DE69709456T2

DE69709456T2 - Verfahren und Gerät zur Steuerung von Wechselrichter

Info

Publication number: DE69709456T2
Application number: DE69709456T
Authority: DE
Inventors: Michel Platnic
Original assignee: Texas Instruments Inc
Current assignee: Texas Instruments Inc
Priority date: 1996-07-30
Filing date: 1997-07-30
Publication date: 2002-09-26
Anticipated expiration: 2017-07-31
Also published as: EP0822648B1; EP0822648A1; FR2752111B1; US6049474A; FR2752111A1; DE69709456D1; JPH10155278A; KR980012815A

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft die Steuerung von Wechselrichtern und bezieht sich insbesondere auf die Steuerung von Dreiphasen- oder Multi- Dreiphasen-Wechselrichtern.
Um einen Dreiphasenmotor effizient zu steuern, ist es notwendig, einen Steuerungsalgorithmus zu verwenden, der Dreiphasenströme verwendet.
In den meisten Wechselrichtersystemen sind Informationen notwendig, die sich auf die Phasenströme beziehen.
Ein erstes bekanntes Verfahren, um diese Ströme zu erhalten, besteht darin, sie direkt zu erfassen, es sind aber wenigstens zwei Sensoren erforderlich, die in Abhängigkeit von den Verbindungen der Wicklungen des Motors direkt an die Phasen des Motors angelegt sind. Diese Sensortypen sind infolge ihrer hochentwickelten Natur und der Notwendigkeit, sie zu isolieren, normalerweise teuer.
Eine andere Art, die ebenfalls bekannt ist, besteht darin, lediglich den Netzstrom zu erfassen und die Dreiphasenströme auf der Basis dieses Netzstroms zu messen. Dieses zweite Verfahren benötigt als Sensor einen einfachen billigen Widerstand, der nicht isoliert werden muß.
Weil die Schaltzustände des Wechselrichters direkt unter Verwendung eines digitalen Signalprozessors gesteuert werden, ist es möglich, den genauen elektrischen Pfad zu ermitteln, der vom Eingangstrom durch den Wechselrichter zu jeder Phase genommen wird.
Diese Phasenströme können dann direkt mit den Netzströmen verbunden werden. Die Phasenströme, die erhalten werden, sind auf eine tatsächliche Erfassung des Stroms zurückzuführen, wobei sie nicht das Ergebnis einer Simulation sind, die ein Modell der Ausgangsschaltung benötigt. Die Mittel zum Schätzen sind deshalb völlig unabhängig von den Eingangs- und Ausgangschaltungen des Wechselrichters.
Die Phasenströme werden auf der Basis des Netzgleichstroms als eine Funktion des Zustands des Wechselrichters geschätzt.
Beispiele für eine derartige Erfassung des Stroms sind in US-A-5.309.349 und EP-A-0370254 angegeben.
Unter bestimmten Bedingungen ist der Zeitunterschied zwischen zwei Zuständen des Wechselrichters sehr klein. Infolge der Schaltzeit der in die Konstruktionen des Wechselrichters einbezogenen Transistoren, dem Vorhandensein eines Unempfindlichkeitsbereichs und den Antwortverzögerungen der elektronischen Verarbeitungsschaltungen ist in diesem Fall das Phasensignal im Netzstrom, der verarbeitet wird, unsichtbar. Als eine Folge ist während dieser Periode keine Strommessung möglich.
Ein bekanntes Verfahren gibt eine Lösung, um diese auf die Schaltung zurückzuführende Einschränkung zu überwinden und um eine Schätzung des Stroms mit besserer Genauigkeit in einem weiteren Bereich der Lasten und Drehzahlen auszuführen, als dies die obenbeschriebenen Verfahren erlauben.
Ein Wechselrichter enthält im allgemeinen drei Schaltelement-Paare, z. B. Transistoren, wobei die Emitter-Kollektor-Strecken der Transistoren in jedem Paar zu den Anschlüssen der Gleichspannungsquelle in Reihe geschaltet sind.
Die Basen der Transistoren jedes Paars sind mit den Impulsdauermodulations- Steuerausgängen eines Prozessors verbunden, wobei sie jeweils ein Schaltsignal und sein Komplement empfangen. Jede Verbindung zwischen den Transistoren in jedem Paar ist mit einer entsprechenden Phasenwicklung des zu steuernden Motors verbunden.
Es wird die folgende Situation betrachtet. Um die Schaltzustände eines Wechselrichters darzustellen, wird eine Schaltfunktion 5a für eine Phase A wie folgt definiert: Sa = 1, wenn der obere Transistor der Phase A "EIN" ist, und Sa = 0, wenn der untere Transistor der Phase A "EIN" ist, während der obere Transistor "AUS" ist.
Ähnliche Definitionen können für die Phasen B und C angegeben werden.
Die Signale Sb, Sc, die die unteren Transistoren steuern, sind die Gegenteile der Signale Sa, Sb, Sc, wobei ein Unempfindlichkeitsbereich hinzugefügt ist.
Der Begriff Unempfindlichkeitsbereich wird verwendet, um den Zeitunterschied zwischen dem Schalten der oberen und unteren Transistoren derselben Phase zu bezeichnen. Die zwei Transistoren jeder Phase sind niemals zum gleichen Zeitpunkt "EIN". Der Zweck des Unempfindlichkeitsbereichs besteht darin, die durch den Wechselrichter belieferten Energievorrichtungen während des Schaltens zu schützen, indem Überlappungen von EIN-Zuständen und folglich hohe Übergangsströme vermieden werden.
