DE2709749A1 - Anordnung zur steuerung einer elektrische energie wechselrichtenden festkoerper-umformereinrichtung - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Anordnung zur Steuerung einer elektrische Energie wechselrichtenden Festkörper-Umformereinrichtung, die insbesondere zum Antrieb von drehzahleinstellbaren Wechselstrommotoren dient.

Für elektromotorische Antriebe werden Wechselstrom-Induktionsnotoren bevorzugt, da sie verhältnismäßig einfach aufgebaut, kompakt, unempfindlich, wartungsfreundlich, gewicht smäßig leicht und preisgünstig sind. Das von einem Induktionsmotor entwickelte Drehmoment hängt sowohl von dem Amplituden/Frequenz-Verhältnis der den Statorwicklungen zugeführten sinusförmigen Wechselspannung als auch von der Schlupfdrehzahl des Motors ab. Die Schlupfdrehzahl ist die Differenz zwischen der tatsächlichen Drehgeschwindigkeit der Rotoroberfläche und der Winkelgeschwindigkeit des Statordrehfeldes, jeweils ausgedrückt in Radiant pro Sekunde. Wenn ein solcher Motor mit veränderbarer Drehzahl betrieben werden soll, ist es üblich, den Statorwicklungen Wechselstromenergie zuzuführen, die so gesteuert werden kann, daß sowohl die Frequenz als auch die Amplitude der Statorspannung einstellbar ist. Durch geeignete Wahl dieser beiden Parameter kann man beispielsweise den Motor veranlassen, zwischen der Drehzahl Null und einer vorgegebenen Eckpunktdrehzahl, mit konstantem Lastdrehmoment zu arbeiten und bei Drehzahlen oberhalb dieser Eckpunktdrehzahl mit vermindertem Drehmoment, aber im wesentlichen konstanter Leistung zu arbeiten. Die Eckpunktdrehzahl ist die höchste Drehzahl, bis zu der man den Motorfluß konstanthalten kann. Der Betrieb mit vermindertem Drehmoment, aber konstanter Leistung ist bei gewissen Anwendungen erwünscht, beispielsweise bei Antrieben für elektrische Schienenfahrzeuge.

Eine Mehrphasanspannung variabler Amplitude und Frequenz kann man mit Vorteil von einer gegebenen Gleichspannungsquelle gewinnen oder von einer Wechselstromquelle faster Frequenz, und zwar unter Verwendung von statischen elektrischen Energieumformereinrichtungen. In einer sol-

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chen Festkörper-Umfο rühreinrichtung für elektrische Enorgie sind mehrere Paare von abv/echselnd leitenden steuerbaren elektrischen Ventilen vorgesehen, die derart betrieben werden können, daß sie eine den Eingangsanschlüssen der Einrichtung zugeführte Spannung in eine mehrphasige Spannung umformen, die zum Speisen der Statorwicklungen eines dreiphasigen, drehzahleinstellbaren elektrischen Motors geeignet ist. Bei den Ventilen handelt es sich typischerweise um unidirektional leitende Schaltelemente, die die Fähigkeit haben, eine Vorwärtsspannung so lange zu sperren, bis sie aufgrund eines geeigneten Steuer- oder Zündsignals durchgeschaltet werden. Solche Schaltelemente sind im allgemeinen als steuerbare Gleichrichter oder Thyristoren bekannt. Sobald ein Thyristor durch ein Zündsignal gstriggert wird, schaltet er von einem nichtleitenden oder Sperrzustand in einen leitenden oder Durchlaßzustand um. Ein im Durchiaßzustand befindlicher Thyristor führt so lange Strom, bis der Strom durch die Kommutierungswirkung äußerer Schaltungselemente zum Erlöschen gebracht wird. Jedem laststromführenden Thyristor kann eine Diode antiparallelgeschaltet v/erden, die den Motorstrom führen kann, wenn der Thyristor gesperrt wird.

Für Leistungsumformer mit Thyristoren als Hauptschaltelemente sind zahlreiche verschiedenartige Schaltungsanordnungen und Betriebsweisen bekannt. Diese Umformereinrichtungen enthalten im allgemeinen geeignete Zünd- und Kommutierungseinrichtungen zum periodischen Umschalten des Durchlaßzustandes zwischen den beiden abwechselnd leitenden Thyristoren jedes Thyristorpaares. Durch Wiederholung dieses Umschaltvorganges für jedes Thyristorpaar in einem vorbestimmten Periodenmuster und durch Verschachteln der Muster der den verschiedenen Phasen eines Motors zugeordneten Thyristorpaare erhält man an den Ausgangsanschlüssen der Uaformereinrichtung die gewünschte dreiphasige Wechselspannung. Die Frequenz der Grundkomponente oder

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Grundschwingung der Ausgangsspannung hängt von der Frequenz des periodischen Umschaltmusters der Thyristorpaare ab. Die Amplitude der Ausgangsspannung kann man linear mit der Frequenz ändern, und zwar entweder durch entsprechende Änderung der den Singangsanschlüssen der Umfonnereinrichtung zugeführten Spannung oder, falls die Amplitude der Eingangsspannung konstant ist, durch geeignete Steuerung der Arbeitsweise der Zünd- und Kommutierungseinrichtungen des Umformers. Eine der vorteilhaften Maßnahmen zur Steuerung der Ausgang3spannung innerhalb der Umformereinrichtung ist die Anwendung eines Verfahrens zur Steuerung des Schaltzeitverhältnisses.

Eine sehr wirksame Methode zur Steuerung des Schaltzeitverhältnisses ist als Mehrimpulsbreitenmodulation (PDM) bekannt. Bei der Impulsbreitenmodulation werden die Durchlaßzustände jedes Paares abwechselnd leitender Thyristoren mehr als zweimal in jeder Halbperiode der Motorspannung umgeschaltet. Dadurch wird die Halbperiodenschwingung in eine Reihe einzelner, verhältnismäßig schmaler Impulse zerhackt, die abwechselnd unterschiedliche (beispielsweise positive und negative) Potentiale haben. Die Dauer oder Breite der einzelnen Impulse und die Anzahl der Impulse pro Halbperiode der Grundschwingungsfrequenz werden in Übereinstimmung mit einer vorgewählten Steuerstrategie geändert, um die dem Motor zugeführte mittlere Spannung zu ändern. Dabei wird auch die Amplitude der sinusförmigen Grundschwingung der Motoranschlußspannung in gewünschter Weise geändert. Die SteuerStrategie wird vorzugsweise derart gewählt, daß während jeder Halbperiode der aus rechteckförmigen Spannungsimpulsen gebildete Inpulszug sinusförmig moduliert ist. Aus diesem Grunde ist es bekannt, die Impulsbreitenmodulation in einem Dreieckschnittpunktmodus vorzunehmen.

Beim Dreieckschnittpunktmodus der Impulsbreitenmodulation wird ein sinusförmiges Referenzsignal (Modulationsschwingung) variabler Amplitude und Frequenz mit einen drei-

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eckförmigen Taktgabesignal (Trägerschwingung) konstanter Amplitude und Frequenz verglichen. Die Frequenz des dreieckförmigen Taktgabesignals ist wesentlich höher als diejenige des Referenzsignals. Die Stromdurchlaßzustände eines Thyristorpaares werden bei jedem Schnittpunkt des Taktgabesignals mit dem Referenzsignal umgeschaltet. Die Folge davon ist, daß die Grundschwingung der Spannung am zugeordneten Ausgangsanschluß dieselbe Frequenz wie das sinusförmige Referenzsignal hat und etwa in Phase mit dem sinusförmigen Referenzsignal ist. Die Amplitude der Spannung sgrundschwingung ist eine lineare Funktion des Modulationsverhältnisses, d.h. des Verhältnisses von Referenzsignalamplitude zu TaktgabeSignalamplitude. Die Anzahl der Impulse pro Halbperiode der Grundschwingungsfrequenz wird durch das Zerhackerverhältnis bestimmt, d.h. durch das Verhältnis der Frequenz des Taktgabesignals zur Frequenz des Referenzsignals. Solange das Zerhackerverhältnis verhältnismäßig hoch ist, beispielsweise größer als 6, ist die harmonische Verzerrung oder Oberwellenverzerrung der AusgangsspannungsSchwingungsform verhältnismäßig niedrig und die übrigen Oberwellen sind von einer derart hohen Ordnung, daß sie keinen merkbaren Einfluß auf das mittlere Motordrehmoment ausüben können. Beim Dreieckschnittpunktmodus der Impulsbreitenmodulation werden somit unannehmbar hohe Drehmomentpulsationen und Oberwellenverluste im Motor vermieden, wenn der drehzahleinstellbare Antrieb in einem niedrigen Drehzahlbereich nahe bei der Drehzahl Null arbeitet. Bezüglich eines solchen Steuerverfahrens, das für Motorantriebe mit einem großen Drehzahlbereich geeignet ist, wird beispielsweise auf die Druckschrift Siemens-Zeitschrift 45 (1971), Heft 3, Seite 15^-161, "Pulswechselrichter zur Drehzahlsteuerung von Asynchronmaschinen¹¹, verwiesen. Um bei der Erhöhung der Amplitude und Frequenz der Grundschwingung der Ausgangsspannung unerwünschte subharmonische Spannungskomponenten oder niederfrequente Schwebungen zu vermeiden, ist es üblich, die dreieckförmige TaktgabeSchwingungsform mit dem sinus-

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förmigen Referenzsignal zu synchronisieren. In diesem Falle ist es aber notwendig, das Zerhackerverhältnis am unteren Ende des Drehzahlbereiches zu erhöhen, um die Frequenz des Taktgabesignals hinreichend hoch zu halten und eine übermäßige Welligkeit im Motorstrom zu vermeiden.

Um von einer mit Impulsbreitenmodulation arbeitenden Umformereinrichtung die maximal mögliche Ausgangsspannung zu erhalten, ist es erforderlich, daß der Betriebsmodus in einen Rechteckschwingungsmodus übergeht. Im Rechteckschwingungsmodus werden die Thyristorpaare nur bei den Halbperiodenzeitpunkten umgeschaltet, so daß alle Zerhackerzeitpunkte, die zwischen die Halbperiodenzeitpunkte fallen, nicht auftreten. Den Motoranschlüssen wird somit eine nichtmodulierte Rechteckspannung mit der Grundfrequenz zugeführt. Diese Betriebsart oder dieser Modus führt zu der bekannten sechsstufigen Spannungsschwingungsform an jeder der Statorwicklungen des drehzahleinstellbaren, dreiphasigen Induktipns- oder Asynchronmotors. Die Statorwicklungen sind normalerweise als Stern geschaltet, so daß sich im gesamten Drehzahlbereich die dritte Oberwelle und vielfache davon auslöschen. Obwohl der Anteil der fünften Oberwelle in der maximalen Ausgangsrechteckschwingung 20% beträgt und die siebte und höhere Oberwellen mit geringeren Prozentsätzen auftreten, kommt es zu keinen unannehmbaren Drehmomentpulsationen, da die mechanische Belastung des jetzt mit maximaler Spannung und verhältnismäßig hoher Grundfrequenz gespeisten Antriebs und der Rotor des Motors selbst ein hinreichend hohes Trägheitsmoment haben, um eine Glättung zu bewirken. Ein Betrieb im Rechteckschwingungsmodus ist erwünscht, da die Umformerverluste gering sind und die Abmessungen für die Umformereinrichtungen kleingemacht werden können.

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Beim Übergang zwischen der Dreieckschnittpunkt-Impulsbreitenmodulation und dem nicht modulierten Rechteckschwingungsmodus tritt ein Problem auf, da die Zeitspanne zwisehen aufeinanderfolgenden Umschaltzeitpunkten eines Thyristorpaares einen endlichen minimalen Wert (typischerweise 100 bis 300 Ais) haben muß, um für eine erfolgreiche !Commutation hinreichend viel Zeit zur Verfügung zu stellen. Es ist daher nicht möglich, die Breite der Ausgangsspannungsimpulse kontinuierlich zwischen diesem Limit und Null zu ändern. Bei jeder Hinzufügung eines Minimumbreitenimpulses zur Ausgangsspannung und bei jeder Weglassung eines solchen Impulses tritt im Amplituden/ Frequenzverhältnis der Ausgangsspannung eine Diskontinuität auf. Die Folge davon ist, daß der Motor einen Drehmomentstoß entwickelt, falls diese Veränderung nicht in der Nähe eines Nulldurchgangs der Grundschwingung der Ausgangsspannung erfolgt. Weiterhin kann es zu einer Phasenänderung kommen, die zu einer Phasenverschiebung zwischen der Wechselrichterspannung und der Motor-Gegen-EMK führt, womit unerwünscht hohe Stromstöße verbunden sind.

Weiterhin wurde es bereits vorgeschlagen, die Modulationsstrategie eines mit Impulsbreitenmodulation arbeitenden Umformers in einem ausgewählten Mittenabschnitt des Grundfrequenzbereiches zu ändern. Dieser Mittenabschnitt liegt zwischen dem unteren Ende des Bereiches, in dem das grundsätzliche Dreieckschnittpunktverfahren wirksam ist, und dem oberen Ende des Bereiches, in dem der Umformer im Rechteckschwingungsmodus arbeitet. Abbondanti und Nordby haben in einem Vortrag "Pulse Width Modulated Inverter Motor Drives with Improved Modulation" im Oktober 1974, Ninth Annual Meeting of the IEEE Industry Applications Society in Pittsburgh, Pennsylvania (IEEE Conference Record 74CH)833-41A, Seite 998-1006) vorgeschlagen, eine Reihe von Übergangs-Impulsbreitenmodulations-Moden zu verwenden, wobei die Taktgabeschwingungsform mit dem Referenzsignal

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synchronisiert ist, ihre Frequenz oder Steigung verschiedenarxig modifiziert wird und bzw. oder die Amplitude des Referenzsignals verändert wird, um die Anzahl der Zerhackerzeitpunkte ohne Diskontinuität in der Amplitude der Ausgangsgrundschwingung auf Null zu vermindern. Aus dem oben erwähnten Aufsatz in der Siemens-Zeitschrift 45 (1971), Heft 3, Seiten 15^-161 ist es bekannt, und zwar insbesondere in bezug auf die dortigen Figuren 6 und 7, das Dreieckschnittpunktverfahren der Impulsbreitenmodulation durch ein äquivalentes Gleichspannungspegelsetzverfahren zu ersetzen, das automatisch sowohl eine stationäre als auch transiente Synchronisation der Zerhackerzeitpunkte mit dem Referenzsignal sicherstellt.

Bei dem Gleichspannungspegelsetzmodus der Impulsbreitenmodulation wird ein sinusförmiges Referenzsignal (Modulationsschwingung) mit einem oder mehreren Spannungspegeln verglichen, und die Durchlaßzustände eines Thyristorpaares werden jedesmal dann umgeschaltet, wenn das Referenzsignal die Nullinie schneidet und wenn seine Momentanamplitude gleich einem der Spannungspegel ist. Durch dieses Verfahren wird sichergestellt, daß bei einer Änderung der Grundschwingungsamplitude der Ausgangsspannung die dieser Spannung hinzugefügten oder von dieser Spannung weggelassenen Minimumbreitenimpulse stets diejenigen Impulse sind, die am dichtesten bei den Nulldurchgängen der Grundschwingungsform auftreten. Ihre Wirkung auf den Effektivwert der Grundschwingung ist daher vernachlässigbar klein.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen glatten übergang zwischen einem Dreieckschnittpunktmodus zum Impulsbreitenmodulationsbetrieb bei verhältnismäßig niedrigen Frequenzen und einem Rechteckschwingungsmodus zum Betrieb bei hohen Frequenzen vorzusehen, wobei Drehmomentpulsationen und Energieverluste im Motor so gering wie möglich gehalten werden sollen.

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Falls, wie es manchmal vorkommen kann, die einem drehzahleinstellbaren Wechselstrommotor zugeführte Spannung zeitweilig unterbrochen wird, und zwar während einer hohen Drehzahl des Motors., muß man bei der Wiederzufuhr der Energie zum Motor Sorgfalt üben. Zum sicheren Wiederstarten eines Motors, dessen angetriebene Last sich noch bewegt, ist es in der Praxis üblich, die Amplitude der Grundschwingung der Umformerausgangsspannung herabzusetzen und die Frequenz dieser Spannung so einzustellen, daß sie der Drehzahl des sich noch drehenden Motors entspricht. Andernfalls kann es bei der Wiedererregung der Statorwicklungen des Motors zu einem unerwartet hohen Stromstoß kommen. Die zu schaffende Steueranordnung für die Energieumformereinrichtung soll daher auch das Wiederstarten des Motors nach einem zeitweiligen Energieausfall erleichtern.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung sind mindestens drei Paare abwechselnd leitender steuerbarer elektrischer Ventile zwischen zwei Gleichspannungseingangsanschlüssen von relativ positiver und negativer Polarität zueinander parallelgeschaltet. Die Verbindungspunkte zwischen den Ventilen, die jeweils ein Ventilpaar bilden, sind an drei getrennte Wechselspannungsausgangsanschlüsse angeschlossen, die mit einer frequenzvariablen Last verbunden werden können, beispielsweise mit einem drehzahleinstellbaren, dreiphasigen Induktions- oder Asynchronmotor. Die Durchlaßzustände der abwechselnd leitenden Ventile jedes Ventilpaares werden periodisch mit Hilfe von zugeordneten Zünd- und Kommutierungseinrichtungen umgeschaltet, und zwar in einer solchen Weise, daß eine an den Eingangsanschlüssen anliegende unipolare Spannung in eine an den Ausgangsanschlüssen auftretende Wechselspannung umgeformt wird. Die Steueranordnung dient zur Führung und Leitung des Betriebs der Zünd- und Kommutierungseinrichtungen, und zwar in einer solchen Weise, daß die Frequenz und die Amplitude der Grundschwingung der Ausgangswechselspannung in Abhängigkeit von einem variablen

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Frequenzbefehlssignal und einem variablen Amplitudenbefehlssignal gesteuert wird.

