JP2008516575A - モータ駆動制御 - Google Patents

Abstract

多相ブラシレスモータは複数の状態間をスイッチングするスイッチ手段（１６）を含む単一の電流センサ駆動回路を備える。コントローラは一連の各パルス幅変調期間で前記状態間で駆動回路を切換える時間を制御するようにスイッチ手段（１６）を制御するために、パルス幅変調駆動信号を供給しそして、要求電圧パラメータセットを決定し、単一のＰＷＭ期間内で要求されるパラメータセットが、対応する２つの公称状態時間も同じ正味電圧を発生するより多数の等価の状態時間も、電流検知に充分な所定数の活動状態で所定の最小時間を費やすことを可能にしないように、要求される電圧パラメータのＰＷＭ期間を識別するように構成されている。単一のＰＷＭ期間について、各相の電流が電流センサ（２４）によって決定されるのに充分な数の活動状態で所定の最小時間を費やすことを可能にする変更状態時間が計算される。

Description

本発明は電動モータ制御、特に多相ブラシレスモータのパルス幅変調（ＰＷＭ）制御に関する。

電動モータの制御システムはモータの巻線または相を流れる電流を測定する必要があり、これは各相について別個の電流センサによって、またはＤＣ電源とブリッジ回路とモータの組み合わせとの間を流れる全瞬時電流を測定するように、回路内に配置される単一の電流センサによって行うことができる。単一の電流センサシステムでは、各相に必要な電圧を印加するスイッチのＰＷＭパターンをオフセットし、適宜のポイントで電流センサをサンプリングすることによって多相モータの相電流が導き出される。ある構成では、それによってＰＷＭパターンに制約が生じ、発生される最大基本相電圧を制限することがある。

これらの制約を克服する１つの方法は、決定される各相内にある電流について電流センサが充分にサンプルされることをスイッチング時間が許容しない場合、ＰＷＭ期間には、単に電流を測定しないことである。この技術はあるシステム、特に高い慣性、低帯域幅のシステムでは充分に動作する。しかし、高速そして、正確な制御が必要な高度に動的、低い慣性のシステムにはそれはさほど適していない。したがって本発明の目的は、単一の電流センサ駆動システムによって発生される基本相電圧の大きさを最大限にし、しかも電流センサが各ＰＷＭ期間でサンプルできることを確実にすることにある。

したがって本発明は、複数の相を含む多相ブラシレスモータ用の駆動システムであって、駆動回路を複数の状態に切換えることによって各相に印加される電位を変更するためのスイッチ手段を含む駆動回路と、巻線を流れる全瞬時電流を検知できるように接続された電流センサと、スイッチ手段を制御するためにパルス幅変調駆動信号を供給して、駆動回路が一連のパルス幅変調期間の各々で前記状態間を切換える時間を制御するようにスイッチ手段を制御し、そして、
要求される電圧パラメータセットを決定し、
ＰＷＭ期間を識別し、その期間の間、単一のＰＷＭ期間において、要求される電圧パラメータセットは、対応する２つの公称状態時間または同じ正味電圧を発生するより多数の等価の状態時間のいずれも、各相の電流が電流センサによって決定されるのに充分な所定数の活動状態に所定の最小時間が費やされないことを許容するものであり、
上記ＰＷＭ期間の間、各相の電流が電流センサによって決定されるのに充分な数の活動状態に費やされるのに十分な時間を許容する変更状態時間を計算するように構成された制御手段と、を備える駆動システムを提供する。

状態時間は状態ベクトルによって定義されてもよい。この場合は、状態時間は状態ベクトルを変更することによって変更できる。代わりに、状態時間は、駆動電流が状態間で切り換わるスイッチング時間により定義されてもよい。この場合、状態時間はスイッチング時間を識別することによって変更されることができる。

要求される電圧パラメータセットは変調度のような単一のパラメータだけを含んでいてもよく、またアルファおよびベータ電圧要求のような２つまたはそれ以上のパラメータを含んでいてもよい。

本発明はさらに、複数の相を含む多相ブラシレスモータ用駆動システムであって、駆動回路を複数の状態に切換えることによって各相に印加される電位を変更するためのスイッチ手段を含む駆動回路と、巻線を流れる全瞬時電流を検知できるように接続された電流センサと、スイッチ手段を制御するためにパルス幅変調駆動信号を供給して、駆動回路が一連のパルス幅変調期間の各々で状態間を切換える時間を制御するようにスイッチ手段を制御し、そして、
要求される電圧パラメータセットを決定し、
要求される電圧パラメータセットのいくつかの値について、公称状態時間に選択されると、要求される電圧パラメータを達成することができる２つの状態を識別し、そして、
同じ２つの状態、１つは前記所定の最小時間、他は所定の最大時間について変更状態時間を定義するように配置された制御手段と、を備える駆動システムを提供する。