Der Statorstrom kann dann als eine Funktion der Schaltzustände der Transistoren des Wechselrichters ausgedrückt werden.
idc = ia, falls (Sa, Sb, Sc) = (1, 0, 0),
idc = -ia, falls (Sa, Sb, Sc) = (0, 1, 1),
idc = ib, falls (Sa, Sb, Sc) = (0, 1, 0),
idc = -ib, falls (Sa, Sb, Sc) = (1, 0, 1),
idc = ic, falls (Sa, Sb, Sc) = (0, 0, 1),
idc = -ic, falls (Sa, Sb, Sc) = (1, 1, 0),
idc = 0, falls (Sa, Sb, Sc) = (1, 1, 1),
idc = 0, falls (Sa, Sb, Sc) = (0, 0, 0),
Durch die Verwendung der obenerwähnten Gleichungen als Basis kann ein Phasenstrom auf den Netzgleichstrom bezogen werden. Folglich können die Dreiphasenströme gemessen werden, indem lediglich der Eingangs-Netzgleichstrom betrachtet wird.
Falls die Impulsdauermodulationsfrequenz hoch genug ist, ändert sich der Phasenstrom über eine oder zwei Impulsdauermodulationsperioden nur leicht. Ein gemessener Phasenstrom gibt folglich eine vernünftige Approximation des wahren Stroms.
Wenn z. B. eine Unterbrechung 1 stattfindet, ist der Zustand des Wechselrichters (0, 0, 1), wobei der gemessene Phasenstrom ic = idc ist. Nach der Unterbrechung 2 wird der Abtaststrom durch (1, 0, 1) bestimmt, so daß ib = -idc gilt.
Eine Art der Rekonstruktion des Phasenstroms besteht in der Erzeugung einer Konfiguration für eine Zeit des Steuerzyklus, die 250 us dauert, und die entsprechend dem Schaltzustand sortiert ist, um einen Stapel zu aktualisieren, der den geschätzten Phasenstrom enthält. Mit den erhaltenen Abtastwerten wird eine Mittelung ausgeführt, um jeden geschätzten Phasenstrom zu bestimmen.
Vorausgesetzt, daß das Abtasten mit einer festen Zeit stattfindet, können einige kleine Konfigurationen, die kleiner als 30 us sind, unerfaßt sein. Um diese unerfaßbaren Signale zu beseitigen, wird ein Tastgrad von null für die erste Pulsdauermodulation verwendet, wobei die theoretische Pulsdauermodulation für den Tastgrad der folgenden Periode des gleichen Vektors akkumuliert wird. Dieser Prozeß wird fortgesetzt, bis der akkumulierte Tastgrad 30 us überschreitet.
Vorausgesetzt, daß die Abtastwerte nicht mit den Zuständen des Wechselrichters synchronisiert sind, wird ein großer minimaler Tastgrad (hier 30 us) benötigt, um den Netzstrom mit dem geeigneten Zustand zur Übereinstimmung zu bringen.
Es sei U1 das Zeitintervall zwischen dem Schalten des Transistors einer ersten Phase vom Anfang einer Pulsdauermodulationsperiode und dem Schalten eines entsprechenden Transistors einer folgenden Phase.
Es sei U2 das Zeitintervall zwischen dem Schaltzeitpunkt eines Transistors der folgenden Phase und dem Schalten des entsprechenden Transistors der verbleibenden Phase.
Unter bestimmten Bedingungen sind U1 oder U2 sehr klein, und infolge der Schaltzeit der Transistoren, des Vorhandenseins eines Unempfindlichkeitsbereichs und der Antwortverzögerungen der elektronischen Verarbeitungsschaltungen ist das Phasensignal im Netzstrom unsichtbar.
Es ist die Aufgabe der Erfindung, diesen Nachteil durch das Erzeugen eines Steuerungsverfahrens für einen Dreiphasenmotor zu überwinden, der vom oben definierten Typ ist, und der nahezu unempfindlich für die Verringerung der Schaltzeitintervalle zwischen den Transistoren der aufeinanderfolgenden Phasen des Wechselrichters ist.
Die Erfindung bezieht sich deshalb auf ein Verfahren zum Steuern eines Dreiphasen- oder Multi-Dreiphasen-Wechselrichters mit Ausgängen, die an eine Dreiphasenlast angeschlossen sind, Schaltmitteln zum Koppeln der Ausgänge mit einer Gleichspannungsquelle, wobei der Wechselrichter so angeordnet ist, daß er durch Mittel gesteuert wird, die im Verlauf aufeinanderfolgender Steuerzyklen Signale zur Impulsdauermodulationssteuerung der Schaltmittel auf der Basis der Phasenströme herleiten, die gemäß den vorangehenden Messungen des Versorgungsnetzstroms des Wechselrichters erhalten werden, in der Weise, daß dann, wenn innerhalb einer Impulsdauermodulationsperiode ein Zeitintervall zwischen dem Schaltzeitpunkt eines Schaltmittels einer Phase und dem Schaltzeitpunkt eines entsprechenden Schaltmittels einer folgenden Phase niedriger als ein vorbestimmter Schwellenwert wird, der das Messen verhindert, es darin besteht, eine Impulsdauermodulation zu erzeugen, die ein Meßzeitintervall mit ausreichender Dauer definiert, um das Messen der Auswirkungen des Schaltens auf den Netzstrom zu ermöglichen, und die Dauer der anderen Impulsdauermodulationen, die im selben Steuerzyklus enthalten sind, um einen solchen Wert zu reduzieren, daß die Summe der Reduzierungen dieser anderen Impulsdauermodulationen die Zunahme der das Meßintervall definierenden Impulsdauermodulation kompensiert.
Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung wird die Reduzierung der Dauer der anderen Impulsdauermodulationen erhalten, indem ein Kompensationsintervall bezogen auf das entsprechende Meßintervall durch die jeweiligen Beziehungen definiert wird:
(n - 1) Kompensation U1 + Meßwert U1,
(n - 1) Kompensation U2 + Meßwert U2 n U2,
wobei n die ganzzahlige Anzahl der Impulsdauermodulationsperioden pro Nebenzyklus ist.
Die Erfindung bezieht sich außerdem auf eine Vorrichtung zum Steuern eines Dreiphasen- oder Multi-Dreiphasen-Wechselrichters mit Ausgängen, die an eine Dreiphasenlast angeschlossen sind, Schaltmitteln zum Koppeln der Ausgänge des Wechselrichters mit einer Gleichspannungsquelle, wobei der Wechselrichter so angeordnet ist, daß er durch Mittel gesteuert wird, die im Verlauf aufeinanderfolgender Steuerzyklen Signale für eine Impulsdauermodulationssteuerung der Schaltmittel auf der Basis der Phasenströme herleiten, die gemäß vorangehenden Messungen des Versorgungsnetzstroms des Wechselrichters erhalten werden, in der Weise, daß die Mittel zum Herleiten der Steuersignale Mittel zum Erzeugen einer Impulsdauermodulation enthalten, die ein Meßzeitintervall mit ausreichender Dauer definieren, damit das "Ein"-Schalten n der Modulationsperiode, das Schalten einer Messung der Auswirkungen auf den Netzstrom ermöglicht werden, wenn innerhalb einer Impulsdauermodulationsperiode ein Zeitintervall zwischen dem Zeitpunkt des Schaltens eines Schaltmittels einer Phase und dem Zeitpunkt des Schaltens eines entsprechenden Schaltmittels einer folgenden Phase kleiner als ein vorbestimmter Schwellenwert wird, der das Messen verhindert, sowie Mitteln zum Reduzieren, die in dem gleichen Steuerzyklus enthalten sind, um einen solchen Wert, daß die Summe der Reduzierungen in diesen anderen Impulsdauermodulationen die Zunahme der das Meßzeitintervall definierenden Impulsdauermodulation kompensiert.
Gemäß einem Merkmal der Erfindung umfassen die Mittel zum Reduzieren der Dauer der anderen Impulsdauermodulationen Mittel, die ein Kompensationsintervall bezogen auf das entsprechende Meßintervall durch die jeweiligen Beziehungen definieren:
(n - 1) Kompensation U1 + Meßwert U1 = n U1,
(n - 1) Kompensation U2 + Meßwert U2 = n U2,
wobei n die ganzzahlige Anzahl der Impulsdauermodulationsperioden pro Nebenzyklus ist.
Die Erfindung wird durch das Lesen der folgenden Beschreibung deutlicher, die lediglich beispielhaft und unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung gegeben wird, worin
Fig. 1 ein Blockschaltplan einer Dreiphasen-Motorsteuervorrichtung ist, die das Verfahren der Erfindung verwendet;
Fig. 2 ein Stromlaufplan eines Wechselrichters ist, auf den die Erfindung angewendet ist;
Fig. 3 ein äquivalenter Stromlaufplan eines Wechselrichters ist, der die drei Wicklungen in Sternschaltung eines Stators eines Elektromotors beliefert;
Fig. 4 eine Darstellung der symmetrischen Signale, die die oberen Transistoren des Wechselrichters in Fig. 2 steuern, als eine Funktion der Zeit ist;
Fig. 5 eine Synchronisationsdarstellung der Steuersignale ist, die durch die Vorrichtung der Erfindung unter Verwendung symmetrischer Synchronisationssignale geliefert werden;
Fig. 5a eine Synchronisationsdarstellung der Steuersignale ist, die durch die Vorrichtung der Erfindung unter Verwendung asymmetrischer Synchronisationssignale geliefert werden;
Fig. 6 ein Betriebsablaufplan des Prozessors der Steuervorrichtung zum Implementieren des Verfahrens gemäß der Erfindung ist; und
Fig. 7 ein Ablaufplan für die Ableitung der Befehle ist, die zum Ausführen des Ablaufplans in Fig. 6 notwendig sind.
Fig. 1 zeigt den Blockschaltplan der Dreiphasenmotor-Steuervorrichtung, die einen Wechselrichter 1 umfaßt, der über einen Leitungswiderstand 3 an die Ausgangsanschlüsse eines Gleichrichters 2 angeschlossen ist.
Der Gleichrichter 2 wird durch das Wechselstromnetz beliefert.
Ein Kondensator 4 ist stromaufwärts des Leitungswiderstands 3 parallel zum Ausgang des Gleichrichters geschaltet.
Die Vorrichtung enthält außerdem einen Wechselrichter-Steuerprozessor 5, der einen Meßeingang besitzt, der mit dem Leitungswiderstand 3 verbunden ist, wobei er mit dem Wechselrichter durch sechs Steuerleitungen für die Schaltelemente des Wechselrichters in einer Weise verbunden ist, die unter Bezugnahme auf Fig. 2 beschrieben ist.
