JP2011166878A - 電動機駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電圧型ＰＷＭインバータによって交流電動機に発生するサージ電圧を抑制する。
【解決手段】電圧型ＰＷＭインバータは、インバータ出力電圧Ｖｉｎｖの立上がりにおいて、電圧が２段階に上昇するような条件で制御される。インバータ出力電圧Ｖｉｎｖがパワーケーブルを介して交流電動機に印加されると、交流電動機の端子間電圧Ｖｍには、電動機系全体の電気的共振周期Ｔ１の交流電圧成分が発生する。この交流電圧成分の振幅を抑制するために、インバータ出力電圧Ｖｉｎｖの電圧立上がりでの時間遅れＴ０と、共振周期Ｔ１との関係を、好ましくは、Ｔ０＝Ｔ１／２に設定する。
【選択図】図７

Description

この発明は、電動機駆動装置に関し、より特定的には、パルス幅変調（ＰＷＭ）に従って制御された電圧を交流電動機に印加するように構成された電動機駆動装置に関する。

従来より、ＰＷＭ制御に従ったパルス電圧の集合からなる擬似正弦波電圧を出力するインバータ（電圧型ＰＷＭインバータ）によって交流電動機を制御するように構成された電動機駆動装置が広く用いられている。

このような電動機駆動装置では、インバータおよび交流電動機の間がパワーケーブルで接続される。その際に、インバータから出力されたパルス電圧の立上がりに応答した、モータ端子側での電圧立上がりにおいて、サージ電圧が発生することが知られている。サージ電圧が大きくなるとモータの絶縁が劣化する可能性があるため、サージ電圧を低減することが必要とされる。

特開２００７−２９５６４９号公報（特許文献１）には、電圧型ＰＷＭインバータから出力されたパルス電圧がケーブルを介してモータ巻線へ伝搬される際にサージ電圧が発生するメカニズムが記載されており、さらに、サージ電圧を抑制するために、ＰＷＭ出力電圧の最小パルス幅を制限することが記載されている。

また、特開２００６−２０４３０号公報（特許文献２）には、インバータによって駆動されるモータの巻線間に発生する部分放電の発生を抑制するのに最適な立上がり時間を決定し、この最適な立上がり時間と挿入リアクトルのインダクタンスの関係から最適リアクトル容量を決定し、その最適な容量のリアクトルをインバータとモータ巻線との間に設けるようなモータ駆動システムの設計手法が記載されている。

さらに、特開２００２−２０４５７９号公報（特許文献３）には、インバータの制御によってサージ電圧を抑制するために、ＰＷＭ信号により半導体スイッチング素子をオンオフする際に、インバータの出力線間電圧の変化幅が予め設定した所定値を超える場合に、ＰＷＭ信号の位相をずらすことによりインバータの複数相の出力電圧が同時に変化しないようにする制御手法が記載されている。

また、特開平８−２３６８２号公報（特許文献４）では、電動機を可変速駆動する電圧型ＰＷＭインバータにおけるサージ電圧抑制装置として、比較的長いケーブルで電圧型ＰＷＭインバータと交流電動機とが接続された構成において、交流電動機の入力端子に３相ダイオードブリッジ回路の交流端子を接続し、当該ブリッジ回路の直列端子の両端にコンデンサおよび抵抗器を並列接続したものが記載されている。

特開２００７−２９５６４９号公報 特開２００６−２０４３０号公報 特開２００２−２０４５７９号公報 特開平８−２３６８２号公報

ハイブリッド自動車、電気自動車、燃料電池自動車などの電動車両に搭載された走行用モータを駆動制御する電動機駆動装置は、車載性の面から小型化が強く要求される。これにより、電圧型ＰＷＭインバータのスイッチング周波数が高周波化される傾向にあることから、電動機に生じるサージ電圧が大きくなる傾向がある。このため、電動機のコイル巻線間の絶縁確保のために、サージ電圧の低減は重要な課題である。

