JP2008061494A - 電気駆動での電流サンプリング誤差を最小にする、電圧源インバータのｐｗｍ制御の方法及びシステム - Google Patents

Abstract

【課題】交流モータ駆動での電流サンプリング誤差を最小にするインバータの制御方法及び装置を提供する。
【解決手段】交流（ＡＣ）モータを制御する方法は、サンプリングの瞬間の交流モータ内のリップル電流に基づいてパルスシーケンスを選択するステップと、パルスシーケンスに基づいて交流モータに電圧を供給するステップとを含む。
【選択図】図１

Description

本発明は、全般的には電圧源インバータ・システムに関し、より具体的には、電流サンプリング誤差が最小になるように電圧源インバータ・システムの出力電圧成分を制御する装置及び方法に関する。

交流モータは、トラクション・コントロールなどの車両応用例を含む様々な応用例に使用されている。車両応用例に使用される交流モータは、典型的には、電圧源インバータ・システムを介して制御される。不連続パルス幅変調（ＤＰＷＭ）法が、電圧源インバータ・システムのコントローラにおいて、システムの三相電圧源インバータの基礎出力電圧成分を制御するのに一般に使用される。これらの三相電圧源インバータは、三相交流モータの相電流を制御するのに使用される。ＤＰＷＭ法は、正弦波変調又は空間ベクトル変調などの連続的パルス幅変調（ＰＷＭ）法と比較して、インバータ損失を減らす。

ＤＰＷＭ法は、一般に、ＤＰＷＭ法が三相電圧源インバータの所与のスイッチング・サイクルにおいて単一のゼロベクトルを使用するという点で、連続的ＰＷＭ法と異なる。さらに、ほとんどのＤＰＷＭ法では、三相電圧源インバータ内の各スイッチが、電気的サイクルの６０°セグメントの間にスイッチングされない、すなわちクランプされる。三相電圧源インバータの出力電圧に関する６０°のクランプされるセグメントの位置及び負荷力率が、一般に、ＤＰＷＭ法のタイプ及び結果のＰＷＭ特性を決定する。

交流モータ駆動は、制御変数として所与のサンプリングの瞬間の測定された電流を使用する。しかし、ほとんどのＰＷＭ技法はリップル電流をモータ電流に加え、これが、モータ駆動のサンプリングの瞬間に誤差を引き起こし、交流モータの誤動作又は非効率的な動作をもたらす可能性がある。

したがって、交流モータ駆動での電流サンプリング誤差を最小にする、電圧源インバータ・システムを制御する方法及び装置を提供することが望ましい。さらに、電流サンプリング誤差を最小にする、交流モータを制御する電圧源インバータ・システムを提供することが望ましい。さらに、本発明の他の望ましい特徴及び特性は、添付図面並びに前述の技術分野及び背景技術と共に解釈される後続の詳細な説明及び添付の特許請求の範囲から明白になる。

例示の実施の形態においては、交流（ＡＣ）モータを制御する方法は、サンプリング時点での交流モータのリップル電流に基づいてパルスシーケンスを選択するステップと、パルスシーケンスに基づいて交流モータに電圧を供給するステップとを含む。

もう１つの例示の実施の形態では、交流モータを制御する電圧源インバータ・システムが提供される。この電圧源インバータ・システムは、入力及び出力を有するコントローラと、入力を前記コントローラの前記出力に結合され、出力を交流モータに結合されるように構成されたスイッチ網とを含む。コントローラは、信号をスイッチ網に供給して交流モータに対するパルスシーケンスを生成する。コントローラは、サンプリング時点での交流モータのリップル電流に基づいてパルスシーケンスを選択するように構成される。

以下、本発明を添付図面に関して説明するが、添付図面において、同じ符号は同じ要素を指示する。

以下の詳細な説明は、本質的に単なる例示であって、本発明又は本発明の応用及び使用を限定することを意図したものではない。さらに、前述の技術分野、背景技術、発明の開示、又は以下の詳細な説明で提示される、明示の又は暗黙の理論によって制限されることも意図していない。

