CN112953347A - 逆变器和用于测量电机中的相电流的方法 - Google Patents

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Abstract

本公开涉及逆变器和用于测量电机中的相电流的方法。三相负载由具有单个分流拓扑的PWM(例如，SVPWM)驱动的DC‑AC逆变器供电。在每个SVPWM扇区的第二时段期间测量逆变器的分流电压和支路电压(跨待校准晶体管)，并且计算校准晶体管的漏极到源极电阻。在每个SVPWM扇区的第四时段期间，再次测量支路电压，并且测量跨另一晶体管的另一支路电压。使用校准晶体管的漏极到源极电阻和在第四时段期间所测量的跨校准晶体管的电压，计算通过校准晶体管的相电流。使用在第四时段期间所测量的另一支路电压和其对应晶体管的漏极到源极电阻，计算通过该晶体管的相电流。从两个所计算的相电流，可以计算另一相电流。

Description

逆变器和用于测量电机中的相电流的方法
技术领域
本公开总体上涉及用于驱动三相电机的逆变器，并且具体地涉及使用单个共用分流电阻器来确实地测量由逆变器供应给电机的相电流的方法。
背景技术
可以使用脉宽调制(PWM)信号来控制三相电机的相绕组。为了使用诸如电池等DC功率源为三相电机供电，PWM控制信号被施加到三相逆变器，该三相逆变器又为三相电机供电。三相逆变器的晶体管将电机的相绕组抽头连接到正或负电源电压轨和接地。
为了获取用于控制电机的反馈知识，确定流过每个相绕组的电流。相电流测量被提供给控制器，该控制器生成控制三相逆变器的晶体管的PWM驱动信号。传统上，可以通过感测与每个相绕组串联的不同电阻器上的电压降来获得相电流信息。在一些设计中，鉴于流过相绕组的所有电流之和将为零的事实，可以仅对三个相绕组中的两个执行相电流感测，并且因此通过感测流过两个相绕组的电流，可以计算流过第三相绕组的电流。
已经基于连接在DC电源与逆变器之间的单个共用分流电阻器的使用而开发了一些技术。这样的技术可以涉及对逆变器的晶体管的漏极到源极电压的测量。取决于逆变器的晶体管的状态，可以在单个共用分流电阻器上感测三个相绕组中的两个的电流。
使用单个共用分流电阻器来测量相电流的这些技术已经证明是不精确的，因为无法同时感测两个感测电流，并且因为对晶体管的漏极到源极电压的测量受到晶体管的非线性的影响。然而，为了节省成本，仍然希望使用单个共用分流电阻器来测量相电流。因此，需要进一步的发展。
发明内容
本文中公开了一种用以耦合到电机的三个相绕组的DC-AC逆变器系统。该逆变器系统包括：耦合在DC电源电压节点与中间节点之间的第一开关支路，第一开关支路具有用以耦合到电机的第一相绕组的第一端子；耦合在DC电源电压节点与中间节点之间的第二开关支路，第二开关支路具有用以耦合到电机的第二相绕组的第二端子；耦合在DC电源电压节点与中间节点之间的第三开关支路，第三开关支路具有用以耦合到电机的第三相绕组的第三端子；耦合在中间节点与接地之间的分流电阻器；以及控制电路。
控制电路被配置为根据空间矢量脉宽调制(SVPWM)方案向第一开关支路、第二开关支路和第三开关支路施加控制信号，以使得逆变器利用三相AC功率信号驱动电机的第一相绕组、第二相绕组和第三相绕组。
SVPWM方案被划分为六个扇区，其中每个扇区被划分为多个时段(period)。
控制电路被配置为在SVPWM方案的至少一些扇区期间：
在第二时段期间：测量跨分流电阻器的分流电压；以及测量第一校准晶体管的漏极到源极电压，第一校准晶体管是给定开关支路的晶体管；以及
在第四时段期间：测量第一校准晶体管的漏极到源极电压；以及测量被测量晶体管的漏极到源极电压，被测量晶体管是下一开关支路的晶体管；
根据分流电阻器的电阻、在第二时段期间测量的第一校准晶体管的漏极到源极电压、以及在第二时段期间测量的分流电压来确定第一校准晶体管的漏极到源极电阻；
根据在第四时段期间测量的第一校准晶体管的漏极到源极电压、以及第一校准晶体管的漏极到源极电阻来确定耦合到给定开关支路的给定相绕组的相电流；
根据在第四时段期间测量的被测量晶体管的漏极到源极电压、以及从SVPWM方案的在先扇区已知的被测量晶体管的漏极到源极电阻来确定耦合到下一开关支路的下一相绕组的相电流；以及
根据给定相绕组的相电流和下一相绕组的相电流来确定耦合到其余开关支路的其余相绕组的相电流。
附图说明
图1是可以采用本文中描述的技术的功率系统的框图；
图2是用于空间矢量脉宽调制(SVPWM)的六扇区空间矢量的曲线图；
图3A-图3F是示出在SVPWM的六个扇区期间图1的功率系统的三相逆变器的操作并且示出用于执行本文中描述的第一相电流确定技术的采样点的曲线图；以及
图4是示出在SVPWM的第四扇区期间图1的功率系统的三相逆变器的操作并且示出用于执行本文中描述的第二相电流确定技术的采样点的曲线图。
具体实施方式
以下公开内容使得本领域技术人员能够制作和使用本文中公开的技术方案。在不背离本公开的精神和范围的情况下，本文中描述的一般原理可以应用于除以上详述的实施例和应用之外的实施例和应用。本公开不旨在限于所示出的实施例，而是应当被赋予与本文中公开或建议的原理和特征相一致的最宽范围。
功率系统10包括为电机11供电的三相逆变桥12，如图1所示。三相逆变桥12包括六个功率开关(n沟道晶体管)MN1、MN2、MN3、MN4、MN5和MN6。尽管在图1中示出了n沟道MOSFET，但是功率系统10可以利用任何合适的功率开关器件，只要跨功率开关器件的电压降根据流过功率开关器件的电流而变化。
特别地，n沟道晶体管MN1的漏极耦合到电源电压Vcc，其源极耦合到端子U，并且其栅极被耦合为接收控制信号Uh；以及n沟道晶体管MN2的漏极耦合到端子U，其源极耦合到共用分流电阻器Rshunt的第一端子，并且其栅极被耦合为接收控制信号Ul。N沟道晶体管MN3的漏极耦合到电源电压Vcc，其源极耦合到端子V，并且其栅极被耦合为接收控制信号Vh；以及n沟道晶体管MN4的漏极耦合到端子V，其源极耦合到共用分流电阻器Rshunt的第一端子，并且其栅极被耦合为接收控制信号Vl。N沟道晶体管MN5的漏极耦合到电源电压Vcc，其源极耦合到端子W，并且其栅极被耦合为接收控制信号Wh；以及n沟道晶体管MN6的漏极耦合到端子W，其源极耦合到共用分流电阻器Rshunt的第一端子，并且其栅极被耦合为接收控制信号Wl。