しかしながら、特許文献１〜３に従えば、サージ電圧抑制のためにモータ制御が複雑化してしまう。一方、特許文献４によるサージ電圧抑制装置では、ダイオードブリッジ回路を新たに配置する必要が生じるため、装置の小型化および低コスト化の面で問題である。

この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、制御の複雑化や新たな回路機器の配置を招くことなく、電圧型ＰＷＭインバータによって交流電動機に発生するサージ電圧を抑制することが可能な電動機駆動装置を提供することである。

この発明による電動機駆動装置は、インバータと、パワーケーブルと、制御装置とを備える。インバータは、複数の電力用半導体スイッチング素子のオンオフ制御によってパルス電圧を出力端子に生成するように構成される。パワーケーブルは、交流電動機の端子とインバータの出力端子との間を電気的に接続する。制御装置は、交流電動機を駆動するために、パルス電圧のパルス幅を制御するように複数の電力用半導体スイッチング素子のオンオフを制御するように構成される。制御装置は、パルス電圧の立上がり時に電圧が２段階に上昇するような条件で、複数の電力用半導体スイッチング素子のオンオフを制御する。そして、パルス電圧の１段階目の立上がりと２段階目の立上がりの時間差であるＴ０が、交流電動機の端子電圧におけるサージ波高値の設計上限値に応じて設定される定数ｋおよび、端子電圧に現れる交流電圧成分の周期Ｔ１とに対して、（Ｔ１／２）−ｋから（Ｔ１／２）＋ｋの範囲内である。

好ましくは、ｋ＝ｋ′・Ｔ１で表わされ、ｋ′は、設計上限値の逆正弦関数値に応じて設定される定数である。

さらに好ましくは、ｋ＝Ｔ１／１２、ｋ＝Ｔ１／６、または、Ｔ０＝Ｔ１／２である。

この発明によれば、制御の複雑化や新たな回路機器の配置を招くことなく、電圧型ＰＷＭインバータによって交流電動機に発生するサージ電圧を抑制することができる。

本発明による電動機駆動装置の構成を説明する回路図である。 インバータのＰＷＭ制御を説明する波形図である。 インバータから見た負荷側（交流電動機側）の等価回路図である。 インバータのスイッチング周波数が比較的低いときのインバータ出力電圧を示す波形図である。 インバータのスイッチング周波数が比較的高いときのインバータ出力電圧を示す波形図である。 図５に示したインバータ出力電圧が印加されたときのモータ電圧を示す波形図である。 本実施の形態による電動機駆動装置における交流電動機でのサージ電圧特性を説明する波形図である。 インバータ出力電圧に現れる遅れ時間による位相差とサージ電圧波高値の理論値との関係特性を示すグラフである。 パワーケーブルの構成例を説明するための断面図である。

以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則として繰返さないものとする。

図１は、本発明の実施の形態による電動機駆動装置の構成を説明する回路図である。
図１を参照して、本発明の実施の形態による電動機駆動装置は、直流電源５と、インバータ１０と、パワーケーブル２０と、制御装置３０とを備える。

本発明の実施の形態による電動機駆動装置によって駆動される交流電動機５０は、たとえば、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車や燃料電池車等の電気エネルギによって車両駆動力を発生する自動車をいうものとする）の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための走行用電動機である。あるいは、この交流電動機５０は、エンジンによって駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流電動機５０は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。すなわち、本実施の形態において、「交流電動機」は、交流駆動の電動機、発電機および電動発電機（モータジェネレータ）を含むものである。

直流電源５は、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等の再充電可能な蓄電装置により構成される。

インバータ１０は、複数の電力用半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を含む、直流−交流電力変換器である。本発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。