図１を参照すると、本発明の例示的な実施の形態による電圧源インバータ・システム１０が示されている。電圧源インバータ・システム１０は、コントローラ３２、コントローラ３２の出力に結合されたインバータ回路３０、及び、インバータ回路３０の第１出力に結合された交流（ＡＣ）モータ１２を含む。一般に、コントローラ３２は、インバータ回路３０のスイッチング動作を制御するためにパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を作る。しかし、コントローラは、別の供給源たとえば変調器からＰＷＭ信号を受け取ることもできる。例示の実施の形態では、コントローラ３２は、インバータ回路３０の各スイッチング・サイクルに関連する単一のゼロベクトルを有する不連続ＰＷＭ（ＤＰＷＭ）信号を作る。インバータ回路３０は、交流モータ１２を動作させるために、このＤＰＷＭ信号を変調された電圧波形に変換する。交流モータ１２は、自動車で一般的に使用されるものなど、正弦波状に巻かれた交流モータ（たとえば、永久磁石モータ又は誘導モータ）とすることができる。

図２は、より詳細な、図１のインバータ回路３０である。インバータ回路３０は、交流モータ１２に結合された三相回路である。より具体的に言うと、インバータ回路３０は、電圧源１４及び１６、並びに、電圧源１４及び１６に結合された第１入力と交流モータ１２に結合されるように構成された出力とを有するスイッチ網を含む。電圧源１４及び１６は、２つの直列の源を有する分散直列リンクとして図示されているが、単一の電圧源を使用することができる。

スイッチ網は、相のそれぞれに対応する、逆並列ダイオード（すなわち、各スイッチに逆並列）を有する直列スイッチの３つの対を含む。直列スイッチの対のそれぞれは、第１端子を電圧源１４、１６の正電極に結合された第１スイッチ１８、２２、２６と、第２端子を電圧源１４、１６の負電極に結合され、第１端子をそれぞれ第１スイッチ１８、２２、２６の第２端子に結合された第２スイッチ２０、２４、２８とを含む。

図３は、図１の電圧源インバータ・システムを理解するのに有用な空間ベクトル図である。インバータ出力電圧は、スイッチング・サイクルの各相（たとえば、三相のそれぞれ）のスイッチングに対応するベクトル（たとえば、Ｖ_１、Ｖ_２、Ｖ_３、Ｖ_４、Ｖ_５、Ｖ_６）によって表される。相のそれぞれは、（たとえば、離散的な１及び０に対応する）２つの状態を有する。たとえば、Ｖ_１は、スイッチ１８及び２０の第１対の離散１状態（上側スイッチがオン、下側スイッチがオフ）、並びにスイッチ２２及び２４の第２対とスイッチ２６及び２８の第３対とのそれぞれの離散０状態（上側スイッチがオフ、下側スイッチがオン）に対応する電圧ベクトルである。Ｖ_２は、スイッチ１８及び２０の第１対とスイッチ２２及び２４の第２対とのそれぞれの離散１状態、並びにスイッチ２６及び２８の第３対の離散０状態に対応する電圧ベクトルである。Ｖ_３は、スイッチ１８及び２０の第１対とスイッチ２６及び２８の第３対とのそれぞれの離散０状態、並びにスイッチ２２及び２４の第２対の離散１状態に対応する電圧ベクトルである。Ｖ_４は、スイッチ１８及び２０の第１対の離散０状態、並びにスイッチ２２及び２４の第２対とスイッチ２６及び２８の第３対とのそれぞれの離散１状態に対応する電圧ベクトルである。Ｖ_５は、スイッチ１８及び２０の第１対とスイッチ２２及び２４の第２対とのそれぞれの離散０状態、並びにスイッチの第３対の離散１状態に対応する電圧ベクトルである。Ｖ_６は、スイッチ１８及び２０の第１対とスイッチ２６及び２８の第３対とのそれぞれの離散１状態、並びにスイッチ２２及び２４の第２対の離散０状態に対応する電圧ベクトルである。

ゼロベクトル又は「ヌル」ベクトル（たとえば、この図の中央にある）は、スイッチ１８、２０、２２、２４、２６、２８の対のそれぞれの離散１状態と、スイッチ１８、２０、２２、２４、２６、２８の対のそれぞれの離散０状態とのいずれかに対応する。

