JP2003509997A

JP2003509997A - 永久磁石電気機械における電流妥当性診断のためのトルク電流比較

Info

Publication number: JP2003509997A
Application number: JP2001523878A
Authority: JP
Inventors: マー，セイード・エイ
Original assignee: デルファイ・テクノロジーズ・インコーポレーテッド
Priority date: 1999-09-16
Filing date: 2000-09-15
Publication date: 2003-03-11
Also published as: EP1218754A1; EP1218754A4; WO2001020343A1

Abstract

(57)【要約】トルク電流（３８）の決定および電気機械（１０）の動作状態を決定するための電流決定および診断の方法

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】関連出願の相互引証本願は、参考のため本文に援用される１９９９年９月１６日出願の米国仮特許
出願第６０／１５４，０５０号の権益を請求するものである。

【０００２】技術分野本発明は、永久磁石電気機械に関し、特に電流妥当性診断のためのトルク電流
比較に関する。

【０００３】発明の背景大半の最近の車両は、運転者によりステアリング・ホイールへ加えられる力が
電動ポンプあるいはエンジン駆動ポンプからの液圧によりアシストされるパワー
・ステアリングを備えている。ステアリング・ホイールの回転運動は、ステアリ
ング装置における直線運動へ変換される。ステアリング・ホイールへ加えられる
作用力は、ステアリング装置の機械的効益により増倍される。一部の車両ではス
テアリング装置はボール循環タイプであるが、多くの車両ではラック・アンド・
ピニオン・タイプである。

【０００４】ハイブリッド車両においては、燃料経済性を改善するためパワー・ステアリン
グが一般に用いられる。この経済性は、伝統的なステアリング・システムに特有
な損失の低減によって達成される。低速度で運転するとき、液圧アシストは良好
な感触および応答特性を生じ、かつ方向性バイパス弁を通る油圧油の定常循環に
よって高速度運転に要求される過剰能力に適用する。システムの背圧と組み合わ
されるバイパス流は、車両の動力プラントから無用にパワーを費消する。これら
の損失は、ポンプの回転速度の関数でもある。このため、油圧効率はエンジン速
度と共に低減する。ステアリングを生じないゼロ速度条件下での平均損失は、１
００ワットを越え得る。

【０００５】あるいはまた、パワー・ステアリングは、必要時にのみ電力を必要とする。電
子コントローラは、非ステアリング入力条件下では非常に少ない電力を要求する
。従来のステアリング・アシストがこのように劇的に少ないことは、燃料経済の
節減の基本である。運転者に与えられるステアリング感覚は、より大きな柔軟性
と順応性を持つ。システム全体の質量の節減もまた達成される。電力ステアリン
グは発電装置が独立しており、このことはこのステアリングが車両における全て
の電気モードにわたって動作し得ることを意味する。

【０００６】更にまた、電気モータに関する技術においては、正弦波形磁界で励起される多
相永久磁石（ＰＭ）型ブラシレス・モータが、台形磁界で励起されるモータに比
して少ないトルク・リップル、騒音および振動を生じることが知られる。理論的
には、モータ・コントローラが正弦波状の逆起電力（ＥＭＦ）の周波数および位
相と同じ周波数および位相を持つ多相正弦波電流を生じるならば、モータのトル
ク出力は一定となり、ゼロのトルク・リップルが達成される。しかし、モータ設
計およびコントローラ実現の実際の諸制約により、純粋な正弦波逆起電力および
電流波形からの偏差がつねに存在する。このような偏差は、色々な周波数および
大きさにおいて寄生トルク・リップル成分となるのが通常である。様々なトルク
制御法が、このようなトルク・リップルの大きさおよび特性に影響を及ぼし得る
。

【０００７】正弦波状あるいは台形状の逆起電力を生じる永久磁石モータに対するトルク制
御の１つの方法は、電流ベクトルが逆起電力と位相整合されるようにモータの相
電流を制御することによって達成される。このような制御方法は、電流モード制
御として知られる。この方法においては、モータのトルクは電流の大きさに比例
する。しかし、電流モード制御は、ディジタル実現および処理のために複雑なコ
ントローラを典型的に必要とするという点において幾つかの欠点を呈する。この
コントローラはまた、電流センサからのフィードバックをディジタル化するのに
多数のＡ／Ｄチャネルを必要とし、その幾つかのチャンネルは位相電流の測定の
ため少なくともある位相に置かれる必要がある。電流モード制御の別の欠点は、
それが電流測定誤差に対して敏感であることであり、これがトルク・リップルを
基本周波数に誘起させる。

【０００８】トルク制御の別の方法は、電圧モード制御と呼ばれる。電圧モード制御におい
ては、モータの相電圧は、電流フィードバックを用いるのではなく電圧において
、モータの磁束を正弦波状に維持するように制御される。電圧モード制御はまた
、トルク・リップルを維持しながらモータ制御における精度を典型的に向上する
。電圧モード制御を用いる電気機械の１つの用途は、伝統的な水力ステアリング
と比較してその燃料経済性および制御が容易であるという利点のゆえに、電力ス
テアリング・システム（ＥＰＳ）である。しかし、ＥＰＳシステムの商業化は、
コストおよび性能上の問題のゆえに限定されてきた。最も大きな技術的な問題に
は、ステアリング・ホイールにおける脈動および電圧モード制御と関連する可聴
雑音が含まれる。

【０００９】上記の諸方法にも拘わらず、ある用途に対しては更に正確な高精度の制御方式
が必要とされる。例えば、電力ステアリング制御システムにおいては、検出機能
の不明な障害あるいは故障がシステムにおける望ましからざる状況を生じるおそ
れがある。一般に、電圧モード制御方法がフィードバックを生じない正弦波シス
テムを含むのに対し、電流モード制御方法はフィードバックを用いる台形システ
ムを包含する。すなわち、電圧モード制御は開ループ制御法であるのに対し、電
流モード制御法では制御パラメータとして電流フィードバックが用いられる閉ル
ープ法である。従って、電圧制御システム内の不明な故障、あるいはモータ・パ
ラメータにおける変化の場合は、ステアリング・アシストは不都合にも影響を受
けるかもしれない。このため、不明な故障の影響を減じながら種々の制御法の採
用を可能にする診断法に対する必要が存在する。

【００１０】発明の概要本文の開示は、ＥＰＳ制御システムにおけるＰＭモータの電流の全体的な監視
のための方法および装置について詳細に述べる。この制御システムは、診断用の
監視を行いながら、所望のアシストに影響を及ぼすようにＰＭモータへ適切なパ
ワーを提供する。診断機能は、モータのトルク応答を監視して、望ましくないト
ルク条件が検出されるならば適切な動作を行う。

【００１１】診断方法はＰＭ電気機械の決定された組の電流を用いる。該方法は、第１の端
部が直流バスに接続され第２の端部が１組の多相バスに接続されたインバータを
設けると共に、直流バスからの電流を測定するセンサを設けることを含む。方法
は更に、モータ電流を表わす１組の値を決定することを含む。

【００１２】電気機械の１組の相電流を決定するための機械読取り可能なコンピュータ・プ
ログラム・コードによりコード化された記憶媒体について記述する。この記憶媒
体は、コンピュータに先に述べた電流診断法を実現させる電気機械の回転位置を
測定する命令を含んでいる。

【００１３】好適な実施形態の説明本発明については、幾つかの添付図面において類似要素に同じ番号が付された
、添付図面を参照して例示により記述される。

【００１４】次に図面を詳細に参照し、図２はＰＭモータ・システムを示しており、ここで
番号１０は正弦波状に励起されるＰＭモータ１２のトルクを制御するためのシス
テムを示す。当該システムは、ロータ位置エンコーダ１４と、速度測定回路１６
と、コントローラ１８と、電力回路すなわちインバータ２０と、電源２２とを含
んでいる。

【００１５】図示された方式においては、モータ１２のトルクは電圧モード制御装置を用い
かつ電流センサは用いることなく制御される。トルク生成電流を制御する代わり
に、コントローラはモータの数式に基いて所望のトルクを生じるのに必要な電圧
を決定する。電圧モード制御法は、図１に示したような電気機械動作フェーザ図
に基いている。定常状態の動作条件下では、正弦波形で励起されるＰＭモータの
電圧ベクトルＶ、逆起電力ベクトルＥ、電流ベクトルＩは次の各ベクトルによっ
て支配される。すなわち、