三个阻抗元件Zu、Zv和Zw分别位于三相逆变桥12的端子U、V和W与电压源Vswu、Vswv和Vsww之间。电压源Vswu、Vswv和Vsww在中央节点N处彼此耦合。阻抗元件Zu、Zv和Zw以及电压源Vswu、Vswv和Vsww表示由三相逆变桥12驱动的被配置为Y形连接负载的电机11的三个相绕组的等效电路，相电流Iu、Iv和Iw在其中流动。
单个共用电流感测电阻器Rshunt连接在n沟道晶体管MN2、MN4和MN6的源极与接地之间，因此用于感测被返回到电源PSUP的DC电流Ishunt。
相电流在从端子U、V和W流向相绕组时，被假设为正，并且DC电流Ishunt在朝向接地流动时，被假设为正。
互补脉宽调制(PWM)信号Uh、Ul和Vh、Vl和Wh、Vl控制三相桥12的每个支线的高侧晶体管和低侧晶体管(即，分别为MN1、MN2和MN3、MN4和MN5、MN6)，其中具有死区时间插入以排除三相桥12的给定支线的两个晶体管的同时接通状态的风险(这可能导致潜在的破坏性短路)。
电机11负载的电感特性以及电流与电压之间因此的相位滞后可能导致在由相应的PWM信号Uh、Ul和Vh、Vl和Wh、Wl驱动时在相绕组Zu、Zv、Zw上产生的120°电异相电压波形的所得到峰峰电压的不可恢复的降低。
放大/滤波/数字化块14接收跨电阻器Rshunt的电压Vshunt、MN2的漏极到源极电压Vu、MN4的漏极到源极电压Vv、以及MN6的漏极到源极电压Vw作为反馈，调节这些信号，并且将它们以经调节形式传递给微控制器13。微控制器13生成用于MN1-MN2的控制信号Uh、Ul、用于MN3-MN4的控制信号Vh、Vl、以及用于MN5-MN6的控制信号Wh、Wl。注意，在一些情况下，放大和/或滤波可以是可选的。
本文中描述的方法和技术是用于确定由通过空间矢量脉宽调制(SVPWM)控制的三相桥12供电的电机11的相电流Iu、Iv、Iw的情况。然而，所公开的技术适用于由通过任何PWM方案控制的三相逆变器供电的任何电机。
对于三相桥12的三个支线的低侧晶体管MN2、MN4、MN6的每种配置，在下面的表1中示出了在连接在MN2、MN4和MN6的源极与接地之间的分流电阻器Rshunt中流动的电流。
Ul(MN2) Vl(MN4) Wl(MN6) Ishunt
0(断开) 0(断开) 0(断开) 0
0(断开) 1(闭合) 1(闭合) Iu
0(断开) 0(断开) 1(闭合) -Iw
1(闭合) 0(断开) 1(闭合) Iv
1(闭合) 0(断开) 0(断开) -Iu
1(闭合) 1(闭合) 0(断开) Iw
0(断开) 1(闭合) 0(断开) -Iv
如本领域技术人员理解的，SVPWM是一种调制方案，其用于通过针对不同的时间段切换三相桥12的晶体管MN1-MN6处于在上表中的不同配置来向电机施加给定电压矢量，以模拟三相正弦波形(“空间矢量”，其简单地是在根据SVPWM进行调制时由三相桥12产生的三个相电压Vu、Vv、Vw的矢量和)。
如本领域技术人员还理解的，SVPWM调制的一个完整周期被划分为六个“扇区”。所使用的空间矢量可以在图2中以图形形式看到。如将看出的，每个扇区包含七个时段。
本文中描述的是用于使用单个分流Rshunt拓扑三相桥12来精确地确定三相桥12的相电流Iu、Iv、Iw的技术。从这些所确定的相电流(用作反馈)，微控制器13在一些情况下可以生成用于MN1-MN2的控制信号Uh、Ul、用于MN3-MN4的控制信号Vh、Vl、以及用于MN5-MN6的控制信号Wh、Wl，以便控制电机11并且增强电机11的操作。
第一技术(用于高电机速度)
现在将参考图3A-图3F描述第一技术。注意，参考图3A-图3F描述的技术在电机的速度较高的情况下特别有用。一般而言，该技术通过以下来工作：在SVPWM的每个扇区的第二时段期间测量Vshunt，以及电压Vu、Vv、Vw之一，并且从那两个所测量的电压来计算跨其来测量电压Vu、Vv或Vw的晶体管(例如，MN2、MN4、MN6)的漏极到源极电阻——该漏极到源极电阻可以称为针对SVPWM的该扇区的经校准的漏极到源极电阻(该晶体管在该时刻的采样的漏极到源极电阻，其考虑到可能影响漏极到源极电阻的各种条件，诸如温度、栅极电流、漏极电流等)，并且对应的晶体管可以称为校准晶体管。然后，在SVPWM的每个扇区的第四时段期间，再次测量在第二时段期间测量的电压Vu、Vv或Vw，并且测量跨对应晶体管(例如，MN2、MN4、MN6)的其他电压Vu、Vv或Vw之一。与在SVPWM的每个扇区的第四时段期间读取的电压相对应的晶体管可以被称为读取晶体管。
使用经校准的漏极到源极电阻以及在SVPWM的该扇区的第四时段期间再次测量的电压，计算(流经校准晶体管的)相电流。然后，使用在第四时段期间跨另一读取晶体管测量的电压、以及跨该读取晶体管的漏极到源极电阻(在SVPWM的在先扇区期间计算的)，计算(流过该读取晶体管的)相电流。最后，由于已知相电流之和为零，因此针对SVPWM的该扇区的两个所计算的相电流，可以计算另一相电流。
因此，可以通过针对每个SVPWM扇区执行的以下步骤来简要总结该第一技术：
1.在SVPWM扇区的第二时段期间，测量Vshunt和与跨待校准晶体管的电压相对应的相电压(Vu、Vv或Vw)。
2.将校准晶体管(MN2、MN4或MN6)的经校准的漏极到源极电阻RDS计算为：
Figure BDA0002311185870000071
其中“校准晶体管”是在SVPWM的该扇区期间校准的晶体管，“Rshunt”是电阻器Rshunt的电阻，“Vshunt2”是在SVPWM的该扇区的第二时段期间跨Rshunt的电压，并且“Vphase2”是在SVPWM的该扇区的第二时段期间跨校准晶体管的电压。