Der Wechselrichter 1 ist mit seinen Ausgängen mit den Statorwicklungen der drei Phasen A, B und C eines Dreiphasen-Elektromotors 6 verbunden, wobei er an diese drei Phasen die Ströme ia, ib und ic liefert.
Der Wechselrichter 1, der in Fig. 2 schematisch dargestellt ist, enthält drei Schaltelement-Paare, wie z. B. die Transistoren 8, 9, 10, 11, 12, 13.
Die Emitter-Kollektor-Strecken der Transistoren in jedem Paar sind mit den Anschlüssen des Ausgangs des Gleichrichters 2 in Reihe geschaltet, der eine Gleichspannung Udc liefert.
Die Basen der Transistoren jedes Paars sind mit den entsprechenden Ausgängen des Prozessors 5 verbunden, der vorteilhaft aus einem digitalen Signalprozessor DSP besteht, und der die Schaltsignale Sa, Sb, Sc an die oberen Transistoren 8, 10, 12 der jeweiligen Transistorpaare und die komplementären Schaltsignale , , an die unteren Transistoren 9, 11, 13 liefert.
Die Verbindungen zwischen den oberen und unteren Transistoren der jeweiligen Paare bilden die Ausgänge des Wechselrichters, die mit dem Elektromotor verbunden sind und die die Ströme ia, ib bzw. ic liefern.
Wie bereits angegeben ist, wird der Elektromotor 6 durch Wechselströme gesteuert, die um 331/2 phasenverschoben sind, die aus den Impulsdauermodulationssignalen gebildet werden, die durch den Prozessor 5 auf der Basis sowohl des am Widerstand 3 der Schaltung in Fig. 1 gemessenen Netzstroms als auch der während vorhergehender Nebenperioden gemessenen Phasenströme berechnet und erzeugt werden.
Die Breiten der aufeinanderfolgenden Impulsdauermodulationssignale jeder Phase steuern die entsprechenden Schaltvorgänge der Schaltelemente des Wechselrichters 1.
Vorausgesetzt, daß, wenn die Zeitintervalle U1 und U2 zwischen dem Schalten eines Transistors einer Phase und dem Schalten eines entsprechenden Transistors der Phase, die dieser folgt, zu klein sind, es nicht möglich ist, Messungen auszuführen, besteht die Idee darin, ein größeres Zeitintervall zu erzeugen, wenn es gewünscht ist, diese Messung auszuführen, und dies durch das Erzeugen kürzerer Impulsdauermodulationen während der verbleibenden Zeit eines gegebenen Neben- oder Steuerzyklus zu kompensieren.
Es wird z. B. angenommen, daß es eine Zeit des Steuerzyklus von 400 us gibt. Die Impulsdauermodulation besitzt eine Trägerfrequenz von 12,5 kHz.
Während eines Steuerzyklus werden n = 5 ähnliche Muster von 80 us erzeugt. Im vorliegenden Fall setzt die Schaltung eine minimale Zeit von 4 us zwischen zwei aufeinanderfolgende Schaltzuständen, um einen Meßwert zu erfassen. Falls der Fall genommen wird, bei dem für eine gegebene Drehzahl und bei einer gegebenen Last der Steuerungsalgorithmus zu einem Zeitpunkt t Unterschiede zwischen den Impulsdauermodulationen berechnet, die gleich U1 = 12 us bzw. U2 = 1,5 us sind, wird der erste Zeitunterschied eine Strommessung erlauben, aber der zweite Zeitunterschied wird keine Strommessung erlauben.
Um es möglich zu machen, zu irgendeinem Zeitpunkt eine Messung auszuführen, besteht das Verfahren gemäß der Erfindung im Setzen der minimalen Meßzeit, die durch die gewählte Schaltung gesetzt wird, auf den kleinen Zeitwert, hier U2.
U2 wird folglich als U2 Meßwert = 4 us modifiziert werden.
Diese künstliche Modifikation bestimmter Impulsdauermodulationen kann zu einer abweichenden Energie, die an den Motor angelegt wird, und zu einer ungeeigneten Richtung des Statorfelds führen.
Vorausgesetzt, daß mehr Energie als notwendig an den Motor angelegt wird, wird der Wirkungsgrad verringert.
Ähnlich bringt das Erzeugen eines ungeeigneten Flusses Fluktuationen des Drehmoments mit sich.
In den meisten Steuervorrichtungen ist die Frequenz des Hauptsteuerzyklus kleiner als die Impulsdauermodulationsfrequenz.
Die Steuervorrichtung erzeugt mehrere ähnliche Impulsdauermodulationsmuster mit einer einzelnen Aktualisierung der Phasenströme.
Um diese Nachteile zu beseitigen und die durch die Steuervorrichtung berechneten theoretischen Phasensignale an den Motor anzulegen, besteht die Idee deshalb darin, abhängig davon, ob eine Messung gewünscht wird, eine minimale Dauer für die verschiedenen PWM-Muster zu setzen.
Während der Messungen sind die Impulssignale so beschaffen, daß sie den durch die Schaltungen gesetzten Kriterien der minimalen Zeit entsprechen, wohingegen während der verbleibenden Zeit, in der keine Messung ausgeführt wird, diese Signale kompensiert werden, um im Durchschnitt die gleiche Energie im Motor zu erzeugen.
Im obigen Beispiel werden während eines einzelnen Steuerzyklus fünf ähnliche Muster berechnet. Während des Meßintervalls ist U2 gleich U2 Meßwert = 41 us, während U1 gleich 12 us bleibt.