ここで添付図面を参照して本発明を例としてのみで説明する。
図１を参照すると、三相ブラシレスモータ１は星形ネットワークに接続された全体的にＡ、ＢおよびＣで示される３つのモータ巻線２、４、６を備える。各コイルの一端２ａ、４ａ、６ａは各端子２ｃ、４ｃ、６ｃに接続されている。コイルの他端２ｂ、４ｂ、６ｂは互いに接続されて星形の中心７を形成している。駆動回路は三相ブリッジ８を備える。ブリッジの各アーム１０、１２、１４は給電線路２０と接地線２２との間に直列に接続された頂部トランジスタ１６および底部トランジスタ１８形態の一対のスイッチを備える。モータ巻線２、４、６は各々、各相補形の一対のトランジスタ１６、１８の間から分路されている。トランジスタ１６、１８はコントローラ２１によって制御されてオンとオフに切換えられ、各端子２ｃ、４ｃ、６ｃに供給される電位のパルス幅変調を行い、それによって各巻線２、４、６の両端間に印加される電位差を、このため巻線を流れる電流を制御する。これは順次、巻線によって発生される磁界の強度と向きを制御する。

抵抗２４の形式の電流測定デバイスがモータ１と接地との間の接地線２２内に備えられているので、コントローラ２１はすべての巻線２、４、６を流れる全電流を測定することができる。各巻線内の電流を測定するため、後により詳細に説明するように、全電流は巻線の各端子に印加される電圧が知られている（したがって識別の相の導通状態）場合、ＰＷＭ期間内の正確な瞬間にサンプルされなければならない。

最も円滑な動作を達成するため、印加される相電圧（巻線の端子２ｃ、４ｃ、６ｃと星形のポイント７との電圧間の電位差）はモータの各電気回転の１サイクルで正弦状に変化する必要がある。しかし、最大端子電圧（機械の端子２ｃ、４ｃ、６ｃの電位と、ＤＣ電源の中心点の電位との差）はＶ_ｄｅ／２であり、ただしＶ_ｄｅは正のＤＣ電源線路と接地との間の電圧差である。機械端子に正弦波電圧だけが印加された場合は、最大ピーク相電圧もＶ_ｄｅ／２となる。しかし、図２を参照すると、「過変調」と呼ばれる公知の技術を用いて有効相電圧を高めることが可能である。端子電圧は正弦変化にできるだけ接近し、その振幅Ｖ_０はＶ_ｄｅ／２よりも大きい。端子電圧は実際にはＶ_ｄｅ／２を超えることはできないので、その結果として端子電圧サイクルのピークはクリップされ、端子電圧は各サイクルの一部では±Ｖ_ｄｅ／２に留まる。図２では、端子電圧はＶ_ｄｅ／２が１として表される正規化された値として示される。

変調度はここではＶ_０／（Ｖ_ｄｅ／２）として示されており、したがって過変調の場合は１よりも大きい。
端子２ｃ、４ｃ、６ｃと星形の中心点７間の巻線の１つの両端間の電圧の変化である合成相電圧サイクルはまた図２に示される。この場合も、この電圧は正規化された振幅１を有する平滑な正弦線電圧によって発生された相電圧を表す１に正規化されている。過変調の場合でも、モータの振動とノイズを生ずることがある、ある程度の歪みがあるものの、相電圧は論理的に平滑曲線に従う。

相電圧の基本成分は、周波数がモータの電気周波数と一致する電圧の成分である。機械において有用な起動トルクを発生する役割を担う基本電流成分を生成するので、この電圧成分は重要である。本発明の目的は他の空間および時間の周波数における電圧成分の歪みの発生を最小限にしつつ、この相電圧成分を最大限にすることにある。本明細書では、達成される基本電圧の大きさは、ここではＶ_１／（Ｖ_ｄｃ／２）として定義される変調度を用いて記載されており、ただしｖ_１は実現された相電圧の基本成分の大きさである。上記の議論は三相星形接続巻線について提示されたものであるが、デルタ接続巻線のような他の巻線配置、および相数、例えば３相または６相、または４相または５相モータでさえにも同様の要因が当てはまることに留意されたい。

基本相電圧を最大限にするため、駆動における各トランジスタ（例えば三相駆動には６つのトランジスタスイッチがある）についての上昇および下降切換え事象のタイミングが最適化されなければならない。スイッチのためのデューティサイクル要求（すなわちＰＷＭ期間に対するスイッチのオンタイムとの比率）を計算するために用いられる変調アルゴリズム自体は最大有効電圧を決定しない。基本相電圧はデューティサイクル要求をスイッチングエッジ位置へと変換する最終スイッチング・アルゴリズムによってのみ限定される。１つの便利な変調アルゴリズムの形態は後により詳細に説明する空間ベクトル変調（ＳＶＭ）を使用する。しかし、（正弦−三角ＰＷＭ、トリプレン注入を伴う正弦−三角ＰＷＭ、またはＳＶＭのような）どの変調技術も最大相電圧の利用に影響を及ぼさずに等しく使用できる。異なる変調方式の利用間の主な相違は発生される電圧の歪み（非基本）成分の量である。