3.在SVPWM扇区的第四时段期间，测量跨校准晶体管的电压以及跨晶体管(MN2、MN4或MN6)中的另一晶体管的电压。
4.将针对校准晶体管的相电流计算为：
Iphase(校准晶体管)＝Vphase4/Rds(校准晶体管)
其中“校准晶体管”是在SVPWM的扇区期间校准的晶体管，并且“Vphase4”是在SVPWM的扇区的第四时段期间跨校准晶体管的电压。
5.将针对在步骤3期间跨其来测量电压的读取晶体管(而非校准晶体管)的相电流计算为：
Iphase(读取晶体管)＝V(读取晶体管)/Rds(读取晶体管)
其中“读取晶体管”是在步骤3期间跨其来测量电压的除校准晶体管以外的晶体管，其中“V(读取晶体管)”是在步骤3期间测量的跨“读取晶体管”的电压，并且其中“Rds(读取晶体管)”是在SVPWM的先前扇区期间在该扇区被校准时计算的“读取晶体管”的漏极到源极电阻。
6.将针对其余晶体管的相电流计算为：
Iother＝-[Iphase(校准晶体管)+Iphase(读取晶体管)]
注意，在SVPWM扇区的第二时段期间所测量的值应当被同时、基本同时或在时间上尽可能接近(例如，1μs或更小；电机10的电感更强并且DC电压VCC更高)地测量。该测量涉及由放大/滤波/数字化块14对所测量的值进行数字化，并且这些值可以被采样一次以产生其数字化版本，或者可以被采样多次并且那些样本被平均、滤波、抖动(dithered)等，以产生数字化版本。
另外，在SVPWM扇区的第三时段期间所测量的值应当被同时、基本同时或在时间上尽可能接近地测量。该测量涉及由放大/滤波/数字化块14对所测量的值进行数字化，并且这些值可以被采样一次以产生其数字化版本，或者可以被采样多次并且那些样本被平均、滤波、抖动等，以产生数字化版本。
在SVPWM扇区的第四时段期间所测量的值应当被同时、基本同时或在时间上尽可能接近地测量。该测量涉及由放大/滤波/数字化块14对所测量的值进行数字化，并且这些值可以被采样一次以产生其数字化版本，或者可以被采样多次并且那些样本被平均、滤波、抖动等，以产生数字化版本。
下面示出了概述在使用第一技术时，对于SVPWM的每个扇区，哪个晶体管是校准晶体管而哪些晶体管是读取晶体管的图表。
Figure BDA0002311185870000081
注意，在这个图表中，考虑到每个扇区中可用的两个最大占空比，执行对要在第四时段期间被读取的第二个晶体管(例如，扇区1中的MN4、扇区2中的MN2、扇区3中的MN6、扇区4中的MN4、扇区5中的MN2、以及扇区6中的MN6)的选择。可以选择另一晶体管(例如，在扇区1的情况下为MN6)，但是其占空比可能不足够长来完成跨该晶体管的电压的采样。这样，本领域技术人员应当认识到，该图表示出了基于该目标的待被读取晶体管的优化选择，并且根据不同目标，或者在使用不同的PWM调制技术(与SVPWM相反)的情况下，其他选择也是可能的。
从图表中可以理解，所使用的最旧的校准的漏极到源极电阻是三个扇区旧的。
现在将参考图3A-图3F以图形和数学方式示出该第一技术的整个周期。
A.第一SVPWM扇区
现在转到第一SVPWM扇区，相电流确定技术在七个时段P1-P7上持续。从第二时段的开始直到第六时段的结束，Ul为高(可以看出，其使得MN2接通)，从第三时段的开始到第五时段的结束，Vl为高(可以看到，其使得MN4接通)，并且在第四时段期间，Wl为高(可以看出，其使得MN6接通)。Wh、Vh和Uh是Wl、Vl和Ul的互补，因此晶体管MN1、MN3、MN5的操作与上述晶体管MN2、MN4、MN6的操作互补。
在第一SVPWM扇区期间，如下计算相电流Iu、Iv、Iw，其中应当理解，放大/滤波/数字化块14在以下描述的测量步骤中对Vshunt以及Vu、Vv和Vw进行数字化和调节，并且微控制器13进而生成控制信号Uh、Ul、Vh、Vl、Wh和Wl。
在第二时段期间，分流电压Vshunt跨分流电阻器Rsh而被测量，并且在此处于为Vu2_sh的值，并且电压Vu被测量，并且处于-Vu2_mos。据此，MN2的漏极到源极电压可以被计算为：
Figure BDA0002311185870000101
在第四时段期间，测量电压Vu和Vv，并且在此，电压Vu和Vv分别处于为Vu4_mos和Vv4_mos的值。现在，可以计算相电流Iu、Iv和Iw。具体地，具有RdsMN2的值，相电流Iu可以被计算为：
Iu＝Vu4_mos/RdsMN2
具有来自上一次计算该值的值RdsMN4，相电流Iv可以被计算为：
Iv＝Vv4_mos/RdsMN4
由于相电流Iu、Iv和Iw之和为零，因此Iw可以被计算为：
Iw＝-(Vu4_mos/RdsMN2+Vv4_mos/RdsMN4)
在第二时段期间所测量的Vshunt和Vu的值应当同时、基本同时或在时间上尽可能接近地测量。另外，该测量涉及由放大/滤波/数字化块14对Vshunt和Vu的模拟值进行数字化，并且这些模拟值可以被采样一次以产生Vshunt和Vu的数字化版本，或者可以被采样多次并且那些样本被平均以产生Vshunt和Vu的数字化版本。
类似地，在第四时段期间所测量的Vu和Vv的值应当被同时、基本同时或在时间上尽可能接近地测量。另外，该测量涉及由放大/滤波/数字化块14对Vu和Vv的模拟值进行数字化，并且这些模拟值可以被采样一次以产生Vu和Vv的数字化版本，或者可以被采样多次并且那些样本被平均以产生Vu和Vv的数字化版本。
B.第二SVPWM扇区
现在转到第二SVPWM扇区，相电流确定技术在七个时段P1-P7上持续。可以看出，从第三时段的开始直到第五时段的结束，Ul为高(使得MN2接通)，从第二时段的开始到第六时段的结束，Vl为高(使得MN4接通)，并且在第四时段期间，Wl为高(使得MN6接通)。Wh、Vh和Uh是Wl、Vl和Ul的互补，因此晶体管MN1、MN3、MN5的操作与上述晶体管MN2、MN4、MN6的操作互补。