この空間ベクトル図は、さらに、正方形の中の数によって表される６つのセクタに分割される。セクタ１は、Ｖ_１ベクトル及びＶ_２ベクトルによって境界を示される。セクタ２は、Ｖ_２ベクトル及びＶ_３ベクトルによって境界を示される。セクタ３は、Ｖ_３ベクトル及びＶ_４ベクトルによって境界を示される。セクタ４は、Ｖ_４ベクトル及びＶ_５ベクトルによって境界を示される。セクタ５は、Ｖ_５ベクトル及びＶ_６ベクトルによって境界を示される。セクタ６は、Ｖ_６ベクトル及びＶ_１ベクトルによって境界を示される。この６つのセクタはインバータ回路の基礎サイクルに対応しており、位置の関数として使用可能な出力電圧を写像する。この空間ベクトル図は、それぞれのＰＷＭ法の巨視的な位相レグ（ｐｈａｓｅ ｌｅｇ）・デューティサイクルを表すのに有用である。しかし、この空間ベクトル図は、それぞれのデューティサイクルを所与のＰＷＭサイクル内で実際にどのように実施しなければならないかに関する情報を伝えない可能性がある。

アクティブ空間ベクトルとヌル空間ベクトルとのデューティサイクルが決定されたならば、各ＰＷＭサイクル内のシーケンシングを達成することができる。多数のシーケンスが可能であるが、本発明の例示の実施の形態は、各ＰＷＭサイクル内で４つの可能なシーケンスのうちの１つを利用する。４つの可能なシーケンスは、次の３つの考慮事項、すなわち、１）一時に１つのスイッチだけが切り換えられ、２）シーケンスは始めと終りに関して対称であり、３）スイッチのうちの１つはそのサイクル期間に切り換えられない、に基づいて決定される。

図４〜図７は、セクタ１に関する例示的なパルスシーケンシング方法を示す。具体的に言うと、図４は、セクタ１のＶ_０中央アクティブベクトルシーケンスの例示的なパルスシーケンシング方法を示し、ベクトルシーケンス０−１−２−２−１−０を含む。図５は、セクタ１のＶ_７中央ヌルベクトルシーケンスの例示的なパルスシーケンシング方法を示し、ベクトルシーケンス１−２−７−７−２−１を含む。図６は、セクタ１のＶ_０中央ヌルベクトルシーケンスの例示的なパルスシーケンシング方法を示し、ベクトルシーケンス２−１−０−０−１−２を含む。図７は、セクタ１のＶ_７中央アクティブベクトルシーケンスの例示的なパルスシーケンシング方法を示し、ベクトルシーケンス７−２−１−１−２−７を含む。ラベルによって示されるように、図４のＶ_０中央アクティブシーケンスは、シーケンスの中央位置にアクティブベクトルがあるＶ_０ヌルベクトルを利用し、ヌルベクトルは両端にある。逆に、図５のＶ_７中央ヌルシーケンスに対するラベルは、このシーケンスがＶ_７ヌルベクトルを利用し、２つのヌルベクトルがこのシーケンスの中央位置にあることを示す。一般に、中央アクティブベクトルシーケンス及び中央ヌルベクトルシーケンスを、それぞれＣＡＶシーケンス及びＣＮＶシーケンスと呼ぶことができる。

図８〜図２７は、それぞれセクタ２から６の例示的なパルスシーケンシング方法を示す。図４〜図７と同様に、これらのシーケンスには、ヌルベクトルがＶ_０又はＶ_７のどちらであるか、及び、シーケンスがそのシーケンスの中央部分にヌルベクトルとアクティブベクトルのどちらを有するかに従って、ラベルが付けられている。図２８は、セクタごとの４つのパルスシーケンシング方法を要約する表である。

インバータ回路によって与えられるパルスシーケンスは、スイッチング期間にわたって負荷に平均の指令出力電圧を印加する。スイッチング期間は、負荷の時定数よりはるかに小さくなるように選択されるので、負荷は、本質的に低域フィルタとして働き、重畳された交流成分を伴う実質的に直流項にさらされる。この交流成分は、モータ電流に高周波リップル電流を誘導する。図２９は、スイッチング期間全体を通じたリップル電流の例示的な表現である。図２９に示されているように、誘導されたリップル電流は、パルスシーケンスの対称性の結果として、各パルス期間の開始時、中央及び終了時に０の瞬間値を有する。高性能電流制御のために、電流は、リップル電流のこれらのゼロ交差期間に、平均の指令値になる。その結果、スイッチング・サイクルの開始時、中央又は終了時にシステムコントローラによって電流がサンプリングされることは有利である。