【００１６】

【数１】

【００１７】但し、Ｒは巻線抵抗、Ｘ_sはモータのインダクタンスＬ_sと励磁周波数Ｚとの積に
等しい相リアクタンスである。ここで、逆ＥＭＦベクトルＥと電流ベクトルＩと
の間の角度はΔであり、電圧ベクトルＶと逆ＥＭＦベクトルＥとの間の角度はГ
であると仮定する。

【００１８】モータの鉄損、摩擦および風損は無視して、ＰＭモータの出力電力は、次式に
等しく、

【００１９】

【数２】

【００２０】出力トルクは、

【００２１】

【数３】

【００２２】である。但し、Ｚ_m＝Ｚ／（磁極対の数）である。フェーザ図に基いて、下式を
得ることができる。

【００２３】

【数４】

【００２４】式（４）および（５）を解くと、下式を得る。

【００２５】

【数５】

【００２６】式６を式２へ代入すると、下式を得る。

【００２７】

【数６】

【００２８】式７および式３から、モータ・トルクを下式のように表わすことができる。

【００２９】

【数７】

【００３０】但し、Ｋ_e＝Ｅ／Ｚ_mは起電力定数である。式８から、モータ・トルクがモータの
入力電圧Ｖ（ベクトル）、モータ・パラメータおよび動作速度に依存することが
判る。従って、モータ・パラメータと速度が与えられ、逆起電力Ｅ（ベクトル）
に関する電圧の大きさＶ（ベクトル）およびその位相角Гを制御することにより
、モータ・トルクを所望の値へ制御することが可能である。式８は、この制御方
法の基礎をなすものである。

【００３１】同時に２つの変数の制御を行うことは難しいので、逆起電力Ｅ（ベクトル）と
電圧Ｖベクトル間の角度Гが１つの値へ固定され、次いでモータの入力電圧の大
きさが調整される。このように、任意の所与のトルク・コマンドＴcmdに対し要
求される電圧は、Ｔｃｍｄを式８へ代入してＶ（ベクトル）について解くことに
より計算することができる。すなわち、

【００３２】

【数８】

【００３３】式９は、逆起電力Ｅ（ベクトル）と端子電圧Ｖ（ベクトル）との間の固定角度Г
に対して変化する速度により指令されたトルクに等しいトルクを維持するために
は、モータの入力電圧の大きさを変化させねばならないことを示す。このように
、コントローラが所望のモータ・トルクを生じる信号を生成するために、モータ
・パラメータ、ロータ速度および位置の角度の情報が要求されるが、電流のフィ
ードバックは必要とされない。望ましい実施形態においては、式９に示される関
係を用いて永久磁石モータに対する電圧モード制御法が実現される。

【００３４】電圧モード制御においては、角Гが適正に選定されねばならない。図１を参照
することにより、電流および逆起電力間の位相角Δが角Гに依存することが判る
。異なる位相角Δにおいては、モータの電機子電流が磁界と逆のあるいは一致す
る磁束を誘起し得る。従って、永久磁石の磁界に対する最小限の飽和作用あるい
は減磁作用を生じる結果となるГの選定が望ましい。

【００３５】前述の諸式の実現のための代替的な実施形態においては、更なる簡素化が行わ
れる。モータのリアクタンスは通常、抵抗値より非常に小さいから、式９におけ
るインダクタンス項は無視することができる。従って、簡単にされた下記の制御
式をコントローラにより実現すれば足りる。

【００３６】

【数９】

【００３７】モータ・パラメータがおそらくよく理解されないか、あるいはモータ・トルク
制御の精度がそれほど重要でないときは、式１０は容易に実現される簡単な式を
提供する。しかし、モータ・パラメータがよく理解されかつモータの制御におけ
る更なる精度が必要であるならば、式９において確認される関係を用いる実現は
更に適するものとなる。

【００３８】図２において、コントローラ１８が所望のトルクを生じるのに必要な適正な電
圧を生じるためには、ロータの位置および速度が必要となる。ロータ位置エンコ
ーダ１４はモータ１２に接続されてロータの角位置を検出する。エンコーダ１４
は、光学的検出あるいは磁界の変化にに基いて回転位置を検出する。エンコーダ
１４は、ロータの角位置を示す位置信号２４を出力する。

【００３９】位置信号２４から、速度測定回路１６がロータの速度を決定して速度信号２６
を出力する。回路１６は、所定の時間だけ位置信号パルスをカウントするカウン
タを含む。このカウント値は、モータの速度に比例する。例えば、カウンタが５
ｍｓの時間間隔における位置信号パルスをカウントしエンコーダが２．５度の分
解能を持つならば、速度の測定値は約４１．７ｒｐｍの分解能を持つことになる
。速度信号はまた、式Ｚｍ＝ЭＴｍ／Эｔから位置信号の微分としても得ること
ができる。但し、Эｔはサンプリング時間、ЭＴｉｍはサンプリング期間中の位
置の変化である。

【００４０】位置信号２４、速度信号２６およびトルク指令信号２８は、コントローラ１８
へ印加される。トルク指令信号２８は、所望のモータ・トルクを表わす。コント
ローラ１８は、位置信号２４、速度信号２６、トルク指令信号２８および他のモ
ータの固定パラメータ値を用いることにより、所望のトルクを生じるのに必要な
電圧の大きさ信号Ｖ_ref３０を決定する。３相モータの場合は、必要とされるモ
ータの入力電圧を生成するのにモータの逆起電力Ｅ（ベクトル）と同期される３
つの正弦波基準信号が要求される。コントローラが、下式に従って電圧振幅信号
３０と位置信号２４から相電圧指令信号Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃを決定することにより
、電圧振幅信号Ｖ_ref３０を３つの相へ変換する。すなわち、

【００４１】

【数１０】Ｖ_a＝Ｖ_refｓｉｎ（Ｔ）（１１）Ｖ_b＝Ｖ_refｓｉｎ（Ｔ−１２０°）（１２）Ｖ_c＝Ｖ_refｓｉｎ（Ｔ−２４０°）（１３）コントローラ１８のモータ電圧指令信号３２は、モータ電圧指令信号３２に応
答してモータのステータ巻線へ相電圧３４を印加するため電源２２に接続される
電力回路またはインバータ２０へ印加される。しかし、平均的な正弦波形を持つ
相電圧３４を生成するためには、インバータ２０のスイッチング・デバイス５０
（図４Ａおよび図１３参照）が特定のロータ角位置において特定の期間だけター
ンオン及びターンオフされねばならない。インバータ２０の制御は、適正なパル
ス幅変調（ＰＷＭ）方式に従って実現される。

【００４２】更に、電圧制御の概略図が図２に図示される。同図において、ブロック３６に
おけるＶはトルク指令ＴcmdおよびＰＭモータ１２のロータの角速度の関数と見
なされる。また、各相のデューティ・サイクルは、フェーザ電圧Ｖ、電力バス電
圧Ｖｄｃ、およびロータ位置、ならびに角度補正の関数である。換言すれば、電
圧モード制御において用いられるＰＭブラシレス機械の場合は、モータ電圧を調
整することによってトルクの制御を達成する。モータ・パラメータ（例えば、ト
ルク定数Ｋ）および速度（例えば、Ｚ）を用いることにより、コントローラ１８
は所望のトルクを生じるのに必要な電圧を計算する。コントローラ１８は、ロー
タ位置エンコーダ１４から得られるロータ位置２４および速度２６からのフィー
ドバック信号を用いて実現される。