Die anderen vier Muster kompensieren eine durch dieses Meßmuster erzeugte Überschußenergie, indem sie eine Kompensationsverzögerung U2 besitzen, die durch die Relation:
Kompensation 4U2 + Meßwert U2 = 5U2
Kompensation U2 = Meßwert 5U2 - U2/4
Kompensation U2 = 5 · 1,5 - 4/4 = 0,875 us
gegeben ist.
Falls das Intervall des unzulänglichen Wertes U1 ist, wird selbstverständlich die gleiche Relation wie die auf U2 angewendete Relation außerdem auf U1 angewendet.
Falls außerdem die Anzahl der Muster pro Nebenzyklus von 5 verschieden ist, werden außerdem die Beziehungen
(n - 1) · Kompensation U1 + Meßwert U1 = n · U1 und
(n - 1) · Kompensation U2 + Meßwert U2 = n · U2 zum Berechnen der entsprechenden Kompensations- und Meßintervalle angewendet.
Um die Modulation mit codierten Impulsen zu erzeugen, wird von einem durch den DSP 5 erzeugten Synchronisationssignal Gebrauch gemacht, der gemäß der ersten Ausführungsform aufeinanderfolgend nach oben und nach unten zählt, wie in der Darstellung in Fig. 5 dargestellt ist.
Am Ende jedes Zählmodus tritt eine Unterbrechung PRint auf.
Jedesmal, wenn das Hauptprogramm des Prozessors die Unterbrechung einfügt, wird ein Zählerstand inkrementiert.
Durch die Vergrößerung dieser Variable berechnet das Hauptprogramm das Steuersignal einmal alle n = 5 PWM-Perioden.
Die Unterbrechung PRint erzeugt das Kompensationsmuster und das Meßmuster, wenn dies notwendig ist.
Die Unterbrechung MRint wird freigegeben, wenn ein Meßmuster durch den Prozessor geliefert wird.
Die Unterbrechung MRint beginnt eine Umsetzung, wobei sie veranlaßt, daß der Meßwert im Speicher des DSPs 5 gespeichert wird.
Die sich aus dieser Synchronisation ergebenden Signale sind in Fig. 5 unter dem Sägezahn-Synchronisationssignal dargestellt.
Diese Signale sind die drei Steuer-Pulsdauermodulationssignale Sa, Sb, Sc der drei Phasen der Motoren, die teilweise und in einem vergrößerten Maßstab in Fig. 4 dargestellt sind.
Im vorliegenden Beispiel werden fünf Signale durch den DSP 5 während eines Steuer- oder Nebenzyklus erzeugt.
Die Signale sind in bezug auf die Spitzen der Synchronisationssignale symmetrisch.
Sie können außerdem asymmetrisch sein, wie unter Bezugnahme auf Figur Sa beschrieben wird.
Das Signal Sa ist das breiteste, wobei es ein Intervall x zwischen dem Anfang eines Synchronisationssignals und seiner Anstiegsflanke einerseits und seiner Abfallflanke und dem Ende des Synchronisationssignals andererseits definiert.
Das Signal Sb, das schmaler als das Signal Sa ist, definiert das Intervall U1 zwischen den Anstiegs- und Abfallflanken der Signale Sa und Sb.
Das Signal Sc, das noch schmaler ist, definiert das Intervall U2 zwischen den Anstiegs- und Abfallflanken der Signale Sb und Sc.
Beim Fehlen der Kompensation gemäß der Erfindung sind U1 und U2 die gleichen für alle Signale eines Steuerzyklus, wie in Fig. 4 in einem vergrößerten Maßstab dargestellt ist.
Falls U1 und U2 zu schmal werden, um eine Messung auszuführen, wird folglich in dem entsprechenden Signal eine Unbestimmtheit erzeugt.
Fig. 5 zeigt, daß während des fünften Synchronisationssignals die Impulsdauermodulationssignale Sa, Sb und Sc in der Breite modifiziert werden, um es möglich zu machen, ein Meßintervall Meßwert U2 mit einer ausreichenden Dauer zu erhalten, um eine Messung zu erlauben, wohingegen ein durch das Verfahren der Erfindung nicht verarbeitetes Intervall U2 zu schmal sein würde.
Dies wird durch die Verbreiterung der PWM-Signale Sa und Sb und durch das Zusammenziehen des Signals Sc erhalten.
Um die Modifikation der Energie des Signals zu kompensieren, das im Ergebnis dieser Vergrößerung in U2 an den Elektromotor geliefert wird, werden die anderen vier Signale Sc verbreitert, was zur Erzeugung der zusammengezogenen Kompensation-U2-Intervalle führt, wobei die Summe dieser mit dem Meßintervall gleich der Summe der unverarbeiteten Intervalle U2 ist.
Im Fall des Erzeugens einer symmetrischen Impulsdauermodulation PWM wird die erste Halbperiode einer PWM mit dem Zustand (0, 0, 0) konstruiert, der durch die Zustandsgleichungen der Funktionen Sa, Sb, Sc gegeben ist, die oben definiert sind.
Sie wird dann mit zwei Zuständen, in denen wenigstens einer der oberen Transistoren 8, 10, 12 (Fig. 2) ein ist und einer der unteren Transistoren 9, 11, 13 ein ist (U1 und U2), und schließlich mit dem Zustand (1, 1, 1) konstruiert.
Die zweite Halbperiode besitzt die gleiche Reihenfolge, aber in der Zeit umgekehrt.
Weil es nicht möglich ist, irgendeine Messung während der Zustände (0, 0, 0) und (1, 1, 1) auszuführen, können zwei Strommessungen ausgeführt werden, eine während eines Intervalls U1 und die andere während eines Intervalls U2. Die während der Intervalle U1 und U2 gemessenen Ströme gehören zu verschiedenen Phasen.
