JP5821181B2 - インバータの制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、インバータの制御方法に関し、特に直流電流を検出する技術に関する。

特許文献１には、直流電圧を交流電圧に変換するインバータが記載されている。インバータは第１及び第２の入力端の間で互いに直列に接続される一対のスイッチング素子を３相分備えている。これらのスイッチング素子が適宜にスイッチパターンを採用することによってインバータは交流電圧を出力する。ひいてはインバータは略正弦波の線電流を出力する。

特許文献１では、第１及び第２の入力端を流れる電流を、スイッチング素子のスイッチパターンに応じて線電流として検出している。またスイッチパターンが採用される期間が短いときに当該期間を拡大すべく、インバータが出力する電圧のベクトルの大きさを増大させている。

また特許文献２では、キャリアの周期を長くして当該期間を拡大している。

なお、本発明に関連する技術として特許文献３及び４が開示されている。

国際公開第２００３／０３０３４８号 特開２００３−２２４９８２号公報 特開２００４−１０４９７７号公報 特開２００８−２２０１１７号公報

しかしながら、特許文献１ではどのようにして電圧ベクトルの長さを増大させるのかについて具体的な記載はない。また特許文献２のようにキャリアの周期を長くすれば出力される電圧の波形が粗くなり、線電流の波形として高精度な正弦波を実現しにくい。

そこで、本発明は、スイッチパターンが採用される期間が短いときに、キャリアの周期を長くすることなく当該期間を拡大できるインバータの制御方法を提供することを目的とする。

本発明にかかるインバータの制御方法の第１の態様は、第１及び第２の入力端(P1,P2)の間で互いに直列に接続された一対のスイッチング素子を三相分(S1〜S6)有し、前記第１及び前記第２の入力端(P1,P2)から入力される直流電圧を三相交流電圧に変換するインバータを制御する方法であって、前記第１又は前記第２の入力端に流れる電流を前記スイッチング素子のスイッチパターンに基づいて線電流として検出し、周期(T)を有するキャリア(C)と、前記三相交流電圧についての３相の指令値(Vu*,Vv*,Vw*)との比較に基づいて、前記スイッチング素子に前記スイッチパターンを採用させ、前記３相の指令値のうち最も大きい値を有する最大相指令値及び次に大きい値を有する中間相指令値、若しくは前記中間相指令値及び最も小さい値を有する最小相指令値である一対の指令値と前記キャリアとの比較によって決まる前記スイッチパターンが採用される期間(t61)が所定値(tref)以下であることが前記期間よりも前に推定されたときに、前記キャリアの前記周期を変化させずに、前記２相の指令値の間における前記キャリアの平均的な変化率の絶対値を低下させる区間を設け、前記キャリア(C)を直角三角波以外の三角波から直角三角波へと切り替えて前記絶対値を低下させ、前記直角三角波の前記キャリア(C)と前記一対の指令値との比較によって決まる前記スイッチパターンが採用される期間(t6)が前記所定値以下であることが前記期間よりも前に推定されるときには、前記一対の指令値の少なくとも一方に対して補正を行って前記一対の指令値の差を増大させ、前記直角三角波の前記キャリアと、前記補正が行われた後の前記一対の指令値を含む前記３相の指令値との比較に基づいて前記複数のスイッチング素子(S1〜S6)に前記スイッチパターンを採用させ、前記キャリア(C)を直角三角波以外の三角波から直角三角波へと切り替えて前記絶対値を低下させ、前記キャリアと、前記補正が行われた後の前記一対の指令値を含む前記３相の指令値との比較に基づいて、前記スイッチング素子に前記スイッチパターンを採用させた後に、前記一対の指令値のうち前記補正が行われた指令値に対して、当該指令値の前記補正による増減に対して反対に増減する第２補正を行い、前記キャリア(C)と前記第２補正が行われた後の前記３相の指令値(Vu*,Vv*,Vw*)との比較に基づいて前記複数のスイッチング素子(S1〜S6)に前記スイッチパターンを採用させる。

本発明にかかるインバータの制御方法の第２の態様は、第１及び第２の入力端(P1,P2)の間で互いに直列に接続された一対のスイッチング素子を三相分(S1〜S6)有し、前記第１及び前記第２の入力端(P1,P2)から入力される直流電圧を三相交流電圧に変換するインバータを制御する方法であって、前記第１又は前記第２の入力端に流れる電流を前記スイッチング素子のスイッチパターンに基づいて線電流として検出し、周期(T)を有するキャリア(C)と、前記三相交流電圧についての３相の指令値(Vu*,Vv*,Vw*)との比較に基づいて、前記スイッチング素子に前記スイッチパターンを採用させ、前記３相の指令値のうち最も大きい値を有する最大相指令値及び次に大きい値を有する中間相指令値、若しくは前記中間相指令値及び最も小さい値を有する最小相指令値である一対の指令値と前記キャリアとの比較によって決まる前記スイッチパターンが採用される期間(t61)が所定値(tref)以下であることが前記期間よりも前に推定されたときに、前記キャリアの前記周期を変化させずに、前記一対の指令値の間における前記キャリアの平均的な変化率の絶対値を低下させる区間を設け、前記絶対値の低減量は、前記絶対値が低減された前記キャリアと前記一対の指令値との比較によって決まる前記スイッチパターンが採用される期間(t61)が前記所定値(tref)以上となるように求められ、前記キャリア(C)に段差形状(c1〜ｃ20)を形成することで前記絶対値を低下させる前記区間を設ける。

本発明にかかるインバータの制御方法の第３の態様は、第２の態様にかかるインバータの制御方法であって、前記キャリア(C)に前記段差形状(c1〜c4,c9,c10,c11〜c14,c19,c20)を設けることで、前記一対の指令値のうち少なくとも前記中間相指令値以外の指令値の相と同じ相の前記スイッチング素子の切り替えのタイミングを早める動作、もしくは遅らせる動作を行い、前記期間が前記所定値以上となるように、前記第１及び前記第２の入力端のいずれか一方のみに接続される前記スイッチング素子の全てが導通する期間を短縮する。

本発明にかかるインバータの制御方法の第４の態様は、第３の態様にかかるインバータの制御方法であって、前記一対の指令値は前記最大相指令値(Vw*)および前記中間相指令値(Vv*)であり、前記絶対値が低下される前の前記キャリアたる変更前キャリアは三角波であって、前記段差形状(c1〜c4,c9,c10)において前記キャリアは、前記変更前キャリアが前記最大相指令値を超える時点よりも後に立ち上がって前記最大相指令値を超え、又は前記変更前キャリアが前記最大相指令値を下回る時点よりも前に立ち下がって前記最大相指令値を下回る。

本発明にかかるインバータの制御方法の第５の態様は、第３の態様にかかるインバータの制御方法であって、前記一対の指令値は前記最小相指令値(Vu*)および前記中間相指令値(Vv*)であり、前記絶対値が低下される前の前記キャリアたる変更前キャリアは三角波であって、前記段差形状(c11〜c14,c19,c20)において前記キャリアは、前記変更前キャリアが前記最小相指令値を超える時点よりも前に立ち上がって前記最小相指令値を超え、又は前記変更前キャリアが前記最小相指令値を下回る時点よりも後に立ち下がって前記最小相指令値を下回る。

本発明にかかるインバータの制御方法の第６の態様は、第２から第５のいずれか一つの態様にかかるインバータの制御方法であって、前記キャリア(C)に前記段差形状(c5,c6,c9,c10,c15,c16,c19,c20)を設けることで、中間相の前記スイッチング素子の切り替えのタイミングを早める動作、もしくは遅らせる動作を行い、前記期間が前記所定値以上となるように、前記第１及び前記第２の入力端のいずれか一方のみに接続される前記スイッチング素子のうちいずれか一つのみを導通させる期間を短縮する。

本発明にかかるインバータの制御方法の第７の態様は、第６の態様にかかるインバータの制御方法であって、前記一対の指令値は前記最大相指令値(Vw*)および前記中間相指令値(Vv*)であり、前記絶対値が低下される前の前記キャリアたる変更前キャリアは三角波であって、前記段差形状(c5,c6,c9,c10)において前記キャリアは、前記変更前キャリアが前記中間相指令値を超える時点よりも前に立ち上がって前記中間相指令値を超え、又は前記変更前キャリアが前記中間相指令値を下回る時点よりも後に立ち下がって前記中間相指令値を下回る。

本発明にかかるインバータの制御方法の第８の態様は、第６の態様にかかるインバータの制御方法であって、前記一対の指令値は前記最小相指令値(Vu*)および前記中間相指令値(Vv*)であり、前記絶対値が低下される前の前記キャリア(C)たる変更前キャリアは三角波であって、前記段差形状(c15,c16,c19,c20)において前記キャリアは、前記変更前キャリアが前記中間相指令値を超える時点よりも後に立ち上がって前記中間相指令値を超え、又は前記変更前キャリアが前記中間相指令値を下回る時点よりも前に立ち下がって前記中間相指令値を下回る。

本発明にかかるインバータの制御方法の第９の態様は、第２から第８のいずれか一つの態様にかかるインバータの制御方法であって、前記キャリア(C)に前記段差形状(c5,c6,c15,c16)を設けたことによる相電圧の誤差を、前記キャリアの一周期内で補償するために、前記キャリアに第２の段差形状(c7,c8,c17,c18)を設けることで、各相の前記スイッチング素子のうち少なくとも１つの相の切り替えのタイミングを早める動作、もしくは遅らせる動作を行う。

本発明にかかるインバータの制御方法の第１０の態様は、第９の態様にかかるインバータの制御方法であって、前記絶対値が低下される前の前記キャリア(C)たる変更前キャリアは正及び負の傾斜を有する三角波であって、前記正及び前記負の傾斜の一方に前記段差形状(c5,c6,c15,c16)が形成され、他方に前記第２の段差形状(c7,c8,c17,c18)が形成され、前記段差形状において前記キャリアが前記一対の指令値の一方(Vv*)と交差する時点(tb)と、前記正及び前記負の傾斜の前記一方において前記変更前キャリアが前記一対の指令値の前記一方と交差する時点(tb')との順番は、前記第２の段差形状において前記キャリアが前記一対の指令値の前記一方と交差する時点(te)と、前記正及び前記負の傾斜の前記他方において前記変更前キャリアが前記一対の指令値の前記一方と交差する時点(te')との順番と同じである。

本発明にかかるインバータの制御方法の第１１の態様は、第４、第５、第７、第８および第１０のいずれか一つの態様にかかるインバータの制御方法であって、前記変更前キャリアは二等辺三角波である。

本発明にかかるインバータの制御方法の第１の態様によれば、キャリアの平均的な変化率の絶対値を低下させることで、スイッチパターンの一つが採用される期間を増大させることができる。この期間が増大すれば、この期間において直流電流を検出する精度を向上でき、以って線電流の検出の精度を高めることができる。しかも、キャリアの周期を変更していないので出力電圧のパルスをより細かくすることができ、線電流の波形をより高精度に正弦波に近づけることができる。しかも、絶対値の低減量を求める必要がないため、制御が容易である。さらに期間を増大させることができるので、直流電流の検出精度を向上できる。第１相および第２相の指令値の少なくともいずれか一方に対して補正が行われることによって発生する出力電圧の誤差を低減できる。

本発明にかかるインバータの制御方法の第２の態様によれば、キャリアの平均的な変化率の絶対値を低下させることで、スイッチパターンの一つが採用される期間を増大させることができる。この期間が増大すれば、この期間において直流電流を検出する精度を向上でき、以って線電流の検出の精度を高めることができる。しかも、キャリアの周期を変更していないので出力電圧のパルスをより細かくすることができ、線電流の波形をより高精度に正弦波に近づけることができる。しかも、直流電流の検出の精度を更に高めることができる。さらに、キャリアの平均的な変化率の絶対値の低下に資する。しかも、キャリアを生成するカウンタの増減を停止すれば段差形状を形成することができるので、キャリアの生成が容易である。