【００４３】式１４から、ＰＭ機械においてはトルクが一定の逆起電力Ｅ（ベクトル）およ
び位相角に対するモータ電流の関数であることが判る。

【００４４】

【数１１】

【００４５】但し、Ｋはモータのトルク定数、Ｉ（ベクトル）は電流ベクトル（およびΔは逆
起電力Ｅ（ベクトル）と電流ベクトルＩとの間の角）である。測定された相電流Ｉ（ベクトル）は制御アルゴリズムでは用いられないことが
判る。先に述べたように、モータ電流は、適正な電圧がモータ１２へ印加されな
ければ、逆方向に影響を受けるおそれがある。従って、モータの電圧および動作
を監視する手段が望ましい。このシステムは、総合ＤＣバス電流３８を監視する
ことによって駆動システムの欠陥動作について評価することができる。図３は、
指令電流が指令トルクから計算されて測定されたモータ電流と比較され、ＥＰＳ
システムにおける望ましくないアシスト動作を検出するのに誤差が用いられ診断
方法の高レベルのブロック図を示している。明らかなように、このような診断方
式の実現のためには、トルク指令からの正確な電流評価ならびに正確な電流測定
が要求される。現在では、電流の測定および電流の評価の制限、ならびに誤った
決定の詳細に論議を向けることが適切である。

【００４６】測定されたＤＣバス電流３８からのモータ電流の測定あるいは評価のためには
、単一電流センサ４０（図２）がＤＣバスにおいて用いられる。このため、各相
ごとのセンサの必要はなくなる。従って、本発明に用いられる概念の理解のため
には、バスとモータ電流間の関係について良好に把握すれば充分にである。

【００４７】ＤＣバス電流３８の形状および大きさは、モータの相電流と相電圧Ｖ（ベクト
ル）間の角度に依存する。図４Ａは、インバータ２０の１つのスイッチング・サ
イクルにおけるインバータ２０とＤＣバス電流３８のスイッチングを示す。図４
Ｂは、インバータ２０のスイッチング・デバイス５０のデューティ・サイクルお
よびＤＣバス電流に対する相関する寄与を示している。インバータ２０は、各イ
ンバータのスイッチング・サイクルにおいて６つのスイッチング状態を経過する
。バス電流の振幅は、各状態で異なる。図５Ａないし図５Ｃは、１つの電気的サ
イクルにおけるモータの相電圧Ｖ（ベクトル）、相電流Ｉ（ベクトル）およびＤ
Ｃバス電流を示している。図５Ｄでは、パラメータＤＡ、ＤＢ、ＤＣが相Ａ、Ｂ
、ＣおよびＩＡ、ＩＢ、ＩＣのそれぞれに対するスイッチング・デバイス５０の
デューティ・サイクル、これらの例におけるＤＣバスと相関する対応瞬時相電流
を表わす。ＤＣバス電流３８がインバータ２０のスイッチング周波数に等しい周
波数を持つパルスとして現われることが判る。これら高周波電流パルスのピーク
値は、モータ位置の６０の電気角度ごとに相から相へと方向転換する。図６は、
相電流Ｉ（ベクトル）および相電圧Ｖ（ベクトル）が使用接地と位相無く同位相
である動作点におけるバス電流パルスのエンベロープを示している。相の対称性
を仮定すると、バス電流波形のエンベロープは６０度ごとに反復する。このため
、エンベロープはモータ１２の６倍の電気的周波数を有する。当業者は、任意の
瞬間においてモータ１２の特定の位相が接地基準として用いられる場合に規格で
あることを理解されよう。このような規格は、典型的に位相の電流および電圧の
観察および論議を簡単にするために用いられる。

【００４８】無効電力が非常に小さい動作点では、相電流Ｉ（ベクトル）および相電圧Ｖ（
ベクトル）は実効的に同位相である。バス電流プロファイルは、相電流に追従す
る。図６はまた、このような動作点における相電圧Ｖ（ベクトル）およびＤＣバ
ス電流のプロファイルと共に相電流Ｉ（ベクトル）について描写している。バス
電流プロファイルが相電流Ｉ（ベクトル）に追従する約６０度あるいは約ρ３０
度のウインドウがあることに注意すべきである。無効電力がモータ速度の増加と
共に増加すると、相電圧Ｖ（ベクトル）と電流Ｉ（ベクトル）間の位相角Ｉが増
加し、バス電流のスイッチングが図７に示されるように遷移し始める。相電圧Ｖ
（ベクトル）と電流Ｉ（ベクトル）間の角Ｉが約３０度の電気角より大きくなる
と、図７に示されるように、バス電流特性のピーク値が相電流Ｉ（ベクトル）の
ピーク値より小さくなる。このため、バス電流プロファイルが相電流Ｉ（ベクト
ル）のピークに追従する約ρ３０度のウインドウ内では、バス電流の大きさは相
電流Ｉ（ベクトル）のピーク、従ってウインドウ内のバス電流の測定により決定
される相電流によって特徴付けられる。

【００４９】このような点を越えるバス電流プロファイルのピークは、式１５によって特徴
付けることができる。

【００５０】

【数１２】

【００５１】最悪のケースでは、Ｉは９０度の電気角（すなわち、完全な無効負荷）に等し
く、バス電流プロファイルのピークは式１６によって与えられる。

【００５２】

【数１３】

【００５３】従って、位置ウインドウ内のバス電流プロファイルのピークはつねに相電流Ｉ
（ベクトル）のピークの大きさの５０％以内にある。更に、より高速においては
バス電流がピーク相電流の約４０％以内であるが、低速のＰＭモータにおける典
型的な動作条件下では、相電流のピークの１０％以内のバス電流を呈する。従っ
て、既知のモータの条件および速度では、ＤＣバス電流３８は予期し得る誤差の
許容差内で電流の妥当性を評価するための実用的な手段であり得る。

【００５４】電流の誤差は、２つの方法、すなわち、第１に、モータ電流のピークをモータ
電流指令ベクトルに比較することにより、第２に、電流ベクトルから瞬時指令電
流を計算してこれを測定された電流に比較することによって決定することができ
る。しかし、両方の場合、相電圧Ｖ（ベクトル）と相電流Ｉ（ベクトル）との間
の角Ｉを知ることが変換の実施において重要となる。当業者は、弱め界磁制御法
を用いる進相方式において、モータ速度Ｚの関数である進相角Гが電流角αの制
御手段として調整されることを理解されよう。しかし、この方法は、電流角αが
電流Ｉ（ベクトル）と電圧Ｖ（ベクトル）の動作点に対して変動するという事実
により複雑となる。当業者は理解されるように、低いトルク・レベルでは、電流
は速度と共に迅速に増加する。図８は、モータ速度の関数として０．２５および
０．５Ｎｍ（ニュートン・メートル）における典型的なＰＭモータ１２における
モータ電流を示している。より高い速度における電流はトルクの増加と共に低減
することが判る。３アンペアの測定許容差を仮定すると、点線が０．２５Ｎｍの
トルクに束縛される測定許容差を示す。検出可能であるためには測定許容差が小
さ過ぎるゆえに、０．２５Ｎｍの誤差が約５００ｒｐｍ以上では検出されないこ
とが判る。

【００５５】更に、バス電流は、動作範囲の大部分において相電流Ｉ（ベクトル）のピーク
を見出し得ない。図９は、バス電流プロファイルのピークがＰＭモータに対する
相電流Ｉ（ベクトル）より小さい動作範囲を示している。同図は、低いトルク・
レベルでは、電流ピークが低速においても異なることを示している。最後に、相
電流のピークがバス電流プロファイルを用いて容易に検出されても、このような
パラメータ単独では電流の妥当性診断を容易に導くものでないことが理解されよ
う。この理由から、モータの指令トルクからのピーク指令電流の決定は困難かつ
厄介なものである。

【００５６】バス電流測定の上記の諸制限は、比較のためにバス電流、ピークあるいは瞬時
値を用いることを困難にする。しかし、トルク電流は、もし識別可能であれば、
問題となる期間にわたりバス電流および相電流Ｉ（ベクトル）を表わす。このた
め、トルク電流の決定は有利なものとなる。電流ベクトルＩのトルクを生じる成
分は、式１７によって与えられる。

【００５７】

【数１４】Ｉ_q＝Ｉｃｏｓ（α）（１７）但し、Ｉは電流ベクトルあるいは相電流のピーク、αは逆起電力Ｅ（ベクトル）
と電流Ｉ（ベクトル）の間の角である。また、指令トルク電流成分は、式１８によって与えられる。

