JPH02189467A - Ｐｗｍインバータの出力電流検出方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 Ａ、産業上の利用分野 本発明は、ＰＷＭインバータの制御装置に係り、特にイ
ンバータの出力電流検出方法に関する。

Ｂ０発明の概要 するにおいて、 ＰＷＭインバータの電圧零ベクトル期間に電流検出波形
のサンプルホールドを行うことにより、検出電流のリッ
プル分を少なくしかも検出遅れを少なくしたものである
。

Ｃ１従来の技術 インバータの出力周波数に一致する信号波と搬送波のレ
ベル比較によってＩ）　Ｗ　Ｍ波を得るＰＷＭインバー
タにおいて、電圧形ＰＷＭインバータを電流制御に使用
する場合には各相電流設定値とインバータ出力電流との
偏差を電流制御増幅器によって比例積分（ＰＩ）演算し
、三角波等の搬送波と比較してＩ）　Ｗ　Ｍゲートパル
スを得る。

上述のように、インバータの出力電流をフィー・ドパツ
ク信号とする制御装置において、出力電流はＰＷＭのス
イッチング周波数による電流リップルと基本周波数の電
流が重畳しており、この電流波形から基本波成分を検出
するためにはローパスフィルタによって高調渡分を除去
している。

Ｄ３発明が解決しようと４°る課題 従来の電流検出方法は、ローパスフィルタによる基本波
電流検出になるため、検出電流の位相遅れが大きくなる
。このことは、電流制御増幅器等に対するフィードバッ
クゲインを低く制限して制御性能を低ドさせたり、リッ
プルによる不安定な制御装置になってしまう。

本発明の目的は、リップル分を少なくしながら検出位相
遅れを少なくした電流検出方法を提供することにある。

ＬＥＥ　、課題を解決４〜ろための手段と作用本発明は
、！〕記目的を達成するため、電圧形■）ＷＭインバー
タで誘導電動機を駆動するＰ　Ｗ　Ｍ　、（ンバータに
おいて、１１１ｆ記１）ＷＭインバータのＰＷＭ電圧波
形の電圧零ベクトル期間にインバータの出力電流検出波
形のサンプルホールドを行うようにし、Ｉ）　Ｗ　Ｍイ
ンバータの電圧零ベクトル期間の電流波形のみサンプル
ボールドすることで電流リップルを少なくし、検出時間
遅れも搬送波の゛（周期以下にする。

Ｆ　実施例 第１図は本発明の一実施例を示す回路図である。

３相のＰ　Ｗ　Ｍインバータ１はゲート信シ；Ｕｏ、Ｖ
ｏ。

Ｗｏが与えられてＰＷＭ波形の３相出力電圧ｔＪ。

Ｖ、Ｗを誘導電動機２に供給する。このＩ）　Ｗ　Ｍイ
ンバータＩの出力電流検出回路は３〜Ｉ７によって構成
される。

電圧絶縁回路３はＰＷＭ波出力電圧ＬＪ、Ｖ、Ｗを夫々
絶縁して検出し、零ベクトル演算回路４は電圧絶縁回路
３の検出パルスから零ベクトル期間のパルス列を得る。

演算回路４のアンドゲート４、は検出パルスＵ、Ｖ、Ｗ
の論理積を得、アンドゲート４．はパルスＵ、Ｖ、Ｗの
反転パルスの論理積を得、オアゲート４．は両アンドゲ
ート４１゜４、の論理和を取って零ベクトル出力パルス
を得る。単安定マルチバイブレーク５は零ベクトル演算
回路４の出力パルスの立上がりでトリガされて該立上が
り（零ベクトル開始）タイミングパルスを得、単安定マ
ルチバイブレータ６は該演算回路４の出力パルスの立下
がりでトリガされて該立下がり（零ベクトル終ｒ）タイ
ミングパルスを得る。

オアケート７．８は夫々単安定マルヂバイブレーク５，
６の出力パルスのほかにＩ）ＷＭインバータ１のゲート
イネーブル信号を取込み、サンプルホールド回路９，１
０．ＩＩのサンプリングパルスにする。サンプルボール
ド回路９．１０．！１は、回路９に代表して示すように
、ＰＷＭインバータ１の各相検出電流！。、Ｉｖ、Ｉｗ
を夫々人力とする一対のサンプルホールド回路９Ａ、９
１１を有し、サンプルホールド回路９Δはオアゲート７
の出力パルスでサンプリングを行うことで零ベクトルの
開始時の電流サンプル値を得、サンプルホールド回路９
Ｂはオアゲート８の出力パルスでサンプリングを行うこ
とで零ベクトルの終了時の電流サンプル値を得る。