在第二SVPWM扇区期间，如下计算相电流Iu、Iv、Iw，其中应当理解，放大/滤波/数字化块14在以下描述的测量步骤中对Vshunt以及Vu、Vv和Vw进行数字化和调节，并且微控制器13进而生成控制信号Uh、Ul、Vh、Vl、Wh和Wl。
在第二时段期间，跨分流电阻器Rsh测量分流电压Vshunt，并且在此，分流电压Vshunt处于为Vv2_sh的值，并且测量电压Vv，并且电压Vv处于-Vv2_mos。据此，MN4的漏极到源极电压可以被计算为：
Figure BDA0002311185870000111
在第四时段期间，测量电压Vu和Vv，并且在此，电压Vu和Vv分别处于为Vu4_mos和Vv4_mos的值。现在，可以计算相电流Iu、Iv和Iw。具体地，具有RdsMN4的值，相电流Iv可以被计算为：
Iv＝Vv4_mos/RdsMN4
具有来自SVPWM的第一扇区的值RdsMN2，相电流Iu可以被计算为：
Iu＝Vu4_mos/RdsMN2
由于相电流Iu、Iv和Iw之和为零，因此Iw可以被计算为：
Iw＝-(Vu4_mos/RdsMN2+Vv4_mos/RdsMN4)
在第二时段期间所测量的Vshunt和Vv的值应当被同时、基本同时或在时间上尽可能接近地测量。另外，该测量涉及由放大/滤波/数字化块14对Vshunt和Vu的模拟值进行数字化，并且这些模拟值可以被采样一次以产生Vshunt和Vv的数字化版本，或者可以被采样多次并且那些样本被平均以产生Vshunt和Vv的数字化版本。
类似地，在第四时段期间所测量的Vu和Vv的值应当被同时、基本同时或在时间上尽可能接近地测量。另外，该测量涉及由放大/滤波/数字化块14对Vu和Vv的模拟值进行数字化，并且这些模拟值可以被采样一次以产生Vu和Vv的数字化版本，或者可以被采样多次并且那些样本被平均以产生Vu和Vv的数字化版本。
C.第三SVPWM扇区
现在转到第三SVPWM扇区，相电流确定技术在七个时段P1-P7上持续。可以看出，在第四时段期间，Ul为高(使得MN2接通)，从第二时段的开始到第六时段的结束，Vl为高(使得MN4接通)，并且从第三时段的开始到第五时段的结束，Wl为高(使得MN6接通)。Wh、Vh和Uh是Wl、Vl和Ul的互补，因此晶体管MN1、MN3、MN5的操作与上述晶体管MN2、MN4、MN6的操作互补。
在第三SVPWM扇区期间，如下计算相电流Iu、Iv、Iw，其中应当理解，放大/滤波/数字化块14在以下描述的测量步骤中对Vshunt以及Vu、Vv和Vw进行数字化和调节，并且微控制器13进而生成控制信号Uh、Ul、Vh、Vl、Wh和Wl。
在第二时段期间，跨分流电阻器Rsh测量分流电压Vshunt，并且在此，分流电压Vshunt处于为Vv2_sh的值，并且测量电压Vv，并且电压Vv处于-Vv2_mos。据此，MN4的漏极到源极电压可以被计算为：
Figure BDA0002311185870000121
在第四时段期间，测量电压Vv和Vw，并且在此，电压Vv和Vw分别处于为Vv4_mos和Vw4_mos的值。现在，可以计算相电流Iu、Iv和Iw。具体地，具有RdsMN4的值，相电流Iv可以被计算为：
Iv＝Vv4_mos/RdsMN4
具有来自SVPWM的在先扇区的值RdsMN6，相电流Iw可以被计算为：
Iw＝Vw4_mos/RdsMN6
由于相电流Iu、Iv和Iw之和为零，因此Iu可以被计算为：
Iu＝-(Vv4_mos/RdsMN4+Vw4_mos/RdsMN6)
在第二时段期间所测量的Vshunt和Vv的值应当被同时、基本同时或在时间上尽可能接近地测量。另外，该测量涉及由放大/滤波/数字化块14对Vshunt和Vu的模拟值进行数字化，并且这些模拟值可以被采样一次以产生Vshunt和Vv的数字化版本，或者可以被采样多次并且那些样本被平均以产生Vshunt和Vv的数字化版本。
类似地，在第四时段期间所测量的Vv和Vw的值应当被同时、基本同时或在时间上尽可能接近地测量。另外，该测量涉及由放大/滤波/数字化块14对Vv和Vw的模拟值进行数字化，并且这些模拟值可以被采样一次以产生Vv和Vw的数字化版本，或者可以被采样多次并且那些样本被平均以产生Vv和Vw的数字化版本。
D.第四SVPWM扇区
现在转到第四SVPWM扇区，相电流确定技术在七个时段P1-P7上持续。可以看出，在第四时段期间，Ul为高(使得MN2接通)，从第三时段的开始到第五时段的结束，Vl为高(使得MN4接通)，并且从第二时段的开始到第六时段的结束，Wl为高(使得MN6接通)。Wh、Vh和Uh是Wl、Vl和Ul的互补，因此晶体管MN1、MN3、MN5的操作与上述晶体管MN2、MN4、MN6的操作互补。
在第四SVPWM扇区期间，如下计算相电流Iu、Iv、Iw，其中应当理解，放大/滤波/数字化块14在以下描述的测量步骤中对Vshunt以及Vu、Vv和Vw进行数字化和调节，并且微控制器13进而生成控制信号Uh、Ul、Vh、Vl、Wh和Wl。
在第二时段期间，跨分流电阻器Rsh测量分流电压Vshunt，并且在此，分流电压Vshunt处于为Vw2_sh的值，并且测量电压Vw，并且在此，电压Vw处于为Vw2_mos的值。据此，MN6的漏极到源极电阻可以被计算为：
Figure BDA0002311185870000131
在第四时段期间，测量电压Vv，并且在此，电压Vv处于为Vv4_mos的值，并且测量电压Vw，并且在此，电压Vw处于为Vw4_mos的值。现在，具有RdsMN6的值，并且具有来自在先SVPWM扇区的RdsMN4的值，相电流Iv可以被计算为：
Iv＝Vv4_mos/RdsMN4
进而，相电流Iw可以被计算为：
Iw＝Vw4_mos/RdsMN6
由于相电流Iu、Iv和Iw之和为零，因此Iu可以被计算为：
Iu＝-(Vv4_mos/RdsMN4+Vw4_mos/RdsMN6)
在第二时段期间所测量的Vshunt和Vw的值应当被同时、基本同时或在时间上尽可能接近地测量。另外，该测量涉及由放大/滤波/数字化块14对Vshunt和Vw的模拟值进行数字化，并且这些模拟值可以被采样一次以产生Vshunt和Vw的数字化版本，或者可以被采样多次并且那些样本被平均以产生Vshunt和Vw的数字化版本。