【００５８】

【数１５】Ｉ_q＝トルク／Ｋ_t （１８）当業者には理解されるように、トルク電流Ｉ_qはモータ速度要求とは独立的で
ある。このため、指令トルク電流を計算し比較する手段が容易に達成可能である
。図１０は、速度の関数としてＰＭモータのトルク電流の許容差を示している。
測定誤差は、全速度範囲における誤差帯域内に該当する。モータの作動トルクが
指令されたモータ・トルクの許容差内に維持されることの確保が望ましいことを
認識する価値がある。トルク電流Ｉ_qは、モータのトルクが実際に許容差内にあ
ることを観察する手段を提供する。従って、トルク電流Ｉ_qが測定されたバス電
流３８から直接確保できるならば、電流の妥当性診断のため電流誤差の決定を容
易にする電流を決定する手段を容易に確保することができる。望ましい実施の形
態の特徴は、これがこのような望ましい結果を達成する方法であることを実証す
ることである。

【００５９】図１１は、回転角Ｔの関数として単相モータの電流、電圧Ｖ（ベクトル）およ
び逆起電力Ｅ（ベクトル）の波形を示している。逆起電力Ｅ（ベクトル）のピー
クにおけるモータ相電流Ｉ（ベクトル）の瞬時の振幅がＩｃｏｓ（α）に等しい
。ここで、Ｉはモータの相電流Ｉ（ベクトル）のピーク振幅である。従って、逆
起電力Ｅのピーク付近の瞬時のモータ相電流Ｉ（ベクトル）の適正に調時された
測定は、トルク電流の振幅を生じる。また、先に述べたように、バス電流のピー
クが位相角の制限枠内の瞬時位相電流のピークに相当することにも注意すべきで
ある。このため、トルク電流Ｉ_qは、３相の逆起電力Ｅ（ベクトル）がその正ま
たは負のピークに当たる点におけるバス電流のエンベロープを捕獲することによ
って、バス電流３８を介して決定することができる。相電圧Ｖ（ベクトル）の波
形、従ってバス電流に関するトルク電流Ｉ_qの位置は、進み位相角Гに依存する
。逆起電力Ｅ（ベクトル）のピークは、進み位相角が３０度の電気角より小さい
限り、バス電流エンベロープにおけるその対応する相電流Ｉ内に含まれる。逆起
電力Ｅ（ベクトル）のピークがバス電流のエンベロープにおけるその相電流Ｉ（
ベクトル）を越えてしまうと、この点における捕獲されたバス電流は、図１２に
示されるように、トルク電流Ｉ_qと等しくならない。従って、進み位相角Гが約
３０度より大きい動作点に対する電流または電流誤差の許容可能な測定を提供し
得なくなる。このような条件下では、誤差の許容範囲を広げるかあるいは診断機
能を不動作状態にしなければならない。測定された電流の正確度もまた、モータ
の測定位置の分解能によって影響を受ける。好都合なことに、望ましい実施の形
態においては、このような影響は、ピーク点付近の比較的小さな勾配による相電
流Ｉ（ベクトル）の波形のピーク付近の電流を測定することによって最小限に抑
えられる。当業者は、他の位置における測定が波形の正弦波形による大きな誤差
を受けることを認識されよう。従って、電流ベクトルＩがモータの逆起電力Ｅ（
ベクトル）と同位相になるよう制御される制御方式では、位置の分解能の影響は
それほど顕著でない。

【００６０】図１３は、ＤＣバス電流３８からのトルク電流Ｉ_q測定のためのシステムの一
実施形態の概略図を示す。ＤＣバス電流３８は、フィルタ増幅器４２によりフィ
ルタ処理され増幅される感知抵抗４０に跨がる電圧を測定することにより検知さ
れる。検知電流がインバータ２３の所定のパルス幅変調（ＰＷＭ）周波数、例え
ば２０ＫＨzにおいてパルス形態であることが判る。図１７は、明瞭にするため
に、ＰＷＭパルスを特徴付けるＤＣバス電流の波形を示している。Ｉ_busと呼ば
れるＤＣバス電流３８を表わす信号は、フィルタ増幅器４２の出力を形成する。
Ｉ_bus信号４４は更にアナログ・スイッチ４６へ印加され、これは他の端部が接
地されたサンプルアンドホールド・コンデンサ４８を充電するのに用いられる。
この回路は、バス電流のエンベロープの識別のため必要なピーク検出機能を生じ
る。サンプリングは、逆起電力Ｅ（ベクトル）信号のピーク付近のみでとられる
所定のサンプル数に限定される。例えば、３相６極型ＰＭモータ１２においては
、このサンプリングは各電気サイクルごとに６回生じる。トルク電流捕獲信号Ｔ
orq＿Ｃurrent＿Ｃaptureは、図１４に示される論理機能１００によって生成さ
れる。この論理機能１００および処理は典型的に、コントローラ１８（図２）に
おいて実現される機能である。このようなコントローラは、本文で本発明により
記述される処理の実施に必要とされるような、プロセッサ、ロジック、メモリ、
記憶装置、レジスタ、タイミング、割込み、および入出力信号の諸インターフェ
ースを制限されることなく含み得る。Ｔorq＿Ｃurrent＿Ｃapture信号は、イン
バータ２０の上部ドライブ・スイッチング・デバイス５０のゲート・デューティ
駆動信号ＤＵＡＤＲＶ、ＤＵＢＤＲＶ、ＤＵＣＤＲＶ、電圧角Гおよびエンコー
ダ１４（図２）により検出されるようなモータ位置θ_encを用いて生成される。
ゲート・デューティ信号および電圧角は、適正なロジックと共に、高周波電流パ
ルスのピーク時にのみバス電流のサンプリングが生じることを保証する。

【００６１】表１は、電圧位置の関数としてＤＣバス電流パルスおよびセクタの生成をサン
プリングするための条件を示す。電圧位置は、モータの回転角に関する電圧Ｖ（
ベクトル）の電気角度における絶対的な位置角である。例えば、３相６極の電気
機械において、電圧角は、それぞれ１２０度の機械的回転当たり３６０度の電気
角だけ移動する。このため、何らかのオフセットを無視し、逆起電力Ｅ（ベクト
ル）が基準値となるものと仮定すると、電圧角Гが電圧と逆起電力Ｅ（ベクトル
）との間の位相差を識別し、電圧信号の絶対位置が決定可能である。また、これ
らパルスの形状および位置がモータ１２の角度位置および電圧信号の位相角の関
数として変化することも注目に足る。電圧位置は、３相６極の場合に６つのセク
タへ分けられる。再び、位置の角ゼロが負から正になる相「Ａ」の線間電圧のゼ
ロ交差に対応するという仮定に基いて、ピーク電流がこれらセクタの各々におけ
る特定相に対応する。このような仮定は、バス電流の測定、および特定の相電流
にバス電流を帰因する規約を確立する。当技術においては、識別される概念に影
響を及ぼすことなく他の規約が用いられることが判る。高周波バス電流パルスが
それらのピークにある場合すなわち時間セグメントは、インバータ２０の上部ス
イッチング・デバイス５０（図１３）と関連するゲート信号を監視することによ
り観察できるインバータ２０（図１３）のスイッチングに依存する。

【００６２】

【表１】

【００６３】表２は、バス電流パルスがそのピーク値にあるとき、従ってＢus＿Ｃurrent＿
Ｃapture信号が生成されるとき、各セクタに対するデューティ信号の状態を示し
ている。Ｂus＿Ｃurrent＿Ｃapture信号が任意の時点におけるバス電流３８のエ
ンベロープの捕獲を許容することが判る。このことは、必要に応じて、他の目的
のための電流のサンプリングを容易にする。これらの周波数のピークは、対応す
る相の逆起電力Ｅ（ベクトル）の正弦波パルスがそのピークに達するときのみ捕
獲される。同表では、ＨＩＧＨが論理値１に対応しＬＯＷが論理値０に対応して
いることが判る。