一般に、当業者は、サンプリング時点がリップル電流のこれらのゼロ交差の１つで発生するように、サンプリング時点を調整することができる。しかし、複数の実用的問題がサンプリング時点に影響し得る。サンプリング時点を、指令されたスイッチング時点になるように調整することは比較的簡単であるが、実際のスイッチング時点は必ずしも一定ではない。その結果、実際のスイッチング時点が時間においてシフトする場合に、その効果はサンプリング時点の誤差として表れる。実際のスイッチング時点は、必要なインバータ不感時間の関数である。不感時間は、１つの位相レグ内の両方のスイッチが同時にターンオンされないように選択される。その結果、不感時間は、インバータスイッチ及びゲートドライバ回路網の全温度範囲にまたがるスイッチング時間の変動性及び製造公差に対処するよう十分に長くなければならない。さらに、リップル電流軌跡はすべての３つのインバータ相の関数である。電流レギュレータは、平均出力電圧に対するスイッチング時間の影響から生じる全ての定常状態差について調整することができるけれども、電流レギュレータは、実際のスイッチング時点とサンプリング時点との間の相対的な移動については調整できない。

本発明の例示の実施の形態によれば、電圧源インバータ・システムのコントローラは、不正確なスイッチング時間に起因するリップル電流から生じ得る全ての誤差を最小にするパルスシーケンスを選択する。本発明の特定の例示の実施の形態では、コントローラは、図２８に示された、所与のセクタ内の４つのシーケンスのうちの１つを選択することができる。たとえば、コントローラがＶ_０のヌルベクトルを利用する場合に、コントローラはＶ_０ＣＮＶシーケンスとＶ_０ＣＡＶシーケンスのいずれかを選択する。同様に、ヌルベクトルがＶ_７である場合に、コントローラはＶ_７ＣＮＶシーケンスとＶ_７ＣＡＶシーケンスのいずれかを選択する。この選択は、リップル電流から生じるサンプリング時点の誤差を最小にするよう、セクタ、指令変調指数及び電圧ベクトルの角度に基づいて行われる。

上記し、図２９に表すように、リップル電流は、スイッチング期間の開始時、中央及び終了時に０である。本発明のさらなる特定の例示の実施の形態によれば、パルスシーケンスは、サンプリング時点が、スイッチング期間の始めに且つスイッチング時点から最も遠い点において発生するように選択される。サンプリング時点とスイッチング時点との間の時間を最大化することによって、少なくとも２つの理由から、電流の最も正確なサンプリングがもたらされると考えられる。第１に、電流変動の傾きは、リップルの傾きが最小であるサイクルに対して最小値である。したがって、この点での電流は、一層広い時間範囲にわたってその平均値に一層近く、これは、不正確なサンプリングの瞬間から生じる全ての誤差を最小にする。第２に、実際のスイッチング事象がシステム又は測定回路内に高周波雑音を誘導する場合がある。したがって、スイッチング時点はサンプリング時点の近くで発生してはならない。

アクティブベクトル及びヌルベクトルのデューティサイクルが、正しいパルスシーケンスを選択するようコントローラによって決定される。任意のＰＷＭスイッチング期間にわたって使用される３つの空間ベクトルのデューティサイクルは、図３に示すような空間ベクトル図から決定することができる。図３０は、指令出力電圧ベクトル

がセクタ１内にある時のデューティサイクルの決定を示す。基準として空間ベクトル図を使用することによって、２つのアクティブ空間ベクトルとゼロ電圧ベクトルとのデューティサイクルを、次の式（１）、（２）及び（３）から見出すことができる。

式（１）及び（２）において、

は出力電圧の指令変調指数であり、θは出力電圧ベクトルの角度位置である。一般的に、変調指数は、三相電圧源インバータによって作られる基礎出力電圧成分の振幅を規定する。

アクティブ電圧ベクトル及びヌル電圧ベクトルのデューティサイクルが式（１）〜（３）から決定されたならば、図２８の例に示すパルスシーケンスのうちの１つを、システムコントローラによって実施することができ、ここで、ｄ_ｚはゼロベクトル（Ｖ_０又はＶ_７）のデューティサイクルを示し、ｄ_１及びｄ_２は２つのアクティブベクトルのデューティサイクルを示す。式（１）〜（３）は、角度θの変化及び所与のセクタのアクティブベクトルを考慮に入れた後に、セクタ２〜６に対応するデューティサイクルをももたらす。一般に、ｄ_２は、空間ベクトル図の反時計回りの方向においてｄ_１デューティサイクルに続くデューティサイクルを指す。