図３を参照すると、三相システム内の各巻線２、４、６は給電線路２０または接地線２２のいずれかだけに接続可能であり、したがって制御回路には可能な８つの状態がある。正の電圧にある相の１つを表すために１を用い、接地に接続された相を表すために０を用いると、状態１は１における相Ａ、０における相Ｂ、０における相Ｃを示す［１００］として表すことができ、状態２は［１１０］として、状態３は［０１０］として、状態４は［０１１］として、状態５は［００１］として、状態６は［１０１］として、状態０は［０００］として、また状態７は［１１１］として表される。各状態１から６は、電流がすべての巻線２、４、６を流れ、一方向では巻線の１つを、また他方向では他の２つを流れる導通状態である。状態０はすべての巻線が接地に接続されるゼロボルト状態であり、また状態７はすべての巻線が給電線路に接続されるゼロボルト状態である。

パルス幅変調を生成するために回路が制御される場合は、各相は通常は各ＰＷＭ期間に一度オン・オフに切換えられる。各状態で取られる時間の相対的な長さは各巻線内で発生される磁界の大きさと方向とを決定し、このためロータに供給される全トルクの大きさと方向とを決定する。このような時間長は上述の各種の変調アルゴリズムによって計算できる。

図４を参照すると、状態ベクトル変調システムでは、各状態で費やされる各ＰＷＭ期間における時間は空間ベクトル変調（ＳＶＭ）図において状態ベクトルとして表される。この種の図では、単一状態ベクトルはベクトルＳ１からＳ６の方向のベクトルであり、これらの各方向のベクトル長は各状態で費やされる各ＰＷＭ期間内の時間の量を表す。このことは、巻線における任意の所望電圧が電圧の大きさと方向を表す電圧ベクトルＶ＊に対応する図中のポイントとして表されることができ、また、示された例では長さがその状態で費やされる各ＰＷＭ期間内の時間を表す状態ベクトルｓ１、ｓ２の組み合わせによって発生可能であることを意味する。図５は各相Ａ、ＢおよびＣについてオンタイムがＰＷＭ周期の中心に位置する必要な電圧を達成するために利用される典型的なデューティサイクルを示している。それによって各状態１および２で費やされる２つの等しい期間が生じ、サイクルの始端と終端ですべての相がオフであることが確実にされる。

ディユーティサイクルの全体について回路がいずれか１つの状態に留まっている場合は、合成電圧は方向Ｓ１からＳ６の１つのベクトルによって表され、その長さはＰＷＭ期間Ｔ_ｐに対応する。各デューティサイクル内の異なる状態で費やされる時間の合計はＰＷＭ期間Ｔ_ｐに加算されなければならないので、理論的に達成可能な電圧ベクトルの範囲は、Ｓ１からＳ６の方向の長さＴ_ｐのベクトルのポイントを結ぶ、図４に示される六角形によって定義される。この六角形内のどのポイントも、相互に加算されると長さがＴ_ｐ未満、またはこれに等しい２つの状態ベクトルによって中心から到達可能である。このことは理論上は、ＰＷＭ期間で要求されるどの電圧ベクトルも、各々が適正な継続時間について適正に選択された２つの状態を切換えることによって達成可能であることを意味する。しかし、実際には、以下に記載するように、可能な電圧ベクトルの範囲を制限する様々な要因がある。

図６を参照すると、６つの主要な電圧ベクトルの電圧の大きさは２Ｖ_ｄｃ／３である。これは、例えば巻線の１つが給電線路に接続され、他の２つが接地に接続されている場合、巻線の１つの両端間に発生可能な最大電圧である。１００％の変調度、すなわち過変調がない正弦−三角ＰＷＭでは、基本相電圧２Ｖ_ｄｃ／２が生じ、それによって半径０．７５Ｔ_ｐの円である図示した変調度の軌跡が得られる。

