JP2533537B2 - 電力変換装置の制御装置 - Google Patents
電力変換装置の制御装置Info
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- JP2533537B2 JP2533537B2 JP62121273A JP12127387A JP2533537B2 JP 2533537 B2 JP2533537 B2 JP 2533537B2 JP 62121273 A JP62121273 A JP 62121273A JP 12127387 A JP12127387 A JP 12127387A JP 2533537 B2 JP2533537 B2 JP 2533537B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は電力変換装置の制御装置に関する。
一般に、パルス幅変調されるインバータのキヤリヤ周
期毎に時間平均した出力電圧は、インバータを構成する
正側アームと負側アームの同時点弧を防止するために設
けられる短絡防止期間のために理想的な正弦波出力とな
らず、幾分歪みを有する。そのため、この歪んだ出力電
圧で交流電動機を駆動するとトルクリプルを発生する。
期毎に時間平均した出力電圧は、インバータを構成する
正側アームと負側アームの同時点弧を防止するために設
けられる短絡防止期間のために理想的な正弦波出力とな
らず、幾分歪みを有する。そのため、この歪んだ出力電
圧で交流電動機を駆動するとトルクリプルを発生する。
このインバータの出力電圧の歪みを補償して、正弦波
出力を得る制御方式が知られている。従来の制御装置
は、例えば特公昭59−8152号，特開昭61−109492号など
に記載されているように、インバータの出力電流の極性
に応じて短絡防止期間に基づく出力電圧の歪み量を出力
電圧指令に加算し、インバータから所要の正弦波出力電
圧を得るようにしている。
出力を得る制御方式が知られている。従来の制御装置
は、例えば特公昭59−8152号，特開昭61−109492号など
に記載されているように、インバータの出力電流の極性
に応じて短絡防止期間に基づく出力電圧の歪み量を出力
電圧指令に加算し、インバータから所要の正弦波出力電
圧を得るようにしている。
従来の制御方式は短絡防止期間に基づくインバータ出
力電圧の歪みを補償することにより出力波形を理想的な
正弦波に改善するものである。しかしながら、インバー
タの正側アームと負側アームの短絡防止期間の相違によ
つて出力側の直流電流が増加するという問題点について
何ら考慮されていなかつた。直流電流が大きくなると、
負荷が電動機の場合にはトルクリプルが大きくなる問題
があつた。
力電圧の歪みを補償することにより出力波形を理想的な
正弦波に改善するものである。しかしながら、インバー
タの正側アームと負側アームの短絡防止期間の相違によ
つて出力側の直流電流が増加するという問題点について
何ら考慮されていなかつた。直流電流が大きくなると、
負荷が電動機の場合にはトルクリプルが大きくなる問題
があつた。
本発明の目的は、インバータの出力側の直流電流を防
止することができるインバータの制御装置を提供するこ
とにある。
止することができるインバータの制御装置を提供するこ
とにある。
本発明はインバータの出力電流の２相交流量の各々の
最大値あるいは最小値の大きさが等しくなるようにパル
ス幅を変更することにより、達成される。
最大値あるいは最小値の大きさが等しくなるようにパル
ス幅を変更することにより、達成される。
PWMインバータの正側アームと負側アームの実際の短
絡防止期間は、設定した短絡防止期間から素子の蓄積時
間を差引いた期間（以下、これを実際の短絡防止期間と
呼ぶ。）であるので、素子固有の特性により実際の短絡
防止期間が各アーム間で異なり、出力の直流電圧成分が
含まれている。第５図は短絡防止期間を理想的に補償さ
れた場合の１相分の出力電圧指令とキヤリヤ三角波を比
較して正側アームと負側アームのオンオフする信号を得
る原理を示したもので、設定した短絡期間ｔdＳに対し
