JP2013192301A - 三相電圧形電力変換器に対するパルスパターン生成構成 - Google Patents

Abstract

【課題】従来手法１のＰＷＭ制御に比べ、スイッチング損失を抑制することができる上、従来手法２のＰＷＭ制御に比べ、直流電源と交流負荷又は交流系統との間で適正な電力の授受を容易に行うことができる三相電圧形電力変換器に対するパルスパターン生成構成を提供する。
【解決手段】鋸キャリア波ＣＴと各相Ｕ，Ｖ，Ｗの電圧指令値ＳＵ，ＳＶ，ＳＷとを比較してパルスパターン信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷを生成し、全ての相Ｕ，Ｖ，Ｗの電圧指令値ＳＵ，ＳＶ，ＳＷが鋸キャリア波ＣＴの値以下となった場合でのスイッチング素子（Ｕ_P，Ｕ_N），（Ｖ_P，Ｖ_N），（Ｗ_P，Ｗ_N）の導通・非導通状態と、全ての相Ｕ，Ｖ，Ｗの電圧指令値ＳＵ，ＳＶ，ＳＷが鋸キャリア波ＣＴの値以上となった場合でのスイッチング素子（Ｕ_P，Ｕ_N），（Ｖ_P，Ｖ_N），（Ｗ_P，Ｗ_N）の導通・非導通状態とを一致させるパルスパターン生成構成。
【選択図】図１

Description

本発明は、三相ブリッジ接続されたスイッチング素子を含む三相電圧形電力変換器に対してパルスパターンを生成するパルスパターン生成構成に関する。

三相ブリッジ接続されたスイッチング素子を含む６個の三相電圧形電力変換器を用いて電力変換を行う構成は、従来から知られている。

図６は、三相ブリッジ接続された６個のスイッチング素子（Ｕ_P，Ｕ_N），（Ｖ_P，Ｖ_N），（Ｗ_P，Ｗ_N）を含む三相電圧形電力変換器１１を用いて電力変換を行う三相電圧形電力変換システム１０の一例を示す回路図である。なお、図６において、符号Ｖ_Dは、直流電源Ｇの直流電圧を示しており、符号ｉ_U，ｉ_V，ｉ_Wはそれぞれ電力変換器１１のＵ相、Ｖ相及びＷ相の各相Ｕ，Ｖ，Ｗの交流側線電流を示している。

図６に示す三相電圧形電力変換システム１０は、パルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）（以下、ＰＷＭということがある。）によって電力変換を行う三相電圧形電力変換器１１と、三相電圧形電力変換器１１を作動制御する制御部１２とを備えている。

電力変換器１１は、各相Ｕ，Ｖ，Ｗのアーム対Ｂ_U，Ｂ_V，Ｂ_Wが三対並列に接続されている。各相Ｕ，Ｖ，Ｗのアーム対Ｂ_U，Ｂ_V，Ｂ_Wでは、それぞれ、各相Ｕ，Ｖ，Ｗの上アーム（スイッチング素子Ｕ_P，Ｖ_P，Ｗ_P）並びに各相Ｕ，Ｖ，Ｗの下アーム（スイッチング素子Ｕ_N，Ｖ_N，Ｗ_N）が直列に接続されている。各相Ｕ，Ｖ，Ｗの上アーム（スイッチング素子Ｕ_P，Ｖ_P，Ｗ_P）並びに各相Ｕ，Ｖ，Ｗの下アーム（スイッチング素子Ｕ_N，Ｖ_N，Ｗ_N）は、いずれも、逆導通形のスイッチング素子で構成されている。

電力変換器１１は、直流側に直流電源Ｇが接続され、かつ、交流側の各アーム対Ｂ_U，Ｂ_V，Ｂ_Wの上アーム（スイッチング素子Ｕ_P，Ｖ_P，Ｗ_P）と下アーム（スイッチング素子Ｕ_N，Ｖ_N，Ｗ_N）との間において、それぞれ、各相Ｕ，Ｖ，Ｗのラインを介して交流負荷Ｌｏａｄ、又は、各相Ｕ，Ｖ，Ｗのライン及びフィルタＦを介して交流系統Ｅが接続される。交流負荷としては、代表的には、三相交流モータや無停電電源装置（ＵＰＳ：Uninterruptible Power Supply）を例示できる。また、交流系統としては、代表的には、電力系統を例示できる。

なお、本明細書でいう上アームとは直流側から三相電圧形電力変換器に電流が流入する方のアーム群（スイッチング素子Ｕ_P，Ｖ_P，Ｗ_P）を指し、下アームとは三相電圧形電力変換器から直流側に電流が流出する方のアーム群（スイッチング素子Ｕ_N，Ｖ_N，Ｗ_N）を指す。

制御部１２は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等の処理部１２１と、記憶部１２２とを備えている。記憶部１２２は、ＲＯＭ（Read Only Memory）１２２ａ及びＲＡＭ（Random Access Memory）１２２ｂを含み、各種制御プログラムや必要な関数及びテーブルを記憶するようになっている。

制御部１２は、処理部１２１によって、スイッチング制御プログラムを記憶部１２２から読み出し、読み出したスイッチング制御プログラムを実行することで、三相電圧形電力変換器１１における各上下アーム（スイッチング素子（Ｕ_P，Ｕ_N），（Ｖ_P，Ｖ_N），（Ｗ_P，Ｗ_N））のスイッチング制御を行うように構成されている。

従来のスイッチング制御においては、例えば、キャリア波として通常の三角キャリア波を用いたＰＷＭ制御（以下、従来手法１のＰＷＭ制御という。）を行う場合には、次のような動作を行う。

図７は、三相電圧形電力変換システム１０において、従来手法１のＰＷＭ制御による電力変換を行うにあたってＰＷＭにより得られるパルスパターン信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷに基づいてスイッチング素子（Ｕ_P，Ｕ_N），（Ｖ_P，Ｖ_N），（Ｗ_P，Ｗ_N）の導通状態と非導通状態とが制御される各波形を示すグラフである。なお、図７において、上段の波形は、キャリア波（三角キャリア波ＣＳ）と各相Ｕ，Ｖ，Ｗの三相の電圧指令値ＳＵ，ＳＶ，ＳＷとを示しており、中段の波形は、各相Ｕ，Ｖ，Ｗのパルスパターン信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷを示しており、下段の波形は、Ｕ相とＶ相との間の線間電圧Ｖ_UVを示している。また、図７において、キャリア波（三角キャリア波ＣＳ）は、その形状を分かりやすくするという観点から、キャリア波の周波数を実際の周波数よりも小さくして示している。

電力変換器１１は、制御部１２の指示命令に従い、キャリア波（三角キャリア波ＣＳ、図７の上段の波形参照）と各相Ｕ，Ｖ，Ｗの電圧指令値ＳＵ，ＳＶ，ＳＷ（図７の上段の波形参照）とを用いたＰＷＭにより得られる各相Ｕ，Ｖ，Ｗのパルスパターン信号（パルス電圧）ＰＵ，ＰＶ，ＰＷ（図４の中段の波形参照）に基づいてスイッチング素子（Ｕ_P，Ｕ_N），（Ｖ_P，Ｖ_N），（Ｗ_P，Ｗ_N）の導通状態と非導通状態とが制御（ＰＷＭ制御）される。ここで、キャリア波は、時間経過にとともに所定の傾斜をもって直線的に増加する部分と時間経過にとともに所定の傾斜をもって直線的に減少する部分とを有する三角波形とされた三角キャリア波ＳＣ（いわゆるダブルエッジキャリア）である。そして、電力変換器１１は、制御部１２が指示するＵ相のパルスパターン信号ＰＵによって出力されるＵ相電圧から、同様に、制御部１２が指示するＶ相のパルスパターン信号ＰＶによって出力されるＶ相電圧を差引いて得られるＵ相とＶ相との間の線間電圧Ｖ_UV（図７の下段の波形参照）によって所定波形（例えば正弦波）とされた出力波形（図示省略）を出力する。また、電力変換器１１は、図示を省略したが、線間電圧波形Ｖ_UVと同様にして、Ｖ相のパルスパターン信号ＰＶによって出力されるＶ相電圧からＷ相のパルスパターン信号ＰＷによって出力されるＷ相電圧を差引いて得られるＶ相とＷ相との間の線間電圧Ｖ_VWによって所定波形（例えば正弦波）とされた出力波形を出力し、Ｗ相のパルスパターン信号ＰＷによって出力されるＷ相電圧からＵ相のパルスパターン信号ＰＵによって出力されるＵ相電圧を差引いて得られるＷ相とＵ相との間の線間電圧Ｖ_WUによって所定波形（例えば正弦波）とされた出力波形を出力する。こうして、直流電源Ｇと交流負荷Ｌｏａｄ又は交流系統Ｅとの間で電力の授受（電力変換）を行うことができる。

ところで、図６に示す電力変換器１１は、制御部１２の指示命令に従い、電力変換を行う際には、通常は、スイッチング素子（Ｕ_P，Ｕ_N），（Ｖ_P，Ｖ_N），（Ｗ_P，Ｗ_N）が転流するとき（具体的には、導通状態（オン状態）から非導通状態（オフ状態）になるとき、及び、非導通状態（オフ状態）から導通状態（オン状態）になるときに）、スイッチング損失が発生する。