図３１は、任意のＰＷＭスイッチング期間のデューティサイクルに基づいてパルスシーケンスを選択する、コントローラ内の処理の詳細を示す流れ図である。特に、図３１は、スイッチング・サイクルの始めに発生するサンプリング時点を生じる適切なパルスシーケンスを決定する処理の詳細を示す。

この処理は、ステップ１００で開始される。ステップ１０２で、指令変調指数及び出力電圧ベクトルの角度位置が与えられる。ステップ１０４で、コントローラが、セクタが偶数又は奇数のどちらであるかを決定する。ステップ１０４で、セクタが奇数である場合には、コントローラはステップ１０６に進む。ステップ１０６では、コントローラはヌルベクトルがＶ_０又はＶ_７のどちらであるかを決定する。ステップ１０６で、ヌルベクトルがＶ_７であるとコントローラが決定する場合には、コントローラはステップ１１０に進む。ステップ１１０では、コントローラはｄ_１がｄ_ｚより大きいかどうかを決定する。ステップ１１０でｄ_１がｄ_ｚより大きい場合には、コントローラはステップ１１８に進み、シーケンスはＶ_７ＣＮＶベクトル・シーケンスであると決定される。ステップ１１０でｄ_１がｄ_ｚより大きくない場合には、コントローラはステップ１２０に進み、シーケンスはＶ_７ＣＡＶベクトル・シーケンスであると決定される。

ステップ１０６をもう一度参照すると、ヌルベクトルがＶ_０であるとコントローラが決定する場合に、コントローラはステップ１１２に進む。ステップ１１２では、コントローラはｄ_２がｄ_ｚより大きいかどうかを判定する。ステップ１１２でｄ_２がｄ_ｚより大きい場合には、コントローラはステップ１２２に進み、シーケンスはＶ_０ＣＮＶベクトル・シーケンスであると決定される。ステップ１１２でｄ_２がｄ_ｚより大きくない場合には、コントローラはステップ１２４に進み、シーケンスはＶ_０ＣＡＶベクトル・シーケンスであると決定される。

ステップ１０４をもう一度参照すると、セクタが偶数である場合に、コントローラはステップ１０８に進む。ステップ１０８では、コントローラはヌルベクトルがＶ_０又はＶ_７のどちらであるかを決定する。ステップ１０８で、ヌルベクトルがＶ_７であるとコントローラが決定する場合には、コントローラはステップ１１４に進む。ステップ１１４では、コントローラはｄ_２がｄ_ｚより大きいかどうかを決定する。ステップ１１４でｄ_２がｄ_ｚより大きい場合には、コントローラはステップ１２６に進み、シーケンスはＶ_７ＣＮＶベクトル・シーケンスであると決定される。ステップ１１４でｄ_２がｄ_ｚより大きくない場合には、コントローラはステップ１２８に進み、シーケンスはＶ_７ＣＡＶベクトル・シーケンスであると決定される。

ステップ１０８をもう一度参照すると、ヌルベクトルがＶ_０であるとコントローラが決定する場合に、コントローラはステップ１１６に進む。ステップ１１６では、コントローラはｄ_１がｄ_ｚより大きいかどうかを決定する。ステップ１１６でｄ_１がｄ_ｚより大きい場合には、コントローラはステップ１３０に進み、シーケンスはＶ_０ＣＮＶベクトル・シーケンスであると決定される。ステップ１１６でｄ_１がｄ_ｚより大きくない場合には、コントローラはステップ１３２に進み、シーケンスはＶ_０ＣＡＶベクトル・シーケンスであると決定される。

図３１の流れ図の処理の１つの例として、セクタがセクタ１として与えられ、ヌルベクトルがＶ_０であると仮定する場合に、コントローラは、ステップ１０２で与えられた指令変調指数及び電圧ベクトルの角度に基づいて、デューティサイクルｄ_１、ｄ_２、ｄ_ｚを計算する。この処理は、セクタ１が奇数なので、ステップ１０４からステップ１０６に進む。ステップ１０６では、この処理は、ヌルベクトルがＶ_０なので、ステップ１１２に進む。ｄ_２がｄ_１より大きい場合には、選択されるシーケンスはＶ_０ＣＮＶシーケンス、たとえば図６に示されたＶ_０ＣＮＶシーケンスになる。ｄ_２がｄ_１より大きくない場合には、選択されるシーケンスはＶ_０ＣＡＶシーケンス、たとえば図４に示されたＶ_０ＣＡＶシーケンスになる。