本発明にかかるインバータの制御方法の第３から第５の態様によれば、２相の指令値によって規定される期間を増大に伴って、いわゆる零電圧ベクトルが採用される期間が低減する。よって、かかる期間の増大に伴って実電圧ベクトルが低減される場合（第１１から第１３の態様）に比して出力電圧の誤差を低減できる。

本発明にかかるインバータの制御方法の第６から第８の態様によれば、キャリアの平均的な変化率の絶対値の低下に資する。

本発明にかかるインバータの制御方法の第９および第１０の態様によれば、段差形状による相電圧の誤差を低減することができる。

本発明にかかるインバータの制御方法の第１１の態様によれば、電流の高調波成分はキャリアの周波数の２倍付近において高い。よって電磁騒音の増大を抑制しつつも高精度な電流検出を実現できる。

インバータの概念的な構成を例示する図である。 電圧ベクトルを示す図である。 タイミングチャートの一例を示す図である。 タイミングチャートの一例を示す図である。 電圧ベクトルを示す図である。 電圧ベクトルを示す図である。 タイミングチャートの一例を示す図である。 タイミングチャートの一例を示す図である。 キャリアと指令値との一例を示す図である。 タイミングチャートの一例を示す図である。 タイミングチャートの一例を示す図である。 タイミングチャートの一例を示す図である。 タイミングチャートの一例を示す図である。 タイミングチャートの一例を示す図である。 タイミングチャートの一例を示す図である。 タイミングチャートの一例を示す図である。 タイミングチャートの一例を示す図である。 タイミングチャートの一例を示す図である。 タイミングチャートの一例を示す図である。 タイミングチャートの一例を示す図である。 タイミングチャートの一例を示す図である。 タイミングチャートの一例を示す図である。 タイミングチャートの一例を示す図である。 タイミングチャートの一例を示す図である。 タイミングチャートの一例を示す図である。 タイミングチャートの一例を示す図である。 タイミングチャートの一例を示す図である。 タイミングチャートの一例を示す図である。 タイミングチャートの一例を示す図である。 タイミングチャートの一例を示す図である。

第１の実施の形態．
＜インバータの構成＞
図１に示すように、インバータ１は入力端Ｐ１，Ｐ２及び出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと接続される。入力端Ｐ１，Ｐ２には直流電圧が印加される。ここでは入力端Ｐ２に印加される電位は入力端Ｐ１に印加される電位よりも低い。

インバータ１は入力端Ｐ１，Ｐ２から入力される直流電圧を三相交流電圧に変換し、この三相交流電圧を出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗへと出力する。インバータ１は入力端Ｐ１，Ｐ２の間で互いに直列に接続される一対のスイッチング素子を３相分備えている。図１ではｕ相についての一対のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４と、ｖ相についての一対のスイッチング素子Ｓ２，Ｓ５と、ｗ相についての一対のスイッチング素子Ｓ３，Ｓ６とが例示されている。

スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６は例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ又は電界効果トランジスタなどである。各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３は出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの各々と入力端Ｐ１との間に設けられている。以下では、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３を上側のスイッチング素子とも呼ぶ。各スイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６は出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの各々と入力端Ｐ２との間に設けられている。以下では各スイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６を下側のスイッチング素子とも呼ぶ。

またインバータ１はダイオードＤ１〜Ｄ６を備えている。ダイオードＤ１〜Ｄ３のアノードはそれぞれ出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに接続され、ダイオードＤ１〜Ｄ３はそれぞれスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３と並列に接続される。ダイオードＤ４〜Ｄ６のアノードは入力端Ｐ２に接続され、ダイオードＤ４〜Ｄ６はそれぞれスイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６と並列に接続される。なおダイオードＤ１〜Ｄ６はそれぞれスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６の寄生ダイオードであってもよい。

スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６には制御部３からそれぞれスイッチ信号が与えられる。かかるスイッチ信号により各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６が導通する。制御部３が適切なタイミングでスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６へとそれぞれスイッチ信号を与えることにより、インバータ１は直流電圧を三相交流電圧に変換して、これを出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに出力する。

インバータ１は例えば誘導性負荷２を駆動することができる。誘導性負荷２は出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに接続される。誘導性負荷２は例えばモータであって、インバータ１によって印加される三相交流電圧に応じて回転する。

電流検出部４は入力端Ｐ２を流れる直流電流ｉｄｃを検出する。なお電流検出部４は入力端Ｐ１を流れる直流電流ｉｄｃを検出しても良い。ただし、入力端Ｐ１には高電位が印加されることから、電流検出部４として絶縁性の高い検出部を採用する必要があり、製造コストの増大を招く。よって、電流検出部４は入力端Ｐ２を流れる直流電流ｉｄｃを検出することが望ましい。

電流検出部４が検出した直流電流ｉｄｃは制御部３に入力される。制御部３はスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のスイッチパターンに基づいて直流電流ｉｄｃを線電流として検出する。この点については後に詳述する。

またここでは、制御部３はマイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ（換言すれば手順）を実行する。上記記憶装置は、例えばＲＯＭ(Read Only Memory)、ＲＡＭ(Random Access Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ（ＥＰＲＯＭ(Erasable Programmable ROM)等）、ハードディスク装置などの各種記憶装置の１つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、制御部３はこれに限らず、制御部３によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。

制御部３についてのより詳細な機能ブロックおよび動作については後に詳述する。

＜インバータの一般的な制御と線電流の検出＞
以下ではまず一般的なインバータの制御を説明し、続けて直流電流ｉｄｃと線電流との関係について説明する。まず同じ出力端に接続される一対のスイッチング素子は互いに排他的に導通させる。これは入力端Ｐ１，Ｐ２が短絡してスイッチング素子へと大電流が流れることを防止するためである。よって、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のスイッチパターンとして次の８つのパターンが存在する。ここで上側のスイッチング素子が導通し、下側のスイッチング素子が非導通であるスイッチ状態を「１」で表現し、上側のスイッチング素子が非導通であって下側のスイッチング素子が導通するスイッチ状態を「０」で表現する。そして各相についてのスイッチパターンをこの順で並べると、スイッチパターンとしては、（０００）（００１）（０１０）（０１１）（１００）（１０１）（１１０）（１１１）の８つのパターンが存在する。

上述した各スイッチパターンをスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６が採用することにより、インバータ１はスイッチパターンに応じた電圧を出力する。各スイッチパターンにより出力される電圧のベクトルを、スイッチパターンの上記３つの数字を１０進数で表した数字を用いて、それぞれ電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７と表現する。例えばスイッチパターン（１００）が採用されることで出力される電圧のベクトルは電圧ベクトルＶ４である。

図２には電圧ベクトル図が示されている。各電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６はこれらの始点を中心点に一致させそれらの終点を放射状に外側に向けて配置される。各電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６の終点同士を結ぶと正六角形を構成する。電圧ベクトルＶ０，Ｖ７では同じ入力端に接続されるスイッチング素子のいずれもが導通する。これにより出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗが短絡される。したがって電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は大きさを有さない。よって電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は中心点に配置される。以下では、かかる各電圧ベクトルＶ０，Ｖ７を零電圧ベクトルとも呼称し、各電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６を実電圧ベクトルとも呼称する。また上述の説明から理解できるように、実電圧ベクトルが採用されるときには入力端Ｐ１，Ｐ２の一方に接続されるスイッチング素子のうちいずれか一つのみが導通し、零電圧ベクトルが採用されるときには入力端Ｐ１，Ｐ２の一方に接続されるスイッチング素子の全てが導通する。なお、各電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６のうちの隣り合う二者で挟まれる領域をそれぞれＲ１〜Ｒ６と呼ぶ。

かかる電圧ベクトル図において、出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗから出力されるべき電圧のベクトルＶ（即ち電圧指令ベクトルＶ*）が、中心点を始点として一定の大きさを持ち、その方向が中心点を中心に一定角速度で回転すれば、出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗには三相交流電圧が出力されることになる。なお、電圧ベクトルＶの大きさが出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗから出力される三相交流電圧の振幅に相当し、角速度の逆数が三相交流電圧の周期に相当する。

かかる電圧ベクトルＶを採用すべく、インバータ１は電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を採用する。例えば電圧指令ベクトルＶ*が位置する領域Ｒ１〜Ｒ６に応じて、当該領域Ｒ１〜Ｒ６を構成する２つの電圧ベクトルＶｉ，Ｖｊ（ｉ，ｊ＝１〜６，ｉ≠ｊ）と電圧ベクトルＶ０（又は／及び電圧ベクトルＶ７）とが採用される。かかる電圧ベクトルＶｉ，Ｖｊと電圧ベクトルＶ０（又は／及び電圧ベクトルＶ７）とは、これらの合成電圧ベクトルが電圧指令ベクトルＶ*に一致するように採用される。以下、零電圧ベクトルとして電圧ベクトルＶ０，Ｖ７を採用した場合の一例について説明する。

例えば電圧指令ベクトルＶ*が領域Ｒ１に位置する場合、所定期間Ｔにおいて例えば電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６，Ｖ７がそれぞれ期間ｔ０，ｔ４，ｔ６，ｔ７（Ｔ＝ｔ０＋ｔ４＋ｔ６＋ｔ７）に渡って採用される。なお所定期間Ｔは、電圧指令ベクトルＶ*が領域Ｒ１を通過するのに要する期間に比べて十分に小さい（例えば１００分の１）。

所定期間Ｔにおける合成電圧ベクトルは、Ｖ０・ｔ０／Ｔ＋Ｖ４・ｔ４／Ｔ＋Ｖ６・ｔ６／Ｔ＋Ｖ７・ｔ７／Ｔで表され、この合成電圧ベクトルが電圧指令ベクトルＶ*と一致するように、電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６，Ｖ７が採用される。換言すれば、合成電圧ベクトルが電圧指令ベクトルＶ*と一致するように期間ｔ０，ｔ４，ｔ６，ｔ７が求められ、期間ｔ０，ｔ４，ｔ６，ｔ７に渡ってそれぞれ電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６，Ｖ７が採用される。

次に出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗをそれぞれ流れる線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと直流電流ｉｄｃとの関係について述べる。ここで線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは自身がインバータ１から誘導性負荷２へと流れるときに正の値を採る、と仮定する。

例えば電圧ベクトルＶ４が採用される期間ｔ４において、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ５，Ｓ６が導通する（図１も参照）。したがって、入力端Ｐ１を流れる直流電流ｉｄｃは出力端Ｐｕを経由して線電流ｉｕとして誘導性負荷２を流れる。線電流ｉｕは誘導性負荷２において線電流ｉｖ，ｉｗに分流し、線電流ｉｖ，ｉｗはそれぞれ出力端Ｐｖ，Ｐｗを流れる。その後、線電流ｉｖ，ｉｗが合流して直流電流ｉｄｃとして入力端Ｐ２へと流れる。よって、期間ｔ４において流れる直流電流ｉｄｃは線電流ｉｕと一致する。

また例えば電圧ベクトルＶ６が採用される期間ｔ６において、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ６が導通する。したがって、入力端Ｐ１を流れる直流電流ｉｄｃは線電流ｉｕ,ｉｖに分流し、線電流ｉｕ，ｉｖはそれぞれ出力端Ｐｕ，Ｐｖを経由して誘導性負荷２へと流れる。線電流ｉｕ，ｉｖは誘導性負荷２において合流して線電流ｉｗとして出力端Ｐｗを流れる。その後線電流ｉｗは直流電流ｉｄｃとして入力端Ｐ２を流れる。よって、期間ｔ６において流れる直流電流ｉｄｃは線電流ｉｗと一致する。ただし、線電流ｉｗは誘導性負荷２からインバータ１へと流れるので、直流電流ｉｄｃは負の線電流ｉｗと一致する。