図８は、図６に示す電力変換器１１の回路状態［０］から回路状態［７］を示す回路図である。図８（ａ）〜図８（ｈ）は、それぞれ、回路状態［０］から回路状態［７］を示している。なお、図８並びに後述する図９（ｂ）、図１（ｂ）、図２（ｂ）及び図３（ｂ）において、白丸（○）印が付されたスイッチング素子は、導通状態を示しており、他のスイッチング素子は、非導通状態を示している。

図８（ａ）に示す回路状態［０］では、上アームのスイッチング素子（Ｕ_P，Ｖ_P，Ｗ_P）が非導通状態となっており、下アームのスイッチング素子（Ｕ_N，Ｖ_N，Ｗ_N）が導通状態となっている。図８（ｂ）に示す回路状態［１］では、上アームのスイッチング素子Ｗ_P、下アームのスイッチング素子（Ｕ_N，Ｖ_N）が導通状態となっており、上アームのスイッチング素子（Ｕ_P，Ｖ_P）、下アームのスイッチング素子Ｗ_Nが非導通状態となっている。図８（ｃ）に示す回路状態［２］では、上アームのスイッチング素子Ｖ_P、下アームのスイッチング素子（Ｕ_N，Ｗ_N）が導通状態となっており、上アームのスイッチング素子（Ｕ_P，Ｗ_P）、下アームのスイッチング素子Ｖ_Nが非導通状態となっている。

図８（ｄ）に示す回路状態［３］では、上アームのスイッチング素子（Ｖ_P，Ｗ_P）、下アームのスイッチング素子Ｕ_Nが導通状態となっており、上アームのスイッチング素子Ｕ_P、下アームのスイッチング素子（Ｖ_N，Ｗ_N）が非導通状態となっている。図８（ｅ）に示す回路状態［４］では、上アームのスイッチング素子Ｕ_P、下アームのスイッチング素子（Ｖ_N，Ｗ_N）が導通状態となっており、上アームのスイッチング素子（Ｖ_P，Ｗ_P）、下アームのスイッチング素子Ｕ_Nが非導通状態となっている。図８（ｆ）に示す回路状態［５］では、上アームのスイッチング素子（Ｕ_P，Ｗ_P）、下アームのスイッチング素子Ｖ_Nが導通状態となっており、上アームのスイッチング素子Ｖ_P、下アームのスイッチング素子（Ｕ_N，Ｗ_N）が非導通状態となっている。

図８（ｇ）に示す回路状態［６］では、上アームのスイッチング素子（Ｕ_P，Ｖ_P）、下アームのスイッチング素子Ｗ_Nが導通状態となっており、上アームのスイッチング素子Ｗ_P、下アームのスイッチング素子（Ｕ_N，Ｖ_N）が非導通状態となっている。また、図８（ｈ）に示す回路状態［７］では、上アームのスイッチング素子（Ｕ_P，Ｖ_P，Ｗ_P）が導通状態となっており、下アームのスイッチング素子（Ｕ_N，Ｖ_N，Ｗ_N）が非導通状態となっている。

図９は、図６に示す電力変換器１１において従来手法１のＰＷＭ制御を行うに際に発生するスイッチング損失を説明するため図である。図９（ａ）は、三角キャリア波ＣＳと電圧指令値ＳＵ，ＳＶ，ＳＷとパルスパターン信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷとを三角キャリア波ＣＳの１変調周期Ｔ分よりも少し長めの期間で任意に抜き出した波形を示すグラフである。図９（ｂ）は、図９（ａ）に示す従来手法１のＰＷＭ制御による電力変換器１１の回路状態［０］［４］［６］［７］を示す回路図である。なお、図９（ａ）並びに後述する図１（ａ）、図２（ａ）及び図３（ａ）において、三角キャリア波ＣＳの波形と電圧指令値ＳＵ，ＳＶ，ＳＷの波形との交点に付された白丸（○）印は、転流箇所を示している。

図９（ａ）に示す１変調周期Ｔでは、１変調周期Ｔ内の第１期間Ｔ１においてＵ相、Ｖ相、Ｗ相のうち、全ての相の電圧指令値ＳＵ，ＳＶ，ＳＷが三角キャリア波ＣＳの値よりも低くなっていることから、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の全てのパルスパターン信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷがＬｏｗ（２進数で「０」）となる。よって、スイッチング素子（Ｕ_P，Ｕ_N），（Ｖ_P，Ｖ_N），（Ｗ_P，Ｗ_N）が図９（ｂ）の上から１段目の回路状態［０］（図８（ａ）参照）となる。

また、１変調周期Ｔ内の第２期間Ｔ２においてＵ相の電圧指令値ＳＵが三角キャリア波ＣＳの値よりも高くなっており、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値ＳＶ，ＳＷが三角キャリア波ＣＳの値よりも低くなっていることから、Ｕ相のパルスパターン信号ＰＵがＨｉｇｈ（２進数で「１」）となり、Ｖ相、Ｗ相のパルスパターン信号ＰＶ，ＰＷがＬｏｗ（２進数で「０」）となる。よって、スイッチング素子（Ｕ_P，Ｕ_N），（Ｖ_P，Ｖ_N），（Ｗ_P，Ｗ_N）が図９（ｂ）の上から２段目の回路状態［４］（図８（ｅ）参照）となる。

また、１変調周期Ｔ内の第３期間Ｔ３においてＵ相、Ｖ相の電圧指令値ＳＵ，ＳＶの値が三角キャリア波ＣＳよりも高くなっており、Ｗ相の電圧指令値ＳＷが三角キャリア波ＣＳの値よりも低くなっていることから、Ｕ相、Ｖ相のパルスパターン信号ＰＵ，ＰＶがＨｉｇｈ（２進数で「１」）となり、Ｗ相のパルスパターン信号ＰＷがＬｏｗ（２進数で「０」）となる。よって、スイッチング素子（Ｕ_P，Ｕ_N），（Ｖ_P，Ｖ_N），（Ｗ_P，Ｗ_N）が図９（ｂ）の上から３段目の回路状態［６］（図８（ｇ）参照）となる。

また、１変調周期Ｔ内の第４期間Ｔ４においてＵ相、Ｖ相、Ｗ相の全ての相の電圧指令値ＳＵ，ＳＶ，ＳＷが三角キャリア波ＣＳの値よりも高くなっていることから、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の全てのパルスパターン信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷがＨｉｇｈ（２進数で「１」）となる。よって、スイッチング素子（Ｕ_P，Ｕ_N），（Ｖ_P，Ｖ_N），（Ｗ_P，Ｗ_N）が図９（ｂ）の上から４段目の回路状態［７］（図８（ｈ）参照）となる。

以下、同様に考えると、第５期間Ｔ５、第６期間Ｔ６、第７期間Ｔ７において、スイッチング素子Ｕ_N，Ｖ_N，Ｗ_Nがそれぞれ回路状態［６］（図８（ｇ）参照）、回路状態［４］（図８（ｅ）参照）、回路状態［０］（図８（ａ）参照）となる。

そして、Ｕ相のパルスパターン信号ＰＵが第１期間Ｔ１と第２期間Ｔ２との間で非導通状態から導通状態になり（転流回数１回）、次に、Ｖ相のパルスパターン信号ＰＶが第２期間Ｔ２と第３期間Ｔ３との間で非導通状態から導通状態になり（転流回数１回で合計２回）、次に、Ｗ相のパルスパターン信号ＰＷが第３期間Ｔ３と第４期間Ｔ４との間で非導通状態から導通状態になる（転流回数１回で合計３回）。さらに、Ｗ相のパルスパターン信号ＰＷが第４期間Ｔ４と第５期間Ｔ５との間で導通状態から非導通状態になり（転流回数１回で合計４回）、次に、Ｖ相のパルスパターン信号ＰＶが第５期間Ｔ５と第６期間Ｔ６との間で導通状態から非導通状態になり（転流回数１回で合計５回）、次に、Ｕ相のパルスパターン信号ＰＵが第６期間Ｔ６と第７期間Ｔ７との間で導通状態から非導通状態になる（転流回数１回で合計６回）。

このように、電力変換器１１に対する図９に示すような従来手法１のＰＷＭ制御では、転流回数が６回となり、それだけ多くのスイッチング素子（Ｕ_P，Ｕ_N），（Ｖ_P，Ｖ_N），（Ｗ_P，Ｗ_N）のスイッチング損失となる。

ここでは、任意に抜き出した一つの変調周期について説明したが、他の何れの変調周期についても同様に説明することができる。

この点に関し、スイッチング素子（Ｕ_P，Ｕ_N），（Ｖ_P，Ｖ_N），（Ｗ_P，Ｗ_N）のスイッチング回数を３分の２に減少させてそれだけスイッチング損失を減少させるＰＷＭ制御が従来から知られている（例えば、特許文献１，２参照）。

すなわち、特許文献１，２に記載したような従来のＰＷＭ制御（以下、従来手法２のＰＷＭ制御という。）では、一定期間毎にＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値Ｕｓ，ＳＶ，ＳＷのうち何れか一つを必ずキャリア波よりも低くする或いは高くする一方で、それに伴い、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の出力電圧が所定波形（例えば正弦波）となるように、他の電圧指令値を振幅方向にシフトさせることにより、スイッチング回数を従来手法１に比べて３分の２に減少させるようにしている（例えば、特許文献２の図７参照）。