インバータ１０は、電源配線７およびアース線６の間に並列に設けられる、Ｕ相上下アーム１５と、Ｖ相上下アーム１６と、Ｗ相上下アーム１７とから成る。Ｕ，Ｖ，Ｗ相上下アーム１５〜１７は、電源配線７およびアース線６の間に中間ノードＮｕ〜Ｎｗを介して直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相上下アーム１５は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２から成り、Ｖ相上下アーム１６は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｗ相上下アーム１７は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成る。また、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６に対して、逆並列ダイオードＤ１〜Ｄ６がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオンオフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号ＳＧ１〜ＳＧ６によって制御される。

インバータ１０のＵ相端子１９Ｕ、Ｖ相端子１９ＶおよびＷ相端子１９Ｗは、Ｕ相上下アーム１５、Ｖ相上下アーム１６およびＷ相上下アーム１７のそれぞれの中間ノードＮｕ〜Ｎｗとそれぞれ電気的に接続される。以下では、Ｕ相端子１９Ｕ、Ｖ相端子１９ＶおよびＷ相端子１９Ｗの各々について、「インバータ端子」とも称する。

交流電動機５０は、たとえば３相の永久磁石型同期電動機であり、図示しないロータおよびステータを有する。ステータには、Ｕ相コイル巻線５１Ｕ、Ｖ相コイル巻線５１Ｖ、およびＷ相コイル巻線５１Ｗが巻回されている。Ｕ相コイル巻線５１Ｕ、Ｖ相コイル巻線５１Ｖ、およびＷ相コイル巻線５１Ｗの一端は、中性点５５によって相互に接続されている。

Ｕ相コイル巻線５１Ｕ、Ｖ相コイル巻線５１Ｖ、およびＷ相コイル巻線５１Ｗの他端は、交流電動機５０のＵ相端子５５Ｕ、Ｖ相端子５５ＶおよびＷ相端子５５Ｗと電気的に接続される。以下では、Ｕ相端子５５Ｕ、Ｖ相端子５５ＶおよびＷ相端子５５Ｗの各々について、「モータ端子」とも称する。

パワーケーブル２０は、Ｕ相ケーブル２１と、Ｖ相ケーブル２２と、Ｗ相ケーブル２３とを含む。Ｕ相ケーブル２１は、インバータのＵ相端子１９Ｕとモータ端子５５Ｕとを電気的に接続する。同様に、Ｖ相ケーブル２２は、インバータのＶ相端子１９Ｖとモータ端子５５Ｖとを電気的に接続し、Ｗ相ケーブル２３は、インバータのＷ相端子１９Ｗとモータ端子５５Ｗとを電気的に接続する。

インバータ１０には、交流電動機５０に流れるモータ電流（相電流）を検出するための電流センサ２４が配置される。電流センサ２４の検出値は制御装置３０へ出力される。なお、三相のモータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように電流センサ２４を配置すれば、残りの１相は、演算によって求めることも可能である（ｉｕ＝−（ｉｖ＋ｉｗ））。

交流電動機５０には、図示しないロータの回転角ＡＮＧを検出するための回転角センサ（レゾルバ）２５が配置される。回転角センサ２５の検出値は制御装置３０へ出力される。なお、回転角センサ２５については、回転角ＡＮＧを制御装置３０にてモータ電圧や電流から直接演算することによって、配置を省略してもよい。

さらに、電圧センサ２６によって、インバータ１０の直流側電圧ＶＨ（以下、単に直流電圧ＶＨと表記する）が検出される。検出された直流電圧ＶＨは、制御装置３０へ出力される。

制御装置３０は、電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成され、予め記憶されたプログラムを図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）で実行することによるソフトウ
ェア処理および／または専用の電子回路によるハードウェア処理により、電動機駆動装置の動作を制御する。

制御装置３０は、入力されたトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ、電圧センサ２６によって検出された直流電圧ＶＨ、電流センサ２４によって検出されるモータ電流、および、回転角センサ２５によって検出される回転角ＡＮＧに基づいて、交流電動機５０がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するようにインバータ１０を制御する。すなわち、インバータ１０を上記のように制御するためのスイッチング制御信号ＳＧ１〜ＳＧ６を生成して、インバータ１０へ出力する。