て、正側アームの実際の短絡防止期間ｔdＰ、負側アー
ムの実際の短絡防止期間ｔdＮが各各異なる場合を示
す。正側アームのｔdＰが負側アームのｔdＮより小さい
場合には、実線で示すように正側アームの平均出力電圧
が負側アームより大きくなり、直流電圧成分が発生す
る。これを防止するためには、この直流電圧成分を打消
するように、出力電圧指令を破線で示すように与え、破
線で示す正側アーム及び負側アームのオン信号とするこ
とにより達成される。また、負荷が交流電動機のように
直流抵抗の小さいものでは、わずかな直流電圧成分によ
つても大きな直流電流が流れる。第６図は正側アームの
実際の短絡防止期間ｔdＰと負側アームの実際の短絡防
止期間ｔdＮとの違いｔdＵに対するインバータ出力に含
まれる直流電圧成分ＥdＵ、この直流電圧成分により負
荷に流れる直流電流ＩdＣの特性を示す。直流電圧成分
ＥdＵの大きさは、PWMインバータの直流電源電圧Edとキ
ヤリヤ周波数Ｃ及びｔdＵの大きさに比例する。直流
電流ＩdＣは負荷の直流抵抗の大きさの逆数に比例して
増加する。交流電動機を負荷とした場合、正側アームと
負側アームの実際の短絡防止期間の違いによる直流電流
は、第７図に示すようにI1d,I2dとなつて流れる。これ
を空間ベクトル図上で表わすと、第８図に示すように、
直流電流の大きさは、空間ベクトルの本来の原点０を
０′に移動させる作用があり２相交流量から検出でき
る。そこで、本発明では、インバータの出力電流の２相
交流量の各々ｉα,iβの最大値ｉαmaxとｉβmaxあるい
は最小値ｉαminとｉβminの大きさ違いから、直流電流
の大きさを検出して、その大きさに応じてパルス幅を変
更し、インバータの出力電圧に直流電圧成分が含まれな
いようにしている。また、各アーム間の実際の短絡防止
期間の相違に応じて直流電流の大きさが検出されて補償
されることによつて、直流電流を防止することができる
ので、短絡防止期間に伴う出力電圧歪みを完全に補償す
ることが図れるため、インバータの出力電流を正弦波化
することができる。
絡防止期間は、設定した短絡防止期間から素子の蓄積時
間を差引いた期間（以下、これを実際の短絡防止期間と
呼ぶ。）であるので、素子固有の特性により実際の短絡
防止期間が各アーム間で異なり、出力の直流電圧成分が
含まれている。第５図は短絡防止期間を理想的に補償さ
れた場合の１相分の出力電圧指令とキヤリヤ三角波を比
較して正側アームと負側アームのオンオフする信号を得
る原理を示したもので、設定した短絡期間ｔdＳに対し
て、正側アームの実際の短絡防止期間ｔdＰ、負側アー
ムの実際の短絡防止期間ｔdＮが各各異なる場合を示
す。正側アームのｔdＰが負側アームのｔdＮより小さい
場合には、実線で示すように正側アームの平均出力電圧
が負側アームより大きくなり、直流電圧成分が発生す
る。これを防止するためには、この直流電圧成分を打消
するように、出力電圧指令を破線で示すように与え、破
線で示す正側アーム及び負側アームのオン信号とするこ
とにより達成される。また、負荷が交流電動機のように
直流抵抗の小さいものでは、わずかな直流電圧成分によ
つても大きな直流電流が流れる。第６図は正側アームの
実際の短絡防止期間ｔdＰと負側アームの実際の短絡防
止期間ｔdＮとの違いｔdＵに対するインバータ出力に含
まれる直流電圧成分ＥdＵ、この直流電圧成分により負
荷に流れる直流電流ＩdＣの特性を示す。直流電圧成分
ＥdＵの大きさは、PWMインバータの直流電源電圧Edとキ
ヤリヤ周波数Ｃ及びｔdＵの大きさに比例する。直流
電流ＩdＣは負荷の直流抵抗の大きさの逆数に比例して
増加する。交流電動機を負荷とした場合、正側アームと
負側アームの実際の短絡防止期間の違いによる直流電流
は、第７図に示すようにI1d,I2dとなつて流れる。これ
を空間ベクトル図上で表わすと、第８図に示すように、
直流電流の大きさは、空間ベクトルの本来の原点０を
０′に移動させる作用があり２相交流量から検出でき
る。そこで、本発明では、インバータの出力電流の２相
交流量の各々ｉα,iβの最大値ｉαmaxとｉβmaxあるい