零電圧ベクトルＶ０，Ｖ７が採用されるときには、出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗが短絡されるので、直流電流ｉｄｃは流れない。

以上のように、例えば電圧指令ベクトルＶ*が領域Ｒ１に位置する場合、所定期間Ｔ内の期間ｔ４，ｔ６において直流電流ｉｄｃからそれぞれ線電流ｉｕ，ｉｗを検出することができる。さらに線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの和が零であることに鑑みれば、検出した線電流ｉｕ，ｉｖを用いて残りの線電流ｉｖを求めることができる。

なお他の領域Ｒ２〜Ｒ６についても同様にスイッチパターンに基づいて直流電流ｉｄｃを線電流として検出することができる。図２において、採用されるスイッチパターン、即ち電圧ベクトル、の付近に、直流電流ｉｄｃに対応する線電流が付記されている。かかる線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは例えば電圧指令ベクトルＶ*の生成に用いられる。この電圧指令ベクトルＶ*の生成方法は公知な技術であり、本願の本質とは異なるため詳細な説明を省略する。

一方、上述したインバータ１の制御から理解されるように、例えば電圧指令ベクトルＶ*が領域Ｒ１内において電圧ベクトルＶ４の近傍に位置する場合、期間ｔ６は短い。したがって、線電流ｉｗを検出するために、短い期間ｔ６において直流電流ｉｄｃを検出する必要がある。しかしながら、期間ｔ６が所定値よりも短ければ直流電流ｉｄｃの検出精度が低下する。電圧指令ベクトルＶ*が各電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６の近傍に位置する場合にも、同様にして直流電流ｉｄｃの検出精度が低下する。

また電圧指令ベクトルＶ*の大きさが小さいほど、所定期間Ｔに対する期間ｔ０（ｔ７）の割合が大きくなり、実電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６が採用される期間が短くなる。したがって直流電流ｉｄｃの検出精度が低下する。

図２においては直流電流ｉｄｃの検出精度が低下するときの電圧指令ベクトルＶ*の範囲が斜線で示されている。

さて、上述したインバータ１の制御を実現すべく、制御部３は、周期を有するキャリアＣと、三相交流電圧についての電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*の各々との比較に基づいて、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６に各スイッチパターンを採用させる。電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*は電圧指令ベクトルＶ*の構成要素である。キャリアＣの周期は所定期間Ｔであり、キャリアＣは図３に示すように例えば三角波である。図３の例示ではキャリアＣは二等辺三角波である。より詳細には、キャリアＣは各所定期間Ｔの始期および終期においてボトム（例えば−１）を採り、各所定期間Ｔの中央でピーク（例えば１）を採る。電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*は例えば正弦波であり、互いに１２０度ずつ位相がずれている。ただし、図３の例示では、電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*の周期よりも十分に短いキャリアＣの一周期たる所定期間Ｔが示されており、この所定期間Ｔにおいて電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*は一定値に近似されている。

制御部３はこの比較の結果に基づいてスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６へとスイッチ信号を出力してこれらを制御する。ここでは一例として、制御部３はキャリアＣが各電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*以上であるときに各上側のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３を導通させる。

図３には、電圧指令ベクトルＶ*が領域Ｒ１に位置するときのタイミングチャートが例示されている。すなわち、最大出力電圧となる指令値がｕ相の電圧指令値Ｖｕ*となり、次いで出力電圧が大きくなる指令値がｖ相の電圧指令値Ｖｖ*となり、最小出力電圧となる指令値がｗ相の電圧指令値Ｖｗ*となる。よってキャリアＣは所定期間Ｔの始期から増大してまず時点ｔａにおいて電圧指令値Ｖｕ*と一致する。よって時点ｔａにおいてスイッチング素子Ｓ１が導通する。続けてキャリアＣは増大して時点ｔｂにおいて電圧指令値Ｖｖ*と一致し、スイッチング素子Ｓ２が導通する。続けてキャリアＣは増大して時点ｔｃにおいて電圧指令値Ｖｗ*と一致し、スイッチング素子Ｓ３が導通する。そしてキャリアＣは所定期間Ｔの半期においてピークを採った後に低減し、再び時点ｔｄにおいて電圧指令値Ｖｗ*と一致する。よって時点ｔｄにおいてスイッチング素子Ｓ３が非導通する。続けてキャリアＣは低減して時点ｔｅにおいて電圧指令値Ｖｖ*と一致し、スイッチング素子Ｓ２が非導通する。続けてキャリアＣは低減して時点ｔｆにおいて電圧指令値Ｖｕ*と一致し、スイッチング素子Ｓ１が非導通する。

このスイッチング制御によって、所定期間Ｔの始期から時点ｔａまでの期間および時点ｔｆから所定期間Ｔの終期までの期間では零電圧ベクトルＶ０が採用され、時点ｔａ〜ｔｂの期間ｔ４１および時点ｔｅ〜ｔｆの期間ｔ４２では電圧ベクトルＶ４が採用され、時点ｔｂ〜ｔｃの期間ｔ６１および時点ｔｄ〜ｔｅの期間ｔ６２では電圧ベクトルＶ６が採用され、時点ｔｃ〜ｔｄの期間では電圧ベクトルＶ７が採用される。

なお、時点ｔａ，ｔｆは電圧指令値Ｖｕ*によって規定され、時点ｔｂ，ｔｅは電圧指令値Ｖｖ*によって規定され、時点ｔｃ，ｔｄは電圧指令値Ｖｗ*によって規定される。よって期間ｔ４１，ｔ４２は最小相指令値たる電圧指令値Ｖｕ*と中間相指令値たる電圧指令値Ｖｖ*とによって規定され、期間ｔ６１，ｔ６２は中間相指令値たる電圧指令値Ｖｖ*と最大相指令値たる電圧指令値Ｖｗ*とによって規定される。

さて電圧ベクトルＶ４，Ｖ６の各々は所定期間Ｔの前後半において採用されている。言い換えれば、期間ｔ４が期間ｔ４１，ｔ４２に分割され、期間ｔ６が期間ｔ６１，ｔ６２に分割される。また図３の例示ではキャリアＣは二等辺三角波であるので、期間ｔ４１，ｔ４２は互いに等しく、期間ｔ６１，ｔ６２は互いに等しい。

そして、期間ｔ４１，ｔ４２の少なくとも何れか一方において直流電流ｉｄｃが正の線電流ｉｕとして検出される。期間ｔ４１，ｔ４２が所定値以上であれば直流電流ｉｄｃは適切な精度で検出される。同様に期間ｔ６１，６２の少なくとも何れか一方において、直流電流ｉｄｃが負の線電流ｉｗとして検出される。期間ｔ６１，ｔ６２が所定値以上であれば直流電流ｉｄｃは適切な精度で検出される。一方、例えば期間ｔ４１，ｔ４２若しくは期間ｔ６１，ｔ６２が所定値ｔｒｅｆ以下であれば直流電流ｉｄｃの検出精度が低下する。

＜インバータ１の特徴的な制御＞
そこで本願では、最小相指令値及び中間相指令値または最大相指令値及び中間相指令値たる二相の電圧指令値によって規定される期間（実電圧ベクトルが採用される期間、例えば期間ｔ４１，ｔ４２若しくは期間ｔ６１，ｔ６２）が所定値以下であることが推定されるときにその期間を増大させることを企図する。ここでは期間ｔ６１，ｔ６２が所定値以下であり、期間ｔ６１或いは期間ｔ６２を増大させる場合について説明し、期間ｔ４１，ｔ４２を増大させる場合についての説明は同様であるので省略する。

さて上述したように期間ｔ６１，ｔ６２は二相の電圧指令値Ｖｖ*，Ｖｗ*によって規定される。よって、制御部３は電圧指令値Ｖｖ*，Ｖｗ*から期間ｔ６１，ｔ６２を推定することができる。かかる推定は所定期間Ｔよりも前に行われる。そして、制御部３は、期間ｔ６１，ｔ６２が所定値以下であることが推定されるときに、キャリアＣの周期を変化させずに、二相の電圧指令値Ｖｖ*，Ｖｗ*の間におけるキャリアＣの平均的な変化率の絶対値を低下させる区間を設ける。かかる区間とは、キャリアＣの正又は負の傾斜において二相の指令値Ｖｖ*，Ｖｗ*がキャリアＣと交差する時点によって規定される。

例えば図３を参照して、キャリアＣの正の傾斜において電圧指令値Ｖｖ*，Ｖｗ*の間の変化率を低減させる。これによって、キャリアＣが電圧指令値Ｖｖ*となる時点ｔｂから電圧指令値Ｖｗ*となる時点ｔｃまでの期間が増大する。よって期間ｔ６１を増大させることができる。したがって、期間ｔ６１における直流電流ｉｄｃの検出精度を向上でき、ひいては線電流ｉｗの検出精度を向上できる。同様にキャリアＣの負の傾斜において電圧指令値Ｖｖ*，Ｖｗ*の間の変化率の絶対値を低減させてもよい。これによって期間ｔ６２を増大させることができ、この期間における線電流ｉｗの検出精度を向上できる。

以下では、かかるキャリアＣの変化率の絶対値の低下について、具体例の一つを説明する。例えば制御部３は、期間ｔ６１が所定値以下であることが推定されたときに、直角三角波以外の三角波（例えば二等辺三角波）のキャリアＣから図４に例示する直角三角波のキャリアＣに切り替える。図４の例示ではキャリアＣは所定期間Ｔの始期においてボトムを採り、所定の比例定数を有して単調に増加して所定期間Ｔの終期においてピークを採る。図３，４のキャリアＣにおいてピークの値は互いに同一であり、ボトムの値も互いに同一である。よって鋸波（以下、直角三角波とも呼ぶ）のキャリアＣの所定期間Ｔにおける変化率の絶対値は、二等辺三角波の所定期間Ｔにおける変化率の絶対値よりも小さい。

さて図４のキャリアＣは所定期間Ｔにおいて単調に増加するので、キャリアＣはそれぞれ一つの時点でのみ電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*と一致する。よって各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３は所定期間Ｔにおいて１回のみスイッチ状態が切り替わる。したがって所定期間Ｔ内の互いに異なる２つの期間において同じスイッチパターンは登場しない。図４の例示では、所定期間Ｔにおいて例えば電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６，Ｖ７がこの順に採用される。以上のように、電圧ベクトルＶ４が採用される期間ｔ４、及び電圧ベクトルＶ６が採用される期間ｔ６はいずれも分割されない。したがって図４における期間ｔ６は図３における期間ｔ６１，ｔ６２の２倍である。言い換えれば電圧ベクトルＶ６が採用される期間は期間ｔ６１から期間ｔ６へと増大する。したがって図４の期間ｔ６における直流電流ｉｄｃの検出精度を向上することができる。

また二等辺三角波のキャリアＣと鋸波のキャリアＣとの区別によらずに、所定期間Ｔにおいて各電圧ベクトルが採用される期間の合計は変らない。したがって、所定期間Ｔにおいてインバータ１が出力する電圧のベクトルを変えずに、直流電流が検出される期間を増大させることができる。