インバータ１０は、交流電動機５０のトルク指令値が正（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）の場合には、制御装置３０からのスイッチング制御信号ＳＧ１〜ＳＧ６に応答した、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流電動機５０を駆動する。また、インバータ１０は、交流電動機５０のトルク指令値が零の場合（Ｔｒｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号ＳＧ１〜ＳＧ６に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流電動機５０を駆動する。これにより、交流電動機５０は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。

さらに、交流電動機５０が搭載された電動車両の回生制動時には、交流電動機５０のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１０は、スイッチング制御信号ＳＧ１〜ＳＧ６に応答したスイッチング動作により、交流電動機５０が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧）によって、直流電源５を充電する。なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

制御装置３０によるインバータ１０の制御について、さらに説明する。
図２を参照して、制御装置３０は、交流電動機５０の電流フィードバックにより、各相の電圧指令１７０を生成する。電圧指令１７０は、各相間で位相が１２０度ずつずれた正弦波電圧である。詳細には、トルク指令値に従って設定される電流指令値に対する、実際のモータ電流（検出値）の偏差に基づいて、電圧指令１７０の振幅および位相が制御される。

制御装置３０は、各相の電圧指令１７０を、所定周波数の搬送波１６０と比較する。搬送波１６０は、所定周波数の三角波やのこぎり波によって構成することができるが、図２では、三角波が例示される。

そして、搬送波１６０および電圧指令１７０の電圧比較に基づいて、インバータ１０の各相のスイッチング素子のオンオフを制御するように、スイッチング制御信号ＳＧ１〜ＳＧ６が生成される。この結果、インバータ１０の出力電圧Ｖｉｎｖ（線間）として、疑似正弦波電圧としてのパルス幅変調電圧１８０が生成される。パルス幅変調電圧１８０は、パルス幅が制御されたパルス電圧の集合となっている。すなわち、インバータ１０は、いわゆる電圧型ＰＷＭインバータである。

このインバータ出力電圧Ｖｉｎｖは、パワーケーブル２０を介して、交流電動機５０へ印加される。図３には、インバータ１０から見た負荷側（交流電動機５０側）の等価回路図が示される。図３には、Ｕ相およびＶ相間の等価回路が代表的に示される。

図３を参照して、インバータ１０は、端子１９Ｕおよび１９Ｖの間に、図２のパルス幅変調電圧１８０に相当するインバータ出力電圧Ｖｉｎｖを発生させる。

車載用途では、パワーケーブル２０は、１〜２ｍ程度の長さであるので、その等価回路２０♯は、集中回路定数により取り扱うことができる。すなわち、等価回路２０♯は、Ｕ相ケーブル２１のインダクタンス成分、Ｖ相ケーブル２２のインダクタンス成分、Ｕ相ケーブル２１およびＶ相ケーブル２２の各静電容量、ケーブル間の静電容量等が合成された、ＬＣ回路となる。同様に、交流電動機５０のＵ相およびＶ相間の等価回路５０♯は、中性点５５を介して接続されるＵ相コイル巻線５１ＵおよびＶ相コイル巻線５１Ｖのインダクタンス成分と、各コイル巻線およびコイル巻線間での静電容量とが並列接続されたＬＣ回路となる。

したがって、インバータ出力電圧Ｖｉｎｖがそのままモータ端子５５Ｕ，５５Ｖの端子間に現れることはなく、交流電動機５０の端子間電圧Ｖｍ（線間電圧に相当）は、これらのＬＣ回路での共振によって発生した交流成分が、インバータ出力電圧Ｖｉｎｖに相当するパルス電圧に重畳された波形となることが理解される。なお、以下では、端子間電圧Ｖｍを、単にモータ電圧Ｖｍとも称する。