在第四时段期间所测量的Vv和Vw的值应当被同时、基本同时或在时间上尽可能接近地测量。另外，该测量涉及由放大/滤波/数字化块14对Vv和Vw的模拟值进行数字化，并且这些模拟值可以被采样一次以产生Vv和Vw的数字化版本，或者可以被采样多次并且那些样本被平均以产生Vv和Vw的数字化版本。
E.第五SVPWM扇区
现在转到第五SVPWM扇区，相电流确定技术在七个时段P1-P7上持续。可以看出，从第三时段的开始到第五时段的结束，Ul为高(使得MN2接通)，在第四时段期间，Vl为高(使得MN4接通)，并且从第二时段的开始到第六时段的结束，Wl为高(使得MN6接通)。Wh、Vh和Uh是Wl、Vl和Ul的互补，因此晶体管MN1、MN3、MN5的操作与上述晶体管MN2、MN4、MN6的操作互补。
在第五SVPWM扇区期间，如下计算相电流Iu、Iv、Iw，其中应当理解，放大/滤波/数字化块14在以下描述的测量步骤中对Vshunt以及Vu、Vv和Vw进行数字化和调节，并且微控制器13进而生成控制信号Uh、Ul、Vh、Vl、Wh和Wl。
在第二时段期间，跨分流电阻器Rsh测量分流电压Vshunt，并且在此，分流电压Vshunt处于为Vw2_sh的值，并且测量电压Vw，并且在此，电压Vw处于为Vw2_mos的值。据此，MN6的漏极到源极电阻可以被计算为：
Figure BDA0002311185870000151
在第四时段期间，测量电压Vu，并且在此，电压Vu处于为Vu4_mos的值，并且测量电压Vw，并且在此，电压Vw处于为Vw4_mos的值。现在，具有RdsMN6的值，并且具有来自在先SVPWM扇区的RdsMN2的值，相电流Iv可以被计算为：
Iu＝Vu4_mos/RdsMN2
进而，相电流Iw可以被计算为：
Iw＝Vw4_mos/RdsMN6
由于相电流Iu、Iv和Iw之和为零，因此Iv可以被计算为：
Iv＝-(Vu4_mos/RdsMN2+Vw4_mos/RdsMN6)
在第二时段期间所测量的Vshunt和Vw的值应当被同时、基本同时或在时间上尽可能接近地测量。另外，该测量涉及由放大/滤波/数字化块14对Vshunt和Vw的模拟值进行数字化，并且这些模拟值可以被采样一次以产生Vshunt和Vw的数字化版本，或者可以被采样多次并且那些样本被平均以产生Vshunt和Vw的数字化版本。
在第四时段期间所测量的Vu和Vw的值应当被同时、基本同时或在时间上尽可能接近地测量。另外，该测量涉及由放大/滤波/数字化块14对Vu和Vw的模拟值进行数字化，并且这些模拟值可以被采样一次以产生Vu和Vw的数字化版本，或者可以被采样多次并且那些样本被平均以产生Vu和Vw的数字化版本。
F.第六SVPWM扇区
现在转到第六SVPWM扇区，相电流确定技术在七个时段P1-P7上持续。可以看出，从第二时段的开始到第六时段的结束，Ul为高(使得MN2接通)，在第四时段期间，Vl为高(使得MN4接通)，并且从第三时段的开始到第五时段的结束，Wl为高(使得MN6接通)。Wh、Vh和Uh是Wl、Vl和Ul的互补，因此晶体管MN1、MN3、MN5的操作与上述晶体管MN2、MN4、MN6的操作互补。
在第六SVPWM扇区期间，如下计算相电流Iu、Iv、Iw，其中应当理解，放大/滤波/数字化块14在以下描述的测量步骤中对Vshunt以及Vu、Vv和Vw进行数字化和调节，并且微控制器13进而生成控制信号Uh、Ul、Vh、Vl、Wh和Wl。
在第二时段期间，跨分流电阻器Rsh测量分流电压Vshunt，并且在此，分流电压Vshunt处于为Vu2_sh的值，并且测量电压Vu，并且在此，电压Vu处于为Vu2_mos的值。据此，MN2的漏极到源极电阻可以被计算为：
Figure BDA0002311185870000161
在第四时段期间，测量电压Vu，并且在此，电压Vu处于为Vu4_mos的值，并且测量电压Vw，并且在此，电压Vw处于为Vw4_mos的值。现在，具有RdsMN2的值，并且具有来自在先SVPWM扇区的RdsMN6的值，相电流Iu可以被计算为：
Iu＝Vu4_mos/RdsMN2
进而，相电流Iw可以被计算为：
Iw＝Vw4_mos/RdsMN6
由于相电流Iu、Iv和Iw之和为零，因此Iv可以被计算为：
Iv＝-(Vu4_mos/RdsMN2+Vw4_mos/RdsMN6)
在第二时段期间所测量的Vshunt和Vu的值应当被同时、基本同时或在时间上尽可能接近地测量。另外，该测量涉及由放大/滤波/数字化块14对Vshunt和Vu的模拟值进行数字化，并且这些模拟值可以被采样一次以产生Vshunt和Vu的数字化版本，或者可以被采样多次并且那些样本被平均以产生Vshunt和Vu的数字化版本。
在第四时段期间所测量的Vu和Vw的值应当被同时、基本同时或在时间上尽可能接近地测量。另外，该测量涉及由放大/滤波/数字化块14对Vu和Vw的模拟值进行数字化，并且这些模拟值可以被采样一次以产生Vu和Vw的数字化版本，或者可以被采样多次并且那些样本被平均以产生Vu和Vw的数字化版本。
第一技术的变型(用于低电机速度)
鉴于以上关于第一技术如何工作的详细公开，下面是概述在电机速度低的情况下要被使用的第一技术的变型的图表。除针对SVPWM的一些扇区的读取晶体管发生变化之外，该技术保持相同。因此，仅给出该变型的图表，因为(受益于上述公开内容的)本领域技术人员将很好地理解如何实现第一技术的该变型。
Figure BDA0002311185870000171
第一技术(成本较低的变型)
鉴于以上关于第一技术如何工作的详细公开，以下是概述第一技术的第一变型的图表，其中从未测量相中的一相的电压。
Figure BDA0002311185870000172
第二技术