特開平６−１４５９０号公報 特開平７−４６８５５号公報

しかしながら、従来手法２のＰＷＭ制御では、スイッチング回数を従来手法１のＰＷＭ制御に比べて３分の２に減少させることで、それに応じてスイッチング損失を抑制することができたとしても、スイッチング周波数成分が分散するという課題がある。

これについて、図１０から図１３を参照しながら、従来手法１のＰＷＭ制御により各相Ｕ，Ｖ，Ｗのパルスパターン信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷをもとに、電力変換器１１が出力するＵ相とＶ相との間の線間電圧，Ｖ相とＷ相との間の線間電圧，Ｗ相とＵ相との間の線間電圧，Ｖ_UV，Ｖ_VW，Ｖ_WUのスイッチング周波数成分と比較して、従来手法２のＰＷＭ制御により各相Ｕ，Ｖ，Ｗのパルスパターン信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷをもとに、電力変換器１１が出力するＵ相とＶ相との間の線間電圧，Ｖ相とＷ相との間の線間電圧，Ｗ相とＵ相との間の線間電圧，Ｖ_UV，Ｖ_VW，Ｖ_WUのスイッチング周波数成分を説明する。

図１０及び図１１は、従来手法１のＰＷＭ制御により各相Ｕ，Ｖ，Ｗのパルスパターン信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷをもとに、電力変換器１１が出力するＵ相とＶ相との間の線間電圧，Ｖ相とＷ相との間の線間電圧，Ｗ相とＵ相との間の線間電圧，Ｖ_UV，Ｖ_VW，Ｖ_WUのスイッチング周波数成分を説明するための図である。図１０（ａ）及び図１１（ａ）は、それぞれ、三角キャリア波ＣＳと各相Ｕ，Ｖ，Ｗの電圧指令値ＳＵ，ＳＶ，ＳＷのうち何れか一つの相（この例ではＵ相）の電圧指令値ＳＵとの波形の一例及び他の例を示すグラフである。図１０（ｂ）及び図１１（ｂ）は、それぞれ、Ｕ相とＶ相との間の線間電圧，Ｖ相とＷ相との間の線間電圧，Ｗ相とＵ相との間の線間電圧，Ｖ_UV，Ｖ_VW，Ｖ_WUのうち何れか一つの線間電圧Ｖ_UV（この例ではＵ相とＶ相との間の線間電圧）を周波数解析した結果の一例及び他の例を示すグラフである。

また、図１２及び図１３は、従来手法２のＰＷＭ制御により各相Ｕ，Ｖ，Ｗのパルスパターン信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷをもとに、電力変換器１１が出力するＵ相とＶ相との間の線間電圧，Ｖ相とＷ相との間の線間電圧，Ｗ相とＵ相との間の線間電圧，Ｖ_UV，Ｖ_VW，Ｖ_WUのスイッチング周波数成分を説明するための図である。図１２（ａ）及び図１３（ａ）は、それぞれ、三角キャリア波ＣＳと各相Ｕ，Ｖ，Ｗの電圧指令値ＳＵ，ＳＶ，ＳＷのうち何れか一つの相（この例ではＵ相）の電圧指令値ＳＵとの波形の一例及び他の例を示すグラフである。図１２（ｂ）及び図１３（ｂ）は、それぞれ、Ｕ相とＶ相との間の線間電圧，Ｖ相とＷ相との間の線間電圧，Ｗ相とＵ相との間の線間電圧，Ｖ_UV，Ｖ_VW，Ｖ_WUのうち何れか一つの線間電圧Ｖ_UV（この例ではＵ相とＶ相との間の線間電圧）を周波数解析した結果の一例及び他の例を示すグラフである。

ここで、図１０及び図１２に示す例と図１１及び図１３に示す例とでは、それぞれ、Ｕ相の電圧指令値ＳＵの振幅のみが異なっている。すなわち、図１０及び図１２に示すＵ相の電圧指令値ＳＵの振幅は、それぞれ、図１１及び図１３に示すＵ相の電圧指令値ＳＵの振幅よりも大きくなっている。また、図１０（ａ）、図１１（ａ）、図１２（ａ）及び図１３（ａ）並びに後述する図４（ａ）及び図５（ａ）において、縦軸は振幅の最大レベルを１とした相対レベルを示している。図１０（ｂ）、図１１（ｂ）、図１２（ｂ）及び図１３（ｂ）並びに後述する図４（ｂ）及び図５（ｂ）において、縦軸は予め定めた所定の成分レベルを１とした相対レベルを示しており、電圧指令値ＳＵの周波数は５０Ｈｚ、三角キャリア波ＣＳの周波数は６ｋＨｚとしている。

従来手法１のＰＷＭ制御では、図１０（ｂ）及び図１１（ｂ）に示すように、Ｕ相のパルスパターン信号ＰＵとＶ相のパルスパターン信号ＰＶをもとに、電力変換器１１が出力するＵ相とＶ相との間の線間電圧Ｖ_UVのスイッチング周波数成分は、Ｕ相の電圧指令値ＳＵの基本波形における周波数成分（この例では５０Ｈｚ）（図１０（ｂ）及び図１１（ｂ）のα部分参照）に加えて、キャリア波（三角キャリア波ＣＳ）の周波数に対する整数倍の周波数（この例では６ｋＨｚ，１２ｋＨｚ，１８ｋＨｚ〜）（図１０（ｂ）及び図１１（ｂ）のβ１，β２，β３〜部分参照）を中心に狭い範囲でレベルが大きくなっている。

すなわち、従来手法１のＰＷＭ制御によりＵ相のパルスパターン信号ＰＵとＶ相のパルスパターン信号ＰＶをもとに、電力変換器１１が出力するＵ相とＶ相との間の線間電圧Ｖ_UVのスイッチング周波数成分は、離散的になっている。このため、例えば、通常はフィルタを設けることがない三相の交流モータ等の交流負荷Ｌｏａｄに対しては、スイッチング周波数成分による損失を小さくすることができる。このことは、三相の交流モータ等の交流負荷Ｌｏａｄを低い電圧で駆動するときに特に有利となる。また、三相の電力系統等の交流系統Ｅに対しては、カットオフ周波数の高いフィルタＦを用いることができ、それだけ、フィルタＦの小型化かつ低コスト化を実現することができる。従って、従来手法１のＰＷＭ制御では、従来手法２に比べて、スイッチング損失が大きくなるものの、直流電源Ｇと交流負荷Ｌｏａｄ又は交流系統Ｅとの間で適正な電力の授受を容易に行うことができる。

一方、従来手法２のＰＷＭ制御では、図１２（ｂ）及び図１３（ｂ）に示すように、Ｕ相のパルスパターン信号ＰＵとＶ相のパルスパターン信号ＰＶをもとに、電力変換器１１が出力するＵ相とＶ相との間の線間電圧Ｖ_UVのスイッチング周波数成分は、Ｕ相の電圧指令値ＳＵの基本波形における周波数成分（この例では５０Ｈｚ）（図１２（ｂ）及び図１３（ｂ）のα部分参照）に加えて、キャリア波（三角キャリア波ＣＳ）の周波数に対する整数倍の周波数（この例では、６ｋＨｚ，１２ｋＨｚ，１８ｋＨｚ〜）（図１２（ｂ）及び図１３（ｂ）のβ１，β２，β３〜部分参照）を中心に広い範囲でレベルが大きくなっている。

すなわち、従来手法２のＰＷＭ制御によりＵ相のパルスパターン信号ＰＵとＶ相のパルスパターン信号ＰＶをもとに、電力変換器１１が出力するＵ相とＶ相との間の線間電圧Ｖ_UVのスイッチング周波数成分は、広範囲に分散している（連続的になっている）。このため、例えば、通常はフィルタを設けることがない三相の交流モータ等の交流負荷Ｌｏａｄに対しては、スイッチング周波数成分による損失が大きくなる。このことは、三相の交流モータ等の交流負荷Ｌｏａｄを低い電圧で駆動するときに特に顕著となる。また、三相の電力系統等の交流系統Ｅに対しては、カットオフ周波数の低いフィルタＦを用いる必要があり、それだけ、フィルタＦの大型化かつ高コスト化を招く。従って、従来手法２のＰＷＭ制御では、従来手法１に比べて、スイッチング損失を抑制できるものの、直流電源Ｇと交流負荷Ｌｏａｄ又は交流系統Ｅとの間で適正な電力の授受を容易に行うことが困難である。

ここでは、Ｕ相とＶ相との間の線間電圧Ｖ_UVの周波数成分について説明したが、Ｖ相とＷ相との間の線間電圧，Ｗ相とＵ相との間の線間電圧，Ｖ_VW，Ｖ_WUについても同様に説明することができる。

本発明は、前記課題に鑑みなされたものであり、従来手法１のＰＷＭ制御に比べ、スイッチング損失を抑制することができる上、従来手法２のＰＷＭ制御に比べ、直流電源と交流負荷又は交流系統との間で適正な電力の授受を容易に行うことができる三相電圧形電力変換器に対するパルスパターン生成構成を提供することを目的とする。