本発明の実施の形態による電動機駆動装置は、主に、ハイブリッド自動車、電気自動車、燃料電池自動車等の走行用モータを搭載した電動車両への適用を想定している。車両搭載型の電動機駆動装置では、小型化の要求のために、インバータ１０におけるスイッチング周波数（インバータ出力電圧の立上がり時間の逆数に相当）が比較的高周波となる。また、上述のように、パワーケーブル２０の長さも１〜２ｍ程度に止まる。

このため、車両搭載型の電動機駆動装置では、特許文献１に記載されるような、パワーケーブルを伝搬したインバータの出力電圧（パルス電圧）がモータ端子で反射することによって生じるサージ電圧の挙動とは異なる、サージ電圧の特性が現れることが発明者らの実験により確かめられた。

図４および図５により、インバータ１０のスイッチング周波数に対するインバータ出力電圧Ｖｉｎｖの波形の違いを説明する。図４および図５には、サージ電圧が発生する、パルス電圧の立上がり時における波形が示される。

図４を参照して、インバータ１０のスイッチング周波数が比較的低い場合には、パルス電圧の立上がりは、一次遅れ波形となる。すなわち、インバータ出力電圧Ｖｉｎｖは、スイッチング素子のオン／オフに応答して、回路時定数に従って単調に上昇する挙動を示す。

図５を参照して、インバータ１０のスイッチング周波数が高くなると、パルス電圧の立上がりは、単純な一次遅れ波形ではなく、振動成分が重畳された形となる。すなわち、インバータ出力電圧Ｖｉｎｖは、２段階に立上がる挙動を示すようになる。以下では、パルス電圧の１段階目の立上がりと２段階目の立上がりの時間差を遅れ時間Ｔ０と定義することとする。この時間差Ｔ０は、主に、インバータ１０のスイッチング周波数に依存して変化することが、発明者らによって確認されている。

図６には、図５に示したインバータ出力電圧Ｖｉｎｖが交流電動機５０に印加されたときのモータ電圧Ｖｍの波形図が示される。

図６を参照して、モータ電圧Ｖｍには、インバータ出力電圧Ｖｉｎｖに対して、周期Ｔ１の共振電圧が重畳した波形となっている。この共振周期Ｔ１は、インバータ１０から見た、パワーケーブル２０および交流電動機５０全体の電気的共振周期、すなわち、図３に示した等価回路２０♯，５０♯による電動機系の共振周期に相当する。そして、この共振電圧の影響により、モータ電圧Ｖｍの最高値であるサージ電圧波高値Ｖｓｇは、最大で、インバータ１０の直流電圧ＶＨの２倍となる。

発明者らは、モータ電圧Ｖｍに生じるサージ電圧波高値が、上記の遅れ時間Ｔ０および共振周期Ｔ１の関係に応じて変化することに着目して、Ｔ０，Ｔ１の調整によってサージ電圧を抑制する設計手法を提供するものである。

次に図７を用いて、交流電動機５０でのサージ電圧特性について説明する。
図７を参照して、インバータ出力電圧Ｖｉｎｖは、パルス電圧の立上がりが、上述したように遅れ時間Ｔ０で２段階に上昇する。すなわち、インバータ出力電圧Ｖｉｎｖは、時間差Ｔ０の２つのパルス電圧Ｖｉ１およびＶｉ２の重ね合わせと理解することができる。

すなわち、パルス電圧Ｖｉ１は、１段階目の立上がりタイミングである時刻ｔ０から、Ｔ０が経過する時刻ｔ１までの間に電圧Ｖ１だけ上昇する。同様に、パルス電圧Ｖｉ１は、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの間に電圧Ｖ２だけ上昇する。なお、Ｖ１＋Ｖ２は、インバータ出力電圧Ｖｉｎｖの振幅、すなわち、直流電圧ＶＨに相当する。