は最小値ｉαminとｉβminの大きさ違いから、直流電流
の大きさを検出して、その大きさに応じてパルス幅を変
更し、インバータの出力電圧に直流電圧成分が含まれな
いようにしている。また、各アーム間の実際の短絡防止
期間の相違に応じて直流電流の大きさが検出されて補償
されることによつて、直流電流を防止することができる
ので、短絡防止期間に伴う出力電圧歪みを完全に補償す
ることが図れるため、インバータの出力電流を正弦波化
することができる。
本発明の一実施例を第１図に示す。
第１図において、インバータ１はマイクロプロセツサ
６の出力信号をPWM発生回路５にてPWM変調された出力信
号に基づいてPWM制御を行い、その出力電圧が交流電動
機２に供給される。マイクロプロセッサ６には、交流電
動機２の電流を電流検出器3U,3Vで検出し、この検出信
号が２相変換器４に入力され、その出力である２相交流
出力がサンプル周期ごとに取込まれる。
６の出力信号をPWM発生回路５にてPWM変調された出力信
号に基づいてPWM制御を行い、その出力電圧が交流電動
機２に供給される。マイクロプロセッサ６には、交流電
動機２の電流を電流検出器3U,3Vで検出し、この検出信
号が２相変換器４に入力され、その出力である２相交流
出力がサンプル周期ごとに取込まれる。
ここでは説明を解り易くするために、マイクロプロセ
ッサの演算処理内容をアナログ回路で表わしている。
ッサの演算処理内容をアナログ回路で表わしている。
マイクロプロセッサ６の演算処理部は、サンプル周期
ごとに取込まれる２相交流量の微分演算を行う微分回路
20と、この微分回路20の出力信号と２相交流量とから直
流成分を演算する直流成分演算回路21と、この直流成分
演算回路21の出力信号を３相交流量に変換する２相−３
相変換回路８と、インバータの出力電圧を演算する出力
電圧指令回路７と、この出力電圧指令回路７の出力信号
と２相−３相変換回路８の出力信号を加算する加算器9U
〜9Wより構成される。
ごとに取込まれる２相交流量の微分演算を行う微分回路
20と、この微分回路20の出力信号と２相交流量とから直
流成分を演算する直流成分演算回路21と、この直流成分
演算回路21の出力信号を３相交流量に変換する２相−３
相変換回路８と、インバータの出力電圧を演算する出力
電圧指令回路７と、この出力電圧指令回路７の出力信号
と２相−３相変換回路８の出力信号を加算する加算器9U
〜9Wより構成される。
微分回路20は、２相交流量１サンプル周期前の値を保
持するむだ時間回路14,15とむだ時間回路の出力信号と
２相交流量とを加算する加算器16,17及び、この加算器
の出力信号を入力とし、サンプル周期TSの逆数の大きさ
を持つ比例ゲイン18,19より構成される。また、直流成
分演算回路21は、微分回路20の出力信号を一次角周波数
W1で除算する除算器10,11と、この除算器の出力信号と
２相交流量とを相互に加算する加算器12,13より構成さ
れる。
持するむだ時間回路14,15とむだ時間回路の出力信号と
２相交流量とを加算する加算器16,17及び、この加算器
の出力信号を入力とし、サンプル周期TSの逆数の大きさ
を持つ比例ゲイン18,19より構成される。また、直流成
分演算回路21は、微分回路20の出力信号を一次角周波数
W1で除算する除算器10,11と、この除算器の出力信号と
２相交流量とを相互に加算する加算器12,13より構成さ
れる。
次に動作を説明する。
第７図はインバータ１の正側アームと負側アームの実
際の短絡防止期間の違いによる直流電流I1d,I2dが、交
流電動機２に流れる様子を仮定したものである。各相に
流れる直流電流IUd,IVd,IWdの正方向を図示のようにと
ると、直流電流I1d,I2dの関係式は次式で与えられる。
際の短絡防止期間の違いによる直流電流I1d,I2dが、交
流電動機２に流れる様子を仮定したものである。各相に
流れる直流電流IUd,IVd,IWdの正方向を図示のようにと
ると、直流電流I1d,I2dの関係式は次式で与えられる。
従つて、電流検出器3U,3Vの検出信号iU,iVは次式で与