本発明者は、前記課題を解決するために、鋭意研究を重ねた結果、次のことを見出した。

すなわち、本発明者は、三相ブリッジ接続されたスイッチング素子を含み、かつ、パルス幅変調により得られるパルスパターン信号に基づいて前記スイッチング素子の導通状態と非導通状態とが制御されることにより、直流電源と交流負荷又は交流系統との間で電力の授受を行う三相電圧形電力変換器に対してパルスパターンを生成するパルスパターン生成構成においては、
（ａ）各相の電圧指令値のうち、全ての相の電圧指令値がキャリア波の値以下となった場合での上アームのスイッチング素子が全て非導通状態となり、かつ、下アームのスイッチング素子が全て導通状態となる回路状態［０］と、各相の電圧指令値のうち、全ての相の電圧指令値がキャリア波の値以上となった場合での上アームのスイッチング素子が全て導通状態となり、かつ、下アームのスイッチング素子が全て非導通状態となる回路状態［７］とでは、回路状態は異なっていても、Ｕ相とＶ相との間の線間電圧、Ｖ相とＷ相との間の線間電圧、Ｗ相とＵ相との間の線間電圧は、何れも０Ｖとなることから、回路状態［０］のときに回路状態［７］にしても、回路状態［７］のときに回路状態［０］にしても、出力される所定波形（例えば正弦波）の形状は変わらない点、
（ｂ）キャリア波として、急激な立ち上がり部分又は急激な立ち下がり部分を有する鋸波形とされた鋸キャリア波（いわゆるシングルエッジキャリア）を用いると、回路状態［０］と回路状態［７］とが連続する箇所が存在する点、
に着目し、各相の電圧指令値のうち、全ての相の電圧指令値が鋸キャリア波の値以下となった場合でのスイッチング素子の導通・非導通状態と、全ての相の電圧指令値が鋸キャリア波の値以上となった場合でのスイッチング素子の導通・非導通状態とを一致させることで、従来手法１のＰＷＭ制御に比べて、従来手法２のＰＷＭ制御と同様、３分の２に減らせることができ、しかも、従来手法２のＰＷＭ制御で発生するような分散したスイッチング周波数成分ではなく、離散的なスイッチング周波数成分にすることができることを見出し、本発明を完成した。

本発明は、かかる知見に基づくものであり、三相ブリッジ接続されたスイッチング素子を含み、かつ、パルス幅変調により得られるパルスパターン信号に基づいて前記スイッチング素子の導通状態と非導通状態とが制御されることにより、直流電源と交流負荷又は交流系統との間で電力の授受を行う三相電圧形電力変換器に対してパルスパターンを生成するパルスパターン生成構成であって、急激な立ち上がり部分又は急激な立ち下がり部分を有する鋸キャリア波と各相の電圧指令値とを比較して各相のパルスパターン信号を生成し、前記各相の電圧指令値のうち、全ての相の電圧指令値が前記鋸キャリア波の値以下となった場合での前記スイッチング素子の導通・非導通状態と、全ての相の電圧指令値が前記鋸キャリア波の値以上となった場合での前記スイッチング素子の導通・非導通状態とを一致させることを特徴とするパルスパターン生成構成を提供する。

本発明によれば、前記各相の電圧指令値のうち、全ての相の電圧指令値が前記鋸キャリア波の値以下となった場合での前記スイッチング素子の導通・非導通状態と、全ての相の電圧指令値が前記鋸キャリア波の値以上となった場合での前記スイッチング素子の導通・非導通状態とを一致させるので、従来手法１のＰＷＭ制御に比べて３分の２に減らせることができ、従って、従来手法１のＰＷＭ制御に比べ、スイッチング損失を抑制することが可能となる。しかも、従来手法２のＰＷＭ制御で発生するような分散したスイッチング周波数成分ではなく、離散的なスイッチング周波数成分にすることができる。従って、従来手法２のＰＷＭ制御に比べ、前記直流電源と前記交流負荷又は前記交流系統との間で適正な電力の授受を容易に行うことができる。

本発明において、交流側電流の絶対値が最大となる相のスイッチングが行われないように、全ての相の電圧指令値が前記鋸キャリア波の値以下となった場合での前記スイッチング素子の導通・非導通状態と、全ての相の電圧指令値が前記鋸キャリア波の値以上となった場合での前記スイッチング素子の導通・非導通状態とを一致させる態様を例示できる。

この特定事項では、交流側電流の絶対値が最大となる相のスイッチングを行わないことで、スイッチング損失を最小限に抑えることができる。

本発明において、前記各相の電圧指令値のうち、中間値の相と交流側電流の絶対値が最大となる相とが同じ場合には、交流側電流の絶対値が中間となる相のスイッチングが行われないように、全ての相の電圧指令値が前記鋸キャリア波の値以下となった場合での前記スイッチング素子の導通・非導通状態と、全ての相の電圧指令値が前記鋸キャリア波の値以上となった場合での前記スイッチング素子の導通・非導通状態とを一致させる態様を例示できる。

この特定事項では、前記各相の電圧指令値のうち、中間値の相と交流側電流の絶対値が最大となる相とが同じ場合には、交流側電流の絶対値が中間となる相のスイッチングを行わないことで、それだけスイッチング損失を低減させることができる。

以上説明したように、本発明によると、従来手法１のＰＷＭ制御に比べ、スイッチング損失を抑制することができる上、従来手法２のＰＷＭ制御に比べ、前記直流電源と前記交流負荷又は前記交流系統との間で適正な電力の授受を容易に行うことが可能となる。

図６に示す電力変換器において本発明の第１実施形態に係るスイッチング制御プログラムにより鋸キャリア波によるＰＷＭ制御を行うに際に発生するスイッチング損失を説明するため図であって、（ａ）は、鋸キャリア波と電圧指令値とパルスパターン信号とを鋸キャリア波の１変調周期分よりも少し長めの期間で任意に抜き出した波形を示すグラフであり、（ｂ）は、（ａ）に示す鋸キャリア波のＰＷＭ制御による電力変換器の回路状態［４］［６］［７］を示す回路図である。 図６に示す電力変換器において本発明の第２実施形態に係るスイッチング制御プログラムにより鋸キャリア波によるＰＷＭ制御を行うに際に発生するスイッチング損失を説明するため図であって、（ａ）は、鋸キャリア波と電圧指令値とパルスパターン信号とを鋸キャリア波の１変調周期分よりも少し長めの期間で任意に抜き出した波形を示すグラフであり、（ｂ）は、（ａ）に示す鋸キャリア波のＰＷＭ制御による電力変換器の回路状態［０］［４］［６］を示す回路図である。 図６に示す電力変換器において鋸キャリア波による通常のＰＷＭ制御を行うに際に発生するスイッチング損失を説明するため図であって、（ａ）は、鋸キャリア波と電圧指令値とパルスパターン信号とを鋸キャリア波の１変調周期分よりも少し長めの期間で任意に抜き出した波形を示すグラフであり、（ｂ）は、（ａ）に示す鋸キャリア波のＰＷＭ制御による電力変換器の回路状態［０］［４］［６］［７］を示す回路図である。 第１実施形態のＰＷＭ制御により各相のパルスパターン信号をもとに、電力変換器が出力する各相間の線間電圧のスイッチング周波数成分を説明するための図であって、（ａ）は、鋸キャリア波と各相の電圧指令値のうち何れか一つの相（この例ではＵ相）の電圧指令値との波形を示すグラフの一例であり、（ｂ）は、各線間電圧のうち何れか一つの線間電圧（この例ではＵ相とＶ相との間の線間電圧）を周波数解析した結果の一例を示すグラフである。 第２実施形態のＰＷＭ制御により各相のパルスパターン信号をもとに、電力変換器が出力する各相間の線間電圧のスイッチング周波数成分を説明するための図であって、（ａ）は、鋸キャリア波と各相の電圧指令値のうち何れか一つの相（この例ではＵ相）の電圧指令値との波形を示すグラフの他の例であり、（ｂ）は、各線間電圧のうち何れか一つの線間電圧（この例ではＵ相とＶ相との間の線間電圧）を周波数解析した結果の他の例を示すグラフである。 三相ブリッジ接続された６個のスイッチング素子を含む三相電圧形電力変換器を用いて電力変換を行う三相電圧形電力変換システムの一例を示す回路図である。 三相電圧形電力変換システムにおいて、従来手法１のＰＷＭ制御による電力変換を行うにあたってＰＷＭにより得られるパルスパターン信号に基づいてスイッチング素子の導通状態と非導通状態とが制御される各波形を示すグラフである。 図６に示す電力変換器の回路状態［０］から回路状態［７］を示す回路図であって、（ａ）〜（ｈ）は、それぞれ、回路状態［０］から回路状態［７］を示す図である。 図６に示す電力変換器において従来手法１のＰＷＭ制御を行うに際に発生するスイッチング損失を説明するため図であって、（ａ）は、三角キャリア波と電圧指令値とパルスパターン信号とを三角キャリア波の１変調周期分よりも少し長めの期間で任意に抜き出した波形を示すグラフであり、（ｂ）は、（ａ）に示す従来手法１のＰＷＭ制御による電力変換器の回路状態［０］［４］［６］［７］を示す回路図である。 従来手法１のＰＷＭ制御により各相のパルスパターン信号をもとに、電力変換器が出力する各相間の線間電圧のスイッチング周波数成分を説明するための図であって、（ａ）は、三角キャリア波と各相の電圧指令値のうち何れか一つの相（この例ではＵ相）の電圧指令値との波形の一例を示すグラフであり、（ｂ）は、各線間電圧のうち何れか一つの線間電圧（この例ではＵ相とＶ相との間の線間電圧）を周波数解析した結果の一例を示すグラフである。 従来手法１のＰＷＭ制御により各相のパルスパターン信号をもとに、電力変換器が出力する各相間の線間電圧のスイッチング周波数成分を説明するための図であって、（ａ）は、三角キャリア波と各相の電圧指令値のうち何れか一つの相（この例ではＵ相）の電圧指令値との波形の他の例を示すグラフであり、（ｂ）は、各線間電圧のうち何れか一つの線間電圧（この例ではＵ相とＶ相との間の線間電圧）を周波数解析した結果の他の例を示すグラフである。 従来手法２のＰＷＭ制御により各相のパルスパターン信号をもとに、電力変換器が出力する各相間の線間電圧のスイッチング周波数成分を説明するための図であって、（ａ）は、三角キャリア波と各相の電圧指令値のうち何れか一つの相（この例ではＵ相）の電圧指令値との波形の一例を示すグラフであり、（ｂ）は、各線間電圧のうち何れか一つの線間電圧（この例ではＵ相とＶ相との間の線間電圧）を周波数解析した結果の一例を示すグラフである。 従来手法２のＰＷＭ制御により各相のパルスパターン信号をもとに、電力変換器が出力する各相間の線間電圧のスイッチング周波数成分を説明するための図であって、（ａ）は、三角キャリア波と各相の電圧指令値のうち何れか一つの相（この例ではＵ相）の電圧指令値との波形の他の例を示すグラフであり、（ｂ）は、各線間電圧のうち何れか一つの線間電圧（この例ではＵ相とＶ相との間の線間電圧）を周波数解析した結果の他の例を示すグラフである。