Nach der Erfindung ist die Steueranordnung insbesondere entsprechend den Merkmalen des Anspruchs 1 ausgebildet. Bevorzugte Weiterbildungen sind insbesondere durch den Anspruch 5 sowie die Ansprüche 2 bis 4 und 6 bis 10 gekennzeichnet.

Nach der Erfindung enthält die Steueranordnung Mittel, die die Durchführung eines Dreieckschnittpunktmodus der Impulsbreitenmodulation gestatten, und Moduswechseloder Modusumschaltmittel, die auf die Drehzahl des Motors und auf den Wert des Amplitudenbefehlssignals ansprechen. Die Moduswechselmittel aktivieren die Mittel für den Dreieckschnittpunktmodus so lange, wie die Motordrehzahl eine vorbestimmte Referenzdrehzahl nicht überschreitet und das Amplitudenbefehlssignal einen vorbestimmten Referenzwert nicht übersteigt.

Wenn das Amplitudenbefehlssignal den Referenzwert überschreitet oder die Motordrehzahl über die Referenzdrehzahl hinaus zunimmt, üben die Moduswechselmittel eine andere Funktion aus, sie aktivieren nämlich Mittel, die die Durchführung eines Ubergangsmodus der Impulsbreitenmodulation gestatten. Diese Mittel für den Übergangsmodus werden im aktivierten Zustand von einem periodischen Referenzsignal abgetastet, dessen Frequenz von dem erwähnten Frequenzbefehlssignal abhängt, um die Zünd- und Kommutierungseinrichtungen zu veranlassen, die Durchlaßzustände jedes Ventilpaares zu bestimmten Zeitpunkten während jeder Periode der Grundschwingung der Ausgangswechselspannung umzuschalten. Diese Schaltzeitpunkte werden insbesondere im Anspruch 1 oder im Anspruch 5 definiert.

Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung wird an Hand einer Zeichnung erläutert. Ej zeigt:

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Fig. 1 ein Blockschaltbild eines nach der Erfindung ausgebildeten drehzahleinstellbaren Motorantriebs,

Fig. 2 ein Schaltbild einer bevorzugten Ausfiihrungsform des in der Fig. 1 als Block dargestellten Drei-Phasen-Wechselrichters ,

Fig. 3 auftretende Spannungsverlaufe beim Betrieb des Wechselrichters in Rechteckschwingungsmodus, wobei sich der Index A auf einen Phasenanschluß und der Index N auf den Nullpunkt der Statorwicklungen des in der Fig. 2 dargestellten drehzahleinstellbaren Wechselstrommotors bezieht,

Fig. 4 Spannungsverläufe beim Betrieb des Wechselrichters im Dreieckschnittpunktmodus der Impulsbreitenmodulation, und zwar bei einem Modulationsindex von 1,0, wobei mit V_A„ die Motorspannung, mit V_R ein sinusförmiges Referenzsignal und mit V„ ein dreieckförmiges Taktgabesignal bezeichnet ist,

Fig. 5 eine grafische Darstellung der Amplitude der Grundschwingung der Ausgangsspannung mit einheitsbezogenen Wertangaben in Abhängigkeit vom Modulationsindex des im Dreieckschnittpunktmodus der Impulsbreitenmodulation arbeitenden Wechselrichters,

Fig. 6 über eine Halbperiode der Grundschwingung reichende Zeitverläufe der Ausgangswechselspannung an einem Phasenanschluß des in einem Gleichstrompegelsetzmodus der Impulsbreitenmodulation arbeitenden Wechselrichters sowie des zugehörigen sinusförmigen Referenzsignals zusammen mit einem Spannungspegel,

Fig. 7 eine grafische Darstellung der Grundschwingung und verschiedener Oberwellen der Phasen-Nullpunkt-Ausgangsspannung (Effektivwert in Volt) in Abhängigkeit der in der Fig. 6 gezeigten Impulsbreite χ für den im Gleichspannungspegelsetzmodus der Impulsbreitenmodulation arbeitenden Wechselrichter,

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Fig. 8 mit der Fig. 6 ähnliche Spannungsverläufe für den im Gleichspannungspegelsetzmodus der Impulsbreitenmodulation arbeitenden Wechselrichter, allerdings nicht mit einem, sondern mit zwei Zerhackerpegeln,

Fig. 9 eine grafische Darstellung der Breite ( Cl in Grad elektrisch) des ersten Impulses in Abhängigkeit von der summierten Breite ( ρ in Grad elektrisch) des ersten und zweiten Impulses in Jeder Halbperiode der in der Fig. 8 dargestellten impulsbreitenmodulierten Spannung, wobei O eine vorbestimmte Funktion von β ist, die bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung so gewählt ist, daß die Spitzenoberwellenströme des Motors merklich vermindert werden, die von den in der Fig. 7 dargestellten fünften und siebten Oberwellen hervorgerufen werden,

Fig. 10 ist eine grafische Darstellung von β in Abhängigkeit von dem Spannungsamplitudenbefehlssignal (einheitsbezogene Werte), wobei β eine vorbestimmte Funktion des Spannungsamplitudenbefehlssignals ist, die bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung so gewählt ist, daß sich die Amplitude der Grundschwingung der Ausgangsspannung im wesentlichen linear mit den Spannungsamplitudenbefehlssignalen ändert,

Fig. 11 eine grafische Darstellung des Amplitudenbefehlssignals und des Modulationsindexes in Abhängigkeit von der Motordrehzahl (bezogen auf die Eckpunktdrehzahl), wobei die verschiedenen Betriebsarten (Dreieckschnittpunkt-, Übergangs- und Rechteckschwingungsmodus) dargestellt sind, die während des Antriebs- und Bremsvorgangs eines Motorantriebs nach der Erfindung durchschritten werden,

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Fig. 12 ein Blockschaltbild des in der Fig. 1 als Block dargestellten Schwingungsformgenerators, der auf das Amplitudenbefehlssignal und ein Motordrehzahlsignal ansprechende Mittel aufweist, um gemäß der Erfindung zwischen dem Dreieckschnittpunktmodus und dem Übergangsmodus der Impulsbreitenmodulation umzuschalten,

Fig. 13 ein bevorzugtes Schaltbild für einen Vergleicher in den Modusumschaltmitteln der Fig. 12,

Fig. 14 ein Blockschaltbild einer praktischen Ausführungsform der in der Fig. 12 als Block dargestellten Mittel für den Ubergangsmodus der Impulsbreitenmodulation nach der Erfindung, wobei diese Ausführungsform von einem Doppelgleichspannungspegelsetzmodus und von Funktionsbeziehungen Gebrauch macht, die denjenigen nach den Fig. 8, 9 und 10 ähnlich sind,

Fig. 15 ein Schaltbild einer bevorzugten AusfUhrungsform zum Gewinnen eines Minimumwerts für den in der Fig. 14 dargestellten A-Pegel,

Fig. 16 eine grafische Darstellung von Ausgangssignalen (A und D) in Abhängigkeit von einem Eingangssignal (A_1n) der in der Fig. 15 gezeigten Schaltung und

Fig. 17 verschiedene Signalverlaufe, die in der Schaltung nach der Fig. 14 vorkommen, und eine Wahrheitstabelle für die verschiedenen Zustände logischer Einheiten, die in der Fig. 14 als ein einziger Block dargestellt sind.

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Ein in der Fig. 1 dargestellter drehzahleinstellbarer Motorantrieb enthält eine geeignete elektrische Gleichspannungsenergiequelle 21, eine Umformereinrichtung mit einem Wechselrichter 22, der von der Energiequelle gespeist wird, und einen bezüglich der Drehzahl einstellbaren Wechselstrommotor 23 mit vom Wechselrichter 22 gespeisten 3-Phasen-Statorwicklungen und mit einem Rotor, der mit einer mechanischen Last gekuppalt ist, beispielsweise mit den Rädern eines (nicht dargestellten) Fahrzeugs. Durch geeignetes Verändern der Frequenz und der Amplitude der vom Wechselrichter 22 für die Statorwicklungen des Wechselstrommotors 23 bereitgestellten Erregung kann man den Motor je nach Wunsch antreiben (Motorbetrieb) oder bremsen (Bremsbetrieb). Zu diesem Zweck enthält die elektrische Energieumformereinrichtung geeignete Regel- und Steuermittel 24 zum Betreiben des Wechselrichters 22, und zwar in programmierter Abhängigkeit von einer Vielzahl von Eingangssignalen, die ein erstes Sollsignal T_S0L», das das Sollmotordrehmoaent darstellt, ein zweites Sollsignal G^OLL* ^{das den} Sollmotorfluß darstellt, und verschiedene RückfUhrsignale umfassen, die die Istwerte von ausgewählten Motorparametern darstellen.

Die in der Fig. 1 gezeigten Regel- und Steuermittel 24 enthalten einen Drehmomentregler 25» dem Über eine Leitung 26 das erwähnte Drehmoment-Sollsignal, über eine Leitung 27 ein Drehaonent-Rückführsignal, das in einer Drehnoaentverarbeitung3schaltung 28 abgeleitet wird und den Istwert des vom Motor 23 entwickelten Drehmoments darstellt, und über eine Leitung 29 ein Drehzahl-Rückführsignal zugeführt wird, das mit Hilfe von gaaigneten Drehzahlneßeinrichtungen gewonnen wird, beispielsweisa unter Verwandung eines Tachoganerators 30, der dia Istwinkelgeschwindigkeit dee Rotors das Motors 23 abfühlt. Aufgrund dieser Eingangssignale gibt der Drehmoaentragier

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an eine erste Eingangsleitung 31 eines Schwingungsforagenerators 32 ein Frequenzbefehlssignal f_c ab, das die Grundfrequenz einer Folge periodischer Steuersignale an jeder von drei Ausgangsleitungen X, Y und Z des Generators 32 bestimmt. Die Steuersignalfolgen an den Leitungen X₉ Y und Z werden von dem Generator 32 in einer um 120° phasenverschobenen Weise erzeugt, um Zünd- und Kommutierungseinrichtungen im Wechselrichter 22 anzusteuern und zu bewerkstelligen, daß die Frequenz der Grundkomponente der 3-Phasen-Wechselspannung, die der Wechselrichter den Anschlüssen der Statorwicklungen des Motors 23 zuführt, in Abhängigkeit vom Frequenzbefehlssignal f_ß verändert wird.

Das Frequenzbefehlssignal f„ des Drehmomentreglers 25 wird noch einer Multipliziereinrichtung 33 zugeführt, die über eine in Kaskade geschaltete Dividiereinrichtung 3^ mit einer zweiten Eingangsleitung 35 des Schwingungsformgenerators 32 in Verbindung steht. In der Multipliziereinrichtung 33 wird der Wert des Frequenzbefehlssignals mit einem an einer Leitung 36 auftretenden integrierten Flußfehlersignal multipliziert, das durch Vergleich des Motorfluß-Sollsignals mit dem Motorfluß-Istsignal abgeleitet wird. Der Wert des Ausgangssignals der Multipli zi er einrichtung 33 wird in der Dividiereinrichtung 3^ durch den Wert eines an einer Leitung 37 auftretenden Signals dividiert, das dem Betrag der Wechselrichtereingangsspannung proportional ist. Das Signal an der Leitung 37 stammt von einea Spannungswandler 3d, der mit den Gleichspannungseingangsanschlüssen des Wechselrichters 22 verbunden ist. Das am Ausgang der Dividiereinrichtung 3^ auftretende und einer Leitung 35 zugeführte Signal wird Aaplitudenbefehlssignal V_ß genannt, das dem Produkt aus dem Frequenzbefehlssignal f_c an der Leitung 31 und aus dem integrierten Flußfehlersignal an der Leitung 36 direkt proportional und dem Wechselrichterein-

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gangsspannungssignal an der Leitung 37 umgekehrt proportional ist. Aufgrund des Amplitudenbefehls3ignals steuert der Schwingungsformgenerator 32 die Ztlnd- und Kommutierungseinrichtungen des Wechselrichters 22 derart an, daß die Amplitude der Grundkomponente der 3-Phasen-Vechselspannung, die der Wechselrichter den Statoranschlüssen des Motors 23 zuführt, in Abhängigkeit vom Amplitudenbefehlssignal V_c verändert wird. Solange die Amplitude der Statorerregergrundspannung unterhalb ihres maximal möglichen Pegels ist und der Istwert des Motorflusses mit einem konstanten Sollwert übereinstimmt, führt diese Amplitude die Erregergrundfrequenz in einer solchen Weise, daß das Volt/Hertz-Verhältnis der Erregerspannung im wesentlichen konstantgehalten wird.

Der Drehmomentregler 25 veranlaßt, das sich das Frequenzbefehlssignal fp vom Istdrehzahl-Rückführsignal um einen solchen Betrag und in einem solchen Richtungssinn unterscheidet, daß irgendein Fehler zwischen dem Istdrehmoment-Rückführsignal an der Leitung 27 und dem Drehmomentsollsignal an der Leitung 26 so klein wie möglich ist. Dabei stellt die Differenz zwischen dem Frequenzbefehls signal fg und dem Istdrehzahl-Rückführsignal die Motorschlupf frequenz dar. Das Drehmoment-Rückführsignal an der Leitung 27 stammt von der Drehmomentverarbeitungsschaltung 28, die vorzugsweise derart ausgebildet und angeordnet ist, wie es aus der DT-OS 2 615 782 hervorgeht. Dort ist im einzelnen dargelegt, daß der Drehmomentverarbeitungsschaltung 28 die Statorerregerstom-RUckfUhrsignale und das Motorfluß-Rückführsignal zugeführt werden. Die Statorerregerstrom-RückfUhrsignale werden von drei Stromwandlern 39 abgeleitet, die mit den drei Leitungen gekoppelt sind, die vom Ausgang des Wechselrichters zu den drei Statoranschlüssen des Motors 23 führen. Das Motorfluß-Rückführsignal liefert eine geeignete Fühlereinrichtung 40, die den Istwert des Magnet-

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flusses im Rotor-Stator-Luftspalt innerhalb des Motors abtastet. Die FlußfUhlereinrichtung 40 ist vorzugsweise derart ausgebildet und angeordnet, wie es aus der DT-OS 2 551 671 hervorgeht.

Die Flußfühlereinrichtung 40 liefert ein RUckführsignal 0, das den Mittelwert des Istmotorflusses darstellt. Dieses Signal wird zusammen mit dem Sollflußsignal 0SOLL ^einer Summierschaltung 41 zugeführt. Die Summierschaltung 41 gibt an eine Leitung 42 ein Flußfehlersignal ab, das von der Differenz zwischen dem Istwert und dem Sollwert des Motorflusses abhängt. Wie es im einzelnen in der DT-OS 2 551 671 erläutert ist, wird das Flußfehlersignal von einer Integriereinrichtung 43 integriert. Das integrierte Flußfehlersignal wird dann über die Leitung 36 der Multipliziereinrichtung 33 zugeführt. Das Amplitudenbefehlssignal V_c an der Leitung 35 wird in Abhängigkeit von einem Fehler zwischen dem Istwert und dem Sollwert des Motorflusses erhöht oder erniedrigt, um die Grundamplitude der Statorerregerspannung so zu verändern, wie es zur Herabsetzung des Fehlers auf 0 notwendig ist. Die Kreuzverbindung des Frequenzbefehlssignals fg von der Frequenzsteuer-Drehmomentregelschleife in die Amplitudensteuer-Flußregelschleife über die Multipliziereinrichtung 33 verbessert in einem hohen Maße die Stabilität der Motorsteuerung, insbesondere während des Bremsbetriebs, und ermöglicht es dem Amplitudensteuerkanal, schnelle Drehzahländerungen zu kompensieren, ohne daß eine schnelle Steuerwirkung in der Flußregelschleife erforderlich ist.

Die Drehrichtung des Wechselstrommotors 23 hängt von der Phasenfolge der 3-Phasen-Wechselspannung ab, die der Wechselrichter 22 den Statoranschlüssen zuführt. Die Phasenfolge entspricht der Folge der Steuersignalzüge an den Ausgangeleitungen X, Y und Z des Schwingungsformgene-

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rators 32. Um diese Folge festzulegen, ist an den Generator 32 eine dritte Eingangsleitung A4 angeschlossen, über die ein Vorwärts/Rückwärts-Befehlssignal F/R zugeführt wird. Der Generator 32 ist derart ausgelegt, daß er bei einem Befehl von vorwärts auf rückwärts die Folge X-Y-Z in X-Z-Y umschaltet.