えられる。
えられる。
は交流成分を表す。
さらに、iU,iVより２相交流量ｉα,iβは次式のよう
になる。
になる。
これらの関係を、空間ベクトル図に表現すると、第８
図のようになる。直流電流I1d,I2dを２相交流量の座標
系に変換した大きさＩαd,Iβｄは（１），（３）式よ
り次式で与えられる。
図のようになる。直流電流I1d,I2dを２相交流量の座標
系に変換した大きさＩαd,Iβｄは（１），（３）式よ
り次式で与えられる。
すなわち、直流電流の大きさを空間ベクトル図上で見
ると、２相交流量の座標系の原点０を０′に移動させる
ベクトルＩdＣであることがわかる。
ると、２相交流量の座標系の原点０を０′に移動させる
ベクトルＩdＣであることがわかる。
その結果、２相交流量の座標系の電流ｉα,iβの最大
値ｉαmax,iβmax及び最小値ｉαmin,iβminの各々の大
きさが、直流電流の大きさによつて変化する。すなわ
ち、２相交流量の最大値あるいは最小値の大きさが等し
くなるように、直流電流の大きさを検出して補償すれば
よい。そこで、微分回路20において、２相交流量ｉα,i
βの交流成分 を求めている。その大きさｉα′,iβ′は次式で与えら
れる。I1は電流ベクトル の大きさ、は位相角、ω１は一次角周波数である。
値ｉαmax,iβmax及び最小値ｉαmin,iβminの各々の大
きさが、直流電流の大きさによつて変化する。すなわ
ち、２相交流量の最大値あるいは最小値の大きさが等し
くなるように、直流電流の大きさを検出して補償すれば
よい。そこで、微分回路20において、２相交流量ｉα,i
βの交流成分 を求めている。その大きさｉα′,iβ′は次式で与えら
れる。I1は電流ベクトル の大きさ、は位相角、ω１は一次角周波数である。
直流成分演算回路21では、微分回路20の出力信号ｉ
α′,iβ′を除算器10,11においてω１で除算し、 を求め、加算器12,13においてｉα,iβと相互に加算
し、直流成分Ｉαd,Iβｄは次式のようになる。
α′,iβ′を除算器10,11においてω１で除算し、 を求め、加算器12,13においてｉα,iβと相互に加算
し、直流成分Ｉαd,Iβｄは次式のようになる。
次に、各相の直流電流の大きさを求めるために２相−
３相変換器８において、Ｉαd,Iβｄを３相量IUd,IVd,I
Wdに変換している。IUd,IVd,IWdは次式で与えられる。
３相変換器８において、Ｉαd,Iβｄを３相量IUd,IVd,I
Wdに変換している。IUd,IVd,IWdは次式で与えられる。
以上のIUd,IVd,IWdに基づいて補償を各相の出力電圧
指令に加算することにより、第４図の破線で示すような
出力電圧指令が得られ、各相の正側アームと負側アーム
のパルス幅を変更して実際の短絡防止期間の違いによる
直流電圧成分による直流電流を抑制することができる。
指令に加算することにより、第４図の破線で示すような
出力電圧指令が得られ、各相の正側アームと負側アーム
のパルス幅を変更して実際の短絡防止期間の違いによる
直流電圧成分による直流電流を抑制することができる。
本発明の他の実施例を第２図に示す。
第２図において、第１図と同一物には同じ番号を付し
ているので説明を省略する。第１図と異なる点は、微分
回路20の演算誤差を補償し、高精度な直流電流の演算が
行えるように比例ゲイン22,23及び加算器24,25を設ける
ようにしたことである。
ているので説明を省略する。第１図と異なる点は、微分
回路20の演算誤差を補償し、高精度な直流電流の演算が
行えるように比例ゲイン22,23及び加算器24,25を設ける
ようにしたことである。
微分回路20は、２相交流量ｉα,iβの微分を次式に基
づいて行う。
づいて行う。
ここに、TSはサンプル周期、ｔは時間である。そのた
め、サンプル周期TSが大きくなると、正しい微分値が求
まらず、演算誤差が生じる。この演算誤差の大きさは、
直流電流の大きさの誤差となる。（９）式により、求ま
るｉα′,iβ′は（５）式より次式のようになる。
め、サンプル周期TSが大きくなると、正しい微分値が求