现在将描述第二技术。一般而言，该技术通过以下来工作：在SVPWM的每个扇区的第二时段期间测量Vshunt、以及电压Vu、Vv、Vw之一，并且从那两个所测量的电压来计算跨其来测量电压Vu、Vv或Vw的晶体管(例如，MN2、MN4、MN6)的漏极到源极电阻——该漏极到源极电阻可以被称为针对SVPWM的该扇区的第一经校准的漏极到源极电阻，并且对应的晶体管可以被称为第一校准晶体管。
接下来，在SVPWM的每个扇区的第三时段期间，该技术将继续再次测量Vshunt，跨第一校准晶体管来测量对应的电压Vu、Vv或Vw，并且跨下一待校准晶体管(其可以称为第二校准晶体管)来测量电压Vu、Vv或Vw。从这三个所测量的电压，第二校准晶体管的漏极到源极电阻可以被计算，并且可以称为第二经校准的漏极到源极电阻。
然后，在SVPWM的每个扇区的第四时段期间，再次测量在第三时段期间所测量的电压Vu、Vv或Vw。与在SVPWM的每个扇区的第四时段期间所读取的电压相对应的晶体管可以被称为读取晶体管。
使用第一经校准的漏极到源极电阻以及在第四时段期间再次测量的跨第一校准晶体管的电压，计算流过第一校准晶体管的相电流。然后，使用第二经校准的漏极到源极电阻和在第四时段期间再次测量的跨第二校准晶体管的电压，计算流过第二校准晶体管的相电流。最后，由于已知相电流之和为零，因此从针对SVPWM的该扇区的两个所计算的相电流，可以计算其余相电流。
因此，可以通过以下步骤简要总结第二技术：
1.在SVPWM扇区的第二时段期间，测量Vshunt和与跨待校准的第一个晶体管的电压相对应的相电压(Vu、Vv或Vw)。
2.将第一校准晶体管(MN2、MN4或MN6)的经校准的漏极到源极电阻RDS计算为：
Figure BDA0002311185870000181
其中“第一校准晶体管”是在SVPWM的该扇区期间被校准的第一个晶体管，“Rshunt”是电阻器Rshunt的电阻，“Vshunt2”是在SVPWM的该扇区的第二时段期间跨Rshunt的电压，并且“V1phase2”是在SVPWM的该扇区的第二时段期间跨第一校准晶体管的电压。
3.在SVPWM扇区的第三时段期间，测量Vshunt、与跨第一校准晶体管的电压相对应的相电压(Vu、Vv或Vw)、以及与跨晶体管(MN2、MN4或MN6)中的另一晶体管的电压相对应的相电压(Vu、Vv或Vw)，该另一晶体管将成为第二校准晶体管。
4.将第二校准晶体管(MN2、MN4或MN6)的经校准的漏极到源极电阻RDS计算为：
Figure BDA0002311185870000191
其中“第二校准晶体管”是在VSPWM的该扇区期间被校准的第二个晶体管，“Rshunt”是电阻器Rshunt的电阻，“Vshunt3”是在SVPWM的该扇区的第三时段期间跨Rshunt的电压，“V1phase3”是在SVPWM的该扇区的第三时段期间跨第一校准晶体管的电压，并且“V2phase3”是在SVPWM的该扇区的第三时段期间跨第二校准晶体管的电压。
5.在该SVPWM扇区的第四时段期间，测量跨第一校准晶体管和第二校准晶体管(MN2、MN4或MN6)的电压。
6.将针对第一校准晶体管的相电流计算为：
Iphase(第一校准晶体管)＝V1phase4/Rds(第一校准晶体管)其中“第一校准晶体管”是在SVPWM的该扇区期间被校准的第一个晶体管，并且“V1phase4”是在SVPWM的该扇区的第四时段期间跨第一校准晶体管的电压。
7.将第二校准晶体管的相电流计算为：
Iphase(第二校准晶体管)＝V2phase4/Rds(第二校准晶体管)其中“第二校准晶体管”是在SVPWM的该扇区期间被校准的第二个晶体管，并且“V2phase4”是在SVPWM的该扇区的第四时段期间跨第二校准晶体管的电压。
8.将针对其余晶体管的相电流计算为：
Iphase(其余晶体管)＝-[Iphase(第一校准晶体管)+Iphase(第二校准晶体管)]
注意，在SVPWM扇区的第二时段期间所测量的值应当被同时、基本同时或在时间上尽可能接近地测量。该测量涉及由放大/滤波/数字化块14对所测量的值进行数字化，并且这些值可以被采样一次以产生其数字化版本，或者可以被采样多次并且那些样本被平均以产生数字化版本。
另外，在SVPWM扇区的第三时段期间所测量的值应当被同时、基本同时或在时间上尽可能接近地测量。该测量涉及由放大/滤波/数字化块14对所测量的值进行数字化，并且这些值可以被采样一次以产生其数字化版本，或者可以被采样多次、并且那些样本被平均以产生数字化版本。
在SVPWM扇区的第四时段期间所测量的值应当被同时、基本同时或在时间上尽可能接近地测量。该测量涉及由放大/滤波/数字化块14对所测量的值进行数字化，并且这些值可以被采样一次以产生其数字化版本，或者可以被采样多次、并且那些样本被平均以产生数字化版本。
下面示出了概述在使用第二技术时，对于SVPWM的每个扇区，哪些晶体管是校准晶体管而哪些晶体管是读取晶体管的图表。
Figure BDA0002311185870000201
图4中示出了用于该第二技术的示例SVPWM扇区。在此，示出了第四SVPWM，并且相电流确定技术在七个时段P1-P7上持续。可以看出，从第二时段的开始到第六时段的结束，Wl为高(使得MN6接通)，从第三时段的开始到第五时段的结束，Vl为高(使得MN4接通)，并且在第四时段期间，Wl为高。Wh、Vh和Uh是Wl、Vl和Ul的互补，因此晶体管MN1、MN3、MN5的操作与上述晶体管MN2、MN4、MN6的操作互补。
在第四SVPWM扇区期间，如下计算相电流Iu、Iv、Iw，其中应当理解，放大/滤波/数字化块14在以下描述的测量步骤中对Vshunt以及Vu、Vv和Vw进行数字化和调节，并且微控制器13进而生成控制信号Uh、Ul、Vh、Vl、Wh和Wl。
在第二时段期间，跨分流电阻器Rsh来测量分流电压Vshunt，并且在此，分流电压Vshunt处于为Vw2_sh的值，并且测量电压Vw，并且在此，电压Vw处于为Vw2_mos的值。据此，MN6的漏极到源极电阻可以被计算为：
Figure BDA0002311185870000211