Die in der Fig. 1 dargestellten Regel- und Steuermittel 24 für den Wechselrichter enthalten eine mit "Ein/Aus" bezeichnete Abschalteinrichtung 45, die über eine Leitung 46 mit den Zünd- und Kommutierungseinrichtungen des Wechselrichters 22, über Leitungen 47 mit dem Drehmomentregler 25 und über eine Leitung 48 mit dem Integrator 43 verbunden ist. In ihrem Ein-Zustand gestattet die Abschalteinrichtung 45 einen normalen Betrieb der mit ihr verbundenen Einheiten. Wenn es erwünscht ist, die Erregerspannung zu unterbrechen, die der Wechselrichter 22 den Statorwicklungen des Motors 23 zuführt, wird die Abschalteinrichtung 45 in ihren Aus-Zustand gebracht. In diesem Zustand ist die Abschalteinrichtung 45 wirksam, um die Zünd- und Kommutierungseinrichtungen des Wechselrichters zu veranlassen, alle Haupt- und Hilfsthyristoren im Wechselrichter 22 in einer geordneten Folge in den Sperrzustand zu bringen. Solange die Abschalteinrichtung 45 in ihrem Aus-Zustand bleibt, wird eine Entladung des Integrators 43 aufrechterhalten. Dazu wird das integrierte Flußfehlersignal an der Leitung 36 auf den Wert O geklemmt. Folglich wird das Amplitudenbefehlssignal Vg auf O zurückgesetzt. Infolgedessen erzeugt der Drehmomentregler 25 ein Frequenzbefehlssignal fg, dessen Wert der Istdrehzahl des Motors entspricht, wie sie durch das Drehzahl-Rückführsignal an der Leitung 29 bestimmt wird.

Wie bereits erwähnt, steuern die Steuersignalzüge an den Leitungen X, Y und Z den Betrieb der Zünd- und Kommutierungseinrichtungen des Wechselrichters 22. Weite-

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re Einzelheiten des Wechselrichters 22 sind in der Fig. 2 dargestellt. Der Wechselrichter 22 enthält einen positiven und einen negativen Gleichspannungseingangsanschluß 51 und 52, drei Wechsel Spannungsausgangsanschlüsse A, B und C sowie eine Parallelanordnung aus drei duplizierten Leistungsschalteinrichtungen 53f 5A und 55, die die Verbindung zwischen den Gleichspannungseingangsanschlüssen und den drei WechselspannungsausgangsanschlUssen herstellen. Ein Filter mit einem Nebenschluß- oder Parallelkondensator 56 und einer Reihendrosselspule 57 ist zwischen die Gleichspannungsenergiequelle und die Wechselrichtereingangsanschlüsse geschaltet. Wie es aus der US-PS 3 890 551 bekannt ist, befindet sich zwischen der Drosselspule 57 und einem zugehörigen Energiequellenanschluß 21P vorzugsweise eine spannungserhöhende Rückführungseinrichtung aus einem Widerstand 58, dem eine Diode 59 parallelgeschaltet ist, die einen Stromfluß durch den Widerstand 58 erzwingt, wenn die Gleichspannung V^ an den Gleichspannungseingangsanschlüssen 51 und 52 des Wechselrichters 22 die Gleichspannung der Energiequelle 21 übersteigt. Ein solcher Zustand kann während des Bremsbetriebs (Verzögerung) des drehzahleinstellbaren Motorantriebs auftreten. Bei der in der Fig. 2 dargestellten Schaltungsanordnung wird unterstellt, daß die Spannung am Energiequellenanschluß 21P und am Wechselrichtereingangsanschluß 51 gegenüber Masse bzw. dem anderen Wechselrichtereingangsanschluß 52 positiv ist, der vorzugsweise geerdet ist.

Die Wechselrichterausgangsanschlüsse A, B und C sind über Leiter, in denen sich die in der Fig. 2 nicht dargestellten Stromwandler 39 befinden, an einen bezüglich der Frequenz veränderbaren Wechselstromverbraucher M angeschlossen, bei dem es sich in dem dargestellten Ausführungsbeispiel nach der Fig. 2 um die drei in Stern geschalteten Statorwicklungen des drehzahleinstellbaren 3-Phasen-Wechselstrommotors 23 handelt. Als Motor 23 kann

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irgendein geeigneter Typ verwendet werden, beispielsweise ein Käfigläufer-Induktionsmotor oder ein Synchron-Reluktanzmotor. Obwohl in der Fig. 2 nur ein einziger Motor dargestellt ist, kann der Wechselrichter 22, sofern es erwünscht 1st, mehrere ähnliche Motoren antreiben. Es ist auch möglich, weitere Wechselrichter-Motor-Anordnungen parallel zu der in der Fig. 2 dargestellten Anordnung mit dem Energiequellenanschluß 21P zu verbinden. Schließlich können anstelle eines 3-Phasen-Motors auch Motoren mit einer anderen Phasenzahl verwendet werden, beispielsweise 1-, 2-, 6-phasige Motoren oder Motoren mit einer noch höheren Phasenzahl.

Jeder der Leistungsschalteinrichtungen 53, 54 und des Wechselrichters 22 enthält wenigstens ein Paar abwechselnd leitender Hauptthyristoren, die in einer geeigneten Weise geschaltet sind und gesteuert werden, um die Ausgangsanschlüsse A, B und C in einer solchen Weise mit den Eingangsanschlüssen 51 und 52 zu verbinden, daß die unipolare Eingangsspannung V_d__c in eine 3-Phasen-Wechselspannung umgeformt wird, die an den Ausgangsanschlüssen A, B und C auftritt. Obwohl auch andere Anordnungen verwendet werden können, wird eine aus der US-PS 3 207 974 bekannte Hilfsimpulskommutierungswechselrichteranordnung bevorzugt. Die in der Fig. 2 dargestellte Leistungsschalteinrichtung 53 ist in einer solchen Weise ausgebildet. Eine Drosselspule L^ ist mit zwei den Verbraucherstrom führenden Thyristoren 1 und 2 zwischen den Gleichspannungsanschlüssen 51 und 52 in Reihe geschaltet, um zusammen mit den diesen Hauptthyristoren antiparallelgeschalteten Dioden eine Halbbrücke zu bilden. Wenn ein höherer Nennstrom oder eine höhere Nennspannung erwünscht ist, können in Parallel- und bzw. oder Reihenschaltung zusätzliche Thyristoren vorgesehen sein, die im Gleichtakt mit den Hauptthyristoren 1 und 2 betrieben werden. Der Verbindungspunkt zwischen den Hauptthyristoren 1 und 2 in der Halbbrücke 53 steht mit dem Wechselrichter-

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ausgangsanschluß A in Verbindung. Der Ausgangsanschluß A ist seinerseits mit dem Phasenanschluß einer ersten der drei Statorwicklungen des Motors 23 verbunden. Der Verbraucherstromkreis ist über die anderen Wicklungen des Motorstators geschlossen, die zusammen mit der ersten Statorwicklung einen gemeinsamen Nullpunkt N haben. Die Phasenanschlüsse der beiden übrigen Statorwicklungen führen zu den Wechselrichterausgangsanschlüssen B und C, die mit den anderen beiden Leistungsschalteinrichtungen oder Halbbrücken 54 und 55 verbunden sind.

Um die Thyristoren 1 und 2 in der Leistungsschalteinrichtung 53 abwechselnd in den leitenden und gesperrten Zustand zu bringen, weist der Wechselrichter 22 eine Zündeinrichtung 60 und eine Kommutierungseinrichtung 61 auf. Entsprechend der US-PS 3 207 974 enthält die Kommutierungseinrichtung 61 zwei Kommutierungsthyristoren 1A und 2A, die in Reihe zwischen die Wechselrichtereingangsanschlüsse 51 und 52 geschaltet sind, sowie eine Impulserzeugerschaltung mit einer Spule L und einem geladenen Kondensator C. Die Spule L und der Kondensator C sind in Reihe zwischen den Verbindungspunkt der beiden Hauptthyristoren 1 und 2 und den Verbindungspunkt der beiden Kommutierungsthyristoren 1A und 2A geschaltet. Sowohl bei den Hauptthyristoren 1 und 2 als auch bei den Kommutierungsthyristoren 1A und 2A handelt es sich vorzugsweise um gesteuerte Siliciumgleichrichter, deren Zündanschlüsse in geeigneter Weise mit entsprechend bezeichneten Ausgangsanschlüssen der Zündeinrichtung 60 verbunden sind. Die Zündeinrichtung 60 enthält an sich bekannte Komponenten und Schaltungen zum selektiven Zünden der Thyristoren, und zwar in Abhängigkeit von den periodischen Steuersignalen an der Leitung X. Dabei läuft die folgende Sequenz ab:

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I. Beim Übergang des Steuersignals an der Leitung X von einem niedrigen oder 0-Zustand zu einem hohen oder 1-Zustand findet folgendes statt: (a) der Kommutierung sthyristor 2A wird augenblicklich gezündet, um die LC-Impulserzeugerschaltung an den Hauptthyriator 2 zu legen, der daraufhin gesperrt wird. Somit wird der Verbraucher- oder Laststrom im Hauptthyristor 2 unterbrochen, und der Wechselrichterausgangsanschluß A wird von dem geerdeten Eingangsanschluß 32 getrennt, (b) Anschließend wird der Hauptthyristor 1 gezündet, um den positiven Eingangsanschluß 51 mit dem Ausgangsanschluß A zu verbinden. Dadurch wird ermöglicht, daß ein ^BVorwärts"-Laststrom zu fließen beginnt, (c) Der Kommutierungskondensator C wird mit entgegengesetzter Polarität (rechts positiv) aufgeladen, und der Kommutierungskondensator 2A wird durch das Schwingverhalten der Impulserzeugerschaltung in Sperrichtung vorgespannt.

II. Beim übergang des Steuersignals an der Leitung X vom hohen oder 1-Zustand in den niedrigen oder 0-Zustand findet folgendes statt: (a) Der Kommutierungsthyristor 1A wird augenblicklich gezündet, um die LC-Impulserzeugerschaltung an den Hauptthyristor 1 zu legen, der daraufhin gesperrt wird. Folglich erlischt der Laststrom im Hauptthyristor 1, und der Wechselrichterausgangsanschluß A wird vom positiven Eingangsanschluß 61 getrennt, (b) Anschließend wird der Hauptthyristor 2 gezündet, um den Ausgangsanschluß A mit dem geerdeten Eingangsanschluß 52 zu verbinden. Dadurch wird ermöglicht, daß ein ^wRückwärts^w-Laststrom zu fließen beginnt, (c) Der Kommutierungskondensator C wird erneut in entgegengesetzter Richtung (links positiv) aufgeladen, und der Kommutierungsthyristor 1A wird durch das Schwingverhalten der Impulserzeugerschaltung in der Sperrichtung vorgespannt.

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Während jedes dieser Kommutierungsvorgänge ist die Geschwindigkeit, mit der der Laststrom von dem einen Hauptthyristor auf den anderen Hauptthyristor übertragen wird, durch die Drosselspule L_n begrenzt.

In Zeitabschnitten, während denen das Steuersignal an der Leitung X den Wert 1 hat, befindet sich der Hauptthyristor 1 in der Halbbrücke oder Leistungsschalteinrichtung 53 im leitenden Zustand. Der komplementäre Hauptthyristor 2 ist im gesperrten Zustand. Am Wechselrichterausgangsanschluß A tritt dasselbe positive Potential wie am Eingangsanschluß 51 auf. In Zeltperioden, während denen das Steuersignal an der Leitung X den Vert O hat, befindet sich der Hauptthyristor 2 in der Halbbrücke oder Leistungsschalteinrichtung 53 im leitenden Zustand, der Hauptthyristor 1 ist gesperrt und der Ausgangsanschluß A führt das Masse- oder Erdpotential. Das Steuersignal an der Leitung X veranlaßt somit, daß bei Jedem Wechsel des Steuersignalzustands die Zündeinrichtung 60 und die Kommutierungseinrichtung 61 die Stromleitzustände der beiden Hauptthyristoren 1 und 2 umschalten bzw. umkehren. Die gleiche Schaltwirkung tritt in der Halbbrücke oder in der Lei stungs schalteinrichtung 5^ in Abhängigkeit der periodischen Steuersignale auf, die über die Leitung Y der Zündeinrichtung 60 zugeführt werden. In entsprechender Weise arbeitet die Halbbrücke oder Leistungsschalteinrichtung 55» und zwar in Abhängigkeit der periodischen Steuersignale, die über die Leitung Z zur Zündeinrichtung 60 gelangen.

In Anbetracht der endlichen Erholungszeit der heute verfügbaren Thyristoren besteht ein vorbestimmtes minimales Limit (beispielsweise 300 ms) für die Zeitspanne zwischen aufeinanderfolgenden Umschaltvorgängen in jeder der Leistungsschalteinrichtungen 53» 5^ und 55. Dadurch wird eine maximale Geschwindigkeit festgelegt, mit der ein aufeinanderfolgendes Umschalten vorgenommen werden kann, ohne daß

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die Gefahr eines schädlichen Kurzschlusses über die Kommutierungsthyristoren 1A und 2A besteht. Um die Möglichkeit zu verhindern, daß die Frequenz der periodischen Steuersignale an irgendeiner oder an allen der Leitungen X, Y und Z diesen maximal zulässigen Wert Überschreitet, kann man in der Zündeinrichtung 60 geeignete Sperreinrichtungen vorsehen. Solche Sperreinrichtungen sind beispielsweise aus der US-PS 3 919 620 bekannt. Danach ist die Sperreinrichtung derart ausgebildet, daß sie das Zünden jedes Kommutierungsthyristors während einer Zeitperiode blockiert, die mit der Zündung des gegenüberliegenden Kommutierungsthyristors beginnt und Im Anschluß an die Feststellung der Sperrspannung an diesem Thyristor in verzögerter Weise endet. Das Einsetzen der Sperrvorspannung wird zweckmäßigerweise mit Hilfe eines Stromwandlers 62 abgefühlt, der in eine Rücksetzstrombahn eingeschaltet ist, die parallel zu jedem der Kommutierungsthyristoren 1A und 2A noch eine Reihenschaltung aus einem Widerstand 63 und einer Diode 64 enthält. Die Diode ist dem jeweiligen Kommutierungsthyristor antlparallelgeschaltet, um einen Uberladungsstrom des Kommutierungskondensators zu führen. Der Strom in der Sekundärwicklung des Stromwandlers 62 gibt ein Eingangssignal an die adaptive Sperreinrichtung in der Zündeinrichtung 60 ab.

Bei einem Rechteckschwingungsbetrieb ändern die Steuersignale, die der Schwingungsformgenerator 32 der Regel- und Steuermittel 24 des Wechselrichters an die Leitungen X, Y und Z abgibt, ihre Zustände in Zeitabständen, die gleich der halben Periode der gewünschten Grundfrequenz sind. Die Schwingungsform der resultierenden Spannung V. am Ausgangsanschluß A des Wechselrichters ist für eine volle Periode der Grundfrequenz in der Fig. 3 dargestellt. Ähnliche Spannungen treten auch an den AusgangsanschlUssen B und C des Wechselrichters auf, die allerdings infolge der 120⁰-Pha8enverschiebung zwischen den Steuersignalen an den Leitungen Y und Z gegenüber der Spannung V_A um 120° bzw.

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um 240° elektrisch bezogen auf eine Periode der Grundfrequenz verschoben sind. Am nicht geerdeten Nullpunkt N der Statorwicklungen tritt eine Spannung V« auf, die gleich ein Drittel der Summe der Spannungen an den Wechselrichterausgangsanschlüssen A₁ 8 und C ist und in der Fig. 3 ebenfalls dargestellt ist. Die resultierende Phasen-Nullpunkt-Spannung, die jeder der Statorwicklungen des Motors 23 aufgedrückt wird, ist die Übliche sechsstufige Rechteckschwingung, die in der Fig. 3 an dritter Stelle als Spannung V_A__N gezeigt ist. Die Grundkomponente dieser Schwingungsform hat die Maximalamplitude, die man mit dem Wechselrichter 22 erreichen kann. Es sei bemerkt, daß der Maßstab der Spannung V_A « um 5096 gegenüber den Maßstäben der Spannungen V^ und V_n vergrößert ist.