まらず、演算誤差が生じる。この演算誤差の大きさは、
直流電流の大きさの誤差となる。（９）式により、求ま
るｉα′,iβ′は（５）式より次式のようになる。
除算器10,11において、ｉα′,iβ′を一次角周波数
ω１で除算することにより、その出力信号は次式のよう
になる。
ω１で除算することにより、その出力信号は次式のよう
になる。
比例ゲイン22,23は、加算器16,17の出力信号を入力と
し、大きさが1/2であり、その出力信号は、次式のよう
になる。
し、大きさが1/2であり、その出力信号は、次式のよう
になる。
従つて、加算器24,25は、除算器10,11の出力信号であ
る（12）式と、比例ゲイン22,23の出力信号である（1
3）式とを加算し、各々、− を正しく演算して出力する。その結果、加算器12,13で
は、ｉα,iβに含まれる直流電流成分Ｉαd,Iβｄが、
サンプル周期TSの影響を受けることなく高精度に演算す
ることができる。
る（12）式と、比例ゲイン22,23の出力信号である（1
3）式とを加算し、各々、− を正しく演算して出力する。その結果、加算器12,13で
は、ｉα,iβに含まれる直流電流成分Ｉαd,Iβｄが、
サンプル周期TSの影響を受けることなく高精度に演算す
ることができる。
本発明の他の実施例を第３図に示す。
第３図において、第２図と同一物には同じ番号を付し
ているので説明を省略する。第２図と異なる点は、PWM
発生回路５をマイクロプロセツサ６の演算処理で行うよ
うにしたことである。PWM発生演算回路30U,30V,30Wは、
Ｖ相のみについて演算内容を図示している。出力電圧指
令回路７の出力信号は加算器27〜29において、キヤリヤ
三角波発生回路26の出力信号と加算され、加算器27の出
力信号が比較器31,32に入力される。PWM発生演算回路30
Uは、比較器31と、比較器31の出力信号を反転させる否
定回路32と、比較器31の出力信号を所定の時間だけ遅延
させるむだ時間回路33と、否定回路32の出力信号を所定
の時間だけ遅延させるむだ時間回路34と、比較器31の出
力信号とむだ時間回路34の出力信号の論理積を出力する
アンド回路35と、否定回路32の出力信号とむだ時間回路
34の出力信号の論理積を出力するアンド回路36とから構
成される。むだ時間回路33,34は、２相−３相変換回路
８の出力信号の極性に応じて、その遅延時間を可変する
ようにしている。すなわち、２相−３相変換回路８の出
力信号が正極性の時には、正側アームのオンパルス幅が
狭くなるように正側の短絡防止期間を増加するために、
むだ時間回路34の遅延時間を所定値から増加させる。逆
に２相−３相変換回路８の出力信号が負極性の時には、
負側アームのオンパルス幅が狭くなるように負側の短絡
防止期間を増加するために、むだ時間回路33の遅延時間
を所定値から増加させる。
ているので説明を省略する。第２図と異なる点は、PWM
発生回路５をマイクロプロセツサ６の演算処理で行うよ
うにしたことである。PWM発生演算回路30U,30V,30Wは、
Ｖ相のみについて演算内容を図示している。出力電圧指
令回路７の出力信号は加算器27〜29において、キヤリヤ
三角波発生回路26の出力信号と加算され、加算器27の出
力信号が比較器31,32に入力される。PWM発生演算回路30
Uは、比較器31と、比較器31の出力信号を反転させる否
定回路32と、比較器31の出力信号を所定の時間だけ遅延
させるむだ時間回路33と、否定回路32の出力信号を所定
の時間だけ遅延させるむだ時間回路34と、比較器31の出
力信号とむだ時間回路34の出力信号の論理積を出力する
アンド回路35と、否定回路32の出力信号とむだ時間回路
34の出力信号の論理積を出力するアンド回路36とから構
成される。むだ時間回路33,34は、２相−３相変換回路
８の出力信号の極性に応じて、その遅延時間を可変する
ようにしている。すなわち、２相−３相変換回路８の出
力信号が正極性の時には、正側アームのオンパルス幅が
狭くなるように正側の短絡防止期間を増加するために、