Im Fall einer Sternstruktur für den Stator des zu steuernden Elektromotors kann der dritte Strom aus der Beziehung:
ia + ib + ic = 0
abgeleitet werden.
Im obenerwähnten Beispiel ist während des Intervalls U1 der Zustand des Wechselrichters 1 (Fig. 3) (0, 0, 1).
Der dann gemessene Phasenstrom beträgt idc = ic. Während des Intervalls U2 ist der Abtaststrom durch (1, 0, 1) bestimmt. Folglich gilt idc = -ib; deshalb sind ib und ic bestimmt, wobei ia = -(ib + ic) gilt.
Fig. 5a stellt eine Darstellung dar, die zu der Darstellung in Fig. 5 ähnlich ist, in der aber die Steuersignale der Transistoren des Wechselrichters asymmetrisch sind.
Diese Figur zeigt, daß das Synchronisationssignal ein durch aufeinanderfolgende Zählperioden erzeugtes Sägezahnsignal ist, und daß die Signale Sa, Sb und Sc mit den vertikalen Abfallflanken der Sägezahnsignale synchronisiert sind.
Am Ende jeder Zählung wird eine Unterbrechung PRint erzeugt.
Wie in dem unter Bezugnahme auf Fig. 5 beschriebenen Beispiel wird eine Unterbrechung MRint freigegeben, wenn ein Meßmuster vom Prozessor geliefert wird.
Im vorliegenden Beispiel wird das Intervall Meßwert U2 während der fünften Periode des Sägezahn-Synchronisationssignals erzeugt.
In diesem Fall definiert das Signal Sa ein einzelnes Intervall x zwischen dem Anfang eines Synchronisationssignals und seiner Anstiegsflanke.
Das Signal Sb, das schmaler als das Signal Sa ist, definiert das Intervall U1 zwischen der Anstiegsflanke des Signals Sa und seiner eigenen Anstiegsflanke.
Das Signal Sc, das noch schmaler ist, definiert das Intervall U2 zwischen der Anstiegsflanke des Signals Sb und seiner eigenen Anstiegsflanke.
Wie in der Darstellung in Fig. 5 werden die PWM-Signale Sa, Sb, Sc während des fünften Synchronisationssignals in der Breite modifiziert, um es möglich zu machen, ein Meßsignal Meßwert U2 mit ausreichender Dauer zu erhalten.
Die während der anderen vier Synchronisationssignale erzeugten zusammengezogenen Kompensationsintervalle U2 stellen die notwendige Energiekompensation bereit.
Der Betrieb der Vorrichtung gemäß der Erfindung wird unter Bezugnahme auf den Ablaufplan in Fig. 6 deutlich erklärt.
Unter Verwendung des Hauptprogramms 20, das im Speicher des DSPs gespeichert ist, gibt es im Schritt 21 eine Warteperiode, damit sich der Steuermerker auf 1 ändert.
Während des Schritts 22 werden dann die Intervalle U1 und U2 und die PWM- Muster berechnet.
Während des Schritts 23 wird die Relation U1 < minimales Intervall geprüft.
Falls die Antwort negativ ist, wird während des Schritts 24 eine Bestätigung ausgeführt, daß das Intervall U1 das Meßintervall und das Kompensationsintervall sein kann, wobei dann der Schritt 25 des Prüfens der Relation U2 < minimales Intervall ausgeführt wird.
Falls die Antwort auf die im Schritt 23 gestellte Frage positiv ist, werden während des Schritts 26 die Meß- und Kompensationsintervalle Meßwert U1 und Kompensation U2 aus den Beziehungen:
comp. U1 = [5U1 - min.int]/4,
mes. U1 = min.int
berechnet.
Dann wird außerdem der Schritt 25 des Prüfens der Relation U2 < minimales Intervall ausgeführt.
Falls die Antwort auf die gestellte Frage nein ist, wird während des Schritts 27 bestätigt, daß das Intervall U2 das Meßintervall und das Kompensationsintervall sein kann, wobei während des Schritts 28 zum Hauptprogramm zum Ableiten der PWM-Signale zurückgekehrt wird.
Falls die Antwort ja lautet, werden im Schritt 29 die Meß- und Kompensationsintervalle aus den Beziehungen:
comp. U2 = [5U2 - min.int]/4,
mes. U2 = min.int
berechnet.
Dann wird während des Schritts 28 zum Hauptprogramm zum Ableiten der PWM-Signale zurückgekehrt.
Fig. 7 stellt den Ablaufplan für das Ableiten der PWM-Muster während einer Steuer- oder Nebenperiode und für das Messen des Netzstroms dar.
Während des Schritts 30 erzeugt der DSP eine Unterbrechungsperiode PRint, die am Ende des Zählmodus auftritt.
Diesem Schritt folgt ein Steuerschritt 31 für einen Merker der Inkrementierung um 1 modulo 5.
Während des Schritts 32 wird die Frage gestellt, ob die Merkersteuerung gleich 4 ist.
Falls die Antwort ja lautet, wird ein Meßmuster erzeugt und während des Schritts 33 angewendet. Die PWMs werden am Ende des Abwärtszählmodus aktualisiert.
Falls die Antwort nein lautet, wird während der Phase 34 ein kompensiertes Muster angewendet.
Während der Anwendung des Meßmusters während des Schritts 35 werden die als eine Funktion des Meßmusters hergestellten Meßunterbrechungen MRint freigegeben und angewendet.
Während dieses Schritts werden die Dreiphasenströme aus den zwei am Netzstrom aufgenommenen Meßwerten abgeleitet.