゛ド均値回路１２，１３．１４は回路Ｉ２に代表して示
すように、両サンプルホールド回路９Δ。

９Ｂのボールド値を加算して平均値に比例した電流サン
プル値■υ、Ｉｖ、Ｉ−を得、Δ／Ｉ）変換器＋５．１
６．１７は各電流サンプル値をサンプリング周期で順次
ディジタル値に変換し、このディジタル値はマイクロコ
ンピュータ等の制御装置本体のレジスタやメモリに電流
検出サンプル値として記憶更新される。

に述の構成において、Ｉ）ＷＭインバータ１の各相電圧
Ｕ、Ｖ、Ｗは、設定周波数に一致する市弦波と搬送波の
レベル比較によってＰＷＭ波形に形成され、搬送波Ｃが
三角波になるとき第２図に示ずような線間電圧Ｖ　ｌ、
ｖ、　Ｖ　ｖｗ、　　Ｖ　ｗｕになる。これら各波形は
、誘導電動機２の固定子に複素座標系をとれば第３図に
示す電圧ベクトル■１〜Ｖｎと電圧零ベクトル■。、■
７になり、夫々の電圧ベクトル期間が第２図のように定
められる。

これらの関係から、零ベクトル演算回路４は電圧零ベク
トルＶ。、Ｖ７の期間に一致するタイミングと幅を持つ
パルスを得、弔安定マルヂバイブレーク５には電圧零ベ
クトル■。、■７の開始タイミングパルスを得、弔安定
マルヂバイブレーク６には電圧零ベクトル■。、Ｖ７の
終了タイミングパルスを得る。

これにより、サンプルホールド回路９，１０゜１１では
各相電流１ｕ、Ｉｖ、１イの電圧零ベクトル■。、■、
、の開始時と終了時のサンプリングとボールドを行い、
電流検出のためのサンプリングは電圧零ベクトル期間に
行われる。即ち、電流リップルの少ない期間に電流値の
サンプリングが行われ、時間遅れもＰ　Ｗ　Ｍ搬送波の
半周期以丁でサンプリングされる。そして、サンプリン
グは電圧零ベクトル期間の開始時と終了時に行われて平
均値回路１２，１３．１４によって平均値化される。

この検出電流１ｕ、Ｉｖ、Ｉｗとサンプリング電流は第
４図に示すようになり、電圧零ベクトル開始時（第４図
の○印）と終了時（第４図の目印）との平均値がサンプ
ル値として取出され、電流波形の基本波成分との相似性
を高める。

また、本実施例ではＰＷＭ電圧波形から直接にサンプル
ホールドのタイミングを作成するため、ＰＷＭインバー
タ！のゲートパルス生成時に加えられるデッドタイムな
どの遅延時間の影響を受けることか無くなる。また、サ
ンプルホールドによる電流値保持がなされてΔ／ｆ）変
換されるため、Δ／ｆ）変換器１５，１６．１７は変換
速度の遅い素子を使用でき、安価な回路構成になる。

なお、電圧零ベクトルの開始時と終了時の電流サンプリ
ングに代えて、零ベクトル期間の中間タイミングでサン
プルホールドすることでも同等の作用効果を得ることが
できる。このときの検出波形は第５図に示すようになり
、零ベクトル期間の中間タイミング作成には例えば電圧
零ベクトルの開始時から電圧位相で決まる該ベクトル期
間の半値だけ遅らせたタイミングパルス発生を行わせる
ことで実現される。

Ｇ１発明の効果 以上のとおり、本発明によれば、電圧形Ｐ　Ｗ　Ｍイン
バータの出力電圧波形から電圧零ベクトル期間を検出し
、この期間にのみ検出電流波形のサンプリングを行って
基本波の電流検出値を得るため、位相遅れは搬送波の半
周期以下にしながらリップルの少ない電流検出ができ、
電流を用いた速度制御等にフィードバックゲインを高く
して制御性能を高めたり安定した制御が０工能となる等
の効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図はＰＷ
Ｍインバータの出力波形図、第３図はｌ）ＷＭインバー
タの電圧ベクトル図、第４図は実施例の検出波形図、第
５図は他の実施例の検出波形図である。 Ｉ・・・ＰＷＭインバータ、２・・・誘導電動機、３・
・・電圧絶縁回路、４・・・零ベクトル演算回路、５．
６・・・午安定マルチバイブレーク、 ルド回路、Ｉ２・・・ｌｌ均値回路、 ９・・・サンプルホー ５・・・Ａ／Ｄ変換 外２名 第２図 ＰＷＭイ）へ′−夕の出力波形２ 第３図 電圧べク ト ルｋ ｍ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）電圧形ＰＷＭインバータで誘導電動機を駆動する
   ＰＷＭインバータにおいて、前記ＰＷＭインバータのＰ
   ＷＭ電圧波形の電圧零ベクトル期間にインバータの出力
   電流検出波形のサンプルホールドを行うことを特徴とす
   るＰＷＭインバータの出力電流検出方法。