むだ時間回路34の遅延時間を所定値から増加させる。逆
に２相−３相変換回路８の出力信号が負極性の時には、
負側アームのオンパルス幅が狭くなるように負側の短絡
防止期間を増加するために、むだ時間回路33の遅延時間
を所定値から増加させる。
以上のように、２相−３相変換回路の出力信号、すな
わち、各相の直流電流の極性に応じて、正側アーム及び
負側アームの短絡防止期間を可変することによつて、正
側と負側アームの実際の短絡防止期間が同じとなり、イ
ンバータの出力に直流電圧成分が含まれることがなく、
直流電流が交流電動機に流れることを防止できる。
わち、各相の直流電流の極性に応じて、正側アーム及び
負側アームの短絡防止期間を可変することによつて、正
側と負側アームの実際の短絡防止期間が同じとなり、イ
ンバータの出力に直流電圧成分が含まれることがなく、
直流電流が交流電動機に流れることを防止できる。
また、本実施例によれば、出力電圧指令に直流バイア
ス電圧を重畳する必要がないので、キヤリヤ三角波の大
きさに対する出力電圧指令の大きさの比を1.0近くまで
取ることができるので、インバータの出力電圧範囲を増
加できる効果がある。
ス電圧を重畳する必要がないので、キヤリヤ三角波の大
きさに対する出力電圧指令の大きさの比を1.0近くまで
取ることができるので、インバータの出力電圧範囲を増
加できる効果がある。
本発明の他の実施例を第４図に示す。
第４図において、第３図と同一物には同じ番号を付し
ているので説明を省略する。第３図と異なる点は、２相
−３相変換回路８の出力信号を、キヤリヤ三角波発生回
路26の出力信号と、加算器37〜39において各々加算し
て、その出力信号を加算器27〜29に入力するようにした
ことである。本実施例によつても、第２図に示した実施
例と同じ効果を得ることができる。
ているので説明を省略する。第３図と異なる点は、２相
−３相変換回路８の出力信号を、キヤリヤ三角波発生回
路26の出力信号と、加算器37〜39において各々加算し
て、その出力信号を加算器27〜29に入力するようにした
ことである。本実施例によつても、第２図に示した実施
例と同じ効果を得ることができる。
本発明によれば、PWMインバータの短絡防止期間の正
側と負側アーム間の違いに基づく直流電圧の発生及び直
流電流を抑制することができる。
側と負側アーム間の違いに基づく直流電圧の発生及び直
流電流を抑制することができる。
第１図は本発明の第一実施例を示す構成図、第２図〜第
４図は本発明の第２〜第４実施例を示す構成図、第５図
はPWMインバータの出力電圧と上下アームのオン信号の
関係を示す波形図、第６図は上下アームの短絡防止期間
の違いに対する直流電圧と直流電流の関係を示す特性
図、第７図はインバータ出力電圧に含まれる直流電圧成
分による直流電流が交流電動機に流れる状態を説明する
等価回路図、第８図は２相交流量と直流電流の関係を示
す空間ベクトル図である。 １……インバータ、２……交流電動機、３……電流検出
器、５……PWM発生回路、６……マイクロプロセツサ、2
0……微分回路。
４図は本発明の第２〜第４実施例を示す構成図、第５図
はPWMインバータの出力電圧と上下アームのオン信号の
関係を示す波形図、第６図は上下アームの短絡防止期間
の違いに対する直流電圧と直流電流の関係を示す特性
図、第７図はインバータ出力電圧に含まれる直流電圧成
分による直流電流が交流電動機に流れる状態を説明する
等価回路図、第８図は２相交流量と直流電流の関係を示
す空間ベクトル図である。 １……インバータ、２……交流電動機、３……電流検出
器、５……PWM発生回路、６……マイクロプロセツサ、2
0……微分回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 高橋 潤一 日立市大みか町５丁目２番１号 株式会 社日立製作所大みか工場内 (56)参考文献 特開 昭61−109492（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−139195（ＪＰ，Ａ) 特公 昭59−8152（ＪＰ，Ｂ２)