前述のように、ほとんどのシステムは各相において電流センサを有する。しかし、単一の電流センサシステムの場合、さらなる制約がある。単一の電流センサを有するシステムでは、各期間内の最小時間Ｔ_ｍｉｎの間に適用される（三相システムの場合）少なくとも２つの非ゼロ状態（すなわち状態ゼロまたは７以外の状態）が必要である。この要求は本明細書では最小状態時間基準と呼ぶ。それは、すべての相において電流を決定するための電流センサ内の電流を測定するための充分な時間を可能にするためである。このことは図６の空間ベクトル図では、図内の所望のポイントに到達するにはＴ_ｍｉｎの最小長で少なくとも２つの異なるベクトルが用いられなければならないことを意味する。この制約がないと、ベクトルがどの長さでもよいことが可能ならば、図のどのポイントにも２つの公称ベクトルだけによって到達可能である。しかし、６つの主要ベクトルの１つの距離Ｔ_ｍｉｎにあるベクトル空間の領域については、２つの公称所要ベクトル成分だけではそれらの１つが短すぎるので達成不能である。その代わりに、この領域向きには、そのうちの２つの長さが少なくともＴ_ｍｉｎである３つまたはそれ以上の等価の主要ベクトル成分が用いられる。これらは２つの公称ベクトル成分と同じベクトル和を有するように選択される。その例が図６に示されており、ベクトル空間ｘにおけるポイントには２つの公称ベクトルｓ１およびｓ２によって到達可能であり、ｓ２の成分はＴ_ｍｉｎよりも大幅に短い。しかし、単一の電流センサでの検知を可能にするため、第１の成分ｓ１と、長さがＴ_ｍｉｎである第２の成分ｓ２と、Ｔ_ｍｉｎよりも短い第３の成分ｓ６とを含み等価の成分を用いてこのポイントに到達する。このことは、１つのデューティサイクルで、駆動回路は各状態Ｓ１、Ｓ２、およびＳ６で時間を費やすが、Ｓ１とＳ２の各々での時間は単一の電流センサによる電流測定を可能にするのに充分である。単一のセンサの要求によりそこで除外されるベクトル空間の唯一の部分は、領域Ｔ_ｘである。これらはＴ_ｐ−Ｔ_ｍｉｎに等しい最大時間よりも長い１つの状態時間と、Ｔ_ｍｉｎ未満の別の状態時間とに対応する領域である。実際のシステムでは、活動状態時間のＰＷＭ期間中に利用できる状態時間の量にはさらなる制限がある。これはデッドタイムまたはインターロック遅延と呼ばれる。これは相脚の上側トランジスタのオフ切換えと同じ相脚の下側トランジスタのオン切換えとの間に可能にされる時間と、相脚の下側トランジスタのオフ切換えと同じ相脚の上側トランジスタのオン切換えとの間に可能にされる同様の遅延である。このインターロック遅延の目的は、双方のトランジスタが同時にオンに切換えられ、その結果、ＤＣ母線の両端間で潜在的な損傷短絡回路になることを防止するためである。それを考慮に入れて、Ｔ_ｍｉｎは、
Ｔ_ｍａｘ＝Ｔ_ｐ−２Ｔ_ｉｄ−Ｔ_ｍｉｎ
によって得られる。
ただしＴ_ｐはＰＷＭ期間であり、
Ｔ_ｉｄはインターロック遅延である。

図６から、インターロック遅延を無視すれば、歪みが少ない相電圧に対して実現可能な最適な変調度は半径Ｔ_ｐ−Ｔ_ｍｉｎの円によって表されることが分かる。このように、達成可能な最大変調度は４／３（１−Ｔ_ｍｉｎ／Ｔ_ｐ）である。したがって例えば、ＰＷＭ期間Ｔ_ｐが４９．６μｓであれば、最小状態時間Ｔ_ｍｉｎは６．４μｓ、達成可能な最大変調度は１．１６である。しかし、相電圧のある程度の歪みを可能にできる場合は、非円形の軌道を用いることができる。このことは、要求される変調度と達成される変調度との関係が非線形になることを意味する。

図７を参照すると、変調度要求が１．３３（４／３）まで増大されると、空間ベクトルはベクトル空間の限界周囲の六角形の軌跡を表している。それによってわずかに歪んだ相電圧が生じるが、基本相電圧はわずかに上昇し、有効変調度は約１．２１である。

前述のように、ある用途では上記の限界内で、また何らの電流サンプルの損失なく単一センサシステムで利用できる変調度を増大することが望ましい。
これは変調度要求を１．３３まで増大可能にし、しかし単一センサという制約ゆえに入ることができない領域では、要求されるベクトルにできるだけ近いが、非許容領域内には位置しないベクトルを生成するように空間ベクトルを変更することによって達成可能である。ベクトルの変更は電圧波形を歪ませるので、変更の選択は歪みと、変更により達成される有効変調度の大きさとの兼ね合いである。

ベクトルを変更できる多くの方法がある。図８を参照すると、本発明の一実施形態では要求されるベクトルの大きさを従来のＳＶＭ（１．３３）で可能な最大値まで増大させることが可能である。その後、ベクトルが単一の電流センサでは非許容領域にある場合は、ベクトルが変更される。