在第三时段期间，测量分流电压Vshunt，并且在此，分流电压Vshunt处于为Vu3_sh的值，测量电压Vv，并且在此，电压Vv处于为Vv3_mos的值，并且测量电压Vw，并且在此，电压Vw处于为Vw3_mos的值。据此，MN4的漏极到源极电阻可以被计算为：
Figure BDA0002311185870000212
在第四时段期间，测量电压Vv，并且在此，电压Vv处于为Vv4_mos的值，并且测量电压Vw，并且在此，电压Vw处于为Vw4_mos的值。现在，具有RdsMN6和RdsMN4的值，相电流Iv可以被计算为：
Iv＝Vv4_mos/RdsMN4
进而，相电流Iw可以被计算为：
Iw＝Vw4_mos/RdsMN6
由于相电流Iu、Iv和Iw之和为零，因此Iu可以被计算为：
Iu＝-(Vv4_mos/RdsMN4+Vw4_mos/RdsMN6)
在第二时段期间所测量的Vshunt和Vw的值应当被同时、基本同时或在时间上尽可能接近地测量。另外，该测量涉及由放大/滤波/数字化块14对Vshunt和Vw的模拟值进行数字化，并且这些模拟值可以被采样一次以产生Vshunt和Vw的数字化版本，或者可以被采样多次、并且那些样本被平均以产生Vshunt和Vw的数字化版本。
类似地，在第三时段期间所测量的Vshunt、Vv和Vw的值应当被同时、基本同时或在时间上尽可能接近地测量。另外，该测量涉及由放大/滤波/数字化块14对Vshunt、Vv和Vw的模拟值进行数字化，并且这些模拟值可以被采样一次以产生Vshunt、Vv和Vw的数字化版本，或者可以被采样多次、并且那些样本被平均以产生Vshunt、Vv和Vw的数字化版本。
同样，在第四时段期间所测量的Vv和Vw的值应当被同时、基本同时或在时间上尽可能接近地测量。另外，该测量涉及由放大/滤波/数字化块14对Vv和Vw的模拟值进行数字化，并且这些模拟值可以被采样一次以产生Vv和Vw的数字化版本，或者可以被采样多次、并且那些样本被平均以产生Vv和Vw的数字化版本。
第二技术(较低成本的变型)
鉴于以上关于第二技术如何工作的详细公开，以下是概述第二技术的第一变型的图表，其中从未测量相中的一个相的电压，并且其中未在每个时段校准两个晶体管。
Figure BDA0002311185870000221
适用于第一技术和第二技术的一般注释
尽管已经相对于跨低侧晶体管的电压的测量以及低侧晶体管的漏极到源极电阻的确定描述了上述技术，但是本领域技术人员将理解，这些技术同样适用于高侧晶体管。
与利用每个相绕组一个分流器或每个相绕组两个分流器的现有技术系统相比，本文中公开的技术提供了减小的功率损耗，减小的生产成本以及消除了三相逆变器桥中的不对称性。
与也利用一个分流器的现有技术系统相比，本文中公开的技术消除了在边界条件下读取电压时遇到的困难，并且提供了对两个相电压的同时或基本同时的采样(以允许更准确的结果)。
此外，应当注意，上述技术可以应用于其他PWM模式，诸如正弦波、三次谐波、不连续SVPWM等。尽管在什么时段期间进行哪些测量可以改变，但是上述晶体管校准的概念仍然有效。
尽管已经相对于有限数目的实施例描述了本公开，但是受益于本公开的本领域技术人员将理解，可以设想不脱离如本文中公开的本公开的范围的其他实施例。因此，本公开的范围应当仅由所附权利要求限制。

Claims (13)

1.一种用以耦合到电机的三个相绕组的DC-AC逆变器系统，所述逆变器系统包括：
第一开关支路，耦合在DC电源电压节点与中间节点之间，所述第一开关支路具有用以耦合到所述电机的第一相绕组的第一端子；
第二开关支路，耦合在所述DC电源电压节点与所述中间节点之间，所述第二开关支路具有用以耦合到所述电机的第二相绕组的第二端子；
第三开关支路，耦合在所述DC电源电压节点与所述中间节点之间，所述第三开关支路具有用以耦合到所述电机的第三相绕组的第三端子；
分流电阻器，耦合在所述中间节点与接地之间；
控制电路，被配置为根据空间矢量脉宽调制(SVPWM)方案，向所述第一开关支路、所述第二开关支路和所述第三开关支路施加控制信号，以使得所述逆变器系统利用三相AC功率信号来驱动所述电机的所述第一相绕组、所述第二相绕组和所述第三相绕组；
其中所述SVPWM方案被划分为六个扇区，其中每个扇区被划分为多个时段；
其中所述控制电路被配置为在所述SVPWM方案的至少一些扇区期间：
在第二时段期间：
测量跨所述分流电阻器的分流电压；以及
测量第一校准晶体管的漏极到源极电压，所述第一校准晶体管是给定开关支路的晶体管；
在第四时段期间：
测量所述第一校准晶体管的所述漏极到源极电压；以及
测量被测量晶体管的漏极到源极电压，所述被测量晶体管是下一开关支路的晶体管；
根据所述分流电阻器的电阻、在所述第二时段期间所测量的所述第一校准晶体管的所述漏极到源极电压、以及在所述第二时段期间所测量的所述分流电压，确定所述第一校准晶体管的漏极到源极电阻；
根据在所述第四时段期间所测量的所述第一校准晶体管的所述漏极到源极电压、以及所述第一校准晶体管的所述漏极到源极电阻，确定耦合到所述给定开关支路的给定相绕组的相电流；
根据在所述第四时段期间所测量的所述被测量晶体管的所述漏极到源极电压、以及从所述SVPWM方案的在先扇区已知的所述被测量晶体管的漏极到源极电阻，确定耦合到所述下一开关支路的下一相绕组的相电流；以及
根据所述给定相绕组的所述相电流和所述下一相绕组的所述相电流，确定耦合到其余开关支路的其余相绕组的相电流。
2.根据权利要求1所述的DC-AC逆变器系统，其中所述第一校准晶体管是所述给定开关支路的低侧晶体管；并且其中所述被测量晶体管是所述下一开关支路的低侧晶体管。
3.根据权利要求1所述的DC-AC逆变器系统，其中所述控制电路将所述第一校准晶体管的所述漏极到源极电阻确定为：
Figure FDA0002311185860000021
其中Rshunt是所述分流电阻器的电阻，V1phase2是在所述第二时段期间所测量的所述第一校准晶体管的所述漏极到源极电压，并且Vshunt2是在所述第二时段期间所测量的所述分流电压。