【００６４】

【表２】

【００６５】表３は、ＤＣバス電流が捕獲されるときの逆起電力Ｅ（ベクトル）を示してい
る。１００マイクロ秒のパルス（Ｅ＿Position）がこれらの位置の各々に生成さ
れて適正時にＴorq＿Ｃurrent＿Ｃapture信号をトリガする。Ｔorq＿Ｃurrent＿
Ｃapture信号は、図１４に示されるようなＢus＿Ｃurrent＿Ｃapture信号および
Ｅ＿Position信号を用いて生成される。図１５は、タイミングの相互作用を示し
、Ｂus＿Ｃurrent＿Ｃapture信号とＥ＿Position信号の関数としてＴorq＿Ｃurr
ent＿Ｃapture信号に連動する。モータ位置を調べ、オフセットについて位置を
補償し、表３に示される論理規則を適用することが捕獲を達成する。Ｔorq＿Ｃu
rrent＿Ｃapture信号を用いて、Ｉ_bus信号４４の電圧を捕獲するサンプルアンド
ホールド・コンデンサ４８（図１３）の充電を可能にする。過渡的なディップ時
のコンデンサ充電を避けるため、１００マイクロ秒のパルスが、図１５における
最後のパルスにより示されるように、任意の半分のＢus＿Ｃurrent＿Ｃaptureパ
ルスで終らないことが保証される。

【００６６】

【表３】

【００６７】表３Ｅ＿Positionパルスが生成されるときの逆起電力Ｅの位置図１６は、電流の妥当性診断アルゴリズムに対する計算を行うため用いられる
プロセスのブロック図を示す。この診断アルゴリズム２００は、２つのサブ機能
、すなわち、電流の比較機能２２０および故障の判定機能２４０からなる。電流
妥当性診断アルゴリズムは、先に触れたような典型的なコントローラにおいて実
行可能なソフトウエアに具現され、以降において詳細に論述されるようなソフト
ウエア・プロセスにおいて具現される。

【００６８】電流妥当性診断アルゴリズムに対する入力は、指令電流Ｉ＿ＣＭＤ、高解像度
のモータ位置θ_enc、初期のセットアップに対するユーザ規定のテスト・パラメ
ータＭot＿offset、測定電流Ｉ＿measure、および計算されたモータ速度ωであ
る。電流妥当性診断アルゴリズムからの出力は、故障が検出されたかどうかを表
わす信号Ｆault＿Ｉndicationである。

【００６９】一実施態様においては、電流妥当性診断アルゴリズムは、有効データが評価さ
れていることを保証するためモータ位置θ_encにより示されるように測定された
電流の新たな値が得られるときにのみ実行される。また、Ｉ＿measureｄに対す
る値が規定された較正可能な高解像度のモータ位置において、すなわち、モータ
の電気位置で６０度ごとにサンプルされるべきことにも注目されたい。更に、デ
ータ処理は、電流の新たな測定が得られるとき各サンプリング後に行われるべき
である。

【００７０】図１６によれば、測定点インジケータ２２２の機能が、電流妥当性診断が実行
されるべきときを識別する。この実行は、表４に示される角度にわたるモータ位
置θ_encに基いてＥnable＿Ｄiagnosticsを付勢することによって行われる。この
表における「１」は、Ｅnable＿Ｄiagnosticsに対し付勢されたケースを表わす
。表４に示されない他の全ての位置では、Ｅnable＿Ｄiagnosticsが不動作状態
であり、「０」にセットされる。

【００７１】トルク電流Ｉ_qが電流検出回路により捕獲される時に、モータ位置θ_encが点と
交差するとき、入力トルク電流Ｉ_qのアナログ／ディジタル変換が可能となる。
測定される電流Ｉ＿measureｄは、加算器２２４において指令トルク電流（Ｉ＿
ＣＭＤ）と比較されて、測定電流の妥当性を判定する。指令トルク電流Ｉ＿ＣＭ
Ｄは、式１９に示されるような指令トルクから推定される。

【００７２】

【数１６】Ｉ＿ＣＭＤ＝Ｔｃｍｄ／Ｋｅ（１９）
但し、Ｋｅはモータのトルク定数である。

【００７３】前の２ミリ秒ループのＩ＿ＣＭＤ値は、データのタイミングが生じる誤差を避
ける比較のため用いられる。

【００７４】

【表４】

【００７５】再び図１６において、前記比較は誤差電流Ｉ＿ＥＲＲを生じ、その大きさが加
算器２３０において限界誤差と加算され、これがトルク誤差の許容差を確立する
。絶対値関数２２６に関しては、ここでＩ＿ＥＲＲが比較と誤差限界Ｉ＿Ｂound
に対し用意されるＩ＿ＥＲＲ＿ＡＢＳとして符号のない大きさのみの値へ変換さ
れる。次に、モータ速度Ｚの関数として電流限界Ｉ＿Ｂoundを計算してこれを確
立するための較正可能な関数が示されるＩ＿Ｂoundのプロセスの表２２８につい
て述べる。この関数は、増加されるモータ速度Ｚに対する誤差の許容差を補償す
る方法を提供する。一実施態様において、一次補間ルックアップ・テーブルが用
いられる。このようなルックアップ・テーブルが当技術において実行の簡素化と
速度のため広く用いられることが判るであろう。更に、このような表は、多数の
プラットフォームおよび車両にわたるプロセスにおいて必要な制限を確立するた
め較正における大きな柔軟性を可能にする。当業者には、補間表が例示としての
み記述されること、従って請求範囲に対する限定と見なすべきでないことが更に
理解されよう。本発明の趣旨および範囲から逸脱ことなく実施の形態に対して種
々の修正および置換が可能であることを理解すべきである。

【００７６】再び図１６において、Ｉ＿Ｂound値が加算器２３０においてＩ＿ＥＲＲ＿ＡＢ
Ｓから指し涸れて誤差Ｉ＿ＥＲＲ＿ＮＯＲを生じ、これが指令されたトルク電流
と測定されたトルク電流との間の速度補正された誤差を表わす。誤差は、測定さ
れた電流Ｉ＿measureｄが指令電流Ｉ＿ＣＭＤと誤差Ｉ＿Ｂoundの和を越える、
すなわち、Ｉ＿measureｄ＞abs（Ｉ＿ＣＭＤ+/−誤差境界）であるならば生成さ
れる。フラッグＩ＿ＥＲＲ＿ＳＩＧＮは、サイン機能２３２のプロセスにおいて
生成されてＦault＿Ｄetermination２４０のプロセスにおいて用いられる誤差信
号Ｉ＿ＥＲＲ＿ＮＯＲのサインを表わす。

【００７７】一実施態様においては、演算要件は、満足し得る車両運転者の手の感覚および
車両の実効ステアリングを得るためには、トルクがハンドホイールにおける運転
者の５Ｎｍの指令トルク以内でなければならないことを表わす。トルクの誤差許
容差は、車両の大きさ、ステアリング・システムの設計、車両の速度、その他の
パラメータに従って変動し得る。誤差の限度は、歯車比を用いてステアリングホ
イールの許容差をモータ・トルクの許容差へ変換することにより、更に式１９を
用いて相当トルク電流を計算することによって計算される。問題点は、電流誤差
の振幅および許容差範囲外の持続時間について記録される。このような問題は、
モータのトルクが指令された不適正なＥＰＳ機能によるものでないことを表わす
。

【００７８】Ｆault＿Ｄetermination２４０プロセスは、所定の発生数に対し連続的な誤差
が存在するならば障害を記録する。Ｆault＿Ｄeterminationプロセス２４０は、
誤差累積ルーチンを用いて、障害が検出されたと見なされるときを判定する。誤
差累積ルーチンは、２つの機能、すなわち、誤差カウント表２４２と実際の誤差
アキュムレータ２４４を備える。Ｉ＿ＥＲＲ＿ＮＯＲ信号の値により確立される
電流の妥当性テスト基準を越えるごとに、所定の数のカウントＰＳＴＥＰだけ誤
差アキュムレータ２４４のカウンタを増分する。良好なテストごとに、カウンタ
を所定の数のカウントＮＳＴＥＰだけ減分する。誤差の低減は、演算限界の問題
を避けるためゼロ・カウントに制限される。誤差アキュムレータ２４４は、Ｉ＿
ＥＲＲ＿ＳＩＧＮフラッグを評価する。このフラッグが限界違反を示す正である
ならば、ＰＳＴＥＰが加算され、フラッグが負であれば、ＮＳＴＥＰが加算され
る。誤差アキュムレータ２４４が所定の値を越えると、障害が検出されたと見な
される。このような障害が検出されると、誤差アキュムレータ２４４が障害を示
す出力を生じる。