空間ベクトルは下記のような標準の空間ベクトル変調技術を用いて計算される。
１．アルファおよびベータ電圧要求が計算され、ＤＣリンク電圧の半分を基準にして正規化される。
２．アルファ ベータ電圧の大きさが、この場合は１．３３であるＭＡＸ＿ＭＯＤＵＬＡＴＩＯＮ＿ＩＮＤＥＸ（最大変調度）に制限される。
３．電圧要求ベクトルがあるＳＶＭセクタが決定される。
４．要求電圧ベクトルに等しい合成ベクトルを生成するために、そのセクタ近傍の２つの非ゼロＳＶＭ状態の公称持続時間Ｔ_ａおよびＴ_ｂが計算される。この計算は単一電流知が使用されていないごとく行われる。
５．合成ＰＷＭパターンが存続可能であることを確実にするために、ベクトルＴ_ａおよびＴ_ｂの長さが制限される。すなわちＰＷＭ期間内で利用できる全時間を越えない合計までベクトルの長さが加算される。
６．ベクトルＴ_ａおよびＴ_ｂの長さの双方がＴ_ｍｉｎよりも長くなく、同じ合計をもたらす３つのベクトル集合がなく、Ｔ_ｍｉｎよりも長い２つのベクトルを含んでいる場合は、そのＰＷＭ期間内で実行される電流検知のためにベクトルが変更される必要があることを意味する。

公称ベクトルＶを変更ベクトルＶ’に変更する際に、要求される公称ベクトルＶが非許容領域Ｔ_ｘ内にある場合は、ベクトルの角度は保持されるが、ベクトルの長さは非許容領域Ｔ_ｘの境界上に位置するように減少される。これは２つの公称ベクトルＴ_ａおよびＴ_ｂのどちらが長く、どちらが短いかを識別し、長いほうをＴ_ｍａｘに減少して変更し、そして、他方を同じ比率だけ減少して変更することによって達成される。これは下記のアルゴリズムを用いて実行される。

最大変調度は１．３３に設定される。
図８から分かるように、それによって電流検知を可能にしない領域Ｔ_ｘ間の六角形ベクトル空間の境界８２をたどり、これらの領域Ｔ_ｘの内部境界をたどるＳＶＭ空間内の電圧軌道８０が生ずる。

図９を参照すると、本発明のさらに別の実施形態では、要求される電圧ベクトルＶが領域Ｔ_ｘ内にあれば、この場合も変更される。しかしこの場合は、変更ベクトルＶ’は同じ変調度を有する領域Ｔ_ｘの外側の最接近可能ベクトルに等しく設定される。したがってベクトルの角度および大きさは変更可能である。要求される変調度が高い場合は、Ｔ_ｍａｘよりも長い２つの公称ベクトル成分のうちの長いほうが識別され、Ｔ_ｍａｘまで減少され、また２つの公称ベクトル成分のうちの短いほうが識別され、Ｔ_ｍｉｎまで増大される。これによって図９に示される軌道が生じ、これも領域Ｔ_ｘの間のベクトル空間六角形の辺を形成する線をたどる。これらの線の終端で、変更ベクトルはより短い公称ベクトルが変化するまで一定に保たれ、要求たどるベクトルはＳＶＭ図の次のセクタに入る。この時点で、変更ベクトルは次のセクタ内の対応する線の終端まで不連続的に変化する。この方法は図８の方法よりも高い変調度を生ずるが、より大きい歪みが生ずる。

図１０を参照すると、図８に記載のように制御されるシステムでの正規化された端子電圧が正弦波に極めて近似したパターンをたどるが、各ピークと谷が平坦であり、中心に急な下り傾斜がある。図１１に示されるように、その結果、真の正弦波に非常に近く、不連続性が少なく、ある程度の調波歪みを生ずる正規化された相電圧が生ずる。基本電圧は図１１内の点線によって示される。この例では、変調度は１．３３に設定され、ＰＷＭの重複時間Ｔ_ｍｉｎはＰＷＭ期間Ｔ_ｐの２０％に設定されている。実際のシステムでは、ＰＷＭの約１０％の重複時間が予期され、その結果として生ずる歪みはより少なくなろう。

図１２を参照すると、図８のシミュレートされたシステムの最大有効変調度が、図６に示された利用可能な最大変調度を用いた標準の単一センサＳＶＭの最大有効変調度と比較されると、図８のシステムは３．５から６．５μｓのＴ_ｍｉｎの値の範囲にわたってより高い最大変調度が得られる。さらに、最大変調度は図８のシステム内のＴ_ｍｉｎに対する依存度は大幅に低く、したがってより長いＰＷＭ重複時間を可能にできることが分かる。実際のシステムで重複時間を減少することは困難であるので、これは重要な考慮事項である。

図１３を参照すると、図８のシステムは同じ重複時間範囲にわたって従来のシステムよりもわずかに高いレベルの全調波歪み（ＴＨＤ）を有することが分かる。ＴＨＤは基本周波数とは異なる周波数である相電圧波形のパーセンテージの測定である。しかし、このように増大した歪みは、ほとんどのシステムで重大な問題を生ずるほど大きくはない。

図８および９の双方の方法で、電圧波形のある程度の歪みは、電圧要求があるレベル、最適な場合は１．１５を超えた場合に生ずる。一方、それによって電流波形の歪みをもたらし、これは音響ノイズやトルクリップルのような不都合な副次的作用を有することがある。歪みのレベルは極めて小さく、多くの用途には可能にされるが、歪みをさらに改善することが可能である。