但し、鋸波以外の三角波（例えば二等辺三角波）のキャリアＣを採用しても実電圧ベクトルが採用される期間が所定値以上であるときには当該三角波のキャリアＣが採用されることが望ましい。これは次の理由による。第１に、二等辺三角波のキャリアＣを採用することで、電流においてキャリア周波数の２倍付近の高調波成分が他の高調波成分に比べて多く発生する。これによって電磁騒音を低減することができる。第２に、鋸波のキャリアＣを採用する場合に比べて、電圧指令ベクトルＶ*に対する出力電圧の追従性が優れており、各高調波成分を全体的に低減することができる。

以上のように、高精度な電流検出の期間が確保できるときには鋸波以外の三角波のキャリアＣを採用して電磁騒音の低減および優れた追従性を実現しつつも、高精度な電流検出の期間が確保できないときには鋸波のキャリアＣを採用することで電流検出の精度を向上している。

なお図４の例示では鋸波のキャリアＣは所定期間Ｔにおいて単調に増加しているが、これに限らず単調に減少していても良い。これによっても同様の効果を招来する。

しかも、キャリアＣの周期を増大させていない。よって、出力電圧のパルスをより細かくすることができ、線電流の波形をより高精度に正弦波に近づけることができる。

なお、電流検出の精度を向上できるという効果を次のように言い換えることができる。即ち、電圧ベクトル図において電流検出の精度が低下する領域を低減できる。この点について以下に説明する。二等辺三角波のキャリアＣを採用すれば、例えば電圧ベクトルＶ６が採用される期間は所定期間Ｔにおいて互いに長さが等しい２つの期間ｔ６１，ｔ６２に分割される。高精度な電流検出に必要な期間を所定値ｔｒｅｆとすれば、各期間ｔ６１，ｔ６２が所定値ｔｒｅｆ以下となるときに電流検出の精度が低下する。期間ｔ６１，ｔ６２が所定値ｔｒｅｆとなる場合の各電圧ベクトルＶ４，Ｖ６が図５で例示される。期間ｔ６１，ｔ６２が所定値ｔｒｅｆ以下である場合に電流検出の精度が低下するので、図５における斜線で示す領域において電流検出の精度が低下する。

一方、鋸波のキャリアＣを採用すれば、例えば電圧ベクトルＶ６が採用される期間は所定期間Ｔにおいて期間ｔ６である。この期間ｔ６が所定値ｔｒｅｆ以下になれば電流検出の精度が低下する。期間ｔ６が所定値ｔｒｅｆとなる場合の各電圧ベクトルＶ４，Ｖ６が図６で例示される。図５，６の比較から理解できるように、電流検出の精度が低下する領域を低減することができる。

なお第１の実施の形態では、所定期間Ｔにおいて３相のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３の導通／非導通が切り替わる、いわゆる三相変調方式が採用されている。しかしながらこれに限らず、所定期間Ｔにおいてスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３のうちいずれか２つのみの導通／非導通が切り替わる、いわゆる二相変調方式が採用されてもよい。この点は後述する他の実施の形態においても同様であるので繰り返しの説明を避ける。

＜制御部３の具体的な機能ブロック＞
図１を参照して、制御部３は例えば電圧指令生成部３１と、キャリア生成部３２と、比較部３３とを備えている。電圧指令生成部３１には例えば誘導性負荷２の一例たるモータの回転速度についての回転速度指令値が入力される。また電圧指令生成部３１には電流検出部４から直流電流ｉｄｃが入力される。電圧指令生成部３１はスイッチパターンに基づいて直流電流ｉｄｃを線電流として検出し、所定期間Ｔにおいて各線電流を検出する。そして、各線電流から公知な技術を用いてモータの回転速度を推定し、この推定値と回転速度指令値とに基づいて電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を生成する。電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*は比較部３３に出力される。また電圧指令生成部３１は生成した電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*から次の所定期間Ｔにおいて実電圧ベクトルが採用される各期間を推定し、その結果をキャリア生成部３２に出力する。また生成した電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を比較部３３に出力する。

キャリア生成部３２は電圧指令生成部３１からの結果に基づいてキャリアＣを生成して比較部３３に出力する。キャリア生成部３２は各期間が所定値以上であると推定されたときには例えば三角波のキャリアＣを生成して比較部３３に出力する。一方、期間が所定値以下であると推定されたときには、当該期間を規定する二相の電圧指令値の間におけるキャリアＣの平均的な変化率の絶対値を低下させて比較部３３へと出力する。

比較部３３はキャリアＣと各電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*との比較に基づいて、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６に各スイッチパターンを採用させる。つまり比較部３３はスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６へとスイッチ信号を出力する。

以下では、期間が所定値以下であると推定されたときに、キャリアの周期を変えずに、その期間を規定する二相の電圧指令値の間におけるキャリアＣの平均的な変化率の絶対値を低下させる、他の態様について具体的に説明する。

第２の実施の形態．
第１の実施の形態においては、実電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６の期間が所定値以下であるときに鋸波のキャリアＣが採用された。第２の実施の形態では、キャリアＣのピーク又はボトムを時間軸において平行移動させて、キャリアＣの平均的な変化率の絶対値を低下させる。例えば図７に示すように、図３のキャリアＣのピークを時間軸において正の方向に平行移動させる。つまり三角波の正の変化率を有する傾斜（以下、正の傾斜と呼ぶ）を緩やかにし、負の変化率を有する傾斜（以下、負の傾斜と呼ぶ）を急峻にする。キャリアＣの正の変化率は低下するので、キャリアＣが増大して電圧指令値Ｖｖ*に至ってから電圧指令値Ｖｗ*に至るまでの期間ｔ６１が増大する。一方で三角波の負の変化率の絶対値が増大するので、キャリアＣが低減して電圧指令値Ｖｗ*に至ってから電圧指令値Ｖｖ*に至るまでの期間ｔ６２は低減する。

よって、期間ｔ６１，ｔ６２のうちより長い期間ｔ６１において直流電流ｉｄｃを検出すればその検出精度を高めることができる。しかも図７に例示するように、所定期間Ｔにおいて各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３のスイッチ状態は２回切り替わる。よって第１の実施の形態と同様に、図４の例示と比較して電流に含まれる高調波成分のうち次数の高いもの（キャリア周期の２倍の近傍）を高め次数の低いもの（キャリア周期の近傍）を低下させることができる。したがって、電磁騒音の増大を抑制しつつも高精度な電流検出を実現できる。

なお図３のキャリアＣのピークを時間軸において負の方向に平行移動させても良い。この場合、三角波の負の変化率の絶対値が低下するのでキャリアＣが低減して電圧指令値Ｖｗ*に至ってから電圧指令値Ｖｖ*に至るまでの期間ｔ６２は長くなる。したがって、期間ｔ６２における直流電流ｉｄｃの検出精度を高めることができる。

なお所定期間Ｔの各々において、その前半部分および後半部分のどちらで直流電流ｉｄｃを検出するのか統一しておくことが望ましい。これによって、線電流の検出誤差を低減することができる。なお所定期間Ｔの各々の前半部分において直流電流ｉｄｃを検出するのであれば三角波のピークを時間軸において正の方向へと平行移動させて前半部分の各期間が長くする。同様に所定期間Ｔの各々の後半部分において直流電流ｉｄｃを検出するのであれば、三角波のピークを時間軸において負の方向へと平行移動させる。後半部分の各期間が長くなるからである。

また図３に例示する二等辺三角波のキャリアＣは、逆二等辺三角波のキャリアＣと把握することができる。例えば所定期間Ｔの始期および終期においてキャリアＣがピークを採り、所定期間Ｔの半期においてキャリアＣがボトムを採ると把握すれば、所定期間ＴにおいてキャリアＣは逆二等辺三角波となる。この場合、キャリアＣのボトムを時間軸において平行移動させることで、キャリアＣの正の傾斜又は負の傾斜において電圧指令値Ｖｖ*，Ｖｗ*の間の平均的な変化率の絶対値を低下させることができる。よって、期間ｔ６１又は期間ｔ６２を伸ばすことができ、直流電流ｉｄｃの検出精度を向上することができる。

次に、期間（例えば期間ｔ６１，ｔ６２）を規定する二相の電圧指令値（例えば電圧指令値Ｖｖ*，Ｖｗ*）の間におけるキャリアＣの平均的な変化率の絶対値の低下量について規定する。すなわち、絶対値が低減されたキャリアＣと当該二相の電圧指令値との比較によって求められるスイッチパターンの一つのみが採用される期間が所定値ｔｒｅｆ以上となるように、当該低下量が求められる。これは、後述する他の実施の形態でも同様である。これによって、期間における直流電流ｉｄｃの検出精度を必要な精度に向上できる。以下、第２の実施の形態の例に即して具体的に説明する。

第２の実施の形態では、キャリアＣのピークを時間軸において平行移動させて絶対値を低下させている。よって絶対値の低下量はピークの平行移動量として把握できる。図７を参照して、図３のキャリアＣのピークから図７のキャリアＣのピークまでの平行移動量Ｔｐｋと、期間ｔ６１との比は、キャリアＣのピークおよびボトムの差と電圧指令値Ｖｖ*，Ｖｗ*の比と等しい。ここで、ピークを１とし、ボトムを−１とすると、期間ｔ６１は次式で表される。

ｔ６１＝（Ｔ／２＋Ｔｐｋ）・（Ｖｗ*−Ｖｖ*）／２ ・・・（１）
この期間ｔ６１が所定値ｔｒｅｆ以上となるので、平行移動量Ｔｐｋは次式を満たす。

Ｔｐｋ≧２・ｔｒｅｆ／（Ｖｗ*−Ｖｖ*）−Ｔ／２ ・・・（２）
以上のように、電圧指令値Ｖｖ*，Ｖｗ*から平行移動量Ｔｐｋ（換言すればキャリアＣのピークの位置）を算出することができる。これによって、期間ｔ６１を所定値ｔｒｅｆ以上にすることができるので、期間ｔ６１における直流電流ｉｄｃの検出精度を必要な精度まで向上できる。

第３の実施の形態．
第１又は第２の実施の形態において、直角三角波のキャリアＣと、例えば電圧指令値Ｖｖ*,Ｖｗ*の各々との比較に基づく期間ｔ６が所定値ｔｒｅｆ以下であれば、やはり直流電流ｉｄｃの検出精度が低下する。そこで、直角三角波のキャリアＣに基づく期間ｔ６が所定値ｔｒｅｆ以下であることが推定されるときには、図８において右側に例示するように、期間ｔ６を規定する二相の電圧指令値Ｖｖ*，Ｖｗ*の少なくとも何れか一方に対して補正を行ってこれらの差を増大させる。図８の例示では、電圧指令値Ｖｗ*を増大させて電圧指令値Ｖｖ*，Ｖｗ*の差を増大させている。かかる補正は例えば電圧指令生成部３１が実行する。

そして、比較部３３は直角三角波のキャリアＣと補正が行われた後の電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*との比較に基づいてスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６に各スイッチパターンを採用させる。

これによってキャリアＣが増大して電圧指令値Ｖｖ*に至ってから電圧指令値Ｖｗ*に至るまでの期間ｔ６を増大させることができる。したがって、期間ｔ６における直流電流ｉｄｃの検出精度を高めることができる。しかも電圧指令値Ｖｖ*，Ｖｗ*のうち中間相以外の電圧指令値Ｖｗ*を補正することにより、期間ｔ６が増大した分、零電圧ベクトルＶ７の期間が低減する。一方で、中間相の電圧指令値Ｖｖ*を低減させれば期間ｔ６を増大させることができるものの、その増大量の分、電圧ベクトルＶ４の期間ｔ４が低減する。この場合、電圧ベクトルＶ６のみならず大きさを有する電圧ベクトルＶ４の期間ｔ４も変化するので、大きさを有さない零電圧ベクトルＶ７が低減する場合に比して出力電圧の誤差が高まる。言い換えれば、中間相以外の電圧指令値Ｖｗ*を補正することによって、出力電圧の誤差の増大を抑制しつつも期間ｔ６における直流電流ｉｄｃの検出精度を向上することができる。