【００７９】ＰＳＴＥＰカウントは、誤差Ｉ＿ＥＲＲ＿ＮＯＲの大きさの関数である。最大
の誤差は、ＰＳＴＥＰカウントの最大値に対応する。Ｉ＿ＥＲＲ＿ＮＯＲの最大
値、従ってＰＳＴＥＰの最大値は、特定のＥＳＰシステムの使用ごとに固有のも
のであり、較正テストに従って得られる。この値は、用いられる車両ならびに用
いられるコントローラの詳細点に基いて選定される。一実施態様においては、Ｐ
ＳＴＥＰカウントの最大値は、コントローラの１つのサイクル内で検出され得る
トルクの誤差に対応し、ＮＳＴＥＰは識別された障害の影響と見なされるのに必
要な持続時間に基いて決定される。当業者は、このような障害カウンタの規定方
法が一般的であること、および同じ要求機能を達成するのに多数のバリエーショ
ンがあり得ることを理解されよう。誤差カウント表２４２は、誤差の大きさに基
いて値ＰＳＴＥＰを決定する。

【００８０】当該アルゴリズムは、較正機能である誤差カウント表２４２を用いて誤差アキ
ュムレータ２４４に対して要求される誤差カウント（ＰＳＴＥＰカウント）の値
を決定する。一実施態様においては、線形補間ルックアップ・テーブルが用いら
れる。再び、このようなルックアップ・テーブルが当技術において簡素化、実行
の速さおよび柔軟性を得るために一般的に用いられることが理解されよう。

【００８１】本発明はＰＭモータの電圧制御に適することが判る。非ＰＭモータ、あるいは
電流モードのような他の形式の制御装置も同様に適し得る。例えば、電流モード
制御を電流モード制御に特有の現在あるフィードバック・システムに対するバッ
クアップとして用いることができる。換言すれば、ロータの位置および速度情報
のフィードバックの一部である限り（位置の情報から速度が得られることに注意
）、本発明は好適に用いられよう。

【００８２】開示された発明は、コンピュータあるいはコントローラが実現するプロセスお
よびこれらプロセスを実施するための装置の形態で具現することができる。本発
明はまた、コンピュータのプログラム・コードがコンピュータまたはコントロー
ラへロードされて実行されるとき、コンピュータが本発明を実施するための装置
となるフロッピ・ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ハード・ディスク・ドライブ、ある
いは他の任意のコンピュータ可読な記憶媒体のような無形の媒体において具現さ
れる命令を含むコンピュータのプログラム・コードの形態で具現することもでき
る。本発明はまた、例えば、記憶媒体に記憶され、コンピュータまたはコントロ
ーラへロードされあるいはこれにより実行され、電気配線あるいはケーブル、光
ファイバなどの伝送媒体により伝送され、あるいは電磁波を介して、コンピュー
タのプログラム・コードがコンピュータへロードされてこれにより実行されると
き、コンピュータが本発明を実施する装置となるなどの如何を問わず、コンピュ
ータのプログラム・コードの形態で具現することもできる。汎用マイクロプロセ
ッサにおいて実現されるとき、コンピュータのプログラム・コードのセグメント
は特定の論理回路を生成するようにマイクロプロセッサを構成する。

【００８３】望ましい実施の形態を図示し記述したが、本発明の趣旨および範囲から逸脱す
ることなく本発明に対する種々の修正および代替が可能である。従って、本発明
は例示としてのみ記述され、本文に開示された図例および実施の形態は請求の範
囲に対する限定と見なすべきでないことを理解すべきである。

【図面の簡単な説明】

【図１】モータの種々のパラメータのフェーザ関係を示す。

【図２】ＰＭモータ・システムを示す図である。

【図３】電流の妥当性診断方式の高レベルブロック図を示す図である。

【図４】図４Ａは、インバータのスイッチング状態および関連するスイッチ
ング・デバイスを示し、図４Ｂは、相電流と相関するＤＣバス電流とインバータのスイッチング・デバ
イスの状態との間の関係を示す。

【図５】図５Ａは、位置の関数としてインバータからモータへ印加される相
対接地電圧を示し、図５Ｂは、回転位置の関数としてインバータからモータへ印加される線間電圧
を示し、図５Ｃは、ＤＣバス電流、電圧セクタおよび相関する相電流間の関係の更に詳
細な表示であり、図５Ｄは、モータの一回転における各セクタに対するデューティ・サイクルお
よび対応する相電流を示すと共に、図４Ａおよび図４ＢのＤＣバス電流レベルと
インバータのスイッチング状態との間の関係を更に詳細に表示する。

【図６】相電圧および電流が回転位置の関数として同位相にあるときのＤＣ
バス電流レベルを示す。

【図７】相電圧および電流が異なる位相にあるとき、すなわち、回転位置の
関数として位相角が３０度より大きいときのＤＣバス電流レベルを示す。

【図８】０．２５ニュートン・メートルのトルク許容差レベルにおける速度
の関数としてモータ電流を示すグラフである。

【図９】相電流とバス電流とが匹敵し得る速度対トルクの領域を示す。

【図１０】０．２５ニュートン・メートルの許容差レベルにおける速度電流
の関数としてモータのトルク成分を示すグラフである。

【図１１】モータの電圧角Гが３０度より小さいときのモータの相ごとの電
流、電圧および逆起電力のスケール付き波形を示す。

【図１２】モータの電圧角Гが３０度より大きいときのモータの相ごとの電
流、電圧および逆起電力のスケール付き波形を示す。

【図１３】トルク電流を検出する実施の形態の構成である。

【図１４】トルク電流の捕獲信号を生成する論理回路を示す。

【図１５】トルク電流の捕獲信号の生成時のタイミング関係を示す。

【図１６】電流の妥当性アルゴリズムを示す。

【手続補正書】特許協力条約第３４条補正の翻訳文提出書

【提出日】平成１３年３月２７日（２００１．３．２７）

【手続補正１】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】全図

【補正方法】変更

【補正の内容】

【図１】

【図２】

【図３】

【図４】

【図５】

【図６】

【図７】

【図８】

【図９】

【図１０】

【図１１】

【図１２】

【図１３】

【図１４】

【図１５】

【図１６】

【図１７】

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続きＦターム(参考） 5H560 AA08 BB04 BB12 DA08 DA09 DB20 DC12 EB01 EC01 GG04 JJ02 JJ18 JJ19 JJ20 RR10 SS02 TT08 TT11 TT15 UA03 UA05 XA08 XA12

