 ７〜９ 比較器、 １１〜１６ ＮＡＮＤ回路、 ２１、２３、２５ＡＮＤ回路、２２、２４、２６ ＮＡＮＤ回路、 ２７ キャリア周波数演算手段、 ２８ 三角波発生器、 ３０ インバータ制御装置、 ３１ コンバータ部、 ３２ コンデンサ、 ３３ インバータ部、 ３４ 制御部、 ３５ ケーブル、 ３６ 電動機、 ５１ 三角波発生器、 ５２，５３，５４ 比較器、 ５５，５６，５７ ＮＯＴ回路。
Claims (5)
- スイッチング素子をブリッジ接続し、直流電力を可変周波数、可変電圧の交流電力に変換するインバータ部と、３相指令値と三角波信号との比較演算により、前記インバータ部のスイッチング素子をオン／オフ制御する制御信号を出力する制御部と、を有し、電動機を駆動制御するＰＷＭ駆動装置において、
前記制御部は、前記３相指令値の内２相の指令値が同一値になる時点を中心に、前記三角波信号の１周期以内である所定時間、前記同一値となった２相に該当する前記スイッチング素子の制御信号を停止するようにしたことを特徴とするＰＷＭ駆動装置。 - 前記制御部は、前記ＰＷＭ駆動装置と前記電動機とを接続するケーブルの長さを考慮した所定値を求め、前記３相指令値が最大値側にある場合は、前記三角波信号の最大値から前記所定値を減算して求めた第１の基準電圧と前記３相指令値と比較し、前記３相指令値が最小値側にある場合は、前記三角波信号の最小値から前記所定値を加算して求めた第２の基準電圧と前記３相指令値と比較することにより、前記スイッチング素子の制御信号を停止する時間を演算するようにしたことを特徴とする請求項１記載のＰＷＭ駆動装置。
- スイッチング素子をブリッジ接続し、直流電力を可変周波数、可変電圧の交流電力に変換するインバータ部と、３相指令値と三角波信号との比較演算により、前記インバータ部のスイッチング素子をオン／オフ制御する制御信号を出力する制御部と、を有し、電動機を駆動制御するＰＷＭ駆動装置において、
前記制御部は、前記三角波信号の周波数を変更するとともに、
前記３相指令値の内２相の指令値が振幅の最大側付近で同一値になる時点には前記三角波信号の振幅の最小値となるように、また前記３相指令値の内２相の指令値が振幅の最小側付近で同一電圧になる時点には前記三角波信号の振幅の最大値となるように、前記三角波信号の位相を制御するようにしたことを特徴とするＰＷＭ駆動装置。 - 前記制御部は、前記三角波信号の周波数をｆT 、出力周波数をｆo とした場合、下式により前記三角波信号の周波数を変更するようにしたことを特徴とする請求項３記載のＰＷＭ駆動装置。
ｆT ＝ （６Ｎ＋３）ｆ o （ただし、Ｎは０又は正の整数） - 前記制御部は、出力周波数が、前記３相指令値の電圧が前記三角波信号の最大値または最小値に達する周波数以上となる場合に、前記三角波信号の周波数を変更するようにしたことを特徴とする請求項３または請求項４記載のＰＷＭ駆動装置。
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