Bei einem Dreieckschnittpunktmodus des Impulsbreitenmodulationsbetriebs ändern die Steuersignale an den Leitungen X, Y und Z während jeder Periode der Grundfrequenz der Ausgangsspannung mehrmals ihren Zustand. Infolgedessen wird die Spannung V_A am Wechselrichterausgangsanschluß A in eine Reihe von relativ schmalen rechteckförmigen Impulsen zerhackt, die abwechselnd das positive Potential und Massepotential annehmen. Die Periode oder Breite aufeinanderfolgender Impulse ändert sich entsprechend einem im wesentlichen sinusförmigen Muster, wie es in der Fig. 4 dargestellt ist. Um diesen Modus zu verwirklichen, enthält der Sohwingungsformgenerator 32 geeignete Einrichtungen, wie sie beispielsweise in der noch zu erläuternden Fig. 12 gezeigt sind, die dazu dienen, ein erstes, ein zweites und ein drittes sinusförmiges , jeweils um 120° verschobenes Referenzsignal zu erzeugen. Jedes dieser Referenzsignale hat eine Amplitude, die von dem Amplitudenbefehlssignal Vg abhängt, und eine Frequenz, die sich in Abhängigkeit von dem Frequenzbefehlssignal f_c ändert. Weiterhin dienen diese im Schwingungsformgenerator 32 enthaltenen Einrichtungen zum Vergleichen der Re-

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ferenzsignale mit einer dreieckförmigen Taktgabeschwingungsform mit einer konstanten Amplitude und rait einer Frequenz, die wesentlich höher als die Frequenz der Referenzsignale ist. Schließlich dienen diese Einrichtungen noch zum Ändern der Zustände der Steuersignale an den Leitungen X, Y und Z, und zwar jedesmal dann, wenn die Zeitgabeschwingungsform das entsprechende Referenzsignal schneidet. Dieser Vorgang ist in der Fig. 4 für eine vollständige Periode des ersten Referenzsignals V_R oberhalb des Verlaufs der Spannung V^ dargestellt. Das erste Referenzsignal V_R bestimmt die Zustände der periodischen Steuersignale an der Leitung X und steuert folglich die Stromleitzustände der Hauptthyristoren 1 und 2 in der ersten Halbbrücke oder Leistungsschalteinrichtung 53 des Wechselrichters 22. Zur Erläuterung wird hler unterstellt, daß die Werte des Frequenzbefehlssignals und des Amplitudenbefehlssignals so sind, daß das Referenzsignal V_R eine Frequenz hat, die ein Sechstel der Frequenz der TaktgabeSchwingungsform V_T (d.h. ein Zerhackerverhältnis von 6) beträgt, und eine Amplitude E^ hat, die etwa der Amplitude E₁ der Taktgabeschwlngungsform gleich ist (d.h. ein Modulationsindex von 1,0).

Wenn die Taktgabeschwlngungsform Vg das Referenzsignal V_R in einem negativen Richtungssinn schneidet, ändert sich der Zustand des Steuersignals an der Leitung X sofort von 0 auf 1· Dadurch werden die Zünd- und Kommutierungseinrichtungen des Wechselrichters veranlaßt, den Stromleitzustand des Hauptthyristorpaares in der Leistungsschalteinrichtung 53 so umzuschalten, daß die Spannung V_A am Ausgangsanschluß A vom Massepotential auf ein positives Potential ansteigt. Wenn die Taktgabeschwingungsform V_T das Referenzsignal V_R in einem positiven Richtungssinn schneidet, ändert sich der Zustand des Steuersignals an der Leitung X sofort von 1 auf O. Dadurch werden die Stromleitzustände desselben Thyristorpaares, so umgeschaltet, daß die Spannung V_A vom positiven

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Potential auf Masse absinkt. Wie es in der Fig. 4 durch Sternchen angedeutet ist, gibt es zwischen den beiden dargestellten Signalverlaufen zwei Schnittpunkte, bei denen der resultierende Zustandswechsel unter der Einwirkung der in der Zündeinrichtung 60 des Wechselrichters 22 enthaltenen Sperreinrichtung verzögert wird. In diesen beiden Fällen wird ein Impuls mit der vorbestimmten minimalen Breite erzeugt, die einen Kurzschluß durch ein Kommutierungsthyristorpaar verhindert, der sonst durch ein zu dichtes aufeinanderfolgendes Umschalten auftreten könnte.

Das zweite und das dritte sinusförmige Referenzsignal im Generator 32 haben dieselbe Frequenz und Amplitude wie das erste Referenzsignal V_R, eilen ihm aber in der Phase um 120° bzw. 240° elektrisch in bezug auf eine Periode der Grundfrequenz nach. Die Spannungen an den WechselrichterausgangsanschlUssen B und C sehen daher genau so aus wie die Spannung V., sind aber gegenüber dieser Spannung um 120 bzw. 240 phasenverschoben. Die resultierende Phasen-Nullpunkt-Statorerregerspannung V» « 1st für diese Betriebsart ebenfalls in der Fig. 4 gezeigt. Die Frequenz der sinusförmigen Grundkomponente dieser Spannung ist gleich der Frequenz des sinusförmigen Bezugssignals V_R.

In der Fig. 5 ist dargestellt, wie sich das Verhältnis der Amplitude der Grundkomponente von V_A__N zum Betrag von V_d__c in Abhängigkeit vom Modulationsindex M. I. ändern würde, wenn man den Dreieckschnittpunktmodus der Impulsbreitenmodulation über einen Modulationsindexbereich von 0 bis 1,8 anwenden würde. Wenn man bedenkt, daß sich der Modulationsindex mit der Amplitude E^ des Referenzsignals V_R ändert und daß EL wiederum von dem Amplitudenbefehlssignal Vp abhängt, ist einzusehen, daß der Modulationsindex M. I. dem Amplitudenbefehls signal Vg direkt proportional ist. Die Fig. 5 zeigt, daß die übertragungscharakteristik zwischen dem Wert des Amplitudenbefehlssignals und der tatsächlichen Amplitude oder Istamplitude der Grund-

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ausgangsspannung des Wechselrichters im Dreieckschnittpunktmodus der Impulsbreitenmodulation wUnschenswerterweise für alle Änderungen des Modulationsindexes unterhalb eines Wertes (etwa 0,82) linear ist, bei dem die Sperrfunktion die kürzeste Impulsbreite daran hindert» kleiner als ein vorbestimmtes Minimallimit zu werden, und für Änderungen oberhalb dieses Wertes nichtlinear ist, wo dann die Sperrfunktion wirksam wird. Wenn der Modulationsindex über etwa 1,1 ansteigt, tritt nahe bei dem Spitzenwert jeder Halbperiode des Referenzsignals V„ eine Periode der TaktgabeSchwingungsform V™ auf, bei der es zu keinem Schnittpunkt mit dem Referenzsignal kommt. Ein Minimumbreitenimpuls fällt daher aus dem Mittenbereich jeder Halbperiode der Spannung V^ „ heraus. Dadurch wird eine stufenartige Zunahme von etwa 15% in der Grundamplitude hervorgerufen, und es tritt ein unannehmbar abrupter Stoß im Motordrehmoment auf. Eine solche Diskontinuität kann man zu einem vernachlässigbaren Umstand vermindern, indem man zu einem Gleichspannungspegelsetzmodus der Impulsbreitenmodulation Übergeht. Das Grundprinzip dafür ist für eine Halbperiode der Grundfrequenz in der Fig. 6 dargestellt.

Die in der Fig. 6 gezeigte Ausgangsspannung V_A wird dadurch erzeugt, daß das Hauptthyristorpaar in einer Wechselrichterhalbbrücke oder Leistungsschalteinrichtung jedesmal geschaltet wird, wenn das sinusförmige Referenzsignal V„ den Nullpunkt schneidet, und jedesmal, wenn die Momentanamplitude mit der Amplitude eines einzigen Spannungspegels übereinstimmt, der in der Fig. 6 mit Zerhackerpegel bezeichnet ist. In diesem Fall ändert sich die Frequenz von Vp in Abhängigkeit vom Frequenzbefehlssignal f_c, wohingegen die Amplitude konstant bleibt. Der Zerhackerpegel ändert sich hingegen als Umkehrfunktion von dem Amplitudenbefehls signal Vq. Die Breite χ der Impulse, die aus der Schwingungsform der Ausgangsspannung V^ zu Beginn und am Ende jeder Halbperiode von V_R herausgeschnitten

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werden, ändert sich mit dem Zerhackerpegel. Wenn das Amplitudenbefehlssignal seinen Maximalwert annimmt (1 pro Einheit), ist χ gleich Null, und der Wechselrichter arbeitet im Rechteckschwingungsmodus, bei dem die Amplitude der Grundkomponente der Phasen-Nullpunkt-Ausgangsspannung ihren Maximalwert annimmt. Wenn χ zunimmt, nimmt die Grundspannung in einer Weise ab, wie es in der Fig. 7 durch einen mit η »1 bezeichneten Verlauf dargestellt ist. In der Fig. 7 sind auch noch die Effektivwerte der fünften, siebten und elften harmonischen Komponente der Ausgangespannung in Abhängigkeit von χ gezeigt· Dabei ist χ in elektrischen Grad einer Periode der Grundfrequenz ausgedrückt. Unter der Annahme, daß die Grundfrequenz etwa 62,5 Hz beträgt, entspricht eine Minimumimpulsbreite von 300 ms (wie sie durch die erwähnte Sperreinrichtung festgelegt wird) etwa 7°. Dieses Minimumlimit von χ ist in der Fig. 7 ebenfalls dargestellt. Wenn x=7°, ist der Wert der Grundausgangsspannung nahezu dem Maximalwert dieser Spannung bei XsO. Die Diskrepanz dazwischen ist zu klein, um eine merkbare Störung beim Antrieb eines Motors hervorzurufen. Dies ist darauf zurückzuführen, daß der Minimumbreitenimpuls nahe bei den Nulldurchgängen der Grundschwingungsform auftritt, und daher ihr Weglassen oder ihre Hinzufügung eine vernachlässigbare Diskontinuität in der Grundkomponente der Statorerregerspannung hervorruft.

Um die in der Fig. 7 dargestellte fünfte und siebte Spannungsharmonische zu vermindern, ist ein aufwendigerer Gleichspannungspegelsetzmodus der Impulsbreitenmodulation notwendig, bei dem zwei Zerhackerpegel verwendet werden. In der Fig. 8 sind diese beiden Zerhackerpegel mit "A-Pegel" und "B-Pegel" bezeichnet. Der Α-Pegel liegt niedriger als der B-Pegel. Wie zuvor erfolgt die Umschaltung des Thyristorpaares Jedesmal, wenn die Grundfrequenz des sinusförmigen Referenzsignals V_R die Nullinie schneidet, und jedesmal, wenn die Momentanamplitude des Referenzsignals mit einem der beiden Pegel A oder B übereinstimmt. Die resul-

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tierende Spannungsschwingungsform am Ausgangsanschluß A des Wechselrichters ist als Spannung V_A in der Fig. 8 dargestellt· Diese Spannung enthält eine Folge von fünf Impulsen während jeder Halbperiode des Referenzsignals V_R. Der erste und der letzte Impuls in jeder Halbperiode haben eine Breite α , die dem Winkel des Referenzsignals in dem Augenblick entspricht, wenn der Momentanbetrag des Referenzsignals V_R gerade gleich dem A-Pegel ist. Der zweite und der vierte Impuls in jeder Halbperiode, bei denen es sich ua Lücken handelt, haben eine Breite (ß -ei), wobei β dem Winkel des Referenzsignals V_R entspricht, bei dem die Momentanamplitude des Referenzsignals gerade gleich dem Pegel B ist. An den beiden anderen Ausgangsanschlüssen B und C treten Spannungen auf, die das gleiche Aussehen wie die Spannung V. haben, gegenüber dieser Spannung aber um 180 bzw. 240 der Periode der Grundfrequenz phasenverschoben sind. Folglich tritt die in der Fig. 8 dargestellte Phasen-Nullpunkt-Statorerregerspannung ^V _A„ auf. Die Grundkomponente von V»_N stimmt mit dem Referenzsignal V_R sowohl in der Frequenz als auch in der Phase überein.

Bei Konstantfrequenzwechselrichtern mit Ausgangsspannungsschwingungsformen derselben allgemeinen Art wie V^ in der Fig. 8 ist es bereits versucht worden, ausgewählte harmonische Komponenten dieser Spannung dadurch zu vermindern, daß die Winkel α und β mit kluger Einsicht ausgewählt werden. Dazu wird auf eine Druckschrift von F.G. Turnball, "Selected Harmonie Reduction In Static D-C - A-C Inverters", 83 IEEE TRANS on Com. & Electron., Juli 1964, Seite 374 bis 378, verwiesen. Daraus geht hervor, daß man die fünfte und siebte harmonische Spannungskomponente dadurch auf Null herabsetzen kann, wenn man α = 16,25° und β = 22,07° wählt. Dies wird in einem Aufsatz von Patel und Hoft "Generalized Techniques of Harmonie Elimination And Voltage Control In Thyristor Inverters: Part I - Harmonie Elimination", IA-9 IEEE Trans on Ind. App., Mai/Juni 1973, Seite 310 bis 317 bestätigt. Die Autoren dieser Aufsätze haben irgendwelche

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Veränderungen der ausgewählten Winkel zwecks Steuerung der Grundspannungsamplitude nicht in Betracht gezogen.

In Übereinstimmung mit einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung, das noch im einzelnen an Hand der Fig. 12 und 14 erläutert wird, sind in dem Schwingungsformgenerator 32 geeignete Mittel vorgesehen, um einen neuartigen Übergangsmodus der Pulsbreitenmodulation zu verwirklichen, der dem in der Fig. 8 dargestellten ähnlich ist, und zwar immer dann, wenn der Modulationsindex des Dreieckschnittpunktmodus eine vorbestimmte Zahl oder einen vorbestimmten Wert Überschreitet, der sich 1,0 nähert. Bei dem erfindungsgemäßen Übergangsmodus wird o( als Funktion von β geändert, um ausgewählte Harmonische der Ausgangsspannung so klein wie möglich zu machen, während β als Funktion des Amplitudenbefehlssignals geändert wird, um die Amplitude der Grundkomponente der Ausgangsspannung linear mit Vg zu ändern. Die gegenwärtig bevorzugten Funktionen sind in den Fig. 9 und 10 dargestellt.

Die ot mit β in Beziehung setzende Funktion ist so ausgewählt worden, daß der harmonische Spitzenstrom in den Statorwicklungen des Wechselstrommotors 23 im Arbeitsbereich des Übergangsmodus der Impulsbreitenmodulation vermindert wird. Die Herabsetzung des harmonischen Spitzenstroms wirkt sich vorteilhaft auf die thermische Beanspruchung aus, die dem Motor auferlegt wird, vermindert die Kommutierungsanforderungen an den Wechselrichter 22 und erhöht die elektrische Effizienz des drehzahleinstellbaren Motorantriebs. Man kann entweder experimentelle oder analytische Verfahren benutzen, um die besondere Beziehung abzuleiten, die diesen Zweck am besten erfüllt. Bei einem besonderen Ausführungsbeispiel der Erfindung wurde die genannte Funktion mit Hilfe eines Rechners abgeleitet, der in geeigneter Weise programmiert war, um den Motorspitzenstrom für verschiedene Werte von cc und β auszugeben, die eine vorbestimmte Amplitude der Grundausgangsspannung erzeugen. Die Funktion α = f(ß ) wurde dann so gewählt, daß bei

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irgendeiner Ausgangsspannung ein kleinstmöglicher Motorspitzenstrom auftrat. Diese optimale Funktion ist beispielshalber in der Flg. 9 dargestellt. Weitere Einzelheiten dieses besonderen Verfahrens waren Gegenstand eines Vortrags von A.B. Plunkett und G.B. Kliman, "Development of a Modulation Strategy for a PWM Inverter Drive", vorgetragen am 2. Oktober 1975* in Atlanta, Georgia, Tagung der IEEE Industry Applications Society (Conference Record 75CH0999-31A, Seite 915-921).

Wie man der Fig. 9 entnehmen kann, nimmt α mit zunehmendem β zu, und zwar für Werte von β , die kleiner als ein vorbestimmter Winkel β ₂ (beispielsweise 34,4°) 1st. Oberhalb des Winkels β ₂ nimmt α bei zunehmenden Werten für β ab. Wenn β von einem kleinen Winkel β ^ (beispielsweise 5,74°) bis zu dem vorbestimmten Winkel β ₂ zunimmt, erhöht sich Gt proportional von Null aus bis zu einem Maxlmumwinkel (beispielsweise 24,4°), der etwa zwei Drittel des Winkels β ₂ beträgt. Bei einer weiteren Zunahme von β , und zwar von β ₂ auf einen verhältnismäßig großen Winkel β ^ (beispielsweise 56,1°), nimmt α von seinem Maximalwert auf Null ab. Die Abnahme von ^α erfolgt vorzugsweise mit zwei verschiedenen Neigungen, wie es dargestellt 1st. Der Knickpunkt zwischen den beiden Neigungen liegt vorzugsweise bei β ₃ - 47,7° und α » 18,7°.