以下、本発明の実施の形態について図６に示す三相電圧形電力変換システム１０を取り挙げて添付図面を参照しつつ説明する。なお、以下の実施の形態は、本発明を具体化した例であって、本発明の技術的範囲を限定する性格のものではない。

図６に示す三相電圧形電力変換システム１０において、制御部１２は、本発明の実施の形態に係るスイッチング制御プログラムによって、電力変換器１１に対してパルスパターンを生成する構成とされている。

図１及び図２は、それぞれ、図６に示す電力変換器１１において本発明の第１実施形態及び第２実施形態に係るスイッチング制御プログラムにより鋸キャリア波ＣＴによるＰＷＭ制御を行うに際に発生するスイッチング損失を説明するため図である。図１（ａ）及び図２（ａ）は、鋸キャリア波ＣＴと電圧指令値ＳＵ，ＳＶ，ＳＷとパルスパターン信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷとを鋸キャリア波ＣＴの１変調周期Ｔ分よりも少し長めの期間で任意に抜き出した波形を示すグラフである。図１（ｂ）及び図２（ｂ）は、それぞれ、図１（ａ）及び図２（ａ）に示す鋸キャリア波ＣＴのＰＷＭ制御による電力変換器１１の回路状態［４］［６］［７］及び回路状態［０］［４］［６］を示す回路図である。

また、図３は、図６に示す電力変換器１１において鋸キャリア波ＣＴによる通常のＰＷＭ制御を行うに際に発生するスイッチング損失を説明するため図である。図３（ａ）は、鋸キャリア波ＣＴと電圧指令値ＳＵ，ＳＶ，ＳＷとパルスパターン信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷとを鋸キャリア波ＣＴの１変調周期Ｔ分よりも少し長めの期間で任意に抜き出した波形を示すグラフである。図３（ｂ）は、図３（ａ）に示す鋸キャリア波ＣＴのＰＷＭ制御による電力変換器１１の回路状態［０］［４］［６］［７］を示す回路図である。

なお、図１（ａ）及び図２（ａ）の電圧指令値ＳＵ，ＳＶ，ＳＷにおいて示されている破線は、図３に示す鋸キャリア波ＣＴの通常のＰＷＭ制御による電圧指令値ＳＵ，ＳＶ，ＳＷを表している。

以下、鋸キャリア波ＣＴによる図１及び図２に示す第１実施形態及び第２実施形態のＰＷＭ制御を行うに際に発生するスイッチング損失について、鋸キャリア波ＣＴによる図３に示す通常のＰＷＭ制御を行うに際に発生するスイッチング損失と比較して説明する。

図１から図３に示す例において、制御部１２は、ここでは、急激な立ち下がり部分を有する鋸キャリア波ＣＴ（いわゆるシングルエッジキャリア）と各相Ｕ，Ｖ，Ｗの電圧指令値ＳＵ，ＳＶ，ＳＷとを比較して各相のパルスパターン信号を生成する構成とされている。具体的には、鋸キャリア波ＣＴは、１変調周期内の波形を構成する連続した２辺のうち一方の辺のみが傾斜を有する電気パルスとされている。つまり、鋸キャリア波ＣＴは、１変調周期において所定の傾斜をもって直線的に立ち上がった後、垂直に瞬間的に下降する電気パルスである。なお、鋸キャリア波ＣＴは、急激な立ち上がり部分を有する電気パルス、つまり、１変調周期において垂直に瞬間的に立ち上がった後、所定の傾斜をもって直線的に下降する電気パルスであってもよい。

（鋸キャリア波による通常のＰＷＭ制御の説明）
図３（ａ）に示す１変調周期Ｔでは、１変調周期Ｔ内の第１期間Ｔ１においてＵ相、Ｖ相、Ｗ相の全ての相の電圧指令値ＳＵ，ＳＶ，ＳＷが鋸キャリア波ＣＴの値よりも高くなっていることから、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の全てのパルスパターン信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷがＨｉｇｈ（２進数で「１」）となる。よって、スイッチング素子（Ｕ_P，Ｕ_N），（Ｖ_P，Ｖ_N），（Ｗ_P，Ｗ_N）が図３（ｂ）の上から４段目の回路状態［７］（図８（ｈ）参照）となる。

また、１変調周期Ｔ内の第２期間Ｔ２においてＵ相、Ｖ相の電圧指令値ＳＵ，ＳＶが鋸キャリア波ＣＴの値よりも高くなっており、Ｗ相の電圧指令値ＳＷが鋸キャリア波ＣＴの値よりも低くなっていることから、Ｕ相、Ｖ相のパルスパターン信号ＰＵ，ＰＶがＨｉｇｈ（２進数で「１」）となり、Ｗ相のパルスパターン信号ＰＷがＬｏｗ（２進数で「０」）となる。よって、スイッチング素子（Ｕ_P，Ｕ_N），（Ｖ_P，Ｖ_N），（Ｗ_P，Ｗ_N）が図３（ｂ）の上から３段目の回路状態［６］（図８（ｇ）参照）となる。

また、１変調周期Ｔ内の第３期間Ｔ３においてＵ相の電圧指令値ＳＵが鋸キャリア波ＣＴの値よりも高くなっており、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値ＳＶ，ＳＷが鋸キャリア波ＣＴの値よりも低くなっていることから、Ｕ相のパルスパターン信号ＰＵがＨｉｇｈ（２進数で「１」）となり、Ｖ相、Ｗ相のパルスパターン信号ＰＶ，ＰＷがＬｏｗ（２進数で「０」）となる。よって、スイッチング素子（Ｕ_P，Ｕ_N），（Ｖ_P，Ｖ_N），（Ｗ_P，Ｗ_N）が図３（ｂ）の上から２段目の回路状態［４］（図８（ｅ）参照）となる。

また、１変調周期Ｔ内の第４期間Ｔ１においてＵ相、Ｖ相、Ｗ相のうち、全ての相の電圧指令値ＳＵ，ＳＶ，ＳＷが鋸キャリア波ＣＴの値よりも低くなっていることから、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の全てのパルスパターン信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷがＬｏｗ（２進数で「０」）となる。よって、スイッチング素子（Ｕ_P，Ｕ_N），（Ｖ_P，Ｖ_N），（Ｗ_P，Ｗ_N）が図３（ｂ）の上から１段目の回路状態［０］（図８（ａ）参照）となる。

さらに、次の１変調周期Ｔ内の第１期間Ｔ１においてＵ相、Ｖ相、Ｗ相のうち、全ての相の電圧指令値ＳＵ，ＳＶ，ＳＷが鋸キャリア波ＣＴの値よりも高くなっていることから、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の全てのパルスパターン信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷがＨｉｇｈ（２進数で「１」）となる。よって、スイッチング素子（Ｕ_P，Ｕ_N），（Ｖ_P，Ｖ_N），（Ｗ_P，Ｗ_N）が図３（ｂ）の上から４段目の回路状態［７］（図８（ｈ）参照）となり、これらの動作が繰り返される。

そして、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のパルスパターン信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷが一つ前の１変調周期Ｔ内の第４期間Ｔ４と次の１変調周期Ｔ内の第１期間Ｔ１との間で非導通状態から導通状態になり（転流回数３回）、次に、Ｗ相のパルスパターン信号ＰＷが第１期間Ｔ１と第２期間Ｔ２との間で導通状態から非導通状態になり（転流回数１回で合計４回）、次に、Ｖ相のパルスパターン信号ＰＶが第２期間Ｔ２と第３期間Ｔ３との間で導通状態から非導通状態になる（転流回数１回で合計５回）。さらに、Ｕ相のパルスパターン信号ＰＵが第３期間Ｔ３と第４期間Ｔ４との間で導通状態から非導通状態になる（転流回数１回で合計６回）。