なお高精度で適切な電流検出を実現できる最小限の期間を所定値ｔｒｅｆとし、キャリアＣのピークを１、ボトムを−１とすると、期間を規定する二相の電圧指令値の差ΔＶ*は次式を満たす。

ΔＶ*＝２・ｔｒｅｆ／Ｔ ・・・（３）
したがって、二相の電圧指令値の差ΔＶ*が２・ｔｒｅｆ／Ｔ以上となるように二相の電圧指令値の少なくとも何れか一方、望ましくは中間相以外の電圧指令値を補正するとよい。

また上述のように電圧指令値を補正すれば出力電圧に誤差が生じる。よって次に、この出力電圧の誤差をキャリアのＮ周期（Ｎは正の整数）において補償することを企図する。

図９は、キャリアの変更および電圧指令値の補正の順番の一例を模式的に示している。ここで示す電圧指令値Ｖ*は電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を代表している。図９に例示するように、キャリアＣの一周期Ｔ１において二等辺三角波のキャリアＣと電圧指令値Ｖ*とを比較する。その次の一周期Ｔ２において実電圧ベクトルが採用される期間が所定値以下であれば、当該一周期Ｔ２において直角三角波のキャリアＣと電圧指令値Ｖ*とを比較する。その次の一周期Ｔ３においても実電圧ベクトルが採用される期間が所定値以下であれば、電圧指令値Ｖ*に対して補正を行い、直角三角波のキャリアＣと補正後の電圧指令値Ｖ*とを比較する。そして、その後の所定の一周期Ｔ４において、直角三角波のキャリアＣと、次に説明する第２の補正が行われた電圧指令値Ｖ*とを比較する。

例えば一周期Ｔ３において、電圧指令値Ｖｖ*，Ｖｗ*の何れか一方に対して補正が実行されると仮定する。その後の一周期Ｔ４においては、一周期Ｔ３において補正の対象となった電圧指令値Ｖｖ*，Ｖｗ*の少なくとも何れか一方に対して第２の補正を行う。かかる第２の補正は電圧指令値Ｖｖ*，Ｖｗ*の差を、一周期Ｔ３における電圧指令値Ｖｖ*，Ｖｗ*の差の増減に対して反対に増減させる補正である。一周期Ｔ３において図８に例示するように電圧指令値Ｖｗ*を増大させていれば、第２の補正において電圧指令値Ｖｗ*を低減させる。より詳細に、例えば補正によって電圧指令値Ｖｖ*を変化量ΔＶｖだけ低減させ、電圧指令値Ｖｗ*を変化量ΔＶｗだけ増大させていれば、第２補正によって電圧指令値Ｖｖ*を変化量ΔＶｖだけ増大させ、電圧指令値Ｖｗ*を変化量ΔＶｗだけ低減させるとよい。かかる第２の補正も例えば電圧指令生成部３１が実行する。

そして、一周期Ｔ４において比較部３３はキャリアＣと第２の補正が行われた電圧指令値Ｖ*との比較に基づいて、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６にスイッチパターンを採用させる。

これによって、補正により発生する各相電圧の変化の正負と、第２の補正によって発生する各相電圧の変化の正負とが互いに反対となる。したがって、二周期Ｔ３，Ｔ４の全体で考慮すれば、これらの変化が打ち消される。つまり出力電圧の誤差が低減する。

なお、一周期Ｔ４の長さが一周期Ｔ３の長さのｎ（ｎは正の値）倍であれば、第２の補正による各電圧指令値Ｖｖ*，Ｖｗ*の増減量は、補正による各電圧指令値Ｖｖ*，Ｖｗ*の差の増減量の１／ｎ倍であることが望ましい。これによって、出力電圧の誤差を解消することができる。

また第２の補正は、キャリアＣの一周期Ｔ３の次の一周期Ｔ４において行われる必要はなく、一周期Ｔ３の前後に行われればよい。また一周期に限らず、Ｎ周期に渡って第２の補正が行われても良い。一周期Ｔ３の長さとＮ周期の各々の長さとが互いに等しければ、第２の補正による各電圧指令値Ｖｖ*，Ｖｗ*の増減量は、補正による各電圧指令値Ｖｖ*，Ｖｗ*の増減量の１／Ｎ倍であることが望ましい。これによって、（Ｎ＋１）周期の全体で考慮すれば、出力電圧の誤差を解消できる。

第４の実施の形態．
第４の実施の形態では、二相の電圧指令値によってスイッチパターンの一つのみが採用される期間が所定値以下であることが推定されるときに、キャリアＣに段差形状を形成することで、二相の電圧指令値の間においてキャリアＣの平均的な変化率の絶対値を低下させる区間を設ける。例えば当該段差形状においてキャリアＣは、当該期間を規定する二相の電圧指令値のうち小さいもの以上かつ大きいもの以下の一定値を採る。これによって、二相の電圧指令値の間におけるキャリアＣの平均的な変化率の絶対値を低下させることができる。かかる段差形状の例は後に詳述する。二相の電圧指令値の間におけるキャリアＣの平均的な変化率の絶対値を低下させるので、当該期間を増大することができ、直流電流ｉｄｃの検出精度を向上することができる。しかもキャリアＣが一定値を採ることは、例えばキャリアＣを生成するカウンタの増減を停止すれば実現できるので、キャリアＣの生成が容易である。

以下、図１０〜３０を参照して段差形状の具体例について説明する。段差形状が形成される前のキャリアＣ（即ち上記絶対値が低下される前のキャリアＣ）は三角波であって例えば二等辺三角波である。以下ではかかるキャリアＣを変化前キャリアＣと呼ぶ。図１０〜３０においては、変化前キャリアＣと、段差形状が形成されたキャリアＣとの相違点が鎖線を用いて示されている。

図１０〜１９の例示では、電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*のうちで電圧指令値Ｖｕ*が最も小さい最小値を採り、電圧指令値Ｖｗ*が最も大きい最大値を採る。つまり、ｕ相が最小相であり、ｖ相が中間相であり、ｗ相が最大相である。

また図１０〜１９の例示では、変化前キャリアＣは最大相指令値たる電圧指令値Ｖｗ*を超えており、また最小相指令値たる電圧指令値Ｖｕ*を下回っている。これは、例えば正弦波である電圧指令値Ｖ*の振幅の２倍が変化前キャリアＣの最大値と最小値との差よりも小さいときに実現される。或いは、仮に当該振幅の２倍が当該差よりも大きい電圧指令値Ｖ*が採用されたときであっても、正弦波たる電圧指令値Ｖ*の山若しくは谷の付近以外においてこれが実現される。

さて図１０〜１９の例示では、最大相の電圧指令値Ｖｗ*と中間相の電圧指令値Ｖｖ*との差が所定値以下である。このとき例えば二等辺三角波のキャリアＣを採用すれば、図３に例示するように電圧指令値Ｖｖ*，Ｖｗ*によって規定される期間ｔ６１，ｔ６２が所定値ｔｒｅｆ以下となる。言い換えれば、期間ｔ６１，ｔ６２を規定する電圧指令値Ｖｖ*，Ｖｗ*のうち一方の電圧指令値Ｖｗ*が最大相指令値であるときの、段差形状が例示されている。

図１０〜１３の例示では、キャリアＣに段差形状を設けることで、最大相のスイッチング素子Ｓ３，Ｓ６の切り替えのタイミングを早める動作、もしくは遅らせる動作を行い、期間ｔ６２もしくは期間ｔ６１が所定値ｔｒｅｆ以上となるように、入力端Ｐ１のみに接続されるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３の全てが導通する期間（零電圧ベクトルが採用される期間）を短縮する。以下、詳細に説明する。

図１０の例示では、キャリアＣの正の傾斜において段差形状ｃ１が形成される。段差形状ｃ１においてキャリアＣは、例えば正の傾斜に続けて一定値を採り、時点ｔｃにおいて立ち上がって電圧指令値Ｖｗ*を超えている。段差形状ｃ１は当該一定値と立ち上がりによって構成されている。当該一定値は電圧指令値Ｖｖ*以上電圧指令値Ｖｗ*より小さい値であり、図１０の例示では電圧指令値Ｖｖ*と等しい値である。時点ｔｃは、変化前キャリアＣにおいて正の傾斜が電圧指令値Ｖｗ*を超える時点ｔｃ’よりも後であって変化前キャリアＣが最大相指令値たる電圧指令値Ｖｗ*以上である期間内の時点である。

これによりキャリアＣが電圧指令値Ｖｗ*以上となる時点ｔｃが遅れ、ひいては電圧ベクトルＶ６が採用される期間ｔ６１を増大させることができる。よってかかる期間ｔ６１における直流電流ｉｄｃの検出精度を向上できる。しかも、電圧ベクトルＶ６が採用される期間ｔ６１が増大した分、零電圧ベクトルＶ７が採用される期間が低減する。したがって、大きさを有する電圧ベクトルＶ４の期間が低減される場合に比して、出力電圧の誤差を低減できる。

なお、段差形状ｃ１における一定値は電圧指令値Ｖｖ*以上であると述べた。これは、キャリアＣが電圧指令値Ｖｖ*以上であるときにスイッチング素子Ｓ２を導通させる制御を想定しているからである。キャリアＣが電圧指令値Ｖｖ*を超えるときにスイッチング素子Ｓ２を導通させる制御であれば、当該一定値は電圧指令値Ｖｖ*よりも大きい値である。また当該一定値は電圧指令値Ｖｗ*より小さい値であると述べた。これは、キャリアＣが電圧指令値Ｖｗ*以上であるときにスイッチング素子Ｓ３を導通させる制御を想定しているからである。キャリアＣが電圧指令値Ｖｗ*を超えるときにスイッチング素子Ｓ３を導通させる制御であれば、当該一定値は電圧指令値Ｖｗ*と等しくてもよい。この内容は後述する他の態様についても適用可能であるため、繰り返しの説明を避ける。

また図１１〜図１７の例示において、図１６の第２段差形状ｃ７、図１７の第２段差形状ｃ８を除く段差形状における一定値は電圧指令値Ｖｖ*以上電圧指令値Ｖｗ*よりも小さい値である。図１６の第２段差形状ｃ７における一定値は電圧指令値Ｖｕ*よりも大きく電圧指令値Ｖｖ*以下の値である。図１７の第２段差形状ｃ８における一定値は電圧指令値Ｖｕ*以上電圧指令値Ｖｖ*よりも小さい値である。以下では繰り返しの説明を避ける。

図１１の例示では、キャリアＣの負の傾斜において段差形状ｃ２が形成される。段差形状ｃ２においてキャリアＣは、時点ｔｄにおいて立ち下がって一定値を採る。段差形状ｃ２は当該一定値と立ち下がりによって構成される。時点ｔｄは、変化前キャリアＣにおいて負の傾斜が電圧指令値Ｖｗ*を下回る時点ｔｄ’よりも前であって変化前キャリアＣが最大相指令値たる電圧指令値Ｖｗ*以上である期間内の時点である。図１１の例示では当該一定値は電圧指令値Ｖｗ*よりもわずかに小さい値である。

これにより、キャリアＣが電圧指令値Ｖｗ*を下回る時点ｔｄが早まり、ひいては電圧ベクトルＶ６が採用される期間ｔ６２を増大させることができる。よってかかる期間ｔ６２における直流電流ｉｄｃの検出精度を向上できる。しかも、電圧ベクトルＶ６が採用される期間ｔ６２が増大した分、零電圧ベクトルＶ７が採用される期間が低減する。したがって、大きさを有する電圧ベクトルＶ４が採用される期間が低減される場合に比して、出力電圧の誤差を低減できる。