In der Flg. 10 ist beispielshalber eine funktioneile Beziehung zwischen β und Vg dargestellt, die zwischen dem Wert des Amplitudenbefehlssignals und der tatsächlichen Amplitude der Grundausgangsspannung des Wechselrichters eine Übertragungscharakteristik bewirkt, die während des Ubergangsmodus der Impulsbreitenmodulation im wesentlichen der linearen übertragungscharakteristik angepaßt ist, die man während des Betriebs im Dreieckschnittpunktmodus der Impulsbreitenmodulation erhält. Diese Funktion 1st zusammengesetzt aus drei zunehmend steileren Neigungen, deren Schnittpunkte einen ersten Knickpunkt mit den Koordinaten

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Vp = 0,836 und β ₂ * 34,4° und einen zweiten Knickpunkt mit den Koordinaten V_c =» 0,468 und β ■, - 47,7° beispielshalber bilden. Wie es aus der Fig. 10 hervorgeht, hat β einen Minimumwinkel von 0° bei Vp - 1,0 pro Einheit. Wenn V_c Null ist, hat β einen Maximalwinkel von 60°.

Wie es noch im einzelnen erläutert wird, enthält der Schwingungsformgenerator 32 der Regel- und Steuermittel 24 des Wechselrichters Einrichtungen, die sowohl auf das Amplitudenbefehlssignal als auch auf das Drehzahl-Rückführsignal ansprechen, um den Übergang oder Wechsel zwischen dem Dreieckschnittpunktmodus der Impulsbreitenmodulation und dem Übergangsmodus der Impulsbreitenmodulation zu steuern. Die Moduswechseleinrichtung ist wirksam, um die den Dreieckschnittpunktmodus verwirklichenden Einrichtungen im Schwingungsformgenerator so lange zu aktivleren, wie V_c einen vorbestimmten Bezugswert nicht Überschreitet, der einem Modulationsindex von weniger als 1,0 entspricht, und solange die Drehzahl des Motors 23 eine vorbestimmte Bezugsdrehzahl nicht überschreitet, die vorzugsweise geringfügig über der Eckpunktdrehzahl liegt. Weiterhin sind die Moduswechseleinrichtungen wirksam, um die den Übergangsmodus verwirklichenden Einrichtungen im selben Schwingungsformgenerator zu aktivieren, wenn Vp den Bezugswert überschreitet oder wenn die Motordrehzahl die Bezugsdrehzahl überschreitet.

Das resultierende Verhalten des drehzahleinstellbaren Motorantriebs ist in der Fig. 11 grafisch dargestellt. Das Amplitudenbefehlssignal Vg als auch der entsprechende Modulationsindex M.I. sind in der Flg. 11 längs der Ordinate aufgetragen. Die Motordrehzahl in Einheiten der Eckpunktdrehzahl ist längs der Abszisse aufgetragen. Die Angabe in "Einheiten" bezieht sich auf einen Relativwert, der nicht nur auf die Eckpunktdrehzahl, sondern auch auf andere in der Beschreibung erwähnte Parameter angewendet wird. Der Bezugswert von V_c wird zu 0,67 pro Einheit angenommen.

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Dies ist weniger als der Wert dieser Größe (beispielsweise 0,774), bei dem der Modulationsindex 1,0 ist. Wenn der Motor vom Stillstand aus während des Motorbetriebs beschleunigt wird, geht folglich der Betriebsmodus des Wechselrichters von der Dreieckschnittpunkt-Impulsbreitenmodulation in die Übergangs-Impulsbreitenmodulation Über, und zwar bei einer Frequenz und bei einem Modulationsindex, die hinreichend niedrig sind, so daß im Dreieckschnittpunktmodus der Impulsbreitenmodulation kein Impuls verlorengeht. Das Ergebnis davon ist, daß die Synchronisation der Zerhackerfrequenz mit der Grundfrequenz in dem zuletzt genannten Modus nicht erforderlich ist und daß der Wechsel in den Ubergangsimpulsbreitenmodulationsmodus glatt und ruckfrei vor sich geht, ohne daß im Motordrehmoment beachtliche Stöße auftreten.

Wie es aus der Fig. 11 hervorgeht, wird der Übergangsmodus der Impulsbreitenmodulation durchquert, wenn der Motor mit der Beschleunigung in Richtung auf die Eckpunktdrehzahl fortfährt· Gleichzeitig erhöht sich das Amplitudenbefehlssignal V_c, das das Frequenzbefehlssignal bei Drehzahlen unter der Eckpunktdrehzahl führt, von seinem vorbestimmten Bezugswert (beispielsweise 0,67 pro Einheit) in Richtung auf seinen Maximalwert (1,0 pro Einheit), wobei β gemäß der in der Fig. 10 dargestellten Funktion vermindert wird und die Amplitude der Grundausgangsfrequenz fortfährt, linear mit der Drehzahl zuzunehmen. Wenn die Eckpunktdrehzahl erreicht 1st, nimmt Vp einen Wert (beispielsweise 0,97 pro Einheit) an, bei dem β gleich einem vorbestimmten Wert ist, der sich sehr stark 0° nähert. Es sind Mittel (Fig. 14) vorgesehen, die auf diesen Umstand ansprechen, um eine Zerhackung der Ausgangsspannungsschwingungsform zu vermeiden. Daraufhin beginnt der Wechselrichter in seinem Rechteckschwingungsform-Maximumspannungsmodus zu arbeiten. Die zuletzt erwähnten Einrichtungen enthalten Mittel zum Fördern der Glätte des Übergangs in den Recheckschwingungsmodus. Von der Eckpunktdrehzahl aus wird der Motor mit

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einer konstanten Erregerspannung und daher mit abnehmendem Fluß beschleunigt, bis eine Maximaldrehzahl erreicht wird. Dieser Punkt ist in der Fig. 11 beispielsweise als eine Drehzahl dargestellt, die das Vierfache der Eckpunktdrehzahl ist.

Der in der Fig. 11 mit "Wiederstarten" bezeichnete Verlauf stellt den Fall dar, bei dem die Erregerspannung den Statorwicklungen des Motors 23 erneut zugeführt wird, nachdem sie vorübergehend durch die Wirkung der Abschalteinrichtung 45 unterbrochen wurde, die in den Regel- und Steuermitteln 24 des Wechselrichters enthalten ist. Es wird angenommen, daß der Motor mit einer Drehzahl in der Nachbarschaft von 3,75 pro Einheit läuft, wenn die Abschalteinrichtung 45 in ihren Ein-Zustand zurückgebracht wird. Da diese Drehzahl die genannte Bezugsdrehzahl Übertrifft, ist während des gesamten Wiederstartvorgangs der Übergangsmodus der Impulsbreitenmodulation wirksam, obgleich das Amplitudenbefehlssignal Vq auf Null zurückgenommen wurde. Der Ubergangsmodus wird gegenüber dem Dreieckschnittpunktmodus bevorzugt, wenn ein Wiederstarten von einer verhältnismäßig hohen Drehzahl aus vorgenommen wird, da bei solchen Drehzahlen im Falle des Dreieckschnittpunktmodus die Zerhackerfrequenz mit der Grundfrequenz synchronisiert werden müßte. Die Notwendigkeit einer Synchronisation wird auch während der normalen Verzögerung (Bremsmodus) vermieden, wenn, wie es in der Fig. 11 dargestellt ist, der Motor mit einer Drehzahl läuft, die oberhalb der Bezugsdrehzahl (beispielsweise 1,17 pro Einheit) liegt, wenn Vg unter seinen Bezugswert (beispielsweise 0,67) abnimmt.

Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel des Schwingungsformgenerators 32 wird an Hand der Fig. 12 erläutert. Wie man sieht, sind Mittel 71 zum Verwirklichen des Dreieckschnittpunktmodus der Impulsbreitenmodulation, Mittel 72 zum Verwirklichen des Ubergangsmodus der Impulsbreiten-

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modulation und Moduswechselmittel vorhanden, die symbolisch als dreipoliger Umschalter 73 dargestellt sind, der von einem mit "Modusschalter" bezeichneten Mechanismus 74 betätigt wird.

Die Mittel 71 für den Dreieckschnittpunktmodus enthalten eine geeignete Referenzsignalquelle 75 für sinusförmige, dreiphasige Referenzsignale veränderlicher Amplitude und Frequenz, eine Dreieckschwingungsquelle 76 für das Dreieckschwingungsform-Taktgabesignal V» konstanter Amplitude und relativ hoher Frequenz und eine Gruppe von drei duplizierten Vergleichern 77, 78 und 79, die das Taktsignal Vrp mit den betreffenden Referenzsignalen vergleichen und an zugeordnete Anschlüsse 81, 82 und 83 des dreipoligen Umschalters 73 entweder eine 1 oder eine O abgeben, und zwar in Abhängigkeit davon, ob das zugehörige Referenzsignal positiver oder negativer als das Taktgabesignal ist. Venn sich die Kontakte des Umschalters 73 in den in der Fig. 12 gezeigten Stellungen befinden, werden die Ausgangssignale der Vergleicher 77, 78 und 79 den Ausgangsleitungen X, Y und Z des Schwingungsformgenerators zugeführt, so daß die den Dreieckschnittpunktmodus verwirklichenden Mittel 71 aktiv sind. In diesem Modus enthalten die abwechselnd aus 1- und 0-Signalen bestehenden Signalzüge, die die Vergleicher 77t 78 und 79 abgeben, die bereits zuvor erwähnten periodischen Steuersignale, die über die Leitungen X,

Y und Z zum Wechselrichter 22 gelangen.

Die Referenzsignalquelle 75 ist derart ausgebildet, und angeordnet, daß sie drei Signale erzeugt, die in der Fig. 12 als V sin ω t, V sin (cot + ^-) und

V sin (&>t + ) identifiziert sind. Die Phasenfolge des zweiten und dritten Signals wird gegenüber der in der Fig. 12 dargestellten Phasenfolge umgekehrt, wenn das über Mie Eingangsleitung 44 der Referenzsignalquelle 75 zugeführte F/R-Signal von "Vorwärts" auf "Rückwärts" wechselt. Die Winkelfrequenz co aller drei Referenzsignale ändert sich

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mit dem über die Eingangsleitung 31 zugeführten Frequenzbefehlssignal f_c. Die Amplitude V jedes sinusförmigen Referenzsignals wird durch den Wert eines Signals bestimmt, das über eine Eingangsleitung 84 der Referenzsignalquelle 75 zugeführt wird. Die Leitung 84 ist mit einem Selektorschalter 85 verbunden. Der Selektorschalter 85, der gleichzeitig mit den Moduswechselmitteln 73, 74 betätigt wird, ist wirksam, um die Leitung 84 mit der Eingangsleitung 35, an der das veränderbare Amplitudenbefehlssignal Vp anliegt, zu verbinden, wenn die den Dreieckschnittpunktmodus verwirklichenden Mittel 71 aktiv sind, und ist wirksam, um die Leitung 84 mit einer ein festes Referenz- oder Vorspannungssignal vorbestimmter Amplitude liefernden Einrichtung 86 zu verbinden, wenn die den übergang-Impulsbreitenmodulationsmodus verwirklichenden Mittel 72 aktiv sind.

Die Referenzsignalquelle 75 enthält vorzugsweise einen 3-Phasen-Rechteckschwingungsgenerator, drei Vorwärts/Rückwärts-Binärzähler, eine gleich große Anzahl von Festwertspeicherschaltungen, mehrere Exklusiv-ODER-Glieder und drei Digital/Analog-Umsetzer. Die genannten Teile können so angeordnet und verbunden sein, wie es aus der US-PS 3 904 949 bekannt ist, um die gewünschten dreiphasigen Referenzsignale mit einer im wesentlichen sinusförmigen Schwingungsform zu erzeugen. Die Sinusgeneratorschaltungen können aber auch anders ausgebildet sein. Dazu wird ergänzend beispielsweise auf die US-PS 3 641 566 verwiesen.

Die Dreieckschwingungsquelle 76 ist derart ausgebildet und angeordnet, daß sie das Taktgabesignal V^ mit einer vorbestimmten konstanten Amplitude und einer festen Frequenz erzeugt. Die Amplitude des Signals V^, ist gleich der Amplitude, die das Amplitudenbefehlssignal Vg anfordert, wenn dieses Signal einen vorbestimmten Wert hat (beispielsweise 0,774 pro Einheit), der kleiner als sein Maximalwert

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1st. Die Frequenz des Signals Vm 1st hinreichend hoch, so daß der Welllgkeltsspltzenstrom Im Motor ein annehmbares Limit nicht überschreitet, das Im optimalen Falle gleich dem Spltzenwelllgkeltsstrom 1st, den man erhält, wenn der Wechselrichter im Rechteckschwingungsmodus betrieben wird. Um beim Betrieb Im Dreieckschnittpunktmodus der Impulsbreitenmodulation eine unerwünschte Phasenmodulation zu vermeiden, hat das Taktgabesignal V- eine Frequenz, die mindestens sechsmal so hoch wie die Grundfrequenz der sinusförmigen Referenzsignale ist, wenn das Amplitudenbefehls signal seinen angenommenen Bezugswert von 0,67 aufweist. Es ist daher nicht notwendig, das Taktgabesignal mit den sinusförmigen Referenzsignalen zu synchronisieren. Bei einem praktischen AusfUhrungsbeispiel der Erfindung hatte die Frequenz des Signals V™ einen festen Wert von 300 Hz.

Immer wenn die tatsächliche Drehzahl des Motors die ausgewählte Bezugsdrehzahl übersteigt, spricht der mit Modusschalter bezeichnete Mechanismus 74 der Moduswechselmittel im Schwingungsformgenerator 32 an, um die beweglichen Kontakte des dreipoligen Umschalters 73 in solche Stellungen zu bringen, daß sie die Ausgangsleitungen X₉ Y und Z von den SchalteranschlUssen 81, 82 und 83 trennen und statt dessen mit Anschlüssen 91, 92 und 93 verbinden, die Ausgangsleitungen (X), (Y) und (Z) der den Übergangs-Impulsbreitenmodulationsmodus verwirklichenden Mittel 72 zugeordnet sind. Gleichzeitig wird der bewegbare Kontakt des Selektorschalters 85 in eine solche Stellung gebracht, daß er die die Sinusschwingungsamplitude bestimmende Eingangsleitung 84 von der das veränderliche Amplitudenbefehlssignal führenden Leitung 35 trennt und statt dessen mit der Einrichtung 86 verbindet, die das feste Vorspannsignal vorbestimmter Amplitude liefert. Obwohl aus Gründen der einfacheren zeichnerischen Darstellung die Schalter 73 und 85 in der Fig. 12 als elektromechanlsche Schalter eingezeichnet sind, können in der

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Praxis die von diesen Schaltern ausgeübten Schaltfunktionen auch von äquivalenten Festkörperschaltungen vorgenommen werden. Unabhängig von der praktischen Ausbildung der Schalter muß in Jedem Falle sichergestellt sein, daß die den Dreieckschnittpunktmodus verwirklichenden Mittel 71 in dem nicht aktiven Zustand und die den Übergangs-Impulsbreitenmodulationsmodus verwirklichenden Mittel 72 in den aktiven Zustand gebracht werden. Die vorbestimmte Bezugsdrehzahl, bei der dieser Moduswechsel stattfindet, wird vorzugsweise so ausgewählt, daß sie höher als die Eckpunktdrehzahl, aber, bezogen auf die äquivalente Frequenz (d.h. die Grundfrequenz der Statorerregerspannung), nicht höher als ein Sechstel der Frequenz des Dreieckschwingungsform-Taktgabesignals Vm ist·

Die Eingänge zu den den Übergangsmodus der Impulsbreitenmodulation verwirklichenden Mittel 72, von denen ein bevorzugtes AusfUhrungsbeispiel an Hand der Fig. 14 erläutert wird, umfassen das Amplitudenbefehlssignal Vg, das über die Leitung 35 zugeführt wird, und die drei sinusförmigen Referenzsignale, die die Referenzsignalquelle 75 über die Leitungen 94, 95 und 96 zuführt. Zu bemerken ist, daß bei aktiven Mitteln 72 mit der Änderung der Frequenz der sinusförmigen Referenzsignale in Abhängigkeit vom Frequenzbefehlssignal fg fortgefahren wird, wohingegen die Amplitude dieser Signale konstantgehalten wird, wie es durch das feste Vorspannsignal der Einrichtung 86 bestimmt wird.

Um festzustellen, wann der Motor die vorbestimmte Referenzdrehzahl überschreitet, ist ein Vergleicher 97 vorgesehen. Der Vergleicher 97 ist mit seinem einen Eingang an die Drehzahl-Rückführsignal-Leitung 29 und mit seinem zweiten Eingang an einen Bezugs- oder Vorspannsignalanschluß 98 angeschlossen. Das am Anschluß 98 auftretende Bezugssignal hat einen festen Wert, der gleich dem

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des Drehzanl-Rückführsignals ist, wenn die tatsächliche Motordrehzahl gerade gleich der ausgewählten Bezugsoder Referenzdrehzahl ist. Der Ausgangszustand des Vergleichers 97 ist entweder hoch (1) oder tief (O), und zwar in Abhängigkeit davon, ob der Wert des RUckführsignals den Wert des Referenzsignals überschreitet oder nicht.