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】多相バスに結合された電気機械における電流を決定する方法
であって、前記電気機械の回転位置を、該電気機械に結合された位置エンコーダにより検
出するステップと、インバータを制御するステップと、前記インバータは複数のスイッチング・デ
バイスを含み、直流バスに結合された入力と前記多相バスに結合された出力を有
し、該インバータおよび前記位置エンコーダに結合されたコントローラからの指
令に応答し、前記直流バスからの電流を測定するステップと、前記電流を所定の時間間隔で捕獲するステップと、を含む方法。
【請求項２】前記多相バスの各相における電流の大きさを表わす１組の値
を決定するステップを更に含む、請求項１記載の方法。
【請求項３】前記電気機械が所定の回転角内にあり、前記スイッチング・デバイスの所定の組合わせが活動状態にあり、前記多相バスの各相における相電圧および対応する相電流間の角が約マイナス
３０度ないし約３０度の範囲内にあるときに、前記所定の時間間隔が確立される、請求項２記載の方法。
【請求項４】前記電流からのトルク電流を表わす値を決定するステップを
更に含む、請求項１記載の方法。
【請求項５】前記電気機械の所与の相に対する特定の逆起電力の電圧波形
はそのピーク値に達し、前記電気機械は所定の回転角内にあり、前記スイッチング・デバイスの所定の組合わせが活動状態であり、前記多相バスの各相における相電圧および対応する逆起電力間の角が約マイナ
ス３０度ないし約３０度の範囲内にあるとき、前記所定の時間間隔が確立される、請求項４記載の方法。
【請求項６】前記電気機械は永久磁石モータを含み、前記位置エンコーダ
はモータ位置センサを含む、請求項１記載の方法。
【請求項７】前記電気機械は、正弦波形の磁界励起を特徴とする永久磁石
ＤＣブラシレス・モータである、請求項１記載の方法。
【請求項８】前記捕獲が、前記電流を表わす信号値をサンプリングするこ
とを特徴とし、該サンプリングは前記所定の時間間隔のみにおいて動作状態とな
るよう前記コントローラにより制御される、請求項１記載の方法。
【請求項９】多相バスに結合された電気機械の状態を確保するための診断
方法であって、前記電気機械の回転位置を、該電気機械に結合された位置エンコーダにより検
出するステップと、インバータを制御するステップと、前記インバータは複数のスイッチング・デ
バイスを含み、直流バスに結合された入力と前記多相バスに結合された出力を有
し、該インバータおよび前記位置エンコーダに結合されたコントローラからの指
令に応答し、前記直流バスからの電流を測定するステップと、前記電流のトルク生成成分であるトルク電流を捕獲するステップと、電流誤差を計算するステップと、前記トルク電流に対する境界制限を確立するステップと、前記値を前記境界制限に比較するステップと、前記境界制限を越えたかどうかを評価することにより故障が存在するかどうか
決定し、電流誤差を生成するステップと、前記故障が存在するならば、第１の所定のカウントだけ故障カウンタを増分す
るステップと、故障が存在しなければ、第２の所定のカウントだけ前記故障カウンタを減分す
るステップと、前記故障カウンタが所定の限界を越えると故障を表示するステップと、を含む方法。
【請求項１０】前記電気機械が永久磁石モータを含み、前記位置エンコー
ダがロータ位置センサを含む、請求項９記載の診断方法。
【請求項１１】前記電気機械が、正弦波形の磁界励起を特徴とする永久磁
石ＤＣブラシレス・モータである、請求項９記載の診断方法。
【請求項１２】前記電流誤差は、電流指令を表わす値をトルク電流から差
し引くことにより決定される、請求項９記載の診断方法。
【請求項１３】前記境界制限がモータ速度について補償される、請求項９
記載の診断方法。
【請求項１４】前記第１の所定のカウントは前記電流誤差の関数である、
請求項９記載の診断方法。
【請求項１５】前記第２の所定のカウントは、前記電流誤差の関数である
、請求項９記載の診断方法。
【請求項１６】多相バスに結合された電気機械における電流を決定するた
めのシステムであって、回転位置を検出するため前記電気機械に結合された位置エンコーダと、直流バスに結合された入力と前記多相バスに結合された出力とを持ち、コント
ローラからの指令に応答するインバータと、前記インバータと前記位置エンコーダとに結合されたコントローラと、前記直流バスからの電流を検出するセンサと、を備え、前記センサが所定の時間間隔において前記電流を捕獲するシステム。
【請求項１７】前記コントローラは、前記多相バスの各相における電流の
大きさを表わす１組の値を決定する、請求項１６記載のシステム。
【請求項１８】前記電気機械は所定の回転角内にあり、前記スイッチング・デバイスの所定の組合わせが活動状態にあり、前記多相バスの各相における位相電圧および対応する位相電流間の角が、約マ
イナス３０度ないし約３０度の範囲内にあるときに、前記所定の時間間隔が確立される、請求項１７記載のシステム。
【請求項１９】前記コントローラは、前記電流からのトルク電流を表わす
値を決定する、請求項１６記載のシステム。
【請求項２０】前記電気機械の所与の相に対する特定の逆起電力の電圧波
形がそのピーク値に達し、前記電気機械が所定の回転角内にあり、前記スイッチング・デバイスの所定の組合わせが活動状態にあり、前記多相バスの各相における相電圧および対応する逆起電力間の角が、約マイ
ナス３０度ないし約３０度の範囲内にあるときに、前記所定の時間間隔が確立される、請求項１９記載のシステム。
【請求項２１】前記電気機械は永久磁石モータを含み、前記位置エンコー
ダはロータ位置センサを含む、請求項１６記載のシステム。
【請求項２２】前記電気機械は、正弦波形の磁界励起を特徴とする永久磁
石ＤＣブラシレス・モータである、請求項１６記載のシステム。
【請求項２３】前記インバータは、前記コントローラに結合され該コント
ローラからの指令に応答するスイッチング・デバイスを含む、請求項１６記載の
システム。
【請求項２４】前記捕獲は前記電流を表わす信号値をサンプリングするこ
とを特徴とし、該サンプリングは前記所定の時間間隔のみにおいて動作状態にな
るように前記コントローラにより制御される、請求項１６記載のシステム。
【請求項２５】電気機械の状態を確保するための診断システムであって、前記電気機械は、多相バスに結合されて、回転位置を検出するため該電気機械
に結合された位置エンコーダを含み、直流バスに結合された入力と、前記多相バスに結合された出力とを持ち、コン
トローラからの指令に応答するインバータと、前記インバータと前記位置エンコーダとに結合されたコントローラと、前記直流バスからの電流を検出するセンサと、を備え、前記コントローラは、前記電流のトルク生成成分であるトルク電流を捕獲し、前記コントローラは、電流誤差を計算し、前記コントローラは、前記トルク電流に対する境界制限を確立し、前記コントローラは、前記値を前記境界制限に比較し、前記境界制限を越えたかどうか評価することにより、前記コントローラは故障
が存在するかどうか決定して、電流誤差を生成し、前記コントローラは、前記故障が存在するならば、第１の所定のカウントだけ
故障カウンタを増分し、前記コントローラは、故障が存在しなければ、第２の所定のカウントだけ前記
故障カウンタを減分し、前記故障カウンタが所定の限界を越えるならば、前記コントローラが故障を宣
言する故障表示を生じる診断システム。
【請求項２６】前記電気機械は永久磁石モータを含み、前記位置エンコー
ダはロータ位置センサを含む、請求項２５記載の診断システム。
【請求項２７】前記電気機械は、正弦波形の磁界励起を特徴とする永久磁
石ＤＣブラシレス・モータである、請求項２５記載の診断システム。
【請求項２８】前記インバータは、前記カウンタに結合され該カウンタか
らの指令に応答するスイッチング・デバイスを含む、請求項２５記載の診断シス
テム。
【請求項２９】電流指令を表わす値をトルク電流から差し引くことにより
、前記コントローラは前記電流誤差を決定する、請求項２５記載の診断システム
。
【請求項３０】前記境界制限はモータ速度について補償される、請求項２
５記載の診断システム。
【請求項３１】前記第１の所定のカウントは前記電流誤差の関数である、
請求項２５記載の診断システム。
【請求項３２】前記第２の所定のカウントは前記電流誤差の関数である、
請求項２５記載の診断システム。
【請求項３３】多相バスに結合された電気機械における電流を決定するた
め機械により読取り可能なコンピュータ・プログラム・コードによりコード化さ
れた記憶媒体であって、該記憶媒体は、前記電気機械の回転位置を、該電気機械に結合された位置エンコーダにより検