図１４を参照すると、低い歪みをもつひとつの可能な軌道は１２辺の形状、すなわち１２面体１４０の形状である。理想的な場合、これは辺１４２の６つがＳＶＭ空間六角形の６辺の中心１４４上にあり、他の６辺は利用できない領域Ｔ_ｘの最も内部のポイント１４８のちょうど内側を通っている。したがってこれらの辺１４６はベクトルＳ１からＳ６に対して垂直であり、長さがＴ_ｍａｘに等しいポイント１５０でこれらのベクトルを通過する。六角形の辺上にある１２面体の辺の長さは一般に他の６辺の長さとは異なるので、１２面体は規則的ではないことが理解されよう。比率はＰＷＭ重複時間に依存する。しかし、インターロック遅延および重複時間が充分に短い場合は、規則的な１２面体を有することが可能であり、それによって歪みは最小限になろう。ＰＷＭ期間が５０μｓ、インターロック遅延が０．８μｓである場合は、規則的な１２面体を可能にする最長重複時間は６．７μｓであることが分かる。実際のシステムでは、これは無理なく満たされることが判明している。

規則的な１２面体の場合、変更された電圧ベクトルを下記のように計算できる。

この場合も最大変調度は１．３３に設定される。
図１５を参照すると、図１４の制御方法の場合での正規化された相電圧Ｕ１、
Ｕ２、Ｕ３は純粋な正弦波形に極めて近く、この制御方法の場合の全調波歪みは図８および９の方法のどちらよりも低い。

図１６および１７を参照すると、図８の制御方策によって比較的少量の調波歪みが生ずる。図１６および１７内の縦の目盛りはＶ_ｄｅ／２を基準に正規化された電圧である。図１６から分かるように、電圧波形の調波成分はすべて基本成分よりも大幅に少ない。しかし、図１７から分かるように、調波番号５および７、１１および１３、１７および１９、２３および２５にいくつかの調波成分がある。比較すると、図１４の方策の調波成分は図１８および１９から分かるように、これらの調波のそれぞれで大幅に少ない。それは、特に音響ノイズを伴う問題のほとんどを引き起こす低い調波数での歪みである。何故ならばそれらは、結果として生ずる電流に及ぼす影響がより高い調波よりも大きいからである。図８の制御方策での最下位の調波である５番目と７番目の調波は図１４の制御方策では大幅に低減することが分かる。

図２０を参照すると、図７に示された１．２１レベル以上の変調度を増大可能な２つ以上の電流センサを有するシステムに制御方策を適用することが公知である。この方策は（三相システムの場合の）６段階モードと呼ばれる。６段階モードでは、電気サイクルの６０°ごとに１つの空間ベクトルだけが適用される。ＳＶＭ制御では、これはベクトルがＳＶＣ六角形の各角にのみあることができることを意味する。その結果、図２１に示すような６段階のパターンを有する相電圧が生じ、有効変調度１．２７（４／Π）、および図２１に破線で示された基本変調度をもたらす。図７の制御アルゴリズムと６段階アルゴリズムとの間に平滑な遷移をもたらすための特別のアルゴリズムが存在する。図７のアルゴリズムを利用した動作は、モードＩ動作と呼ばれることがあり、また６段階動作によって得られる最大値までのより高い有効変調度はモードＩＩと呼ばれる。

６段階動作は、６つの単一の電圧ベクトルが利用できない領域Ｔ_ｘ内にあるので、単一センサシステムでは不可能であることが理解されよう。その理由は、各ＰＷＭ期間で１つの活動状態だけが利用されるので、その間に電流サンプリングを行うことができる第２の状態がないからである。しかし、本発明のこの実施形態では、６段階と同様であるが、単一の電流センサでの動作も可能にする制御方策が用いられる。図２２を参照すると、これは各々が時間Ｔ_ｍａｘについての１つの活動状態、および時間Ｔ_ｍｉｎについて１つの別の活動状態にあることに対応する１２電圧ベクトルのみを使用することによって達成される。１２の電圧ベクトルのどれを用いるかを選択するため、２つの公称ベクトル成分、すなわち活動状態が識別され、それらのより長いものとより短いものとが識別される。次により長い活動状態がＴ_ｍａｘに設定され、より短い活動状態がＴ_ｍｉｎに設定される。この方策によって６段階動作とほとんど同じ高さの有効変調度が得られる。例えば、ＰＷＭ期間が５０μｓで、重複時間が４．２μｓの場合、この方法は１．２４の有効変調度をもたらすことができる。その結果生ずる相電圧は図２３に示されるように段階付けられ、対応する基本電圧は点線で示される。これらは図２１に示される従来の６段階制御の基本電圧よりもやや低いが、それほど低くはないことが分かる。