Der Ausgang des Vergleichers 97 1st über ein ODER-Glied 99 mit einer Leitung 100 verbunden, die zu dem Modusschaltermechanismus 7k führt. Der Ausgang eines weiteren Vergleichers 101 ist ebenfalls über das ODER-Glied 99 mit der Eingangsleitung 100 des Mechanismus 7k verbunden. Der Vergleicher 101 soll feststellen, ob das Amplitudenbefehls signal Vg, das einem seiner Eingänge zugeführt wird, einen vorbestimmten Bezugs- oder Referenzwert überschreitet. Zu diesem Zweck ist ein zweiter Eingang des Vergleichers 101 mit einem Anschluß 102 verbunden, dem ein Referenz- oder Vorspannsignal zugeführt wird. Dieses Vorspannsignal hat einen Wert, der gleich dem gewünschten Referenzwert des Signals Vg ist. Dieser Referenzwert 1st kleiner als der genannte vorbestimmte Wert des Signals Vg (beispielsweise 0,774 pro Einheit), der eine Sinusschwingungsamplitude anfordert, die gleich der Amplitude des Taktgabe signals V^, ist. Bei dem dargestellten AusfUhrungsbeispiel der Erfindung wird der Referenzwert von Vg mit 0,67 pro Einheit angenommen, was einem Modulationsindex M.I. von 0,865 entspricht. Wenn Vg diesen Referenzwert nicht überschreitet, erscheint am Ausgang des Vergleichers 101 ein Signal 0. Bei höheren Werten für Vg ist das Ausgangssignal des Vergleichers 101 gleich

Die Moduswechselraittel 73» 74 nehmen die in der Fig. 12 gezeigte Stellung ein, solange an der Eingangsleitung 100 ein Signal 0 anliegt. Wenn jedoch an dieser Leitung 100 von irgendeinem der Vergleicher 97 und 101 ein 1-Signal angelegt wird, veranlaßt der Mechanismus 74,

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daß die beweglichen Kontakte des Umschalters 73 ihren Schaltzustand ändern. Aufgrund dieser Änderung des Schaltzustandes werden die Mittel 71 für den Dreieckschnittpunktmodus in den nichtaktiven Zustand und die Mittel 72 für den Übergangsmodus der Impulsbreitenmodulation in den aktiven Zustand gebracht. Die Vergleichcher 97 und 101 weisen vorzugsweise eine Wechselstromhysterese auf, so daß sie, mindestens für eine vorbestimmte Zeitspanne die Moduswechselmittel in dem den Ubergangsmodus herstellenden Zustand lassen, wenn die Mittel 72 aktiviert worden sind. Dadurch wird ein unmittelbares Zurückschalten der Mittel 71 für den Dreieckschnittpunktmodus in den aktiven Zustand und eine Schwingung zwischen den beiden Moden vermieden. Solche Schwingungen können sonst auftreten, falls das Signal Vp seinen Referenzwert oder die Drehzahl des Motors die Referenzdrehzahl mit einer verhältnismäßig niedrigen Geschwindigkeit überquert.

Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung sind die Vergleicher 97 und 101 von analoger Bauart. Die erwünschte Hysterese wird mit Hilfe der in der Fig. 13 dargestellten Schaltungsmittel erreicht. Die dort gezeigte Vergleicherschaltung enthält einen Operationsverstärker 105 mit einem nicht invertierenden Eingangsanschluß, der über einen Widerstand 106 an eine gemeinsame Potentialsammelschiene (im gezeigten Beispiel geerdet) einer geeigneten Gleichspannungsquelle angeschlossen ist. Ein invertierender Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 105 ist an einen Verbindungspunkt zwischen zwei Widerständen 107 und 108 angeschlossen. Die Widerstände 107 und 108 liegen in Reihe zwischen einem Eingangsanschluß 109 und einer negativen Potentialsammeischiene (beispielsweise -15 Volt) der Gleichspannungsquelle. Wenn am Eingangsanschluß 109 ein positives Signal veränderlicher Amplitude anliegt, liefert der Operationsverstärker 105 an seinem Ausgangsanschluß 110 ein bistabiles Signal,

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dessen Zustand davon abhängt, ob der Betrag des veränderbaren Eingangssignals einen gewissen Referenz- oder Schwellwert überschreitet oder nicht. Dieser Schwellwert wird durch das Verhältnis der Widerstandswerte der Widerstände 107 und 108 bestimmt. Der Ausgangsanschluß und der nicht invertierende Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 105 sind über eine positive Rückführeinrichtung miteinander verbunden. Die positive Rückführeinrichtung enthält einen Widerstand 111, der in Reihe mit einem Kondensator 112 geschaltet ist. Die positive Rückführeinrichtung oder Mitkopplungseinrichtung spricht auf jede abrupte Zustandsänderung des bistabilen Ausgangssignals am Ausgangsanschluß 110 an. Dadurch wird der Schwellwert des Vergleichers in transienter Weise so verändert, daß die vorgenommene Änderung des Ausgangssignals für eine gewisse Zeit verriegelt wird. Dadurch wird vermieden, daß das Ausgangssignal zumindest während einer vorbestimmten minimalen Zeitspanne seinen Zustand nicht ändern kann. Die Zeitkonstante der positiven Rückführeinrichtung 111, 112 ist bei den Vergleichern 97 und 101 vorzugsweise so gewählt, daß der Zustand des Ausgangssignals bei einer Änderung vom hohen in den tiefen Zustand, oder umgekehrt, mindestens für etwa 250 ms beibehalten wird.

In der Fig. 14 ist ein vereinfachtes Blockschaltbild eines praktischen Ausführungsbeispiels für die den übergangs-Impulsbreitenmodulationsmodus verwirklichenden Mittel 72 dargestellt. Diese Ausführungsform macht vorzugsweise von dem doppelten Gleichspannungspegelsetzmodus der Impulsbreitenmodulation Gebrauch, und zum besseren Verständnis der Arbeitsweise kann man daher auf die Erläuterungen zu der Fig. 8 Bezug nehmen. Die sinusförmigen dreiphasigen Referenzsignale von der Referenzsignalquelle 75 im Schwingungsformgenerator 32 werden über die Eingangsleitungen 94, 95 und 96 drei getrennten Kanälen 121, 122 und 123 der den Übergangsmodus verwirklichenden Mittel zugeführt. Es wird daran erinnert, daß die genannten Refe-

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renzsignale eine Frequenz haben, die sich mit dem Frequenzbefehlssignal f_c ändert, und eine Amplitude haben, die konstant ist, wenn die den Ubergangsmodus verwirklichenden Mittel aktiv sind. Wie es aus der Fig. 14 hervorgeht, enthält der erste Kanal 121 einen Vollweggleichrichter 124, der an einer Leitung 125A ein Referenzsignal V_R bereitstellt, das eine Folge von positiven Halbperloden mit wellenförmigen Amplituden aufweist, die der Schwingungsform des ersten sinusförmigen Referenzsignals Vsinejt an der Leitung 94 entsprechen, ein Nulldurchgangsdetektor 126 zum Umformen des ersten sinusförmigen Referenzsignals in ein Rechtecksignal S^, das an einer Leitung 127A auftritt, wobei die abwechselnden hohen (1) und tiefen (O) Zustände des Signals S^ mit den positiven und negativen Halbperioden des ersten Referenzsignals zusammenfallen, und einen Spitzenwertdetektor 128, der an eine Leitung 129 eine Folge von Taktimpulsen 130 abgibt, die etwa mit der Maximalamplitude der aufeinanderfolgenden Halbperioden oder Halbwellen des ersten Referenzsignals an der Leitung 94 zusammenfallen.

Das gleichgerichtete Referenzsignal an der Leitung 125A wird den ersten Eingängen eines Paares von Vergleichern 131 und 132 im ersten Kanal 121 zugeführt. An den zweiten Eingang des Vergleichers 131 wird Über eine Leitung 133 ein erstes veränderbares Vorspannsignal angelegt, das in der Fig. 14 mit Α-Pegel identifiziert ist. An den zweiten Eingang des Vergleichers 132 wird über eine Leitung 134 ein zweites veränderbares Vorspannsignal angelegt, das in der Fig. 14 als B-Pegel identifiziert ist. Der B-Pegel ist höher als der Α-Pegel. Der Vergleicher gibt an seine Ausgangsleitung 135 ein periodisches Signal A. ab, das abwechselnd den Zustand 1 oder 0 aufweist, und zwar in Abhängigkeit davon, ob der Momentanbetrag des entsprechenden Referenzsignals V_R an der Leitung 125A höher oder niedriger als der Α-Pegel ist. Der Vergleicher 132 gibt an seine Ausgangsleitung 136 ein periodisches Signal A_ß

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mit abwechselnden 1- und O-Zuständen ab, und zwar In Abhängigkeit davon, ob dieses Referenzsignal höher oder niedriger als der B-Pegel ist. Die Ausgangsleitungen 135 und 136 führen zu einer "Logik A"-Einheit 137 im Kanal 121.

Der "Logik A^H-Einheit 137 werden über die Leitungen 135 und 136 nicht nur die periodischen Signale A^ und A_ß zugeführt, sondern auch das rechteckförmige Schwingungssignal S_A über die Leitung 127A. Weiterhin erhält diese Einheit über Leitungen 133 und 139 Überwachungssignale D_A und D_B, die noch erläutert werden. Die Einheit 137 ist derart ausgebildet und angeordnet, daß sie an ihre Ausgangsleitung (X) in Übereinstimmung mit der in der Fig. dargestellten Wahrheitstabelle einen Zug aus abwechselnden 1- und O-Signalen abgibt.

Aus der Fig. 17 geht hervor, daß die Ausgangssignale an der Leitung (X) eine Gruppe von fünf diskreten Impulsen pro Halbperiode des sinusförmigen Referenzsignals enthalten, wenn die beiden Überwachungssignale D. und Dg gleich 0 sind. Der erste Impuls hat denselben Zustand wie das Rechteckschwingungssignal S.. Die Breite dieses Impulses wird dadurch bestimmt, wann das gleichgerichtete Bezugssignal V_R den veränderbaren Pegel A schneidet. Der zweite Impuls hat einen dem Signal S_A entgegengesetzten Zustand. Dieser Impuls endet an der Schnittstelle des Signals V_R mit dem veränderbaren Vorspannpegel B. Der vierte und der fünfte Impuls In jeder Halbperiode sind Spiegelbilder des zweiten bzw. ersten Impulses. Wenn die den Übergangsmodus der Impulsbreitenmodulation bewirkenden Mittel aktiv sind, enthält der resultierende Zug von Impulsen an der Ausgangsleitung (X) des Kanals 121 die zuvor erwähnten periodischen Steuersignale an der entsprechenden Leitung X der Fig. 2 und Die ZUnd- und Kommutierungseinrichtungen 60, 61 des Wechselrichters 22 werden folglich veranlaßt, die Stromleit-

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zustände des Paares von Hauptthyristoren 1 und 2 in der ersten Halbbrücke oder Leistungsschalteinrichtung 53 zu Beginn jeder Halbperiode der Grundkomponente der Wechselrichterausgangsspannung V_A umzuschalten und dann zu nachfolgenden Zeitpunkten während derselben Halbperlode in Übereinstimmung mit dem folgenden Plan (vgl. Fig. 8):

1) einem Zeitpunkt, der dem ersten Schaltzeitpunkt um den veränderbaren Winkel Ct folgt,

2) einem Zeitpunkt, der dem ersten Schaltzeltpunkt um den veränderbaren Winkel β folgt, der stets größer als GC , aber kleiner als 90° ist,

3) einem Zeitpunkt, der bei 180° -ß nach dem ersten Schaltzeitpunkt auftritt,

A) einem Zeltpunkt, der bei 180 -Ct nach dem ersten Schaltzeltpunkt auftritt.

In diesem Plan ist α der Arcussinus des Verhältnisses des veränderbaren Vorspannpegels A zu der konstanten Amplitude E_n des Referenzsignals V_R, und β ist der Arcussinus des Verhältnisses des veränderbaren Vorspannpegels B zu E^. Dies ist für ein Beispiel in der Flg. 8 dargestellt. Darin ist Ct mit 10° angegeben, was einem Α-Pegel von 0,175 E„ entspricht, und ρ ist mit 17,5° angegeben, was einem B-Pegel von 0,3 Ej₁ entspricht.

Abgesehen von zwei Ausnahmen entsprechen die beiden anderen Kanäle 122 und 123 der in der Fig. 14 dargestellten Mittel für den Übergangs-Impulsbreitenmodulationsmodus dem oben beschriebenen Kanal 121. Diese beiden Ausnahmen sind darin zu sehen, daß die beiden anderen Kanäle keinen Spitzenwertdetektor 128 haben und daß die sinusförmigen Referenzsignale, die den Eingangeleitungen 95 und 96 der Kanäle 122 und 123 zugeführt werden, gegenüber dem

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" ⁵³ " 27097A9

ersten Referenzsignal an der Leitung 94 des Kanals 121 um 120° bzw. 240° in der Phase nacheilen. Die Verläufe der Signalzüge der periodischen Steuersignale an der Ausgangsleitung (Y) der "Logik B"-Einheit im Kanal 122 und an der Ausgangsleitung (Z) der "Logik C"-Einheit im Kanal 123 sind folglich gegenüber dem Signalzug an der Ausgangsleitung (X) in entsprechender Weise phasenverschoben.

Gemäß der Erfindung wird die Amplitude der Grundkomponente der Wechselrichterausgangsspannung durch Verändern des B-Pegels als Funktion des Amplitudenbefehlssignals Vg verändert. Dies wird bei der in der Fig. 14 dargestellten Schaltungsanordnung mit Hilfe eines Funktionsgenerators 141 erreicht, der zwischen die Amplitudenbefehlssignalleitung 35 und die B-Pegelleitung 134 geschaltet ist. Der Funktionsgenerator 141 ist vorzugsweise derart ausgebildet und angeordnet, daß der B-Pegel vom Wert des Signals Vg entsprechend der grafischen Darstellung im Block 141 der Fig. 14 abhängt, wobei die Amplitude der Grundausgangsspannung sich im wesentlichen linear mit Vg ändert, wenn die den Ubergangs-Impulsbreitenmodulationsmodus verwirklichenden Mittel aktiv sind. Wenn das Signal Vg gleich Null ist, nimmt der B-Pegel seinen maximalen Wert an, der so ausgewählt ist, daß er etwa 0,866 pro Einheit der konstanten Amplitude von Vp beträgt, wie es durch die Einrichtung 86 in der Fig. für das feste Referenzsignal bestimmt ist. Dabei nimmt β einen Maximalwert von etwa 60° an. Wenn Vg auf seinen Maximalwert (1,0 pro Einheit) zunimmt, wird der B-Pegel auf Null herabgesetzt. Bei dem zuvor erwähnten Referenzwert von Vg (beispielsweise 0,67 pro Einheit) hat der B-Pegel einen Betrag, der in der Grundkomponente der Wechselrichterausgangsspannung eine Amplitude hervorruft, die auch bei diesem Betrag des Signals Vg auftreten würde, wenn die Mittel 71 für den Dreieckschnittpunkt-Impulsbreitenmodulationsmodus aktiv wären.

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Weiterhin ist nach der Erfindung ein Funktionsgenerator 142 zwischen die Leitungen 134 und 133 geschaltet, um den Α-Pegel als Funktion des B-Pegels in einer solchen Weise zu verändern, daß ausgewählte Harmonische oder Oberwellen der Wechselrichterausgangsspannung so klein wie möglich sind. Die Beziehung zwischen diesen Größen wird vorzugsweise so gewählt, wie es im Block 142 in der Flg. 14 dargestellt ist. Diese Beziehung soll die funktionelle Beziehung zwischen α und 3 ergeben, die in der Fig. 9 dargestellt ist, um, wie bereits erläutert, die harmonischen Stromspitzen oder Spitzenoberwellenströme im Wechselstrommotor 23 herabzusetzen.

Die Funktionsgeneratoren 141 und 142 können mit Hilfe bekannter Einheiten und Schaltungen verwirklicht werden. Dazu wird beispielsweise auf die Selten 182 ff. des Buches "Analog Computation", Albert S. Jackson, McGraw-Hill Book Co., Inc., N.Y. N.Y. 1960, verwiesen.

Die nach der Erfindung den Ubergangs-Impulsbreitenmodulationsmodus verwirklichenden Mittel 72 enthalten zusätzliche Mittel, um diejenigen Schaltzeitpunkte des Hauptthyristorpaares zu eliminieren, die In dem obigen Plan an erster und letzter Stelle genannt sind, wenn der A-Pegel auf einen vorbestimmten niedrigen Wert abfällt, der erreicht wird, wenn sich der B-Pegel nahe bei den entgegengesetzten Enden in seinem Änderungsbereich befindet, wie es im Block 142 der Fig. 14 gezeigt ist. Diese zusätzlichen Mittel enthalten einen Vergleicher 143» dessen erster Eingang mit der A-Pegelleitung 130 verbunden ist und deren zweiter Eingang an einen Referenz- oder Vorspannsignalanschluß 144 angeschlossen ist. Das Referenzsignal am Anschluß 144 hat einen gegebenen festen Betrag, der gleich dem obengenannten vorbestimmten niedrigen Betrag oder Wert von A gleich ist. Dieser Wert oder Betrag ist vorzugsweise auf die konstante Amplitude der sinusförmigen Referenzsignale an den Eingangsleitungen 95 bis 96 bezogen, und zwar

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über den Sinus eines elektrischen Winkels, dessen Zeltdauer bei der Grundfrequenz der Statorwicklungserregerspannung des Motors 23 etwa gleich der minimal zulässigen Impulsbreite 1st, also dem minimalen Sicherheitsabstand zwischen zwei aufeinanderfolgenden Umschaltzeltpunkten, wenn der Motor mit seiner vorbestimmten Referenzdrehzahl läuft. Wenn man beispielsweise eine Referenzfrequenz von 50 Hz annimmt, entspricht eine Minimumimpulsbreite von 300 /us einem Winkel von 5,4°, und der Sinus dieses Winkels beträgt 0,094. In der Fig. 14 ist der Referenzwert am Anschluß 144 mit 0,1 pro Einheit angegeben. Der Ausgangszustand des Vergleichers 143 ist hoch (1), wenn der Betrag pro Einheit des Α-Pegels an der Leitung 133 gleich oder kleiner als dieser Referenzwert ist.