出するステップと、複数のスイッチング・デバイスを含み、直流バスに結合された入力と前記多相
バスに結合された出力とを有し、インバータと前記位置エンコーダとに結合され
たコントローラからの指令に応答する該インバータを制御するステップと、前記直流バスからの電流を測定するステップと、前記電流を所定の時間間隔において捕獲するステップと、を含む方法をコントローラに実現させる命令を含む、記録媒体。
【請求項３４】前記コントローラに前記方法を実行させる命令は、前記多相バスの各相における電流の大きさを表わす１組の値を決定するステッ
プを更に含む、請求項３３記載の記憶媒体。
【請求項３５】前記電気機械は所定の回転角内にあり、前記スイッチング・デバイスの所定の組合わせは活動状態にあり、前記多相バスの各相における相電圧および対応する相電流間の角度が、約マイ
ナス３０度ないし約３０度の範囲内にあるときに、前記所定の時間間隔が確立される、請求項３４記載の記憶媒体。
【請求項３６】前記コントローラに前記方法を実行させる命令を含む記憶
媒体であって、前記電流からのトルク電流を表わす値を決定するステップを更に含む、請求項
３３記載の記憶媒体。
【請求項３７】前記電気機械の所与の相に対する特定の逆起電力の電圧波
形がそのピーク値に達し、前記電気機械が所定の回転角内にあり、前記スイッチング・デバイスの所定の組合わせが活動状態にあり、前記多相バスの各相における相電圧および対応する逆起電力間の角が約マイナ
ス３０度ないし約３０度の範囲内にあるときに、前記所定の時間間隔が確立される、請求項３６記載の記憶媒体。
【請求項３８】前記電気機械は永久磁石モータを含み、前記位置エンコー
ダはロータ位置センサを含む、請求項３３記載の記憶媒体。
【請求項３９】前記電気機械は、正弦波形の磁界励起を特徴とする永久磁
石ＤＣブラシレス・モータである、請求項３３記載の記憶媒体。
【請求項４０】前記捕獲は、前記電流を表わす信号値をサンプリングする
ことを特徴とし、前記サンプリングは、前記所定の時間間隔のみにおいて動作状
態になるように前記コントローラにより制御される、請求項３３記載の記憶媒体
。
【請求項４１】多相バスに結合された電気機械の状態を確保するための機
械により読取ることが可能なコンピュータのプログラム・コードによりコード化
された記憶媒体であって、前記電気機械の回転位置を前記電気機械に結合された位置エンコーダにより検
出するステップと、複数のスイッチング・デバイスを含み、直流バスに結合された入力と前記多相
バスに結合された出力とを有してインバータと前記位置エンコーダとに結合され
たコントローラからの指令に応答する該インバータを制御するステップと、前記直流バスからの電流を測定するステップと、前記電流のトルク生成成分であるトルク電流を捕獲するステップと、電流誤差を計算するステップと、前記トルク電流に対する境界制限を確立するステップと、前記値を前記境界制限に比較するステップと、前記境界制限を越えたかどうか評価することにより故障が存在するかどうかを
判定して、電流誤差を生成するステップと、前記故障が存在するならば、故障カウンタを第１の所定のカウントだけ増分す
るステップと、故障が存在しなければ、前記故障カウンタを第２の所定のカウントだけ減分す
るステップと、前記故障カウンタが所定の限度を越えるならば、故障を表示するステップと、
を含む方法をコントローラに実現させる命令を含む記憶媒体。
【請求項４２】前記電気機械は永久磁石モータを含み、前記位置エンコー
ダはロータ位置センサを含む、請求項４１記載の記憶媒体。
【請求項４３】前記電気機械は、正弦波形の磁界励起を特徴とする永久磁
石ＤＣブラシレス・モータである、請求項４１記載の記憶媒体。
【請求項４４】前記電流誤差は電流指令を表わす値をトルク電流から差し
引くことにより決定される、請求項４１記載の記憶媒体。
【請求項４５】前記境界制限はモータ速度について補償される、請求項４
１記載の記憶媒体。
【請求項４６】前記第１の所定のカウントは前記電流誤差の関数である、
請求項４１記載の記憶媒体。
【請求項４７】前記第２の所定のカウントは前記電流誤差の関数である、
請求項４１記載の記憶媒体。
【請求項４８】多相バスに結合された電気機械における電流を決定するた
めの搬送波において実現されるコンピュータのデータ信号であって、前記電気機械の回転位置を前記電気機械に結合された位置エンコーダにより検
出するステップと、複数のスイッチング・デバイスを含み、直流バスに結合された入力と前記多相
バスに結合された出力を有してインバータと前記位置エンコーダとに結合された
コントローラからの指令に応答する該インバータを制御するステップと、前記直流バスからの電流を測定するステップと、前記電流を所定の時間間隔において捕獲するステップと、を含む方法をコントローラに実現させるよう構成されたコードを含むデータ信号
。
【請求項４９】前記多相バスの各相における電流の大きさを表わす１組の
値を決定するステップを更に含む前記方法をコントローラに実現させるよう構成
されたコードを更に含む、請求項４８記載のコンピュータ・データ信号。
【請求項５０】前記電気機械は所定の回転角内にあり、前記スイッチング・デバイスの所定の組合わせが活動状態にあり、前記多相バスの各相における相電圧および対応する相電流間の角が、約マイナ
ス３０度ないし約３０度の範囲内にあるときに、前記所定の時間間隔が確立され
る、請求項４９記載のコンピュータ・データ信号。
【請求項５１】前記電流からのトルク電流を表わす値を決定するステップ
を更に含む前記方法をコントローラに実現させるよう構成されたコードを更に含
む、請求項４８記載のコンピュータ・データ信号。
【請求項５２】前記電気機械の所与の相に対する特定の逆起電力の電圧波
形がそのピーク値に達し、前記電気機械は所定の回転角内にあり、前記スイッチング・デバイスの所定の組合わせは活動状態にあり、前記多相バスの各相における相電圧および対応する逆起電力間の角が、約マイ
ナス３０度ないし約３０度の範囲内にあるときに、前記所定の時間間隔が確立される、請求項５１記載のコンピュータ・データ信号
。
【請求項５３】前記電気機械は永久磁石モータを含み、前記位置エンコー
ダはロータ位置センサを含む、請求項４８記載のコンピュータ・データ信号。
【請求項５４】前記電気機械は、正弦波形の磁界励起を特徴とする永久磁
石ＤＣブラシレス・モータである、請求項４８記載のコンピュータ・データ信号
。
【請求項５５】前記捕獲は前記電流を表わす信号値をサンプリングするこ
とを特徴とし、前記サンプリングは前記所定の時間間隔のみにおいて動作状態に
なるように前記コントローラにより制御される、請求項４８記載のコンピュータ
・データ信号。
【請求項５６】多相バスに結合された電気機械の状態を確保するためのキ
ャリアにおいて具現されたコンピュータ・データ信号であって、前記電気機械の回転位置を前記電気機械に結合された位置エンコーダにより決
定するステップと、複数のスイッチング・デバイスを含み、直流バスに結合された入力と前記多相
バスに結合された出力を有してインバータと前記位置エンコーダとに結合された
コントローラからの指令に応答する該インバータを制御するステップと、前記直流バスからの電流を測定するステップと、前記電流のトルク生成成分であるトルク電流を捕獲するステップと、電流誤差を計算するステップと、前記トルク電流に対する境界制限を確立するステップと、前記値を前記境界制限に比較するステップと、前記境界制限を越えたかどうか評価することにより故障が存在するかどうかを
決定し、電流誤差を生成するステップと、前記故障が存在するならば、故障カウンタを第１の所定のカウントだけ増分す
るステップと、故障が存在しなければ、前記故障カウンタを第２の所定のカウントだけ減分す
るステップと、前記故障カウンタが所定の限度を越えるならば故障を表示するステップと、を含む診断方法をコントローラに実現させるよう構成されたコードを含むコンピ
ュータ・データ信号。
【請求項５７】前記電気機械は永久磁石モータを含み、前記位置エンコー
ダはロータ位置センサを含む、請求項５６記載のコンピュータ・データ信号。
【請求項５８】前記電気機械は、正弦波形の磁界励起を特徴とする永久磁
石ＤＣブラシレス・モータである、請求項５６記載のコンピュータ・データ信号
。
【請求項５９】前記電流誤差は電流指令を表わす値をトルク電流から差し
引くことにより決定される、請求項５６記載のコンピュータ・データ信号。
【請求項６０】前記境界制限はモータ速度について補償される、請求項５
６記載のコンピュータ・データ信号。
【請求項６１】前記第１の所定のカウントは前記電流誤差の関数である、
請求項５６記載のコンピュータ・データ信号。
【請求項６２】前記第２の所定のカウントは前記電流誤差の関数である、
請求項５６記載のコンピュータ・データ信号。