そして、パルス電圧Ｖｉ１に対して、電動機系の共振周期Ｔ１の交流電圧が重畳されたパルス電圧Ｖｍ１が現れ、パルス電圧Ｖｉ２に対して、共振周期Ｔ１の共振波形が重畳されたパルス電圧Ｖｍ２が現れるものとする。この結果、モータ電圧Ｖｍは、これらのパルス電圧Ｖｍ１およびＶｍ２の重ね合わせたものに相当する。したがって、モータ電圧Ｖｍにも、パルス電圧Ｖｍ１およびＶｍ２にそれぞれ重畳される交流電圧の和に相当する交流電圧成分が重畳される。以下では、電動機系の共振周期Ｔ１によって生じるこの交流電圧成分をサージ電圧成分Ｖｓとも表記する。このサージ電圧成分Ｖｓの振幅が大きいほど、モータ電圧Ｖｍの最大値、すなわち、サージ電圧波高値Ｖｓｇが高くなる。

ここで、パルス電圧Ｖｍ１およびＶｍ２について、直流電圧Ｖ１およびＶ２に交流電圧Ｖｒ１およびＶｒ２がそれぞれ重畳されたものと考えると、交流電圧Ｖｒ１およびＶｒ２の間の位相差θは、パルス電圧Ｖｉ１およびＶｉ２の間の時間差Ｔ０と同等であり、下記（１）式で示される。

θ＝（Ｔ０／Ｔ１）・３６０［°］ ・・・（１）
交流電圧Ｖｒ１，Ｖｒ２を等振幅の正弦波電圧と仮定すると、Ｖｒ１＝ｓｉｎ（ω１・ｔ）、Ｖｒ２＝ｓｉｎ（ω１・ｔ−θ）とすることができる（なお、ω１＝３６０°／Ｔ１）。

したがって、Ｖｒ１およびＶｒ２の和で示されるサージ電圧成分Ｖｓの振幅は、三角関数の和積公式（ｓｉｎＡ＋ｓｉｎＢ＝２・ｓｉｎ（（Ａ＋Ｂ）／２）・ｃｏｓ（（Ａ−Ｂ）／２）より、ｃｏｓ（θ／２）に比例することが理解される。

図８には、位相差θとサージ電圧波高値の理論値Ｖ♯との関係特性が示される。
図８の横軸は、位相差θ［°］を示す。（１）式に示したように、位相差θは、インバータ出力電圧Ｖｉｎｖに現れる遅れ時間Ｔ０に依存する。すなわち、θ＝１８０［°］のとき、Ｔ０＝Ｔ１／２である。

図８の縦軸に示される、理論値Ｖ♯は、サージ電圧波高値Ｖｓｇを直流電圧ＶＨで除算したものに相当する。すなわち、交流電圧Ｖｒ１およびＶｒ２が、位相差１８０［°］で互いに打ち消し合うときは、サージ電圧成分Ｖｓの振幅が０となるので、Ｖ♯＝１．０（最小値）となる。一方、交流電圧Ｖｒ１およびＶｒ２の位相差が０［°］または３６０［°］、すなわち両者が同位相であるときには、サージ電圧成分Ｖｓの振幅がＶＨとなるので、Ｖ♯＝２．０（最大値）となる。

そして、位相差０〜１８０［°］，１８０〜３６０［°］の区間では、サージ電圧成分Ｖｓの振幅がｃｏｓ（θ／２）に比例することから、Ｖ♯＝１．０＋｜ｃｏｓ（θ／２）｜で示すことができる。

図８のグラフより、サージ電圧抑制の観点からは、位相差θ＝１８０［°］、すなわち、インバータ出力電圧に生じる遅れ時間Ｔ０と、電動機系の共振周期Ｔ１との間には、Ｔ０＝Ｔ１／２の関係が成立することが最も好ましいことが理解できる。