Das Ausgangssignal des Vergleichers 143 bestimmt den Zustand des Uberwachungsslgnals D. an der Leitung 138. Der Ausgang des Vergleichers 143 ist über ein Flipflop 145 vom Typ D an die Leitung 138 angeschlossen. In den Einheiten 137 übersteuert ein 1-Signal an der Leitung irgendwelche 0-Perloden im Ausgangssignal des V_R/A-Pegel-Vergleichers 131. Dies geht aus der Fig. 17 hervor, in der der Zustand des Ausgangssignals von der "Logik A"-Einheit an der Leitung (X) während der mit 3* und 4* bezeichneten Zeitintervalle, die den Zeitintervallen 3 und mit Ausnahme der Tatsache entsprechen, daß jetzt D_A gleich 1 ist, mit dem während der Zeitintervalle 2 bzw· 5 auftretenden Zustand identisch ist. Während der Intervalle 1,2, 5 und 6 wird aber, wenn A. » 1, ein Signal D. >1 an der Leitung 138 das Ausgangssignal an der Leitung (X) gegenüber dem in der Wahrheitstabelle der Fig. 17 gezeigten Zustand für die "Logik A"-Einheit nicht ändern. Wenn nur der B-Pegel wirksam ist, wird die Anzahl der Impulse pro Halbperiode des gleichgerichteten Referenzsignals V_R auf drei herabgesetzt. Die Impulsbreite des ersten und des dritten Impulses entspricht dann dem Winkel ß.

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Das Flipflop 145 vom Typ D ist vorgesehen, um zu verhindern, daß das Überwachungssignal D. ausgenommen während vorbestimmter Zeitintervalle seinen Zustand ändert, die von den Nulldurchgängen irgendeines der sinusförmigen Referenzsignale an den Leitungen 94 bis 96 um wenigstens den Arcussinus des vorbestimmten niedrigen Pro-Einheit-Referenzwertes (beispielsweise 0,1) des Α-Pegels beabstandet sind. Zu diesem Zweck ist der Takteingang C des Flipflop 145 mit der Leitung 129 verbunden, um die wiederholt auftretenden Taktimpulse 130 zu empfangen, die der Spitzenwertdetektor 128 von dem ersten sinusförmigen Referenzsignal an der Leitung 94 ableitet. Wenn sich somit der Ausgangszustand des Vergleichers 143 von 0 auf 1 ändert, und zwar aufgrund einer Abnahme des A-Pegels auf seinen vorbestimmten niedrigen Referenzwert (beispielsweise 0,1 pro Einheit), wird das Flipflop 145 anfangs nicht tätig, um D. = 1 zu machen, bis es vom nächsten der Taktimpulse 130 getriggert wird. Die anschließende Rückkehr des Flipflop 145 in seinen nicht wirksamen Zustand (D^ = 0) wird in ähnlicher Weise durch den Taktimpuls synchronisiert, der als nächster auftritt, nachdem das Ausgangssignal des Vergleichers 143 vom Zustand 1 auf den Zustand 0 übergegangen ist, und zwar aufgrund dessen, daß der Α-Pegel auf einen höheren Wert als den vorbestimmten niedrigen Bezugswert angestiegen ist. Wie es aus der Fig. 14 hervorgeht, sind die Taktimpulse 130 jeweils um etwa 90° gegenüber den Nulldurchgängen des ersten sinusförmigen Referenzsignals und um jeweils etwa 30° gegenüber den Nulldurchgängen des zweiten und dritten sinusförmigen Referenzsignals an den Leitungen 95 und 96 verschoben. Diese Winkel stellen in einem hohen Maße sicher, daß das überwachungssignal D^ seinen Zustand nicht während Perioden ändert, die diese Nulldurchgänge in beiden Richtungen um mindestens den Arcussinus des Pro-Einheit-Referenzwertes des A-Pegels überspannen. Dadurch werden unerwünschte Störungen des Mo tor Stroms vermieden, die sonst

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durch Phasenverschiebung der Grundausgangsspannung des Wechselrichters gegenüber der Grund-Gegen-EMK des Motors auftreten könnten. Eine solche Phasenverschiebung könnte auftreten, falls D_A seinen Zustand während der verbotenen Periode ändern würde.

Die den Übergangs-Impulsbreitenmodulationsmodus verwirklichenden Mittel 72 enthalten nach der Erfindung auch Mittel, um die Schaltzeitpunkte zu eliminieren, die an der zweiten und vorletzten Stelle des obigen Plans aufgeführt sind, wenn der B-Pegel gleich oder kleiner als ein vorbestimmter niedriger Wert ist. Diese weiteren Mittel sind den bereits beschriebenen zusätzlichen Mitteln 143, 145 ähnlich und enthalten entsprechend der Darstellung nach der Fig· 14 einen Vergleicher 146 sowie ein Flipflop 148 von D-Typ. Der eine Eingang des Vergleichers 146 ist an die B-Pegelleitung 134 angeschlossen. Der zweite Eingang des Vergleichers 146 ist mit einem Referenz- oder Vorspannsignalanschluß 147 verbunden. Das am Anschluß 147 auftretende Referenz- oder Vorspannsignal hat einen vorgegebenen festen Wert, der gleich dem vorbestimmten niedrigen Wert des B-Pegels ist. Dieser fest vorgegebene niedrige Wert entspricht einem vorbestimmten Winkel von β , der nahe bei 0° liegt. Der vorbestimmte Wert des Winkels {J ist vorzugsweise etwa gleich einem Winkel (beispielsweise 5,4°), dessen Zeitdauer bei einer Erregerfrequenz, die der vorbestimmten Referenzdrehzahl des Motors äquivalent ist, gleich der zulässigen Minimalimpulsbreite ist. Wie es beispielshalber aus der Fig. 14 hervorgeht, stimmt der Pro-Einheit-Referenzwert für den B-Pegel mit dem für den Α-Pegel gewählten Wert (beispielsweise 0,1) überein. Der Fig. 9 kann man entnehmen, daß CC einen Wert (beispielsweise 5_V74°) annimmt, der gleich dem Arcussinus des ausgewählten Referenzpegels ist, wenn β auf einen kleinen Winkel abnimmt, der etwa zweimal so groß wie dieser Wert ist. Der besondere Referenzwert, der gemäß der erfindungs-

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gemäßen Lehre ausgewählt wird, stellt sicher, daß die MIttel zum Eliminieren der Schaltzeltpunkte Immer wirksam sind, wenn der für β (oder (X ) angeforderte tfert eine Zeitdauer hat, die kürzer als die zulässige Minimalimpuls« breite ist. Es liegt also ein Zustand vor, bei dem sonst die oben erwähnte Sperreinrichtung eine unerwünschte Phasenverschiebung in der Grundschwingungsform der Wechselrichterausgangsspannung vornehmen würde.

Dasam Ausgang des Vergleichers 146 auftretende Ausgangssignal, das hoch (1) ist, wenn der B-Pegel an der Leitung 134 gleich oder kleiner als sein vorbestimmter niedriger Pro-Einheit-Referenzwert ist, bestimmt den Zustand des Uberwachungssignals D_ß an der Leitung 139, mit der der Vergleicher 146 über das Flipflop 148 vom Typ D verbunden 1st. In den Einheiten 137 übersteuert ein 1-Signal an der Leitung 139 irgendwelche O-Perioden in den Ausgangssignalen des V_D/B-Pegel-Vergleichers 132 und des V^/A-Pegel-Vergleichers 131. Der Zustand des an der Leitung (X) auftretenden Ausgangssignals, das die "Logik A"-Einheit 137 abgibt, ist daher gleich dem Rechteckschwingungssignal S., wenn D_ß » 1. Dies ist in der Fig. 17 für die mit 2» und 5¹ bezeichneten Zeitintervalle dargestellt. Diese Zeitintervalle entsprechen den Zeitintervallen 2 und 5, allerdings mit der Ausnahme, daß bei den Zeitintervallen 2' und 5¹ das Signal Dq gleich 1 ist. Es tritt daher lediglich ein einziger Impuls pro Halbperiode des gleichgerichteten Referenzsignals V_R auf, und es wird ein Rechteckschwingungsbetrieb ausgeführt.

Der Takteingang C des Flipflop 148 ist mit der Leitung 129 verbunden, an der die Taktimpulse 130 anliegen. Der Betrieb des Flipflop 148 entspricht demjenigen des Flipflop 145. Das Flipflop 148 ist somit wirksam, um die Änderung des Zustande des Uberwachungssignals D_ß an der Leitung 139 unter Ausnahme von vorbestimmten Zeitintervallen zu verhindern, die von den Nulldurchgängen irgend-

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eines der sinusförmigen Referenzsignale an den Leitungen 94 bis 96 um mindestens den Arcussinus des Pro-Einheit-Referenzbetrags des B-Pegels beabstandet sind.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung enthalten die den Ubergangs-Impulsbreitenmodulationsmodus verwirklichenden Mittel 72 geeignete Mittel, um den Minimumpegel des veränderlichen Α-Pegel- und B-Pegel-Signals auf einen Wert zu begrenzen, der im wesentlichen gleich dem vorbestimmten niedrigen Wert dieser Signale ist. Dadurch wird in erwünschter Weise verhindert, daß die Vergleicher 131 und 132 ihre Zustände während einer Periode ändern, die den vorbestimmten ersten Schaltzeltpunkt, d.h. die Nulldurchgänge der sinusförmigen Referenzsignale an den Leitungen 94, 95 und 96, um den elektrischen Winkel überspannen, dessen Zeitdauer bei der Referenzfrequenz mit der minimal zulässigen Impulsbreite Übereinstimmt. Ohne eine derartige Begrenzung besteht die Möglichkeit, daß, wenn entweder das A-Pegel- oder B-Pegel-Signal unter seinen vorbestimmten niedrigen Wert abfällt, der Vergleicher 131 oder 132 während der verbotenen Zeitperiode vor der Betätigung des entsprechenden D-Flipflop 145 oder 148 tätig wird, das auf den nächsten Taktimpuls 130 wartet. In diesem Fall würde die bereits erwähnte Sperreinrichtung eine unerwünschte Phasenverschiebung in der Grundschwingungsform der Wechselrichterausgangsspannung hervorrufen. Die Gefahr einer solchen vorzeitigen Betätigung der Vergleicher 131 und 132 ist insbesondere bei einer schnellen oder abrupten Verminderung des Wertes des Amplitudenbefehlssignals Vp auf Null hoch.

Ein Schema zur Begrenzung des Α-Pegels ist in der Fig. 15 dargestellt. Die dort gezeigte Schaltung enthält einen ersten und einen zweiten Operationsverstärker 151 und 152, die in Reihe zwischen die A-Pegel-Leitung 133 und den Funktionsgenerator 142 geschaltet sind. Der invertierende Eingangsanschluß des ersten Operationsver-

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stärkers 151 ist mit dem Verbindungspunkt zwischen zwei Widerständen 153 und 154 verbunden. Diese beiden Widerstände sind in Reihe zwischen den Ausgangsanschluß des Funktionsgenerators 142 und einen Vorspann- oder Versetzanschluß geschaltet, an dem ein vorbestimmtes negatives Potential anliegt. Das Ausgangssignal des Funktionsgenerators 142 bildet das Eingangssignal A_1n der In der Fig. 15 gezeigten Schaltung. Von diesem Eingangssignal ^AIN ^{wird ein fes-tes} Versetz signal subtrahiert. Der nicht invertierende Eingangsanschluß des Operationsverstärkers

155 ist über einen Widerstand 155 mit einer gemeinsamen Potentialsemmelschiene verbunden, die vorzugsweise an Masse liegt oder geerdet ist. Eine Diode 156 ist zwischen den Ausgangsanschluß 157 des Operationsverstärkers 151 und den invertierenden Eingangsanschluß dieses Operationsverstärkers geschaltet. Die Anode der Diode 156 und der Ausgangsanschluß 157 sind miteinander verbunden, so daß das Signal am Ausgangsanschluß 157 auf einen geringfügig positiven Wert geklemmt wird, wenn das Eingangssignal Aj„ weniger positiv als ein gewisser Referenz- oder Schwellwertpegel ist, der vom Verhältnis der Widerstandswerte der Widerstände 153 und 154 abhängt. Parallel zur Diode

156 verläuft ein Rückführzweig mit einem Widerstand 158, der in Reihe mit einer Diode 159 geschaltet 1st. Die Katode der Diode 159 ist mit dem Ausgangsanschluß 157 verbunden. Das Signal am Ausgangsanschluß 157 ist daher von relativ negativer Polarität und hat einen Betrag, der sich mit dem Eingangssignal Aj_n ändert, wenn dieses Signal positiver als der genannte Schwellwertpegel ist.

Der invertierende Eingangsanschluß des zweiten Operationsverstärkers 152 ist an einen Verbindungspunkt zwischen zwei Widerständen 163 und 164 angeschlossen, die in Reihe zwischen die Anode der Diode 159 und einen weiteren Versetzanschluß geschaltet sind, an dem ein vorbestimmtes negatives Potential anliegt. Die Parameter sind so gewählt, daß das Verhältnis des Widerstandswerts des Widerstands

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zu dem Widerstandswert des Widerstands 164 gleich dem Verhältnis des Widerstandswerts des Widerstands 158 zum Widerstandswert des Widerstands 154 ist. Ein Widerstand 165 ist zwischen Masse und den nicht invertierenden Anschluß des Operationsverstärkers 152 geschaltet. Ein Rückführzweig aus einem Widerstand 166 liegt zwischen dem an die Leitung 133 angeschlossenen Ausgang des Operationsverstärkers 152 und dem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 152. Solange das Signal an Anschluß 160 gleich oder positiver als Masse ist, hat das Signal an der Leitung 130 einen Minimumwert, der gegenüber Null um einen festen Betrag versetzt ist, der von dem vorbestimmten Versetzpotential und dem Widerstandsverhältnis der Widerstände 166 und 164 abhängt. Wenn aber am Anschluß 160 ein verhältnismäßig negatives Signal auftritt, löschen sich die Versetzungen der Verstärker 151 und 152 einander aus, und das Signal an der Leitung 133 ändert sich direkt mit dem Eingangssignal A_1n. Die resultierende Beziehung zwischen dem A-Pegel-Signal an der Leitung 133 und dem Eingangssignal Aj_n ist in der Fig. dargestellt.

Die Parameter werden vorzugsweise derart gewählt, daß der erwähnte Minimumwert von A dem vorbestimmten niedrigen Pro-Einhelt-Referenzwert (beispielsweise 0,1) des Α-Pegels äquivalent 1st, bei dem das überwachungssignal D_A an der Leitung 138 (Fig. 14) seinen Zustand ändert. Für den Eingang D des Flipflop 145 wird somit ein Signal sehr leicht aus der Schaltung nach der Fig. 15 dadurch gewonnen, daß der Vergleicher 143 von einem dritten Operationsverstärker 170 gebildet wird, dessen invertierender Eingangsanschluß über einen Widerstand 171 mit Masse verbunden ist und dessen nicht invertierender Eingangsanschluß Über einen Widerstand 172 an den Ausgangsanschluß 157 des ersten Operationsverstärkers 151 angeschlossen ist. Der dritte Operationsverstärker 170 ist wirksam, um dem Anschluß D ein hohes Eingangssignal zuzuführen, wenn das

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Signal am Anschluß 157 relativ positiv ist. Der Operationsverstärker 170 geht in seinen unwirksamen Zustand über (niedriges Ausgangssignal), wenn am Anschluß 157 ein negatives Signal erscheint. Dies ist der Fall, wenn das Eingangssignal A_1n über den erwähnten Schwellpegel ansteigt. In diesem Fall wird der A-Pegel von seinem Minimumwert auf einen größeren Wert erhöht. Zwischen den Ausgang und den nicht invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 170 ist eine positive RUckführschaltung mit einem Widerstand 173 und einem dazu in Reihe liegenden Kondensator 174 geschaltet. Bei einer abrupten Änderung des Zustande des Signals am Anschluß D führt diese positive Rückführschaltung eine transiente Verriegelungsfunktion aus, die derjenigen Verriegelungsfunktion ähnlich ist, die bereits an Hand der Vergleicher 97 und 101 in Verbindung mit dem Mechanismus 74 der Moduswechselmittel der Fig. 12 beschrieben worden ist. Die positive Rückführschaltung 173, 174 wird wirksam, wenn das Ausgangssignal vom Zustand D = 1 in den Zustand D = O übergeht, um den Operationsverstärker 170 mindestens während einiger Perioden der Grundfrequenz in dem Zustand D » 0 zu halten. In ähnlicher Weise wird die positive RUckfUhrschaltung wirksam, wenn in der Schaltung nach der Flg. 15 der Zustand D » 0 in den Zustand D =» 1 übergeht. Der neu angenommene Zustand D = 1 wird mindestens für die gleiche Zeitspanne aufrechterhalten. Auf diese Weise wird ein schwingungsfreier übergang zwischen dem Dual- und Singular-Gleichspannungspegel-Setzmodus der Impulsbreitenmodulation sichergestellt.