このように、電力変換器１１に対する鋸キャリア波ＣＴによる通常のＰＷＭ制御では、転流回数が６回となり、それだけ多くのスイッチング素子（Ｕ_P，Ｕ_N），（Ｖ_P，Ｖ_N），（Ｗ_P，Ｗ_N）のスイッチング損失となる。

ここでは、任意に抜き出した一つの変調周期について説明したが、他の何れの変調周期についても同様に説明することができる。

（第１実施形態及び第２実施形態の説明）
この点、第１実施形態及び第２実施形態のＰＷＭ制御を行う制御部１２は、各相Ｕ，Ｖ，Ｗの電圧指令値ＳＵ，ＳＶ，ＳＷのうち、全ての相Ｕ，Ｖ，Ｗの電圧指令値ＳＵ，ＳＶ，ＳＷが鋸キャリア波ＣＴの値以下となった場合でのスイッチング素子（Ｕ_P，Ｕ_N），（Ｖ_P，Ｖ_N），（Ｗ_P，Ｗ_N）の導通・非導通状態と、全ての相Ｕ，Ｖ，Ｗの電圧指令値ＳＵ，ＳＶ，ＳＷが鋸キャリア波ＣＴの値以上となった場合でのスイッチング素子（Ｕ_P，Ｕ_N），（Ｖ_P，Ｖ_N），（Ｗ_P，Ｗ_N）の導通・非導通状態とを一致させる構成とされている。

（第１実施形態）
詳しくは、第１実施形態では、制御部１２は、図１に示すように、全ての相Ｕ，Ｖ，Ｗの電圧指令値ＳＵ，ＳＶ，ＳＷが鋸キャリア波ＣＴの値以下となった場合でのスイッチング素子（Ｕ_P，Ｕ_N），（Ｖ_P，Ｖ_N），（Ｗ_P，Ｗ_N）の導通・非導通状態（図３の回路状態［０］）を、全ての相Ｕ，Ｖ，Ｗの電圧指令値ＳＵ，ＳＶ，ＳＷが鋸キャリア波ＣＴの値以上となった場合でのスイッチング素子（Ｕ_P，Ｕ_N），（Ｖ_P，Ｖ_N），（Ｗ_P，Ｗ_N）の導通・非導通状態（回路状態［７］）と一致させる第１スイッチング制御を行う構成とされている。

具体的には、図１（ａ）に示す１変調周期Ｔでは、１変調周期Ｔ内の第１期間Ｔ１においてＵ相、Ｖ相、Ｗ相の全ての相の電圧指令値ＳＵ，ＳＶ，ＳＷが鋸キャリア波ＣＴの値よりも高くなっていることから、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の全てのパルスパターン信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷがＨｉｇｈ（２進数で「１」）となる。よって、スイッチング素子（Ｕ_P，Ｕ_N），（Ｖ_P，Ｖ_N），（Ｗ_P，Ｗ_N）が図１（ｂ）の上から３段目の回路状態［７］（図８（ｈ）参照）となる。

また、１変調周期Ｔ内の第２期間Ｔ２においてＵ相、Ｖ相の電圧指令値ＳＵ，ＳＶが鋸キャリア波ＣＴの値よりも高くなっており、Ｗ相の電圧指令値ＳＷが鋸キャリア波ＣＴの値よりも低くなっていることから、Ｕ相、Ｖ相のパルスパターン信号ＰＵ，ＰＶがＨｉｇｈ（２進数で「１」）となり、Ｗ相のパルスパターン信号ＰＷがＬｏｗ（２進数で「０」）となる。よって、スイッチング素子（Ｕ_P，Ｕ_N），（Ｖ_P，Ｖ_N），（Ｗ_P，Ｗ_N）が図１（ｂ）の上から２段目の回路状態［６］（図８（ｇ）参照）となる。

また、１変調周期Ｔ内の第３期間Ｔ３においてＵ相の電圧指令値ＳＵが鋸キャリア波ＣＴの値よりも高くなっており、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値ＳＶ，ＳＷが鋸キャリア波ＣＴの値よりも低くなっていることから、Ｕ相のパルスパターン信号ＰＵがＨｉｇｈ（２進数で「１」）となり、Ｖ相、Ｗ相のパルスパターン信号ＰＶ，ＰＷがＬｏｗ（２進数で「０」）となる。よって、スイッチング素子（Ｕ_P，Ｕ_N），（Ｖ_P，Ｖ_N），（Ｗ_P，Ｗ_N）が図１（ｂ）の上から１段目の回路状態［４］（図８（ｅ）参照）となる。

そして、１変調周期Ｔ内の第４期間Ｔ４においてＵ相、Ｖ相、Ｗ相の全ての相の電圧指令値ＳＵ，ＳＶ，ＳＷが鋸キャリア波ＣＴの値よりも低くなっているが、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の全てのパルスパターン信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷをＨｉｇｈ（２進数で「１」）にする。こうすることで、スイッチング素子（Ｕ_P，Ｕ_N），（Ｖ_P，Ｖ_N），（Ｗ_P，Ｗ_N）を図１（ｂ）の上から３段目の回路状態［７］（図８（ｈ）参照）にする。

さらに、次の１変調周期Ｔ内の第１期間Ｔ１においてＵ相、Ｖ相、Ｗ相の全ての相の電圧指令値ＳＵ，ＳＶ，ＳＷが鋸キャリア波ＣＴの値よりも高くなっていることから、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の全てのパルスパターン信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷがＨｉｇｈ（２進数で「１」）となる。よって、スイッチング素子（Ｕ_P，Ｕ_N），（Ｖ_P，Ｖ_N），（Ｗ_P，Ｗ_N）の図１（ｂ）の上から３段目の回路状態［７］（図８（ｈ）参照）が維持され、これらの動作が繰り返される。

そして、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のパルスパターン信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷが隣り合う変調周期Ｔ，Ｔの前後の第４期間Ｔ４と第１期間Ｔ１との間で転流が発生せず、Ｗ相のパルスパターン信号ＰＷが第１期間Ｔ１と第２期間Ｔ２との間で導通状態から非導通状態になり（転流回数１回）、次に、Ｖ相のパルスパターン信号ＰＶが第２期間Ｔ２と第３期間Ｔ３との間との間で導通状態から非導通状態になり（転流回数１回で合計２回）、次に、Ｖ相、Ｗ相のパルスパターン信号ＰＶ，ＰＷが第３期間Ｔ３と第４期間Ｔ４との間で非導通状態から導通状態になる（転流回数２回で合計４回）。

このように、電力変換器１１に対する第１実施形態のＰＷＭ制御では、転流回数が４回となり、スイッチング回数を従来手法１のＰＷＭ制御に比べて３分の２に減少させることができ、それだけスイッチング素子（Ｕ_P，Ｕ_N），（Ｖ_P，Ｖ_N），（Ｗ_P，Ｗ_N）のスイッチング損失を抑制することができる。

ここでは、任意に抜き出した一つの変調周期について説明したが、他の何れの変調周期についても同様に説明することができる。

（第２実施形態）
第２実施形態では、制御部１２は、図２に示すように、全ての相Ｕ，Ｖ，Ｗの電圧指令値ＳＵ，ＳＶ，ＳＷが鋸キャリア波ＣＴの値以上となった場合でのスイッチング素子（Ｕ_P，Ｕ_N），（Ｖ_P，Ｖ_N），（Ｗ_P，Ｗ_N）の導通・非導通状態（図３の回路状態［７］）を、全ての相Ｕ，Ｖ，Ｗの電圧指令値ＳＵ，ＳＶ，ＳＷが鋸キャリア波ＣＴの値以下となった場合でのスイッチング素子（Ｕ_P，Ｕ_N），（Ｖ_P，Ｖ_N），（Ｗ_P，Ｗ_N）の導通・非導通状態（回路状態［０］）と一致させる第２スイッチング制御を行う構成とされている。

具体的には、図２（ａ）に示す１変調周期Ｔでは、１変調周期Ｔ内の第１期間Ｔ１においてＵ相、Ｖ相、Ｗ相のうち、全ての相の電圧指令値ＳＵ，ＳＶ，ＳＷが鋸キャリア波ＣＴの値よりも高くなっているが、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の全てのパルスパターン信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷをＬｏｗ（２進数で「０」）にする。こうすることで、スイッチング素子（Ｕ_P，Ｕ_N），（Ｖ_P，Ｖ_N），（Ｗ_P，Ｗ_N）の図２（ｂ）の上から１段目の回路状態［０］（図８（ａ）参照）を維持する。

また、１変調周期Ｔ内の第２期間Ｔ２においてＵ相、Ｖ相の電圧指令値ＳＵ，ＳＶが鋸キャリア波ＣＴの値よりも高くなっており、Ｗ相の電圧指令値ＳＷが鋸キャリア波ＣＴの値よりも低くなっていることから、Ｕ相、Ｖ相のパルスパターン信号ＰＵ，ＰＶがＨｉｇｈ（２進数で「１」）となり、Ｗ相のパルスパターン信号ＰＷがＬｏｗ（２進数で「０」）となる。よって、スイッチング素子（Ｕ_P，Ｕ_N），（Ｖ_P，Ｖ_N），（Ｗ_P，Ｗ_N）が図２（ｂ）の上から３段目の回路状態［６］（図８（ｇ）参照）となる。