図２２の方法は、これもＳＶＭ図の利用できない領域Ｔ_ｘ内にある要求される電圧ベクトルを識別し、これらを変更して利用できるベクトルを規定するポイントで図８、９および１４の方法と匹敵する。したがって最初のモードでは図８、９および１４の方策の１つを利用する制御方策を有し、次により高く要求される変調度向けには図２２の方策に切換えることが適切である。あるいは、異なる「モードＩ」の方策を有する図２２の方策を利用することもできよう。

本発明によるモータ用駆動回路図である。 モータの１電気サイクル中に時間とともに図１のモータにおける線と基本相電圧がいかに変化するかを示す図面である。 図１の回路のトランジスタの様々な状態を示す図面である。 図１の回路の動作を示すために利用される空間ベクトル変調図である。 図１の回路で使用される可能な変調を示す状態時間図である。 図１のシステムの動作態様を示す空間ベクトル図である。 図１のシステムの変調度の可能な制限を示す空間ベクトル図である。 図１のシステムの１つの動作モードを示す空間ベクトル図である。 図１のシステムの別の動作モードを示す空間ベクトル図である。 図８に基づいて動作するシステムの正規化された端子電圧を示すグラフである。 図８に基づいて動作するシステムの正規化された端子電圧を示すグラフである。 図８に基づいて動作する図１のシステム内での最小ＰＷＭ重複とともに有効変調度がいかに変化するかを示すグラフである。 図８に基づき動作する図１のシステム内での最小ＰＷＭ重複とともに全調波歪みがいかに変化するかを示すグラフである。 図１のシステムのさらなる動作モードを示す空間ベクトル図である。 図１４に基づいて動作するシステム内の正規化された相電圧を示すグラフである。 図８に基づき動作するシステム用のフーリエ級数を示すグラフである。 図１６のグラフの拡大版である。 図１４に基づき動作するシステム用のフーリエ級数を示すグラフである。 図１８のグラフの拡大版である。 モータ制御駆動回路の動作の公知の６ポイント方法を示す空間ベクトル図である。 図２０に基づき動作するシステムの正規化された相電圧および基本電圧を示すグラフである。 図１のシステムのさらなる動作モードを示す空間ベクトル図である。 図２２に基づき動作するシステムの正規化された相電圧および基本電圧を示すグラフである。

Claims (27)

1. 駆動回路を複数の状態に切換えることによって各相に印加される電位を変更するためのスイッチ手段を含む駆動回路と、
   巻線を流れる全瞬時電流を検知できるように接続された電流センサと、
   前記スイッチ手段を制御するためにパルス幅変調駆動信号を供給し、前記駆動回路が一連のパルス幅変調期間の各々で前記状態を切換える時間を制御するように前記スイッチ手段を制御し、そして、
   要求される電圧パラメータセットを決定し、
   単一のＰＷＭ期間において、対応する２つの公称状態時間または同じ正味電圧を発生するより多数の等価の状態時間のいずれもが、前記電流センサによって決定される各相の電流に対して十分な所定数の活動状態に所定の最小時間が費やされることを許容できないように、前記要求される電圧パラメータセットは、ＰＷＭ期間を識別し、
   前記ＰＷＭ期間について、前記電流センサによって決定される各相の電流に対し充分な数の活動状態で十分な時間が費やされることを許容する変更状態時間を計算する、
   ように構成された制御手段と、
   を備える複数の相を含む多相ブラシレスモータ用の駆動システム。
2. 前記公称状態時間は第１の状態にはより長い状態時間を、また第２の状態にはより短い状態時間を含み、変更状態時間においてより長い状態時間が減少される、請求項１に記載のシステム。
3. 前記変更状態時間ではより短い状態時間が増加される、請求項２に記載のシステム。
4. 前記変更状態時間ではより短い状態時間は、少なくとも前記電流センサが内部に電流サンプルを取り込むことを可能にするのに充分な所定の最小時間の長さである、請求項４に記載のシステム。
5. 前記制御手段は各ＰＷＭ期間について、
   要求される電圧パラメータを達成するために必要となる２つの必要な活動状態を識別し、
   前記要求される電圧パラメータを達成するために回路が上記の各状態にあるべき前記公称状態時間を決定し、
   前記状態時間が前記ＰＷＭ周期内で電流を検出することを許容しない場合は、前記公称状態時間を変更して前記変更状態時間を定義するように構成される、請求項１から４のいずれかに記載のシステム。
6. 前記制御電圧パラメータセットはアルファおよびベータ電圧要求を含む、請求項５に記載のシステム。
7. 前記制御手段は最大変調度を超えないように前記要求される電圧パラメータを制限するように構成される、請求項５または請求項６に記載のシステム。
8. 前記制御手段は、前記公称状態時間の１つが所定の最大状態時間よりも長いことを決定することによって、前記のようなＰＷＭ周期を識別するように構成されることを特徴とする、請求項１から７のいずれかに記載のシステム。
9. 前記制御手段は前記ＰＷＭ期間のいずれかについて、１つの前記公称状態時間を前記所定の最大状態時間に減少し、別の前記状態時間を同じ比率だけ減少して前記変更状態時間を生成するように構成される、請求項５から７のいずれかに従属する請求項８に記載のシステム。
10. 前記制御手段は前記ＰＷＭ期間のいずれかについて、１つの前記公称状態時間を前記所定の最大状態時間に減少し、別の前記状態時間を前記所定の最小時間に設定するように構成される、請求項５から７のいずれかに従属する請求項８に記載のシステム。
11. 前記制御手段は、前記変更状態時間が空間ベクトル変調図に図示されると、モータが有する相数の４倍の側面を有する多角形内の線に限定される電圧を発生するように、前記変更状態時間を計算するように構成される、請求項５から７のいずれかに従属する請求項８に記載のシステム。
12. 前記制御手段は前記多角形の側面の半分が前記適宜の空間ベクトル多角形の側面上、または側面と平行に位置するように構成されることを特徴とする、請求項１１に記載のシステム。
13. 前記変更状態時間Ｔ’_ａ、Ｔ’_ｂは下記のアルゴリズム、
    