Nach den Schritten 34 oder 35 wird während des Schritts 36 zum Hauptprogramm zurückgekehrt.
Die Vorteile der vorliegenden Lösung sind wie folgt:
Falls die Leistung der zwei oben angegebenen Verfahren für einen Asynchronmotor mit zwei Polpaaren, die für 450 W ausgelegt sind, bei einer Drehzahl von 150 U/min mit einer leeren Trommel als Last und einer 270-V- Versorgungsspannung verglichen wird, stellen diese Drehzahl und diese Last einen ungünstigen Fall für die oben definierte Schaltung dar.
Das maximale Zeitintervall ΔPWM zwischen zwei Schaltzuständen, die infolge der Einschränkungen der Schaltung erfaßt werden können, beträgt im obenbeschriebenen Beispiel 2,8 us.
Es wird nun angenommen, daß innerhalb des Motors eine Energie erzeugt worden ist, die un mit n [1, 2] entspricht, das gleich 2,8 us während 400 us ist.
Im Verfahren der Erfindung, das als die "kompensierte Lösung" bezeichnet wird, wird es möglich sein, durch das Erzeugen des Musters mit Meßwert un = 2,8 us und vier anderen Mustern mit Kompensation un = 0 den Strom während jedes Steuerzyklus zu messen. Um das gleiche Verhältnis für die zwei Verfahren zu halten (sie besitzen verschiedene Zeiten des Steuerzyklus), beträgt die 2,8 us während 400 us entsprechende Energie 1,75 us während 250 us. Die Abtastgeschwindigkeit der zwei Verfahren für diesen kleinen Wert der Last und der Rate ist wie folgt.
Um einen Abtastwert zu erfassen, muß das herkömmliche Verfahren einen minimalen Tastgrad von 30 us besitzen.
Um die obenbeschriebene Leistung zu erhalten, muß das Register (abs(30/1,75) + 1) = 18mal die Energie über 250 us akkumulieren. Die Steuerung wird deshalb einen Abtastwert alle 18 · 250 us = 4,5 ms erfassen.
Unter den gleichen Bedingungen wird die "kompensierte" Lösung gemäß der Erfindung einen Abtastwert alle 400 us erhalten.
Die Abtastrate in der Lösung der Erfindung ist deshalb zehnmal größer.
Die in diesem Fall verwendete Schaltung besitzt einen Unempfindlichkeitsbereich von 1,2 us, es ist aber bereits möglich, daß einige Wechselrichter mit einem höheren Bereich der Drehzahlen in weniger als 150 ns ausschalten, wobei sie Steuerelemente besitzen, die einen Unempfindlichkeitsbereich von 200 ns erzeugen können. Es erscheint deshalb möglich, mit bestehenden Vorrichtungen einen ΔPWM kleiner als 500 ns zu erreichen. Die Leistung der "kompensierten" Lösung wird im Vergleich zur herkömmlichen Lösung im gleichen Verhältnis verbessert.
Alle diese Berechnungen wurden für eine spezielle Anwendung ausgeführt.
Die oben angegebenen Zahlen und Verhältnisse können für eine andere Anwendung im hohen Maße verschieden sein, in jedem Fall bleiben aber die Ergebnisse des Schätzens gemäß der Erfindung genauer als diejenigen der herkömmlichen Lösung.
Das Verfahren gemäß der Erfindung ist ein synchrones Verfahren, so daß alle Algorithmen mit einer konstanten Zeitbasis verwendet werden können, dies bildet die Basis aller Steuerungsalgorithmen.
Dieses Verfahren schafft eine kontinuierliche Steuerung für niedrige Drehzahl und niedrige Last und folglich einen besseren Wirkungsgrad.
Weil es genau bekannt ist, wann der richtige Abtastwert zu erhalten ist, der mit dem entsprechenden Strom übereinstimmt, gibt es keine Notwendigkeit, mehrmals abzutasten und einen Mittelwert zu bilden, um den Phasenstrom zu erhalten. Um den letzten gemessenen Strom zu erhalten, ist es nicht notwendig, eine Mittelung über die Abtastwerte auszuführen, oder zu filtern, um die sperrenden Wirkungen der fehlerhaften Zeiten zu verringern. Deshalb wird bei der Berechnungszeit zum Messen der Ströme eine signifikante Einsparung erhalten.
Das Verfahren der Erfindung macht es möglich, einen Motor in einem sehr weiten Bereich der Drehzahlen und Lasten mit einer zehnmal besseren Leistung als herkömmliche Verfahren zu steuern.
Die Leistung der Steuerung des Drehmoments und der Drehzahl kann unter Verwendung effizienter Steuerungsalgorithmen um den Preis einer Lösung verbessert werden, die eine schlechtere Leistung besitzt. Alle Vorrichtungen zum Steuern von Synchron- und Asynchronmotoren oder im allgemeinen aller Dreiphasen-Wechselrichter können nun dieses Verfahren verwenden, um die Phasenströme zu schätzen.
Obwohl in dem obenbeschriebenen Beispiel die Erfindung auf die Steuerung eines Dreiphasen-Elektromotors und folglich auf diejenige eines Dreiphasen- Wechselrichters angewendet ist, kann sie ebensogut auf die Steuerung eines Multi-Dreiphasen-Wechselrichters angewendet werden, in dem Gruppen aus drei Phasen in der gleichen Weise wie diejenigen eines Dreiphasen-Wechselrichters verarbeitet werden.