また、１変調周期Ｔ内の第３期間Ｔ３においてＵ相の電圧指令値ＳＵが鋸キャリア波ＣＴの値よりも高くなっており、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値ＳＶ，ＳＷが鋸キャリア波ＣＴの値よりも低くなっていることから、Ｕ相のパルスパターン信号ＰＵがＨｉｇｈ（２進数で「１」）となり、Ｖ相、Ｗ相のパルスパターン信号ＰＶ，ＰＷがＬｏｗ（２進数で「０」）となる。よって、スイッチング素子（Ｕ_P，Ｕ_N），（Ｖ_P，Ｖ_N），（Ｗ_P，Ｗ_N）が図２（ｂ）の上から２段目の回路状態［４］（図８（ｅ）参照）となる。

また、１変調周期Ｔ内の第４期間Ｔ４においてＵ相、Ｖ相、Ｗ相のうち、全ての相の電圧指令値ＳＵ，ＳＶ，ＳＷが鋸キャリア波ＣＴの値よりも低くなっていることから、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の全てのパルスパターン信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷがＬｏｗ（２進数で「０」）となる。よって、スイッチング素子（Ｕ_P，Ｕ_N），（Ｖ_P，Ｖ_N），（Ｗ_P，Ｗ_N）が図２（ｂ）の上から１段目の回路状態［０］（図８（ａ）参照）となる。

さらに、次の１変調周期Ｔ内の第１期間Ｔ１においてＵ相、Ｖ相、Ｗ相のうち、全ての相の電圧指令値ＳＵ，ＳＶ，ＳＷが鋸キャリア波ＣＴの値よりも高くなっているが、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の全てのパルスパターン信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷをＬｏｗ（２進数で「０」）にする。こうすることで、スイッチング素子（Ｕ_P，Ｕ_N），（Ｖ_P，Ｖ_N），（Ｗ_P，Ｗ_N）の図２（ｂ）の上から１段目の回路状態［０］（図８（ａ）参照）を維持し、これらの動作が繰り返される。

そして、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のパルスパターン信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷが隣り合う変調周期Ｔ，Ｔの前後の第４期間Ｔ４と第１期間Ｔ１との間で転流が発生せず、Ｕ相、Ｖ相のパルスパターン信号ＰＵ，ＰＶが第１期間Ｔ１と第２期間Ｔ２との間で非導通状態から導通状態になり（転流回数２回）、次に、Ｖ相のパルスパターン信号ＰＶが第２期間Ｔ２と第３期間Ｔ３との間で導通状態から非導通状態になり（転流回数１回で合計３回）、次に、Ｕ相のパルスパターン信号ＰＵが第３期間Ｔ３と第４期間４との間で導通状態から非導通状態になる（転流回数１回で合計４回）。

このように、電力変換器１１に対する第２実施形態のＰＷＭ制御では、転流回数が４回となり、スイッチング回数を従来手法１のＰＷＭ制御に比べて３分の２に減少させることができ、それだけスイッチング素子（Ｕ_P，Ｕ_N），（Ｖ_P，Ｖ_N），（Ｗ_P，Ｗ_N）のスイッチング損失を抑制することができる。

ここでは、任意に抜き出した一つの変調周期について説明したが、他の何れの変調周期についても同様に説明することができる。

（交流側電流との関係について）
また、本第１実施形態及び第２実施形態では、制御部１２は、交流側電流ｉ_U，ｉ_V，ｉ_Wの絶対値｜ｉ_U｜，｜ｉ_V｜，｜ｉ_W｜が最大となる相（図１の例ではＵ相、図２の例ではＷ相）のスイッチングが行われないように、全ての相Ｕ，Ｖ，Ｗの電圧指令値ＳＵ，ＳＶ，ＳＷが鋸キャリア波ＣＴの値以下となった場合でのスイッチング素子（Ｕ_P，Ｕ_N），（Ｖ_P，Ｖ_N），（Ｗ_P，Ｗ_N）の導通・非導通状態と、全ての相Ｕ，Ｖ，Ｗの電圧指令値ＳＵ，ＳＶ，ＳＷが鋸キャリア波ＣＴの値以上となった場合でのスイッチング素子（Ｕ_P，Ｕ_N），（Ｖ_P，Ｖ_N），（Ｗ_P，Ｗ_N）の導通・非導通状態とを一致させる構成とされている。

また、本第１実施形態及び第２実施形態では、制御部１２は、各相Ｕ，Ｖ，Ｗの電圧指令値ＳＵ，ＳＶ，ＳＷのうち、中間値の相（図１及び図２の例ではＶ相）と交流側電流ｉ_U，ｉ_V，ｉ_Wの絶対値｜ｉ_U｜，｜ｉ_V｜，｜ｉ_W｜が最大となる相（図１及び図２の例ではＶ相）とが同じ場合には、交流側電流ｉ_U，ｉ_V，ｉ_Wの絶対値｜ｉ_U｜，｜ｉ_V｜，｜ｉ_W｜が中間となる相（２番目に大きい相、図１の例ではＵ相、図２の例ではＷ相）のスイッチングが行われないように、全ての相Ｕ，Ｖ，Ｗの電圧指令値ＳＵ，ＳＶ，ＳＷが鋸キャリア波ＣＴの値以下となった場合でのスイッチング素子（Ｕ_P，Ｕ_N），（Ｖ_P，Ｖ_N），（Ｗ_P，Ｗ_N）の導通・非導通状態と、全ての相Ｕ，Ｖ，Ｗの電圧指令値ＳＵ，ＳＶ，ＳＷが鋸キャリア波ＣＴの値以上となった場合でのスイッチング素子（Ｕ_P，Ｕ_N），（Ｖ_P，Ｖ_N），（Ｗ_P，Ｗ_N）の導通・非導通状態とを一致させる構成とされている。

なお、本第１実施形態及び第２実施形態において、交流側電流ｉ_U，ｉ_V，ｉ_Wは、図示を省略した電流計にて測定することができる。制御部１２は、この電流計の検出結果に基づき交流側電流の絶対値｜ｉ_U｜，｜ｉ_V｜，｜ｉ_W｜を認識することができる。

（スイッチング周波数成分について）
次に、本第１実施形態及び第２実施形態のＰＷＭ制御におけるスイッチング周波数成分について調べたので、図４及び図５を参照しながら以下に説明する。

図４及び図５は、本第１実施形態及び第２実施形態のＰＷＭ制御により各相Ｕ，Ｖ，Ｗのパルスパターン信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷをもとに電力変換器１１が出力する各相間の線間電圧のスイッチング周波数成分を説明するための図である。図４（ａ）及び図５（ａ）は、それぞれ、鋸キャリア波ＣＴと各相Ｕ，Ｖ，Ｗの電圧指令値ＳＵ，ＳＶ，ＳＷのうち何れか一つの相（この例ではＵ相）の電圧指令値ＳＵとの波形の一例及び他の例を示すグラフである。図４（ｂ）及び図５（ｂ）は、それぞれ、各線間電圧Ｖ_UV，Ｖ_VW，Ｖ_WUのうち何れか一つの線間電圧（この例ではＵ相とＶ相との間の線間電圧Ｖ_UV）を周波数解析した結果の一例及び他の例を示すグラフである。ここで、図４に示す例と図５に示す例とでは、Ｕ相の電圧指令値ＳＵの振幅のみが異なっている。すなわち、図４に示すＵ相の電圧指令値ＳＵの振幅は図５に示すＵ相の電圧指令値ＳＵの振幅よりも大きくなっている。

本第１実施形態及び第２実施形態のＰＷＭ制御では、図４（ｂ）及び図５（ｂ）に示すように、Ｕ相のパルスパターン信号ＰＵとＶ相のパルスパターン信号ＰＶをもとに電力変換器１１が出力するＵ相とＶ相との間の線間電圧Ｖ_UVのスイッチング周波数成分は、Ｕ相の電圧指令値ＳＵの基本波形における周波数成分（この例では５０Ｈｚ）（図４（ｂ）及び図５（ｂ）のα部分参照）に加えて、キャリア波（鋸キャリア波ＣＴ）の周波数に対する整数倍の周波数（この例では６ｋＨｚ，１２ｋＨｚ，１８ｋＨｚ〜）（図４（ｂ）及び図４（ｂ）のβ１，β２，β３〜部分参照）を中心に狭い範囲でレベルが大きくなっている。

すなわち、本第１実施形態及び第２実施形態のＰＷＭ制御によりＵ相のパルスパターン信号ＰＵとＶ相のパルスパターン信号ＰＶをもとに電力変換器１１が出力するＵ相とＶ相との間の線間電圧Ｖ_UVのスイッチング周波数成分は、従来手法２のＰＷＭ制御（図１２（ｂ）及び図１３（ｂ）参照）に比べ分散が大幅に抑えられ、従来手法１のＰＷＭ制御（図１０（ｂ）及び図１１（ｂ）参照）と同様に、離散的になっている。このため、例えば、通常はフィルタを設けることがない三相の交流モータ等の交流負荷Ｌｏａｄに対しては、従来手法２のＰＷＭ制御に比べ、損失を小さくすることができる。このことは、三相の交流モータ等の交流負荷Ｌｏａｄを低い電圧で駆動するときに特に有利となる。また、三相の電力系統等の交流系統Ｅに対しては、従来手法２のＰＷＭ制御に比べ、不要な周波数成分をカットし易くすることができる。