図１２の例示では、キャリアＣの正の傾斜において段差形状ｃ３が形成される。段差形状ｃ３においてキャリアＣは、時点ｔｃにおいて一定値から立ち上がって電圧指令値Ｖｗ*を超え、ピークに至る。図１２の例示では時点ｔｃは変化前キャリアＣにおいて正の傾斜が電圧指令値Ｖｗ*を超える時点ｔｃ’よりも後、かつ変化前キャリアＣがピークを採る時点よりも前の時点である。これによっても図１０を参照して説明した効果と同じ効果を招来する。

図１３の例示では、キャリアＣの負の傾斜において段差形状ｃ４が形成される。段差形状ｃ４においてキャリアＣは、時点ｔｄにおいて立ち下がって一定値を採る。時点ｔｄは、変化前キャリアＣにおいて負の傾斜が電圧指令値Ｖｗ*を下回る時点ｔｄ’よりも前の時点である。これによっても図１１を参照して説明した効果と同じ効果を招来する。

図１４，１５の例示では、キャリアＣに段差形状を設けることで、中間相のスイッチング素子Ｓ２，Ｓ５の切り替えのタイミングを早める動作、もしくは遅らせる動作を行い、期間ｔ６１もしくは期間ｔ６２が所定値ｔｒｅｆ以上となるように、入力端Ｐ１，Ｐ２のいずれかのみに接続されるスイッチング素子の一つのみが導通する期間（実電圧ベクトルが採用される期間）を短縮する。以下、詳細に説明する。

図１４の例示では、キャリアＣの正の傾斜において段差形状ｃ５が形成される。キャリアＣは時点ｔｂにおいて立ち上がって一定値を採り、例えば当該一定値から続けて再び正の傾斜を採る。かかる立ち上がりおよび一定値が段差形状ｃ５を構成する。時点ｔｂは、変化前キャリアＣにおいて正の傾斜が電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*とそれぞれ交差する時点ｔａ，ｔｂ’の間の時点である。

これによっても期間ｔ６１を増大させることができるので、期間ｔ６１における直流電流ｉｄｃの検出精度を向上できる。ただし、電圧ベクトルＶ４が採用される期間ｔ４１が低減するので、図１０，１２に比して出力電圧の誤差は大きい。

図１５の例示では、キャリアＣの負の傾斜において段差形状ｃ６が形成される。段差形状ｃ６においてキャリアＣは、例えば負の傾斜から続けて一定値を採り、時点ｔｅにおいて当該一定値から立ち下がって電圧指令値Ｖｖ*を下回る。当該一定値および立ち下がりは段差形状ｃ６を構成する。時点ｔｅは、変化前キャリアＣにおいて負の傾斜が電圧指令値Ｖｖ*，Ｖｕ*をそれぞれ下回る時点ｔｅ’，ｔｆの間の時点である。

これによっても期間ｔ６２を増大させることができるので、期間ｔ６２における直流電流ｉｄｃの検出精度を向上できる。ただし、電圧ベクトルＶ４が採用される期間ｔ４２が低減するので、図１１，１３に比して出力電圧の誤差は大きい。

図１６，１７の例示では、キャリアＣに段差形状を設けたことによる相電圧の誤差を、キャリアＣの一周期内で補償するために、キャリアＣに第２段差形状を設けることで、各相のスイッチング素子のうち中間相の切り替えのタイミングを早める動作、もしくは遅らせる動作を行う。

図１６に例示するキャリアＣは、図１４のキャリアＣと比較して、負の傾斜において第２段差形状ｃ７を更に有している。第２段差形状ｃ７においてキャリアＣは、時点ｔｅにおいて立ち下がって例えば第２一定値を採る。第２一定値は電圧指令値Ｖｕ*以上かつ電圧指令値Ｖｖ*よりも小さい値である。当該第２一定値および立ち下がりは第２段差形状ｃ７を構成する。時点ｔｅは、変化前キャリアＣにおいて負の傾斜がそれぞれ電圧指令値Ｖｗ*，Ｖｖ*を下回る時点ｔｄ，ｔｅ’の間の時点である。

時点ｔｅが早まることで、電圧ベクトルＶ６が採用される期間ｔ６２が低減し、電圧ベクトルＶ４が採用される期間ｔ４２が増大する。一方上述したように、段差形状ｃ５によって期間ｔ４１が低減し期間ｔ６１が増大する。したがって、キャリアＣの変化の前後において、それぞれ期間ｔ４１，ｔ４２の合計値及び期間ｔ６１，ｔ６２の合計値の変動を低減することができる。換言すれば、キャリアＣの変化の前後においてキャリアＣの一周期内で採用される電圧ベクトルＶ４，Ｖ６の期間の変動を低減できる。よって相電圧の誤差を低減できる。

なお時点ｔｂ’，ｔｂの間の期間（段差形状ｃ５による期間の変化量）と時点ｔｅ’，ｔｅの間の期間（段差形状ｃ７による期間の変化量）とが互いに等しいことが望ましい。図１６の例示で言えば、段差形状ｃ５において一定値が採用される期間と、第２段差形状ｃ７において第２一定値が採用される期間とが互いに等しいことが望ましい。これによって、キャリアＣの変化の前後において所定期間Ｔにおける期間ｔ４１，ｔ４２、及び期間ｔ６１,ｔ６２の合計に変動が生じない。この内容は、段差形状および第２段差形状が形成される他のキャリアＣについても同様であるので、繰り返しの説明を避ける。

また、上述の内容に鑑みれば、段差形状ｃ５と第２段差形状ｃ７との関連を次のように把握することができる。即ち、段差形状ｃ５においてキャリアＣが電圧指令値Ｖｖ*と交差する時点ｔｂと、段差形状ｃ５が設けられる傾斜において変更前キャリアが電圧指令値Ｖｖ*と交差する時点ｔｂ’との順番は、第２の段差形状ｃ７においてキャリアＣが電圧指令値Ｖｖ*と交差する時点ｔｅと、第２の段差形状ｃ７が設けられる傾斜において変更前キャリアが電圧指令値Ｖｖ*と交差する時点ｔｅ’との順番と同じである。かかる順番は後述する段差形状および第２段差形状においても適用されるので、繰り返しの説明を避ける。

図１７に例示するキャリアＣは、図１５のキャリアＣと比較して、正の傾斜において第２段差形状ｃ８を更に有している。第２段差形状ｃ８においてキャリアＣは例えば正の傾斜に続けて第２一定値を採る。当該第２一定値は電圧指令値Ｖｕ*以上かつ電圧指令値Ｖｖ*よりも小さい値である。またキャリアＣは時点ｔｂにおいて例えば第２一定値から立ち上がって電圧指令値Ｖｖ*を超える。当該第２一定値および立ち上がりは第２段差形状ｃ８を構成する。時点ｔｂは、変化前キャリアＣにおいて正の傾斜がそれぞれ電圧指令値Ｖｖ*，Ｖｗ*を超える時点ｔｂ’，ｔｃの間の時点である。

時点ｔｂが遅れることで電圧ベクトルＶ４が採用される期間ｔ４１が増大し、電圧ベクトルＶ６が採用される期間ｔ６１が低減する。一方、上述したように段差形状ｃ６によって、期間ｔ４２は低減し期間ｔ６２は増大する。したがって、キャリアＣの変化の前後においてそれぞれ期間ｔ４１，ｔ４２の合計値及び期間ｔ６１，ｔ６２の合計値の変動を低減することができる。換言すれば、キャリアＣの変化の前後においてキャリアＣの一周期内で採用される電圧ベクトルＶ４，Ｖ６の期間の変動を低減できる。よって相電圧の誤差を低減できる。

なお、図１６，１７の例示では、段差形状ｃ５，ｃ６が設けられることによって中間相のスイッチング素子Ｓ２の切り替えのタイミングが変化している。よって、これを補償すべく段差形状ｃ７，ｃ８によって中間相のスイッチング素子Ｓ２の切り替えタイミングを変化させている。一方、例えば図１２，１３の段差形状ｃ３，ｃ４が設けられると、最大相のスイッチング素子Ｓ１の切り替えのタイミングが変化する。よってこれを補償するためには、第２段差形状を設けて最大相のスイッチング素子Ｓ１の切り替えタイミングを変化させればよい。

図１８，１９の例示では、キャリアＣに段差形状を設けることで、各相のスイッチング素子のうち最大相および中間相の切り替えのタイミングを早める動作、もしくは遅らせる動作を行い、期間ｔ６１または期間ｔ６２が所定値ｔｒｅｆ以上となるように、入力端Ｐ１のみに接続されるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３の全てが導通する期間および入力端Ｐ１，Ｐ２のいずれか一方のみに接続されるスイッチング素子のうちいずれか一つのみが導通する期間を短縮する。以下、詳細に説明する。

図１８の例示では、キャリアＣの正の傾斜において段差形状ｃ９が形成される。段差形状ｃ９においてキャリアＣは、時点ｔｂにおいて立ち上がって例えば一定値を採り、時点ｔｃにおいて例えば当該一定値から立ち上がって電圧指令値Ｖｗ*を超える。図１８の例示では当該一定値と２回の立ち上がりとが段差形状ｃ９を構成する。時点ｔｂは、変化前キャリアＣにおいて正の傾斜がそれぞれ電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*を超える時点ｔａ，ｔｂ’の間の時点である。時点ｔｃは、変化前キャリアＣにおいて正の傾斜が電圧指令値Ｖｗ*を超える時点ｔｃ’よりも後であって変化前キャリアＣが最大相指令値たる電圧指令値Ｖｗ*以上である期間内の時点である。

時点ｔｂが早まり、時点ｔｃが遅れることによって、電圧ベクトルＶ６が採用される期間ｔ６１が増大する。したがって、期間ｔ６１における直流電流ｉｄｃの検出精度を向上できる。また時点ｔｃが遅れることによって零電圧ベクトルＶ７の期間が低減する。よって図１４に示すように実電圧ベクトルＶ４の期間のみが低減する場合に比べて、出力電圧の誤差を低減できる。

図１９の例示では、キャリアＣの負の傾斜において段差形状ｃ１０が形成される。段差形状ｃ１０においてキャリアＣは、時点ｔｄにおいて立ち下がって例えば一定値を採り、時点ｔｅにおいて例えば当該一定値から立ち下がって電圧指令値Ｖｖ*を下回る。図１９の例示では当該一定値と２回の立ち下がりとが段差形状ｃ１０を構成する。時点ｔｄは、変化前キャリアＣにおいて負の傾斜が電圧指令値Ｖｗ*を下回る時点ｔｄ’よりも前であって、変化前キャリアＣが最大相指令値たる電圧指令値Ｖｗ*以上である期間内の時点である。時点ｔｅは、変化前キャリアＣにおいて負の傾斜がそれぞれ電圧指令値Ｖｖ*，Ｖｕ*を下回る時点ｔｅ’，ｔｆの間の時点である。

時点ｔｄが早まり、時点ｔｅが遅れることによって、電圧ベクトルＶ６が採用される期間ｔ６２が増大する。したがって、期間ｔ６２における直流電流ｉｄｃの検出精度を向上できる。また時点ｔｄが早まることによって零電圧ベクトルＶ７の期間が低減する。よって図１５に示すように実電圧ベクトルＶ４の期間のみが低減する場合に比べて、出力電圧の誤差を低減できる。