Claims

1. Verfahren zum Steuern eines Dreiphasen- oder Multi-Dreiphasen- Wechselrichters (1) mit Ausgängen, die an eine Dreiphasenlast angeschlossen sind, Schaltmitteln (8, 9, 10, 11, 12, 13) zum Koppeln der Ausgänge des Wechselrichters mit Gleichspannungsquellen (2), wobei der Wechselrichter so angeordnet ist, daß er durch Mittel (5) gesteuert wird, die im Verlauf aufeinanderfolgender Steuerzyklen Signale zur Impulsdauermodulationssteuerung der Schaltmittel auf der Basis der Phasenströme herleiten, die gemäß den vorangehenden Messungen des Versorgungsnetzstroms des Wechselrichters erhalten werden, in der Weise, daß dann, wenn innerhalb einer Impulsdauermodulationsperiode ein Zeitintervall (U1, U2) zwischen dem Schaltzeitpunkt eines Schaltmittels einer Phase und dem Schaltzeitpunkt eines entsprechenden Schaltmittels einer folgenden Phase niedriger als ein vorbestimmter Schwellenwert wird, der das Messen verhindert, es darin besteht, eine Impulsdauermodulation zu erzeugen, die ein Meßzeitintervall (Meßwert U1; Meßwert U2) mit ausreichender Dauer definiert, um das Messen der Auswirkungen des Schaltens auf den Netzstrom zu ermöglichen, und die Dauer der anderen Impulsdauermodulationen, die im selben Steuerzyklus enthalten sind, um einen solchen Wert zu reduzieren, daß die Summe der Reduzierungen dieser anderen Impulsdauermodulationen die Zunahme der das Meßintervall definierenden Impulsdauermodulation kompensiert.

2. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem ferner die Reduzierung der Dauer der anderen Impulsdauermodulationen erhalten wird, indem ein Kompensationsintervall (Kompensation U1; Kompensation U2) bezogen auf das entsprechende Meßintervall (Meßwert U1, Meßwert U2) durch die jeweiligen Beziehungen definiert wird:

(n - 1) · Kompensation U1 + Meßwert U1 = n · Zeitintervall U1

(n - 1) · Kompensation U2 + Meßwert U2 = n · Zeitintervall U2

wobei n die ganzzahlige Anzahl der Impulsdauermodulationsperioden pro Nebenzyklus ist.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, bei dem ferner Mittel zum Ableiten der Impulsdauermodulations-Steuersignale vorgesehen werden, die einen Prozessor (5) umfassen, der ein Programm zur Ausführung des Verfahrens enthält.

4. Verfahren nach Anspruch 3, bei dem der Schritt des Vorsehens des Prozessors (5) das Vorsehen eines digitalen Signalprozessors DSP umfaßt.

5. Verfahren nach Anspruch 3 oder Anspruch 4, ferner umfassend das Durchführen der Herleitung der Meßintervalle (Meßwert U1, Meßwert U2) und der Kompensationsintervalle (Kompensation u1, Kompensation u2) auf der Basis eines Signals zum Synchronisieren der Impulsdauermodulationen der drei Phasenströme, das von dem Prozessor (5) abgeleitet wird, wobei das Synchronisierungssignal durch aufeinanderfolgende Zählmodi und durch Festlegen von Unterbrechungsperioden (PRint) am Ende der aufeinanderfolgenden Zählmodi sowie von Meßunterbrechungen (MRint) im Verlauf einer Periode des Synchronisierungssignals erhalten wird.

6. Verfahren nach Anspruch 5, bei dem der Schritt der aufeinanderfolgenden Zählmodi Zählmodi und Abwärtszählmodi der Reihe nach umfaßt.

7. Vorrichtung zum Steuern eines Dreiphasen-Wechselrichters (1) mit Ausgängen, die an eine Dreiphasenlast angeschlossen sind, Schaltmitteln (8, 9, 10, 11, 12, 13) zum Koppeln der Ausgänge des Wechselrichters mit einer Gleichspannungsquelle (2), wobei der Wechselrichter mit Mitteln (5) kombiniert ist, die im Verlauf aufeinanderfolgender Steuerzyklen Signale für eine Impulsdauermodulationssteuerung der Schaltmittel auf der Basis der Phasenströme herleiten, die gemäß vorangehenden Messungen des Versorgungsnetzstroms des Wechselrichters erhalten werden, wobei die Mittel zum Herleiten der Steuersignale Mittel zum Erzeugen einer Impulsdauermodulation enthalten, die ein Meßzeitintervall (Meßwert U1; Meßwert U2) mit ausreichender Dauer definieren, damit Messungen der Auswirkungen des Schaltens auf den Netzstrom ermöglicht werden, wenn innerhalb einer Impulsdauermodulationsperiode ein Zeitintervall (U1, U2) zwischen dem Zeitpunkt des Schaltens eines Schaltmittels einer Phase und dem Zeitpunkt des Schaltens eines entsprechenden Schaltmittels einer folgenden Phase kleiner als ein vorbestimmter Schwellenwert wird, sowie Mitteln zum Reduzieren der Dauer der anderen in dem gleichen Steuerzyklus enthaltenen Impulsdauermodulationen um einen solchen Wert, daß die Summe der Reduzierungen in diesen anderen Impulsdauermodulationen die Zunahme der das Meßzeitintervall definierenden Impulsdauermodulation kompensiert.

8. Vorrichtung nach Anspruch 7, bei dem die Mittel zum Reduzieren der Dauer der anderen Impulsdauermodulationen Mittel enthält, die ein Kompensationsintervall (Kompensation U1, Kompensation U2) bezogen auf das entsprechende Meßintervall (Meßwert U1, Meßwert U2) durch die jeweiligen Beziehungen definieren:

(n - 1) · Kompensation U1 + Meßwert U1 n · Zeitintervall U1

(n - 1) · Kompensation U2 + Meßwert U2 = n · Zeitintervall U2

9. Vorrichtung nach Anspruch 7 oder Anspruch 8, bei der ein Mittel zum Ableiten des Impulsdauermodulations-Steuersignals einen Prozessor (5) umfassen, der ein Programm zur Ausführung des Verfahrens nach Anspruch 1 enthält.

10. Vorrichtung nach Anspruch 9, bei welchem der Prozessor (5) ein digitaler Signalprozessor DSP ist.