また、理論値Ｖ♯に関して、サージ電圧波高値の設計上限値Ｖｒを設定することで、位相差θの許容範囲Δθ［°］が、下記（２）式により規定される。

１８０−Δθ＜θ＜１８０＋Δθ ・・・（２）
ただし、Δθ＝ｓｉｎ^-1（Ｖｒ−１.０）
たとえば、Ｖｒ＝１．２５のとき、Δθ≒１５［°］となるので、（２）式にθ＝（Ｔ０／Ｔ１）・３６０を代入すると、Ｔ０の範囲として下記（３）式が得られる。

Ｔ１／２−Ｔ１／１２＜Ｔ０＜Ｔ１／２＋Ｔ１／１２ ・・・（３）
また、Ｖｒ＝１．５のとき、Δθ＝３０［°］となるので、Ｔ０の範囲として下記（４）式が得られる。

Ｔ１／２−Ｔ１／６＜Ｔ０＜Ｔ１／２＋Ｔ１／６・・（４）
このようにして、サージ波高値を設計上限値Ｖｒより低く抑制するための、インバータ出力電圧に生じる遅れ時間Ｔ０と、電動機系の共振周期Ｔ１との関係式を導出することができる。

具体的には、遅れ時間Ｔ０について、上記（３），（４）式を包括する下記（５）式が導出される。

Ｔ１／２−ｋ＜Ｔ０＜Ｔ１／２＋ｋ・・（５）
ただし、ｋ＝Ｔ１・ｓｉｎ^-1（Ｖｒ−１．０）／３６０
上述のように、遅れ時間Ｔ０については、インバータ１０のスイッチング周波数を変化させることによって調整することができる。一方、電動機系の共振周期Ｔ１については、パワーケーブル２０および交流電動機５０の回路定数が影響するので、たとえば、パワーケーブル２０の設計によって調整することができる。

図９には、パワーケーブル２０の断面図の一例が示される。
図９を参照して、パワーケーブル２０は、Ｕ相ケーブル２１、Ｖ相ケーブル２２およびＷ相ケーブル２３を、絶縁テープ２９によって締結するように構成されている。

Ｕ相ケーブル２１は、導線２１♯を絶縁材２６♯によって被覆することで構成される。同様に、Ｖ相ケーブル２２は、導線２２♯を絶縁材２７♯によって被覆することで構成され、Ｗ相ケーブル２３は、導線２３♯を絶縁材２８♯によって被覆することで構成される。

各相ケーブルを被覆する絶縁材２６♯〜２８♯の厚み、あるいは材質（誘電率）によって、等価回路２０♯での容量を変えることができる。たとえば、絶縁材２６♯〜２８♯の厚みを増加させると、静電容量の減少によって共振周波数が上昇するので、共振周期Ｔ１は短くなる。同様に、絶縁材２６♯〜２８♯の材質（誘電率）を変化させることによっても、共振周期Ｔ１を調整できる。

また、絶縁テープ２９による締結力を強めることとすれば、各相ケーブル２１〜２３間の距離が減少することにより、ケーブル間（相間）の静電容量が増加するので、共振周期Ｔ１は長くなる。

なお、インバータ１０のスイッチング周波数を変化させることが困難である場合には、インバータ出力電圧に生じる遅れ時間Ｔ０の調整が困難であるが、パワーケーブル２０での調整（設計）により共振周期Ｔ１を変化させることによって、サージ電圧の抑制を図ることができる。

また、インバータ１０のスイッチング周波数およびパワーケーブル２０の両方に調整の余地がある場合には、上記（５）式が成立するような電動機駆動装置の設計が相対的に容易になる。可能であれば、交流電動機５０の回路定数の設計に調整を加えてもよい。

以上説明したように、本実施の形態による電動機駆動装置によれば、インバータ出力電圧に生じる遅れ時間Ｔ０と、電動機系の共振周期Ｔ１との関係を適切化する設計によって、制御の複雑化や新たな回路機器の配置を招くことなく、交流電動機に生じるサージ電圧を抑制することができる。