次に、図２０の例示するように、最小相の電圧指令値Ｖｕ*と中間相の電圧指令値Ｖｖ*との差が所定値以下である場合について説明する。このとき、例えば二等辺三角波のキャリアＣを採用すれば例えば期間ｔ４１，ｔ４２が所定値ｔｒｅｆを下回る。

図２１〜２４の例示では、キャリアＣに段差形状を設けることで、最小相のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４の切り替えのタイミングを早める動作、もしくは遅らせる動作を行い、期間ｔ４１もしくは期間ｔ４２が所定値ｔｒｅｆ以上となるように、入力端Ｐ２のみに接続されるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３の全てが導通する期間（零電圧ベクトルが採用される期間）を短縮する。以下、詳細に説明する。

図２１の例示では、キャリアＣの正の傾斜において段差形状ｃ１１が形成される。段差形状ｃ１１においてキャリアＣは、時点ｔａにおいて立ち上がって例えば一定値を採り、例えば当該一定値から続けて正の傾斜を採る。当該一定値と立ち上がりは段差形状ｃ１１を構成する。段差形状ｃ１１において、当該一定値は電圧指令値Ｖｕ*以上電圧指令値Ｖｖ*より小さい値である。時点ｔａは、変化前キャリアＣにおいて正の傾斜が電圧指令値Ｖｕ*を超える時点ｔａ’よりも前であって変化前キャリアＣが最小相指令値たる電圧指令値Ｖｕ*以下である期間内の時点である。図２１に例示するように時点ｔａは変化前キャリアＣがボトムを採る時点であってもよい。

これにより、キャリアＣが電圧指令値Ｖｕ*以上となる時点ｔａが早まり、ひいては電圧ベクトルＶ４が採用される期間ｔ４１を増大させることができる。よってかかる期間ｔ４１における直流電流ｉｄｃの検出精度を向上できる。しかも、電圧ベクトルＶ４が採用される期間ｔ４１が増大した分、零電圧ベクトルＶ０が採用される期間が低減する。したがって、大きさを有する電圧ベクトルＶ６の期間が低減される場合に比して、出力電圧の誤差を低減できる。

なお、図２２〜２８において、図２７の第２段差形状ｃ１７と図２８の第２段差形状ｃ８を除く段差形状における一定値は電圧指令値Ｖｕ*以上であり電圧指令値Ｖｗ*よりも小さい値である。図２７の第２段差形状ｃ１７における一定値は電圧指令値Ｖｖ*よりも大きく電圧指令値Ｖｗ*以下の値である。図２８の第２段差形状ｃ８における一定値は電圧指令値Ｖｖ*以上電圧指令値Ｖｗ*よりも小さい値である。以下では繰り返しの説明を避ける。

図２２の例示では、キャリアＣの負の傾斜において段差形状ｃ１２が形成される。段差形状ｃ１２においてキャリアＣは、例えば負の傾斜に続いて一定値を採り、時点ｔｆにおいて例えば当該一定値から立ち下がって電圧指令値Ｖｕ*を下回る。当該一定値と立ち下がりは段差形状ｃ１２を構成する。時点ｔｆは、変化前キャリアＣにおいて負の傾斜が電圧指令値Ｖｕ*を下回る時点ｔｆ’よりも後であって変化前キャリアＣが最小相指令値たる電圧指令値Ｖｕ*以下である期間内の時点である。図２２に例示するように、時点ｔｆは変化前キャリアＣがボトムを採る時点であってもよい。

これにより、キャリアＣが電圧指令値Ｖｕ*を下回る時点ｔｆが遅れ、ひいては電圧ベクトルＶ４が採用される期間ｔ４２を増大させることができる。よってかかる期間ｔ４２における直流電流ｉｄｃの検出精度を向上できる。しかも、電圧ベクトルＶ４が採用される期間ｔ４２が増大した分、零電圧ベクトルＶ０が採用される期間が低減する。したがって、大きさを有する電圧ベクトルＶ６が採用される期間が低減される場合に比して、出力電圧の誤差を低減できる。

図２３の例示では、キャリアＣの正の傾斜において段差形状ｃ１３が形成される。かかる段差形状ｃ１３は段差形状ｃ１１と同様である。ただし、段差形状ｃ１３においてキャリアＣが立ち上がる時点ｔａは図２１の時点ｔａよりも後である。これによっても図２１を参照して説明した効果と同じ効果を招来する。

図２４の例示では、キャリアＣの負の傾斜において段差形状ｃ１４が形成される。かかる段差形状ｃ１４は段差形状ｃ１２と同様である。ただし、段差形状ｃ１４においてキャリアＣが立ち下がる時点ｔｆは図２２の時点ｔｆよりも前である。これによっても図２２を参照して説明した効果と同じ効果を招来する。

図２５，２６の例示では、キャリアＣに段差形状を設けることで、中間相のスイッチング素子Ｓ２，Ｓ５の切り替えのタイミングを早める動作、もしくは遅らせる動作を行い、期間ｔ４２もしくは期間ｔ４１が所定値ｔｒｅｆ以上となるように、入力端Ｐ１，Ｐ２のいずれかのみに接続されるスイッチング素子の一つのみが導通する期間（実電圧ベクトルが採用される期間）を短縮する。以下、詳細に説明する。

図２５の例示では、キャリアＣの正の傾斜において段差形状ｃ１５が形成される。段差形状ｃ１５においてキャリアＣは、正の傾斜に続いて例えば一定値を採り、時点ｔｂにおいて立ち上がって電圧指令値Ｖｖ*を超える。かかる立ち上がりおよび一定値が段差形状ｃ１５を構成する。時点ｔｂは、変化前キャリアＣにおいて正の傾斜が電圧指令値Ｖｖ*，Ｖｗ*をそれぞれ超える時点ｔｂ’，ｔｃの間の時点である。

これによっても期間ｔ４１を増大させることができるので、期間ｔ４１における直流電流ｉｄｃの検出精度を向上できる。ただし、電圧ベクトルＶ６が採用される期間ｔ６１が低減するので、出力電圧の誤差は比較的大きい。

図２６の例示では、キャリアＣの負の傾斜において段差形状ｃ１６が形成される。段差形状ｃ１６においてキャリアＣは、時点ｔｅにおいて負の傾斜から立ち下がって例えば一定値を採る。時点ｔｅは、変化前キャリアＣにおいて負の傾斜が電圧指令値Ｖｗ*，Ｖｖ*をそれぞれ下回る時点ｔｄ，ｔｅ’の間の時点である。

これによっても期間ｔ４２を増大させることができるので、期間ｔ４２における直流電流ｉｄｃの検出精度を向上できる。ただし、電圧ベクトルＶ６が採用される期間ｔ６２が低減するので、出力電圧の誤差は比較的大きい。

図２７，２８の例示では、キャリアＣに段差形状を設けたことによる相電圧の誤差を、キャリアＣの一周期内で補償するために、キャリアＣに第２段差形状を設けることで、各相のスイッチング素子のうち中間相の切り替えのタイミングを早める動作、もしくは遅らせる動作を行う。

図２７に例示するキャリアＣは、図２５のキャリアＣと比較して、負の傾斜において第２段差形状ｃ１７を更に有している。第２段差形状ｃ１７においてキャリアＣは、例えば負の傾斜に続いて第２一定値を採る。当該第２一定値は電圧指令値Ｖｖ*以上かつ電圧指令値Ｖｗ*よりも小さい値である。またキャリアＣは時点ｔｅにおいて例えば第２一定値から立ち下がって電圧指令値Ｖｖ*を下回る。当該第２一定値および立ち下がりは第２段差形状ｃ１７を構成する。また時点ｔｅは、変化前キャリアＣにおいて負の傾斜が電圧指令値Ｖｖ*,Ｖｕ*をそれぞれ下回る時点ｔｅ’，ｔｆの間の時点である。

時点ｔｅが遅れることで電圧ベクトルＶ６が採用される期間ｔ６２が増大し、電圧ベクトルＶ４が採用される期間ｔ４２が低減する。一方、上述したように段差形状ｃ１５によって、期間ｔ６１は低減し期間ｔ４１は増大する。したがって、キャリアＣの変化の前後においてそれぞれ期間ｔ４１，ｔ４２の合計値及び期間ｔ６１，ｔ６２の合計値の変動を低減することができる。換言すれば、キャリアＣの変化の前後においてキャリアＣの一周期内で採用される電圧ベクトルＶ４，Ｖ６の期間の変動を低減できる。よって相電圧の誤差を低減できる。

図２８に例示するキャリアＣは、図２６のキャリアＣと比較して、正の傾斜において第２段差形状ｃ１８を更に有している。第２段差形状ｃ１８においてキャリアＣは、時点ｔｂにおいて立ち上がって電圧指令値Ｖｖ*を超えて、例えば当該第２一定値を採る。当該第２一定値および立ち上がりは第２段差形状ｃ１８を構成する。第２一定値は電圧指令値Ｖｖ*以上かつ電圧指令値Ｖｗ*よりも小さい値である。また時点ｔｂは、変化前キャリアＣにおいて正の傾斜が電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*をそれぞれ超える時点ｔａ，ｔｂ’の間の時点である。

時点ｔｂが早まることで電圧ベクトルＶ６が採用される期間ｔ６１が増大し、電圧ベクトルＶ４が採用される期間ｔ４１が低減する。一方、上述したように段差形状ｃ１６によって、期間ｔ６２は低減し期間ｔ４２は増大する。したがって、キャリアＣの変化の前後においてそれぞれ期間ｔ４１，ｔ４２の合計値及び期間ｔ６１，ｔ６２の合計値の変動を低減することができる。換言すれば、キャリアＣの変化の前後においてキャリアＣの一周期内で採用される電圧ベクトルＶ４，Ｖ６の期間の変動を低減できる。よって相電圧の誤差を低減できる。

なお、図２７，２８の例示では、段差形状ｃ１５，ｃ１６が設けられることによって中間相のスイッチング素子Ｓ２の切り替えのタイミングが変化している。よって、これを補償すべく段差形状ｃ１７，ｃ１８によって中間相のスイッチング素子Ｓ２の切り替えタイミングを変化させている。一方、例えば図２３，２４の段差形状ｃ１３，ｃ１４が設けられると、最小相のスイッチング素子Ｓ１の切り替えのタイミングが変化する。よってこれを補償するためには、第２段差形状を設けて最小相のスイッチング素子Ｓ１の切り替えタイミングを変化させればよい。

図２９，３０の例示では、キャリアＣに段差形状を設けることで、各相のスイッチング素子のうち最小相および中間相の切り替えのタイミングを早める動作、もしくは遅らせる動作を行い、期間ｔ４１または期間ｔ４２が所定値ｔｒｅｆ以上となるように、入力端Ｐ１のみに接続されるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３の全てが導通する期間および入力端Ｐ１，Ｐ２のいずれか一方のみに接続されるスイッチング素子のうちいずれか一つのみが導通する期間を短縮する。以下、詳細に説明する。

図２９の例示では、キャリアＣの正の傾斜において段差形状ｃ１９が形成される。段差形状ｃ１９においてキャリアＣは、時点ｔａにおいて立ち上がって例えば一定値を採り、時点ｔｂにおいて例えば当該一定値から立ち上がって電圧指令値Ｖｖ*を超える。図２９の例示では当該一定値と２回の立ち上がりとが段差形状ｃ１９を構成する。時点ｔａは、変化前キャリアＣにおいて正の傾斜が電圧指令値Ｖｕ*を超える時点ｔａ’よりも前であって、変化前キャリアＣが最小相指令値たる電圧指令値Ｖｕ*以下である期間内の時点である。時点ｔｂは、変化前キャリアＣにおいて正の傾斜が電圧指令値Ｖｖ*，Ｖｗ*をそれぞれ超える時点ｔｂ’，ｔｃの間の時点である。