本発明の例示の実施の形態では、最小化されたサンプリング誤差をもたらすパルスシーケンスが全てのスイッチング・サイクルで選択される。
前述の詳細な説明において、少なくとも１つの例示の実施の形態を提示したが、理解されるように、膨大な数の変形が存在する。また、１つ又は複数の例示の実施の形態は例示にすぎず、理解されるように、いかなる形においても本発明の範囲、応用可能性又は構成を限定することを意図していない。そうではなく、前述の詳細な説明は、１つ又は複数の例示の実施の形態を実施するための便利な道路地図を当業者に与えるものである。添付の特許請求の範囲に示された本発明及びその合法的均等物の範囲から逸脱することなく、要素の機能及び配置において様々な変更を行えることを理解されたい。

本発明の例示の実施の形態による電圧源インバータ・システムを示すブロック図である。 図１に示された電圧源インバータ・システムのインバータ回路を示す概略図である。 図１の電圧源インバータ・システムを理解するのに有用な空間ベクトル図である。 図３の空間ベクトル図の第１セクタに関するパルスシーケンシング方法の例を示す図である。 図３の空間ベクトル図の第１セクタに関するパルスシーケンシング方法の例を示す図である。 図３の空間ベクトル図の第１セクタに関するパルスシーケンシング方法の例を示す図である。 図３の空間ベクトル図の第１セクタに関するパルスシーケンシング方法の例を示す図である。 図３の空間ベクトル図の第２セクタに関するパルスシーケンシング方法の例を示す図である。 図３の空間ベクトル図の第２セクタに関するパルスシーケンシング方法の例を示す図である。 図３の空間ベクトル図の第２セクタに関するパルスシーケンシング方法の例を示す図である。 図３の空間ベクトル図の第２セクタに関するパルスシーケンシング方法の例を示す図である。 図３の空間ベクトル図の第３セクタに関するパルスシーケンシング方法の例を示す図である。 図３の空間ベクトル図の第３セクタに関するパルスシーケンシング方法の例を示す図である。 図３の空間ベクトル図の第３セクタに関するパルスシーケンシング方法の例を示す図である。 図３の空間ベクトル図の第３セクタに関するパルスシーケンシング方法の例を示す図である。 図３の空間ベクトル図の第４セクタに関するパルスシーケンシング方法の例を示す図である。 図３の空間ベクトル図の第４セクタに関するパルスシーケンシング方法の例を示す図である。 図３の空間ベクトル図の第４セクタに関するパルスシーケンシング方法の例を示す図である。 図３の空間ベクトル図の第４セクタに関するパルスシーケンシング方法の例を示す図である。 図３の空間ベクトル図の第５セクタに関するパルスシーケンシング方法の例を示す図である。 図３の空間ベクトル図の第５セクタに関するパルスシーケンシング方法の例を示す図である。 図３の空間ベクトル図の第５セクタに関するパルスシーケンシング方法の例を示す図である。 図３の空間ベクトル図の第５セクタに関するパルスシーケンシング方法の例を示す図である。 図３の空間ベクトル図の第６セクタに関するパルスシーケンシング方法の例を示す図である。 図３の空間ベクトル図の第６セクタに関するパルスシーケンシング方法の例を示す図である。 図３の空間ベクトル図の第６セクタに関するパルスシーケンシング方法の例を示す図である。 図３の空間ベクトル図の第６セクタに関するパルスシーケンシング方法の例を示す図である。 図４〜２７に示されたパルスシーケンシング方法に関する要約表を示す図である。 図３の空間ベクトル図のセクタ１内のスイッチング期間全体を通じた電流リップルの代表的サンプルを示す図である。 図３の空間ベクトル図の一部に関するデューティサイクルの判定のグラフ表現を示す図である。 本発明の例示の実施の形態による電圧源インバータ・システムのパルスシーケンスを選択する処理を示す流れ図である。

Claims (20)