なお、本実施の形態では、電動車両に搭載される交流電動機の駆動装置について説明したが、本発明の適用はこのような構成に限定されるものではない。すなわち、図５および図６に示した様な、インバータ出力電圧の立上がり特性（２段階）および、モータ電圧のサージ特性（共振波形の重畳）が生じるような条件で使用される駆動装置であれば、交流電動機の用途を限定することなく、本発明の適用が可能である。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

本発明は、電圧型ＰＷＭインバータを含む電動機駆動装置に適用することができる。

５ 直流電源、６ アース線、７ 電源配線、１０ インバータ、１５〜１７ 各相上下アーム、１９Ｕ，１９Ｖ，１９Ｗ インバータ端子（Ｕ，Ｖ，Ｗ相）、２０ パワーケーブル、２０♯ 等価回路（パワーケーブル）、２１ Ｕ相ケーブル、２１♯〜２３♯ 導線、２２ Ｖ相ケーブル、２３ Ｗ相ケーブル、２４ 電流センサ、２５ 回転角センサ、２６ 電圧センサ、２６♯〜２８♯ 絶縁材、２９ 絶縁テープ、３０ 制御装置、５０ 交流電動機、５０♯ 等価回路（交流電動機）、５１Ｕ，５１Ｖ，５１ コイル巻線（Ｕ，Ｖ，Ｗ相）、５５ 中性点、５５Ｕ，５５Ｖ，５５ モータ端子（Ｕ，Ｖ，Ｗ相）、１６０ 搬送波、１７０ 電圧指令、１８０ パルス幅変調電圧、ＡＮＧ ロータ回転角、Ｄ１〜Ｄ６ 逆並列ダイオード、ｉｖ，ｉｗ モータ電流（相電流）、Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗ 中間ノード、Ｑ１〜Ｑ６ 電力用半導体スイッチング素子、ＳＧ１〜ＳＧ６ スイッチング制御信号、Ｔ０ 時間差（電圧立上がり）、Ｔ１ 共振周期（電動機系）、Ｔｒｑｃｏｍ トルク指令値、ＶＨ 直流電圧（インバータ直流側）、Ｖｉ１，Ｖｉ２ パルス電圧、Ｖｉｎｖ インバータ出力電圧、Ｖｍ モータ電圧（端子間電圧）、Ｖｍ１，Ｖｍ２ パルス電圧（モータ電圧）、Ｖｒ 設計上限値（サージ波高値）、Ｖｓｇ サージ電圧波高値、Δθ 位相差範囲、θ 位相差。

Claims (5)

1. 複数の電力用半導体スイッチング素子のオンオフ制御によってパルス電圧を出力端子に生成するためのインバータと、
   交流電動機の端子と前記インバータの出力端子との間を電気的に接続するパワーケーブルと、
   前記交流電動機を駆動するために、前記パルス電圧のパルス幅を制御するように前記複数の電力用半導体スイッチング素子のオンオフを制御するための制御装置とを備え、
   前記制御装置は、前記パルス電圧の立上がり時に電圧が２段階に上昇するような条件で、前記複数の電力用半導体スイッチング素子のオンオフを制御し、
   前記パルス電圧の１段階目の立上がりと２段階目の立上がりの時間差であるＴ０が、前記交流電動機の端子電圧におけるサージ波高値の設計上限値に応じて設定される定数ｋおよび、前記端子電圧に現れる交流電圧成分の周期Ｔ１とに対して、（Ｔ１／２）−ｋから（Ｔ１／２）＋ｋの範囲内である、電動機駆動装置。
2. ｋ＝ｋ′・Ｔ１で表わされ、ｋ′は、前記設計上限値の逆正弦関数値に応じて設定される定数である、請求項１記載の電動機駆動装置。
3. ｋ＝Ｔ１／１２である、請求項１または２記載の電動機駆動装置。
4. ｋ＝Ｔ１／６である、請求項１または２記載の電動機駆動装置。
5. Ｔ０＝Ｔ１／２である、請求項１または２記載の電動機駆動装置。

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