時点ｔａが早まり、時点ｔｂが遅れることによって、電圧ベクトルＶ４が採用される期間ｔ４１が増大する。したがって、期間ｔ４１における直流電流ｉｄｃの検出精度を向上できる。また時点ｔａが早まることによって零電圧ベクトルＶ０の期間が低減する。よって図２５に示すように実電圧ベクトルＶ６の期間のみが低減する場合に比べて、出力電圧の誤差を低減できる。

図３０の例示では、キャリアＣの負の傾斜において段差形状ｃ２０が形成される。段差形状ｃ２０においてキャリアＣは、時点ｔｅにおいて負の傾斜から立ち下がって例えば一定値を採り、時点ｔｆにおいて例えば当該一定値から立ち下がって電圧指令値Ｖｕ*を下回る。図３０の例示では当該一定値と２回の立ち下がりとが段差形状ｃ２０を構成する。時点ｔｅは、変化前キャリアＣにおいて負の傾斜が電圧指令値Ｖｗ*，Ｖｖ*をそれぞれ下回る時点ｔｄ，ｔｅ’の間に時点である。時点ｔｆは、変化前キャリアＣにおいて負の傾斜が電圧指令値Ｖｕ*を下回る時点ｔｆ’よりも後であって、変化前キャリアＣが最小相指令値たる電圧指令値Ｖｕ*以下である期間内の時点である。

時点ｔｅが早まり、時点ｔｆが遅れることによって、電圧ベクトルＶ４が採用される期間ｔ４２が増大する。したがって、期間ｔ４２における直流電流ｉｄｃの検出精度を向上できる。また時点ｔｆが遅れることによって零電圧ベクトルＶ０の期間が低減する。よって図２６に示すように実電圧ベクトルＶ６の期間のみが低減する場合に比べて、出力電圧の誤差を低減できる。

なおキャリアＣに段差形状ｃ１〜ｃ２０を形成することは例えば次のようにして実現できる。三角波のキャリアＣは例えばカウンタ回路によってカウンタ値を増大（カウントアップ）および低減（カウントダウン）することによって生成される。そして、カウンタ回路による当該カウンタ値の増大および低減を停止することでキャリアＣが一定値を採ることができる。またカウンタ値の増大量又は低減量を変更することで、キャリアＣは立ち上がり又は立ち下がることができる。したがって、カウンタ値の増大および低減の停止期間と、カウンタ値の増大量又は低減量とを調整することでキャリアＣに段差形状を設けることができる。

また図１０〜３０の例示では、キャリアＣとして二等辺三角波が採用されている。よって図１０〜３０の例示では、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３の導通期間はキャリアＣの前後半に渡って存在する。したがって、電流の高調波成分はキャリアＣの周波数の２倍付近で多く発生する。よって電磁騒音の増大を抑制しつつも高精度な電流検出を実現できる。

また第１乃至第４の実施の形態を適宜に組み合わせることが可能である。

１ インバータ
Ｃ キャリア
Ｐ１，Ｐ２ 入力端
Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ 出力端
Ｓ１〜Ｓ６ スイッチング素子

Claims (11)

1. 第１及び第２の入力端(P1,P2)の間で互いに直列に接続された一対のスイッチング素子を三相分(S1〜S6)有し、前記第１及び前記第２の入力端(P1,P2)から入力される直流電圧を三相交流電圧に変換するインバータを制御する方法であって、
   前記第１又は前記第２の入力端に流れる電流を前記スイッチング素子のスイッチパターンに基づいて線電流として検出し、
   周期(T)を有するキャリア(C)と、前記三相交流電圧についての３相の指令値(Vu*,Vv*,Vw*)との比較に基づいて、前記スイッチング素子に前記スイッチパターンを採用させ、
   前記３相の指令値のうち最も大きい値を有する最大相指令値及び次に大きい値を有する中間相指令値、若しくは前記中間相指令値及び最も小さい値を有する最小相指令値である一対の指令値と前記キャリアとの比較によって決まる前記スイッチパターンが採用される期間(t61)が所定値(tref)以下であることが前記期間よりも前に推定されたときに、前記キャリアの前記周期を変化させずに、前記一対の指令値の間における前記キャリアの平均的な変化率の絶対値を低下させる区間を設け、
   前記キャリア(C)を直角三角波以外の三角波から直角三角波へと切り替えて前記絶対値を低下させ、
   前記直角三角波の前記キャリア(C)と前記一対の指令値との比較によって決まる前記スイッチパターンが採用される期間(t6)が前記所定値以下であることが前記期間よりも前に推定されるときには、前記一対の指令値の少なくとも一方に対して補正を行って前記一対の指令値の差を増大させ、
   前記直角三角波の前記キャリアと、前記補正が行われた後の前記一対の指令値を含む前記３相の指令値との比較に基づいて前記複数のスイッチング素子(S1〜S6)に前記スイッチパターンを採用させ、
   前記キャリア(C)を直角三角波以外の三角波から直角三角波へと切り替えて前記絶対値を低下させ、
   前記キャリアと、前記補正が行われた後の前記一対の指令値を含む前記３相の指令値との比較に基づいて、前記スイッチング素子に前記スイッチパターンを採用させた後に、前記一対の指令値のうち前記補正が行われた指令値に対して、当該指令値の前記補正による増減に対して反対に増減する第２補正を行い、
   前記キャリア(C)と前記第２補正が行われた後の前記３相の指令値(Vu*,Vv*,Vw*)との比較に基づいて前記複数のスイッチング素子(S1〜S6)に前記スイッチパターンを採用させる、インバータの制御方法。
2. 第１及び第２の入力端(P1,P2)の間で互いに直列に接続された一対のスイッチング素子を三相分(S1〜S6)有し、前記第１及び前記第２の入力端(P1,P2)から入力される直流電圧を三相交流電圧に変換するインバータを制御する方法であって、
   前記第１又は前記第２の入力端に流れる電流を前記スイッチング素子のスイッチパターンに基づいて線電流として検出し、
   周期(T)を有するキャリア(C)と、前記三相交流電圧についての３相の指令値(Vu*,Vv*,Vw*)との比較に基づいて、前記スイッチング素子に前記スイッチパターンを採用させ、
   前記３相の指令値のうち最も大きい値を有する最大相指令値及び次に大きい値を有する中間相指令値、若しくは前記中間相指令値及び最も小さい値を有する最小相指令値である一対の指令値と前記キャリアとの比較によって決まる前記スイッチパターンが採用される期間(t61)が所定値(tref)以下であることが前記期間よりも前に推定されたときに、前記キャリアの前記周期を変化させずに、前記一対の指令値の間における前記キャリアの平均的な変化率の絶対値を低下させる区間を設け、
   前記絶対値の低減量は、前記絶対値が低減された前記キャリアと前記一対の指令値との比較によって決まる前記スイッチパターンが採用される期間(t61)が前記所定値(tref)以上となるように求められ
   前記キャリア(C)に段差形状(c1〜ｃ20)を形成することで前記絶対値を低下させる前記区間を設ける、インバータの制御方法。
3. 前記キャリア(C)に前記段差形状(c1〜c4,c9,c10,c11〜c14,c19,c20)を設けることで、前記一対の指令値のうち少なくとも前記中間相指令値以外の指令値の相と同じ相の前記スイッチング素子の切り替えのタイミングを早める動作、もしくは遅らせる動作を行い、前記期間が前記所定値以上となるように、前記第１及び前記第２の入力端のいずれか一方のみに接続される前記スイッチング素子の全てが導通する期間を短縮する、請求項２に記載のインバータの制御方法。
4. 前記一対の指令値は前記最大相指令値(Vw*)および前記中間相指令値(Vv*)であり、
   前記絶対値が低下される前の前記キャリアたる変更前キャリアは三角波であって、
   前記段差形状(c1〜c4,c9,c10)において前記キャリアは、前記変更前キャリアが前記最大相指令値を超える時点よりも後に立ち上がって前記最大相指令値を超え、又は前記変更前キャリアが前記最大相指令値を下回る時点よりも前に立ち下がって前記最大相指令値を下回る、請求項３に記載のインバータの制御方法。
5. 前記一対の指令値は前記最小相指令値(Vu*)および前記中間相指令値(Vv*)であり、
   前記絶対値が低下される前の前記キャリアたる変更前キャリアは三角波であって、
   前記段差形状(c11〜c14,c19,c20)において前記キャリアは、前記変更前キャリアが前記最小相指令値を超える時点よりも前に立ち上がって前記最小相指令値を超え、又は前記変更前キャリアが前記最小相指令値を下回る時点よりも後に立ち下がって前記最小相指令値を下回る、請求項３に記載のインバータの制御方法。
6. 前記キャリア(C)に前記段差形状(c5,c6,c9,c10,c15,c16,c19,c20)を設けることで、中間相の前記スイッチング素子の切り替えのタイミングを早める動作、もしくは遅らせる動作を行い、前記期間が前記所定値以上となるように、前記第１及び前記第２の入力端のいずれか一方のみに接続される前記スイッチング素子のうちいずれか一つのみを導通させる期間を短縮する、請求項２から５のいずれか一つに記載のインバータの制御方法。
7. 前記一対の指令値は前記最大相指令値(Vw*)および前記中間相指令値(Vv*)であり、
   前記絶対値が低下される前の前記キャリアたる変更前キャリアは三角波であって、
   前記段差形状(c5,c6,c9,c10)において前記キャリアは、前記変更前キャリアが前記中間相指令値を超える時点よりも前に立ち上がって前記中間相指令値を超え、又は前記変更前キャリアが前記中間相指令値を下回る時点よりも後に立ち下がって前記中間相指令値を下回る、請求項６に記載のインバータの制御方法。
8. 前記一対の指令値は前記最小相指令値(Vu*)および前記中間相指令値(Vv*)であり、
   前記絶対値が低下される前の前記キャリア(C)たる変更前キャリアは三角波であって、
   前記段差形状(c15,c16,c19,c20)において前記キャリアは、前記変更前キャリアが前記中間相指令値を超える時点よりも後に立ち上がって前記中間相指令値を超え、又は前記変更前キャリアが前記中間相指令値を下回る時点よりも前に立ち下がって前記中間相指令値を下回る、請求項６に記載のインバータの制御方法。
9. 前記キャリア(C)に前記段差形状(c5,c6,c15,c16)を設けたことによる相電圧の誤差を、前記キャリアの一周期内で補償するために、前記キャリアに第２の段差形状(c7,c8,c17,c18)を設けることで、各相の前記スイッチング素子のうち少なくとも１つの相の切り替えのタイミングを早める動作、もしくは遅らせる動作を行う、請求項２から８のいずれか一つに記載のインバータの制御方法。
10. 前記絶対値が低下される前の前記キャリア(C)たる変更前キャリアは正及び負の傾斜を有する三角波であって、
    前記正及び前記負の傾斜の一方に前記段差形状(c5,c6,c15,c16)が形成され、他方に前記第２の段差形状(c7,c8,c17,c18)が形成され、
    前記段差形状において前記キャリアが前記一対の指令値の一方(Vv*)と交差する時点(tb)と、前記正及び前記負の傾斜の前記一方において前記変更前キャリアが前記一対の指令値の前記一方と交差する時点(tb')との順番は、前記第２の段差形状において前記キャリアが前記一対の指令値の前記一方と交差する時点(te)と、前記正及び前記負の傾斜の前記他方において前記変更前キャリアが前記一対の指令値の前記一方と交差する時点(te')との順番と同じである、請求項９に記載のインバータの制御方法。
11. 前記変更前キャリアは二等辺三角波である、請求項４，５，７，８，１０のいずれか一つに記載のインバータの制御方法。

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