4.根据权利要求3所述的DC-AC逆变器系统，其中所述控制电路将所述给定相绕组的所述相电流确定为：
Iphase1＝V1phase4/Rds(校准晶体管)
其中V1phase4是在所述第四时段期间所测量的所述第一校准晶体管的所述漏极到源极电压，并且Rds(校准晶体管)是所述第一校准晶体管的所述漏极到源极电阻。
5.根据权利要求4所述的DC-AC逆变器系统，其中所述控制电路将所述下一相绕组的所述相电流确定为：
Iphase2＝V2phase4/Rds(被测量晶体管)
其中V2phase4是在所述第四时段期间所测量的所述被测量晶体管的所述漏极到源极电压，并且Rds(被测量晶体管)是从在先的SVPWM扇区已知的所述被测量晶体管的所述漏极到源极电阻。
6.根据权利要求5所述的DC-AC逆变器系统，其中所述控制电路将所述其余相绕组的所述相电流确定为：
Iphase3＝-(Iphase1+Iphase2)。
7.一种用以耦合到电机的三个相绕组的DC-AC逆变器系统，所述逆变器系统包括：
第一开关支路，耦合在DC电源电压节点与中间节点之间，所述第一开关支路具有用以耦合到所述电机的第一相绕组的第一端子；
第二开关支路，耦合在所述DC电源电压节点与所述中间节点之间，所述第二开关支路具有用以耦合到所述电机的第二相绕组的第二端子；
第三开关支路，耦合在所述DC电源电压节点与所述中间节点之间，所述第三开关支路具有用以耦合到所述电机的第三相绕组的第三端子；
分流电阻器，耦合在所述中间节点与接地之间；
控制电路，被配置为根据空间矢量脉宽调制(SVPWM)方案，向所述第一开关支路、所述第二开关支路和所述第三开关支路施加控制信号，以使得所述逆变器系统利用三相AC功率信号来驱动所述电机的所述第一相绕组、所述第二相绕组和所述第三相绕组；
其中所述SVPWM方案被划分为六个扇区，其中每个扇区被划分为多个时段；
其中所述控制电路被配置为在所述SVPWM方案的至少一些扇区期间：
在第二时段期间：
测量跨所述分流电阻器的分流电压；以及
测量第一校准晶体管的漏极到源极电压，所述第一校准晶体管是给定开关支路的晶体管；
在第三时段期间：
测量跨所述分流电阻器的分流电压；
测量第二校准晶体管的漏极到源极电压，所述第二校准晶体管是下一开关支路的晶体管；
测量所述第一校准晶体管的所述漏极到源极电压；
在第四时段期间：
测量所述第一校准晶体管的所述漏极到源极电压；
测量所述第二校准晶体管的所述漏极到源极电压；以及
测量被测量晶体管的漏极到源极电压，所述被测量晶体管是其余开关支路的晶体管；
根据所述分流电阻器的电阻、在所述第二时段期间所测量的所述第一校准晶体管的所述漏极到源极电压、以及在所述第二时段期间所测量的所述分流电压，确定所述第一校准晶体管的漏极到源极电阻；
根据所述分流电阻器的电阻、所述第一校准晶体管的所述漏极到源极电阻、在所述第四时段期间所测量的所述第一校准晶体管的所述漏极到源极电压、在所述第四时段期间所测量的所述第二校准晶体管的所述漏极到源极电压、以及在所述第四时段期间所测量的所述分流电压，确定所述第二校准晶体管的漏极到源极电阻；
根据在所述第四时段期间所测量的所述第一校准晶体管的所述漏极到源极电压、以及所述第一校准晶体管的所述漏极到源极电阻，确定耦合到所述给定开关支路的给定相绕组的相电流；
根据在所述第四时段期间所测量的所述第二校准晶体管的所述漏极到源极电压、以及所述第二校准晶体管的所述漏极到源极电阻，确定耦合到所述下一开关支路的下一相绕组的相电流；以及
根据所述给定相绕组的所述相电流和所述下一相绕组的所述相电流，确定耦合到所述其余开关支路的其余相绕组的相电流。
8.根据权利要求7所述的DC-AC逆变器系统，其中所述第一校准晶体管是所述给定开关支路的低侧晶体管；其中所述第二校准晶体管是所述下一开关支路的低侧晶体管；并且其中所述被测量晶体管是所述下一开关支路的低侧晶体管。
9.根据权利要求7所述的DC-AC逆变器系统，其中所述控制电路将所述第一校准晶体管的所述漏极到源极电阻确定为：
Figure FDA0002311185860000051
其中Rshunt是所述分流电阻器的电阻，V1phase2是在所述第二时段期间所测量的所述第一校准晶体管的所述漏极到源极电压，并且Vshunt2是在所述第二时段期间所测量的所述分流电压。
10.根据权利要求9所述的DC-AC逆变器系统，其中所述控制电路将所述给定相绕组的所述相电流确定为：
Iphase1＝V1phase4/Rds(第一校准晶体管)
其中V1phase4是在所述第四时段期间所测量的所述第一校准晶体管的所述漏极到源极电压，并且Rds(第一校准晶体管)是所述第一校准晶体管的所述漏极到源极电阻。
11.根据权利要求10所述的DC-AC逆变器系统，其中所述控制电路将所述第二校准晶体管的所述漏极到源极电阻确定为：
Figure FDA0002311185860000052
其中V3phase3是在所述第三时段期间所测量的所述第二校准晶体管的所述漏极到源极电压，V1phase3是在所述第三时段期间所测量的所述第一校准晶体管的所述漏极到源极电压，Rshunt是所述分流电阻器的电阻，Vshunt3是在所述第三时段期间所测量的所述分流电压，并且Rds(第一校准晶体管)是所述第一校准晶体管的所述漏极到源极电阻。
12.根据权利要求11所述的DC-AC逆变器系统，其中所述控制电路将所述下一相绕组的所述相电流确定为：
Iphase2＝V2phase4/Rds(第二校准晶体管)
其中V2phase4是在所述第四时段期间所测量的所述第二校准晶体管的所述漏极到源极电压，并且Rds(第二校准晶体管)是所述第二校准晶体管的所述漏极到源极电阻。
13.根据权利要求12所述的DC-AC逆变器系统，其中所述控制电路将所述其余相绕组的所述相电流确定为：
Iphase3＝-(Iphase1+Iphase2)。
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