Claims (5)
- 【請求項１】可変電圧可変周波数の交流を供給する電力
変換装置と、該電力変換装置により給電される負荷装置
と、前記電力変換装置の各相毎に設けられ、電圧指令信
号に基づきパルス幅制御を行うパルス幅制御手段と、前
記電力変換装置の出力に含まれる直流電流を検出する手
段と、該直流電流を補償する手段とを具備し、該直流電
流補償手段は、前記電力変換装置の出力量の２相交流量
の各々の最大値あるいは最小値の大きさが等しくなるよ
うにパルス幅を変更して補償するようにしたことを特徴
とする電力変換装置の制御装置。 - 【請求項２】特許請求の範囲第１項において、前記電力
変換装置の出力量の２相交流量と、該２相交流量の微分
値に基づいて前記２相交流量の交流成分を演算し、該演
算結果と前記２相交流量とを各各相互に加算して前記電
力変換装置の出力に含まれる直流電流成分の大きさを検
出するようにしたことを特徴とする電力変換装置の制御
装置。 - 【請求項３】特許請求の範囲第１項，第２項において、
前記電力変換装置の出力に含まれる直流電流の検出信号
に基づいて、直流電圧バイアス信号を演算し、該直流電
圧バイアス信号と前記電圧指令信号とを加算した結果に
基づきパルス幅制御を行うようにして前記直流電流を補
償するようにしたことを特徴とする電力変換装置の制御
装置。 - 【請求項４】特許請求の範囲第１項，第２項において、
前記電力変換装置の出力に含まれる直流電流の検出信号
に基づいて、前記電力変換装置の正側と負側アームの短
絡防止期間の設定値の大きさを可変するようにして前記
直流電流を補償するようにしたことを特徴とする電力変
換装置の制御装置。 - 【請求項５】特許請求の範囲第１項，第２項において、
前記電力変換装置の出力に含まれる直流電流の検出信号
に基づいて、前記パルス幅制御手段のキヤリヤ三角波を
非対称とするようにして前記直流電流を補償するように
したことを特徴とする電力変換装置の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62121273A JP2533537B2 (ja) | 1987-05-20 | 1987-05-20 | 電力変換装置の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62121273A JP2533537B2 (ja) | 1987-05-20 | 1987-05-20 | 電力変換装置の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63287373A JPS63287373A (ja) | 1988-11-24 |
| JP2533537B2 true JP2533537B2 (ja) | 1996-09-11 |
Family
ID=14807171
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62121273A Expired - Lifetime JP2533537B2 (ja) | 1987-05-20 | 1987-05-20 | 電力変換装置の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2533537B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2448548A (en) | 2007-04-21 | 2008-10-22 | Converteam Ltd | Vortex cleaning of air intake of electrical machine |
-
1987
- 1987-05-20 JP JP62121273A patent/JP2533537B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63287373A (ja) | 1988-11-24 |
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