Die in der Fig. 15 dargestellte Schaltung oder eine äquivalente Anordnung ist von Vorteil, wie gewährleistet wird, daß beim Übergang zwischen dem Rechteckschwingungsmodus und dem Übergangs-Impulsbreitenmodulationsmodus des Wechselrichters das Eliminieren oder das Hinzufügen von Schaltzeitpunkten pro Periode nur durch den Betrieb des

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Vergleichers 143 (oder 146) und des D-Fllpflop 145 (oder 148) bestimmt wird, und der A-Pegel (oder B-Pegel) in einem Werteberelch zwischen Null und dem vorbestimmten Minimum keinen Einfluß ausübt.Wie bereits erläutert, soll die zuletzt erwähnte Möglichkeit der Beeinflussung vermieden werden, weil sie dazu führen könnte, daß die Sperreinrichtung während Zeitintervallen, die von den Nulldurchgängen der sinusförmigen Referenzsignale um weniger als den erwähnten vorbestimmten niedrigen Wert von oC (oder/3 ) entfernt sind, zeitlich nicht richtige Schaltvorgänge veranlaßt, und weil die Vorteile einer Wechselstromhysterese nicht vorhanden sind.

Gegenüber dem bevorzugt beschriebenen Ausführungsbeispiel sind zahlreiche Modifikationen denkbar. So braucht das periodische Referenzsignal, das die den Übergangs-Impulsbreitenmodulationsmodus verwirklichenden Mittel tastet, keinen sinusförmigen Verlauf zu haben. Es könnte Irgendein periodischer Verlauf verwendet werden, der frequenzmoduliert ist. Weiterhin könnte das A-Pegel-Signal direkt vom Amplitudenbefehlssignal V_c anstatt vom B-Pegel-Signal abgeleitet werden. Schließlich könnten auch die Thyristoren und ihre Kommutierungsschaltungen im Wechselrichter 22 durch Leistungstransistoren oder andere durch Torsteuerung abschaltbare Schaltelemente ersetzt werden

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Claims (19)

Patentansprüche /1.1 Anordnung zur Steuerung einer elektrische Energie \fechselrichtenden Festkörper-Umformereinrichtung mit an eine Glsichspannungsquelle anschließbaren Eingangsanschlüssen entgegengesetzter relativer positiver und negativer Polarität, einer Anzahl von Wechselspannungsausgangsanschlüssen, die mit einer frequenzveränderbaren Wechselstromlast verbindbar sind, und Schaltmitteln, die jeden der Ausgangsanschlüsse mit den beiden Eingangsanschlüssen so verbinden, daß die an den Eingangsanschlüssen anliegende Gleichspannung in eine an den Ausgangsanschlüssen auftretende Wechselspannung umgeformt wird, und die zur Herstellung der Verbindung zwischen einem der Ausgangsanschlüsse und dem betreffenden Eingangsanschluß mindestens ein Paar von abwechselnd leitenden steuerbaren elektrischen Ventilen sowie zum periodischen Umschalten der Stromdurchlaßzustände der Ventile eine Zünd- und Kommutierungseinrichtung aufweisen, wobei die Steueranordnung in Abhängigkeit von einem Frequenz- und Amplitudenbefehlssignal den Betrieb der Zünd- und Kommutierungseinrichtung derart steuert, daß sich die Frequenz und die Amplitude der Grundschwingung der Wechselspannung als Funktion der Befehlssignale ändert, gekennzeichnet durch a. auf das Frequenzbefehlssignal (fc) ansprechende erste Mittel (75 in Fig. 12) zum Erzeugen eines periodischen Referenzsignals mit einer von dem Frequenzbefehlssignal abhängigen Frequenz, b. von dem Referenzsignal getastete zweite Mittel (72 in Fig. 12) zum Bestimmen aufeinanderfolgender, während jeder Grundschwingungsperiode der Wechselspannung auftretender Schaltzeitpunkte, bei denen die Steueranordnung die Zünd- und Konunutierungseinrichtung (60, 61 in Fig. 2) veranlaßt, die Eurchlaßzustände der Ventile (1, 2 in Fig. 2) umzuschalten, wobei das zeitliche Auftreten eines eisten Schaltzeit- 709838/07(U punktes in jedar Periode durch das Referenzsignal bestimmt wird, der nächste erste Schaltzeitpunkt eine Halbperiode später auftritt und jedem ersten Schaltzeitpunkt zusätzliche SchaltZeitpunkte bei veränderbaren, in elektrischen Grad der Grundschwingungsperiode der Spannung gemessenen Winkeln folgen, und zwar entsprechend dem folgenden, für jede Halbperiode gültigen Plan:

1. dem ersten Schaltzeitpunkt folgt ein Schaltzeitpunkt bei einem veränderbaren Winkel β und

ii. dem ersten Schaltzeitpunkt folgt ein Schaltzeitpunkt bei einem veränderbaren Winkel 180° - β ,

c. dritte Mittel (141 in Fig. 14) zum Ändern des Winkels β zwischen einem vorbestimmten Maximumwinkel und Minimumwinkel als Funktion des Amplitudenbefehlssignals (V_c) zwecks Änderung der Amplitude der Spannungsgrundschwingung,

d. vierte Mittel (146, 147 In Fig. 14), die wirksam sind, wenn β gleich einem vorbestimmten, nahe bei 0° liegenden Wert oder kleiner als dieser Wert ist, um die im obigen Plan aufgeführten zusätzlichen Schaltzeitpunkte zu eliminieren, und

e. den vierten Mitteln zugeordnete Blockiermittel (128, 148 in Fig. 14), die ansprechend auf das Referenzsignal ein anfängliches Wirksamwerden der vierten Mittel ausgenommen von vorbestimmten Zeitintervallen verhindern, die von den ersten Schaltzeitpunkten wenigstens um den vorbestimmten, nahe bei 0° liegenden Wert entfernt sind.

2. Steueranordnung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, daß die vierten Mittel (146 in Fig. 14) Mittel (173, 174 in Fig. 15) enthalten, die das einmal ausgelöste Wirksamsein der vierten Mittel für wenigstens eine vorbestimmte Zeitspanne aufrechterhalten.

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3. Steueranordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die vierten Mittel (146 in Fig. 14) von ihrem wirksamen in ihren unwirksamen Zustand umschalten, wenn β den vorbestimmten Wert übersteigt, und daß die das Wirksamsein aufrechterhaltenden Mittel (173, 174 in Fig. 15) nach der Umschaltung der vierten Mittel von ihrem wirksamen in ihren unwirksamen Zustand auch diesen unwirksamen Zustand für mindestens die vorbestimmte Zeitspanne aufrechterhalten.

4. Steueranordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der vorbestimmte Minimumwinkel etwa gleich dem vorbestimmten Wert von β ist.

5. Steueranordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ergänzend zu den zusätzlichen Schaltzeitpunkten weitere zusätzliche Schaltzeitpunkte entsprechend dem folgenden, auf eine Halbperiode abgestellten Gesamtplan vorgesehen sind, der die zusätzlichen Schaltzeitpunkte und die weiteren zusätzlichen Schaltzeitpunkte enthält:

i. dem ersten Schaltzeitpunkt folgt ein Schaltzeitpunkt bei einem in elektrischen Grad der Grundschwingungsperiode der Spannung gemessenen, veränderbaren Winkel α,

ii. dem ersten Schaltzeitpunkt folgt ein Schaltzeitpunkt bei dem bereits erwähnten, in elektrischen Grad der Grundschwingungsperiode der Spannung gemessenen, veränderbaren Winkel β , wobei β größer als Ct und kleiner als 90° ist,
iii. dem ersten SchaltZeitpunkt folgt ein Schaltzeitpunkt

bei dem bereits erwähnten Winkel 180° -ß und iv. dem ersten Schaltzeitpunkt folgt ein Schaltzeitpunkt

bei einem Winkel 180° -α,
und daß die Steueranordnung gekennzeichnet ist durch

f. fünfte Mittel (142 in Fig. 14), die α als Funktion von β in einer solchen Weise verändern, daß ausgewählte Oberwellen der Wachsslspannung so klein wie möglich sind.

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6. Steueranordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die frequenzveränderbare Wechselstromlast (M in Fig. 2) wenigstens einen Wechselstrommotor (23 in Fig. 2) enthält und daß die fünften Mittel (142 in Fig. 14) so ausgelegt sind, daß durch die Veränderung von α als Funktion von β der Spitzenoberwellenstrom im Motor vermindert wird.

7. Steueranordnung nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß für Werte von β , die kleiner als ein vorbestimmter Knickpunkt-Winkel (ß₂ in Fig. 9) sind, der Winkel cc mit dem Winkel β zunimmt und daß für Werte von β , die größer als der vorbestimmte Knickpunkt-Winkel sind, der Winkel Cl mit zunehmendem Winkel β abnimmt.

8. Steueranordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Winkel Λ etwa zwei Drittel des Wertes des Winkels β beträgt, wenn β gleich dem vorbestimmten Knickpunkt-Winkel ist.

9. Steueranordnung nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß das Amplitudenbefehlssignal (V_c) zwischen einheitsbezogenen Werten von O und 1,0 veränderbar ist, daß der Wert von P ausgehend von einem vorbestimmten Maximumwinkel auf einen vorbestimmten Minimumwinkel abnimmt,wenn sich das Amplitudenbefehls signal ausgehend vom einheitsbezogenen Wert O auf näherungsweise den einheitsbezogenen Wert 1,0 ändert, und daß et einen vorbestimmten Miniraumwert aufweist, der aufrechterhalten bleibt, wenn β auf einen vorbestimmten kleinen Winkel abnimmt, der größer als der Minimumwinkel von β ist, und wenn β auf einen vorbestimmten großen Winkel zunimmt, der kleiner als der Maximumwinkel von β ist.

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10. Steueranordnung nach einem der Ansprüche 5 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß zusätzliche Mittel (143, 144 in Fig. 14) vorhanden sind, die wirksam sind, wenn CC einen Wert hat, der gleich einem vorbestimmten, nahe bei 0° liegenden Wert oder kleiner als dieser vorbestimate Wert ist, um die an erster und letzter Stelle im Gesamtplan aufgeführten Schaltzeitpunkte zu eliminieren, und daß diesen zusätzlichen Mitteln (143, 144 in Fig. 14) Mittel (128, 145 in Fig. 14) zugeordnet sind, die ansprechend auf das Referenzsignal das anfängliche Wirksamwerden der zusätzlichen Mittel mit Ausnahme von vorbestimmten Zeitintervallen verhindern, die von dem anfänglichen oder nachfolgenden ersten Schaltzeitpunkt nach Anspruch 1 wenigstens um den vorbestimmten, nahe bei 0° liegenden Wert von O beabstandet sind.

11. Steueranordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die vorbestimmten Zeitintervalle während der aufeinanderfolgenden Halbperioden der Spannungsgrundschwingung etwa 90° nach dem jeweiligen ersten Schaltzeitpunkt auftreten.

12. Steueranordnung nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, daß die zusätzlichen Mittel (128, 145 in Fig. 14) MIttel (173, 174 in Fig. 15) enthalten, die das Wirksamsein der einmal ausgelösten zusätzlichen Mittel für wenigstens eine vorbestimmte Zeitspanne aufrechterhalten.

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13. Steueranordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die zusätzlichen Mittel (143, 144 in Fig. 14) von ihrem wirksamen in ihren unwirksamen Zustand umschalten, wenn α seinen vorbestimmten, nahe bei 0° liegenden Wert übersteigt, und daß die das Wirksamsein aufrechterhaltenden Mittel (173, 174 in Fig. 15) nach dem Umschalten der zusätzlichen Mittel von ihrem wirksamen in ihren unwirksamen Zustand auch diesen unwirksamen Zustand für wenigstens die vorbestimmte Zeitspanne aufrechterhalten.

14. Steueranordnung nach einem der Ansprüche 10 bis 13» dadurch gekennzeichnet, daß das Referenzsignal einen wellenförmigen Verlauf hat und daß sich die zweiten Mittel (72 in Fig. 12) auszeichnen durch eine erste Vergleichseinrichtung (131 in Fig. 14), die auf die Amplitude des Referenzsignals und den Pegel eines ersten veränderbaren Vorspannsignals (A-Pegel in Fig. 14) anspricht, um die im Gesamtplan an erster und letzter Stelle aufgeführten Schaltzeitpunkte auszulösen, und durch eine zweite Vergleichseinrichtung (132 in Fig. 14), die auf die Amplitude des Referenzsignals und den Pegel eines zweiten veränderbaren Vorspannsignals (B-Pegel in Fig. 14) anspricht, um den im Gesamtplan an zweiter und vorletzter Stelle aufgeführten Schaltzeitpunkt auszulösen, wobei der Pegel des ersten Vorspannsignals (Α-Pegel in Fig. 14) als Funktion des Pegels des zweiten Vorspannsignals (B-Pegel in Fig. 14) so verändert wird, daß ausgewählte Oberwellen so klein wie möglich werden, und der Pegel des zweiten Vorspannsignals größer als der Pegel des ersten Vorspannsignals ist und als Funktion des Amplitudenbefehlssignals (Vp) verändert wird, um die Amplitude der Spannungsgrundschv/ingung zu ändern.

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15. Steueranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß die veränderbare Wechselstromlast (M in Fig. 2) wenigstens einen Wechselstrommotor (23 in Fig. 2) enthält und daß Mittel (71, 76, 77, 78, 79 in Fig. 12) vorgesehen sind, die die Durchführung eines Dreieckschnittpunktmodus der Impulsbreitenmodulation der Wechselspannung an den Ausgangsanschlüssen (A, B, C in Fig. 2) gestatten, und Moduswechselmittel (73, 74 in Fig. 12) vorgesehen sind, die auf die Motordrehzahl und den Wert des Amplitudenbefehlssignals ansprechen, um die die Durchführung des Dreieckschnittpunktmodus gestattenden Mittel zu aktivieren, solange das Amplitudenbefehls signal einen vorbestimmten Referenzwert nicht überschreitet und die Motordrehzahl eine vorbestimmte Referenzdrehzahl nicht überschreitet, wobei die Moduswechselini ttel (73, 74 in Fig. 12) wirksam sind, um die zweiten Mittel (72 in Fig. 12) zu aktivieren, wenn das Araplitudenbefehlssignal seinen Referenzwert überschreitet oder wenn die Motordrehzahl die Referenzdrehzahl überschreitet.

16. Steueranordnung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß der Wert des Amplitudenbefehlssignals (V_c) zwischen einheitsbezogenen Werten von O und 1,0 veränderbar ist.

17. Steueranordnung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß der vorbestimmte Referenzwert des Amplitudenbefehlssignals kleiner als der einheitsbezogene Wert von 1,0 ist.

18. Steueranordnung nach einem der Ansprüche 15 bis 17, dadurch gekennzeichnet, daß die Moduswechselmittel Mittel (97, 101 in Fig. 12 und 111, 112 in Fig. 13) enthalten, die mindestens für eine vorbestimmte Zeitspanne die Wiederaktivierung der die Durchführung des Dreieckschnittpunktmodus gestattenden Mittel verhindern, nachdem die Moduswechselmittel die Aktivierung der zweiten Mittel (72 in Fig. 12) bewirkt haben.

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19. Steueranordnung nach einem der Ansprüche 15 bis 18, dadurch gekennzeichnet, daß die Glsichspannungsquelle (21 in Fig. 1) während des Antriebs eines in der Wechselstromlast (M in Fig. 2) enthaltenen V/echselstroramotors (23 in Fig. 2) Wechselstromenergie liefert, daß sich das Aiaplitudenbefehlssignal (V_c) vom einheitsbezogenen Wert O bis auf den einheitsbezogenen Wert 1,0 während des Motorantriebs ändert, wenn der Motor aus dem Stillstand auf eine vorbestimmte Eckpunktdrehzahl beschleunigt wird, um für Drehzahlen unterhalb dieser Eckpunktdrehzahl den Motorfluß im wesentlichen konstantzuhalten, daß der in Anspruch 15 zitierte vorbestimmte Referenzwert des Amplitudenbefehlssignals kleiner als 1,0 bezogen auf die Einheit ist und daß die im Anspruch 15 zitierte vorbestimmte Referenzdrehzahl oberhalb der Eckpunktdrehzahl liegt.

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