    

    を用いて前記公称状態時間Ｔ_ａ、Ｔ_ｂから導出される、請求項１１または請求項１２に記載のシステム。
14. 前記制御手段は、前記対応する２つの公称状態時間が前記電流センサによって決定される各相の電流について充分な数の活動状態で充分な時間を費やすことを許容しない場合は、許容できるより多数の等価の状態時間を計算するように構成される、請求項１から１３のいずれかに記載のシステム。
15. 前記制御装置は、前記要求される電圧パラメータセットのいくつかの値について、前記変更状態時間を２つの公称状態時間、１つは前記所定の最小時間、他方は所定の最大時間である、同じ２つの状態であると定義するように構成される、請求項１から１４のいずれかに記載のシステム。
16. 駆動回路を複数の状態に切換えることによって各相に印加される電位を変更するためのスイッチ手段を含む駆動回路と、巻線を流れる全瞬時電流を検知できるように接続された電流センサと、前記スイッチ手段を制御するためにパルス幅変調駆動信号を供給して、前記駆動回路が一連のパルス幅変調期間の各々で前記状態を切換える時間を制御するように前記スイッチ手段を制御し、そして、
    要求される電圧パラメータセットを決定し、
    前記要求される電圧パラメータセットのいくつかの値について、公称状態時間に選択されると、前記要求される電圧パラメータを達成することができる２つの状態時間を識別し、そして、
    同じ２つの状態、１つは前記所定の最小時間、他方は所定の最大時間について変更状態時間を定義するように構成された制御手段と、
    を備える複数の相を含む多相ブラシレスモータ用駆動システム。
17. 前記２つの公称状態時間のうちのより短い時間を有する状態が状態時間として前記所定の最小時間に割り当てられる、請求項１５または請求項１６に記載のシステム。
18. 前記要求される電圧パラメータセットの前記値は、前記電流センサによって決定される各相の電流について充分な所定数の活動状態に所定の最小時間を費やすことを許容するように達成できない値である、請求項１５から１７のいずれかに記載のシステム。
19. 前記所定の最大時間は、前記所定の最小時間に加算されると、活動状態に利用できるＰＷＭ期間のすべての時間を占める時間である、請求項８、１４、または１６から１８のいずれかに記載のシステム。
20. 前記所定の最大時間Ｔ_ｍａｘは、
    Ｔ_ｍａｘ＝Ｔ_ｐｗｍ−２_Ｔｉｄ−Ｔ_０１
    ただし、Ｔ_ｐｗｍはＰＷＭ期間、
    Ｔ_ｉｄはインターロック遅延時間、
    Ｔ_０１は所定の最小時間
    である、請求項１９に記載のシステム。
21. 前記制御手段は空間ベクトル変調を利用して前記状態時間を決定するように構成される、請求項１から２０のいずれかに記載のシステム。
22. 前記制御手段は空間ベクトル変調以外の方法を利用して前記状態時間を決定するように構成される、請求項１から２０のいずれかに記載のシステム。
23. 前記相は星形に接続されるモータ用である、請求項１から２２のいずれかに記載のシステム。
24. ３相を有するモータ用である、請求項１から２３のいずれかに記載のシステム。
25. 前記スイッチ手段は各々が相の１つに関連する複数のスイッチ手段を含む、請求項１から２４のいずれかに記載のシステム。
26. 前記複数のスイッチ手段の各々が各相を複数の電位に接続するように動作可能な一対のスイッチを含む、請求項２５に記載のシステム。
27. 実質的に添付図面のいずれかひとつまたは複数を参照して記載される、多相電動モータ用駆動システム。

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