なお、本第１実施形態及び第２実施形態のＰＷＭ制御では、キャリア波の周波数に対する整数倍の周波数でのレベルが、従来手法１のＰＷＭ制御による値（例えば図１１（ｂ）のβ１でのレベル０．１５程度）に比べ、高い値（図５（ｂ）のβ１でのレベル０．３程度）になっているものの、次のような利点がある。すなわち、従来手法１のＰＷＭ制御と本第１実施形態及び第２実施形態のＰＷＭ制御とでキャリア波が同一周波数であれば、キャリア波の周波数に対する整数倍の周波数でレベルが従来手法１のＰＷＭ制御に比べ高い分、三相の電力系統等の交流系統Ｅにおいて、使用するフィルタＦのカットオフ周波数が低くなるものの、スイッチング回数が従来手法１のＰＷＭ制御に比べ３分の２に減少させることができることから、その分キャリア波の周波数を高周波数化することができる。これにより、キャリア波の周波数の高周波数化によりスイッチング回数がその分増えたとしても、従来手法１のＰＷＭ制御で使用するようなカットオフ周波数の高いフィルタＦを用いることができる。つまり、本第１実施形態及び第２実施形態のＰＷＭ制御では、従来手法１のＰＷＭ制御と比較した場合に、スイッチング回数の低下（ひいてはスイッチング損失の低下）を優先してカットオフ周波数の低いフィルタＦ（ひいてはフィルタＦの大型化かつ高コスト化）を選択するか、或いは、スイッチング回数の増加（ひいてはスイッチング損失の増加）を犠牲にしてカットオフ周波数の高いフィルタＦ（ひいてはフィルタＦの小型化かつ低コスト化）を選択するかというように、設計の自由度を向上させることが可能となる。

ここでは、Ｕ相とＶ相との間の線間電圧Ｖ_UVの周波数成分について説明したが、Ｖ相とＷ相との間の線間電圧Ｖ_VW、Ｗ相とＵ相との間の線間電圧Ｖ_WUのパルスパターン信号ＰＶ，ＰＷについても同様に説明することができる。

（第１実施形態及び第２実施形態について）
以上説明したように、本第１実施形態及び第２実施形態によると、各相Ｕ，Ｖ，Ｗの電圧指令値ＳＵ，ＳＶ，ＳＷのうち、全ての相Ｕ，Ｖ，Ｗの電圧指令値ＳＵ，ＳＶ，ＳＷが鋸キャリア波ＣＴの値以下となった場合でのスイッチング素子（Ｕ_P，Ｕ_N），（Ｖ_P，Ｖ_N），（Ｗ_P，Ｗ_N）の導通・非導通状態と、全ての相Ｕ，Ｖ，Ｗの電圧指令値ＳＵ，ＳＶ，ＳＷが鋸キャリア波ＣＴの値以上となった場合でのスイッチング素子（Ｕ_P，Ｕ_N），（Ｖ_P，Ｖ_N），（Ｗ_P，Ｗ_N）の導通・非導通状態とを一致させることで、従来手法１のＰＷＭ制御に比べて３分の２に減らせることができ、従って、従来手法１のＰＷＭ制御に比べ、スイッチング損失を抑制することが可能となる。しかも、従来手法２のＰＷＭ制御で発生するような分散したスイッチング周波数成分ではなく、離散的なスイッチング周波数成分にすることができる。従って、従来手法２のＰＷＭ制御に比べ、直流電源Ｇと交流負荷Ｌｏａｄ又は交流系統Ｅとの間で適正な電力の授受を容易に行うことができる。

また、本第１実施形態及び第２実施形態では、交流側電流ｉ_U，ｉ_V，ｉ_Wの絶対値｜ｉ_U｜，｜ｉ_V｜，｜ｉ_W｜が最大となる相のスイッチングが行われないように、全ての相Ｕ，Ｖ，Ｗの電圧指令値ＳＵ，ＳＶ，ＳＷが鋸キャリア波ＣＴの値以下となった場合でのスイッチング素子（Ｕ_P，Ｕ_N），（Ｖ_P，Ｖ_N），（Ｗ_P，Ｗ_N）の導通・非導通状態と、全ての相Ｕ，Ｖ，Ｗの電圧指令値ＳＵ，ＳＶ，ＳＷが鋸キャリア波ＣＴの値以上となった場合でのスイッチング素子（Ｕ_P，Ｕ_N），（Ｖ_P，Ｖ_N），（Ｗ_P，Ｗ_N）の導通・非導通状態とを一致させることにより、スイッチング損失を最小限に抑えることができる。

また、本第１実施形態及び第２実施形態では、各相Ｕ，Ｖ，Ｗの電圧指令値ＳＵ，ＳＶ，ＳＷのうち、中間値の相と交流側電流ｉ_U，ｉ_V，ｉ_Wの絶対値｜ｉ_U｜，｜ｉ_V｜，｜ｉ_W｜が最大となる相とが同じ場合には、交流側電流の絶対値が中間となる相のスイッチングが行われないように、全ての相Ｕ，Ｖ，Ｗの電圧指令値ＳＵ，ＳＶ，ＳＷが鋸キャリア波ＣＴの値以下となった場合でのスイッチング素子（Ｕ_P，Ｕ_N），（Ｖ_P，Ｖ_N），（Ｗ_P，Ｗ_N）の導通・非導通状態と、全ての相Ｕ，Ｖ，Ｗの電圧指令値ＳＵ，ＳＶ，ＳＷが鋸キャリア波ＣＴの値以上となった場合でのスイッチング素子（Ｕ_P，Ｕ_N），（Ｖ_P，Ｖ_N），（Ｗ_P，Ｗ_N）の導通・非導通状態とを一致させることにより、それだけスイッチング損失を低減させることができる。

なお、本第１実施形態及び第２実施形態のパルスパターン生成構成は、電力変換器１１を三相電圧形インバータとして利用する場合に適用したが、三相電圧形コンバータとして利用する場合に適用してもよい。

また、本第１実施形態及び第２実施形態のパルスパターン生成構成では、全ての相Ｕ，Ｖ，Ｗの電圧指令値ＳＵ，ＳＶ，ＳＷとして正弦波を例示したが、正弦波に限定されるものではない。

また、本第１実施形態及び第２実施形態のパルスパターン生成構成において、全ての相Ｕ，Ｖ，Ｗの電圧指令値ＳＵ，ＳＶ，ＳＷに共通の成分を重畳して直流電圧の利用率向上を実現することも可能である。

１０ 三相電圧形電力変換システム
１１ 三相電圧形電力変換器
１２ 制御部
ＣＳ 三角キャリア波
ＣＴ 鋸キャリア波
ＰＶ パルスパターン信号
ＰＵ パルスパターン信号
ＰＷ パルスパターン信号
ＳＵ 電圧指令値
ＳＶ 電圧指令値
ＳＷ 電圧指令値
Ｕ_P スイッチング素子
Ｕ_N スイッチング素子
Ｖ_P スイッチング素子
Ｖ_N スイッチング素子
Ｗ_P スイッチング素子
Ｗ_N スイッチング素子
ｉ_U 交流側電流
ｉ_V 交流側電流
ｉ_W 交流側電流

Claims (3)

1. 三相ブリッジ接続されたスイッチング素子を含み、かつ、パルス幅変調により得られるパルスパターン信号に基づいて前記スイッチング素子の導通状態と非導通状態とが制御されることにより、直流電源と交流負荷又は交流系統との間で電力の授受を行う三相電圧形電力変換器に対してパルスパターンを生成するパルスパターン生成構成であって、
   急激な立ち上がり部分又は急激な立ち下がり部分を有する鋸波形とされた鋸キャリア波と各相の電圧指令値とを比較して各相のパルスパターン信号を生成し、
   前記各相の電圧指令値のうち、全ての相の電圧指令値が前記鋸キャリア波の値以下となった場合での前記スイッチング素子の導通・非導通状態と、全ての相の電圧指令値が前記鋸キャリア波の値以上となった場合での前記スイッチング素子の導通・非導通状態とを一致させることを特徴とするパルスパターン生成構成。
2. 請求項１に記載のパルスパターン生成構成であって、
   交流側電流の絶対値が最大となる相のスイッチングが行われないように、前記各相の電圧指令値のうち、全ての相の電圧指令値が前記鋸キャリア波の値以下となった場合での前記スイッチング素子の導通・非導通状態と、全ての相の電圧指令値が前記鋸キャリア波の値以上となった場合での前記スイッチング素子の導通・非導通状態とを一致させることを特徴とするパルスパターン生成構成。
3. 請求項１又は請求項２に記載のパルスパターン生成構成であって、
   前記各相の電圧指令値のうち、中間値の相と交流側電流の絶対値が最大となる相とが同じ場合には、交流側電流の絶対値が中間となる相のスイッチングが行われないように、全ての相の電圧指令値が前記鋸キャリア波の値以下となった場合での前記スイッチング素子の導通・非導通状態と、全ての相の電圧指令値が前記鋸キャリア波の値以上となった場合での前記スイッチング素子の導通・非導通状態とを一致させることを特徴とするパルスパターン生成構成。

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