1. 交流（ＡＣ）モータを制御する方法であって、
   サンプリング時点での前記交流モータのリップル電流に基づいて、パルスシーケンスを選択するステップと、
   前記パルスシーケンスに基づいて前記交流モータに電圧を供給するステップと、
   を含む方法。
2. 選択する前記ステップは、前記リップル電流が前記サンプリング時点において最小化されるように前記パルスシーケンスを選択するステップを含む、請求項１に記載の方法。
3. 前記サンプリング時点が前記パルスシーケンスの開始時にある、請求項２に記載の方法。
4. 選択する前記ステップは、複数のスイッチング・サイクルのそれぞれについて前記パルスシーケンスを選択するステップを含む、請求項１に記載の方法。
5. 供給する前記ステップは、インバータを用いて前記交流モータを駆動するステップを含む、請求項１に記載の方法。
6. 供給する前記ステップは、不連続パルス幅変調（ＤＰＷＭ）信号を用いて前記インバータを駆動するステップを含む、請求項５に記載の方法。
7. 前記パルスシーケンスは、前記パルスシーケンスの開始時及び前記パルスシーケンスの終了時に共通のパルスベクトルを有する、請求項５に記載の方法。
8. 前記インバータは、直列接続されたスイッチの第１、第２及び第３の対を含み、
   前記スイッチの前記第１、第２及び第３の対は電源に関して互いに並列に接続され、
   前記パルスシーケンスは、該パルスシーケンス期間に少なくとも１つのスイッチが切り換えられないことをもたらす、請求項５に記載の方法。
9. 前記インバータは、直列接続されたスイッチの第１、第２及び第３の対を含み、
   前記スイッチの前記第１、第２及び第３の対は電源に関して互いに並列に接続され、
   前記パルスシーケンスは、複数のスイッチが同時には切り換えられないことをもたらす、請求項５に記載の方法。
10. 選択する前記ステップは、さらに、中央アクティブベクトル・パルスシーケンスと中央ヌルベクトル・パルスシーケンスとのうちの１つを選択するステップを含む、請求項１に記載の方法。
11. 交流モータを制御する電圧源インバータ・システムであって、
    入力及び出力を有するコントローラと、
    入力を前記コントローラの前記出力に結合され、出力を前記交流モータに結合されるように構成されたスイッチ網と
    を具備し、
    前記コントローラは、前記交流モータへのパルスシーケンスを作る信号を前記スイッチ網に供給するように構成され、
    前記コントローラは、サンプリング時点での前記交流モータのリップル電流に基づいて前記パルスシーケンスを選択するように構成される電圧源インバータ・システム。
12. 前記コントローラは、前記リップル電流が前記サンプリング時点において最小化されるように前記パルスシーケンスを選択するように構成される、請求項１１に記載のシステム。
13. 前記サンプリング時点が前記パルスシーケンスの開始時にある、請求項１２に記載のシステム。
14. 前記コントローラは、複数のスイッチング・サイクルのそれぞれについて前記パルスシーケンスを選択するように構成される、請求項１１に記載のシステム。
15. 前記スイッチ網はインバータである、請求項１１に記載のシステム。
16. 前記信号は不連続パルス幅変調（ＤＰＷＭ）信号である、請求項１１に記載のシステム。
17. 前記パルスシーケンスは、前記パルスシーケンスの開始時及び前記パルスシーケンスの終了時に共通のパルスベクトルを有する、請求項１１に記載のシステム。
18. 前記インバータは、直列接続されたスイッチの第１、第２及び第３の対を含み、
    前記スイッチの前記第１、第２及び第３の対は電源に関して互いに並列に接続され、
    前記パルスシーケンスは、前記パルスシーケンス期間に少なくとも１つのスイッチが切り換えられないことをもたらす、請求項１５に記載のシステム。
19. 前記インバータは、直列接続されたスイッチの第１、第２及び第３の対を含み、
    前記スイッチの前記第１、第２及び第３の対は電源に関して互いに並列に接続され、
    前記パルスシーケンスは、複数のスイッチが同時には切り替えられないことをもたらす、請求項１５に記載のシステム。
20. 前記コントローラは、中央アクティブベクトル・パルスシーケンス及び中央ヌルベクトル・パルスシーケンスのうちの１つを選択する、請求項１１に記載のシステム。

Images