JPH06317615A - 電流検出方法と装置 - Google Patents
電流検出方法と装置Info
- Publication number
- JPH06317615A JPH06317615A JP5310502A JP31050293A JPH06317615A JP H06317615 A JPH06317615 A JP H06317615A JP 5310502 A JP5310502 A JP 5310502A JP 31050293 A JP31050293 A JP 31050293A JP H06317615 A JPH06317615 A JP H06317615A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- value
- voltage signal
- current
- pulse
- sampling
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Control Of Voltage And Current In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】ＰＷＭ制御による脈動成分の影響の少ない電流
検出方法及び装置 【構成】負荷電流を電圧信号に変換する電流検知器５
と、その電圧信号を該電圧信号の瞬時値の絶対値に比例
したパルス数を有するパルス列に変換するＶ／Ｆ変換器
１２と、そのパルス数を前記電圧信号の瞬時値の正負に
合わせて可逆カウントする可逆カウンタ２２と、中央演
算処理装置とを有し、該中央演算処理装置は、搬送波信
号に同期したタイミングで前記カウント値をサンプリン
グし、該サンプリングしたカウント値と前回サンプリン
グ時のカウント値との差を求め、前記サンプリングの時
間差で除した値に基づいて前記負荷電流の検出値を演算
する。
検出方法及び装置 【構成】負荷電流を電圧信号に変換する電流検知器５
と、その電圧信号を該電圧信号の瞬時値の絶対値に比例
したパルス数を有するパルス列に変換するＶ／Ｆ変換器
１２と、そのパルス数を前記電圧信号の瞬時値の正負に
合わせて可逆カウントする可逆カウンタ２２と、中央演
算処理装置とを有し、該中央演算処理装置は、搬送波信
号に同期したタイミングで前記カウント値をサンプリン
グし、該サンプリングしたカウント値と前回サンプリン
グ時のカウント値との差を求め、前記サンプリングの時
間差で除した値に基づいて前記負荷電流の検出値を演算
する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、インバータの負荷の電
流検出方法と装置に係り、特にパルス幅変調制御による
脈動成分の影響を少なく、高精度に検出可能な電流検出
方法と装置に関する。
流検出方法と装置に係り、特にパルス幅変調制御による
脈動成分の影響を少なく、高精度に検出可能な電流検出
方法と装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の装置は、特公昭60−19236号公報
に記載のように瞬時値検出電流を一定電気角毎に順次移
動して平均をとっていた。又特開昭58−198165号公報に
おいては、搬送波信号が最大振幅値近傍のときにパルス
幅変調（以降、ＰＷＭと略記する。）制御変換器の出力
電流の瞬時値をＡ／Ｄ変換器を用いて検出していた。
に記載のように瞬時値検出電流を一定電気角毎に順次移
動して平均をとっていた。又特開昭58−198165号公報に
おいては、搬送波信号が最大振幅値近傍のときにパルス
幅変調（以降、ＰＷＭと略記する。）制御変換器の出力
電流の瞬時値をＡ／Ｄ変換器を用いて検出していた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上記従来技術（特公報
60−19236号公報）は、インバータ周波数の６倍の周波
数で繰返す脈動成分に対しては効果があるが、脈動成分
の異なるＰＷＭ制御インバータにおいては配慮がされて
いないため脈動成分を除去できず安定な制御が困難であ
った。又特開昭58−198165号公報においては、脈動分の
影響がなく、出力電流の基本波成分の電流検出値を得る
ことができるが、高速のＡ／Ｄ変換器が必要なため回路
が複雑で高価となり経済性の上で問題があった。
60−19236号公報）は、インバータ周波数の６倍の周波
数で繰返す脈動成分に対しては効果があるが、脈動成分
の異なるＰＷＭ制御インバータにおいては配慮がされて
いないため脈動成分を除去できず安定な制御が困難であ
った。又特開昭58−198165号公報においては、脈動分の
影響がなく、出力電流の基本波成分の電流検出値を得る
ことができるが、高速のＡ／Ｄ変換器が必要なため回路
が複雑で高価となり経済性の上で問題があった。
【０００４】本発明の目的は、ＰＷＭ制御インバータの
負荷電流を、ＰＷＭ制御による脈動成分の影響を少なく
し、高精度で検出できる電流検出方法及び装置を提供す
るにある。
負荷電流を、ＰＷＭ制御による脈動成分の影響を少なく
し、高精度で検出できる電流検出方法及び装置を提供す
るにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、ＰＷＭ制御により駆動されるインバータの負荷電流
を電圧信号に変換し、該電圧信号を該電圧信号の瞬時値
の絶対値に比例したパルス数を有するパルス列に変換
し、該パルス列のパルス数を前記電圧信号の瞬時値の正
負に合わせて可逆カウントしてカウント値を求め、前記
ＰＷＭ制御の搬送波信号に同期したサンプリングタイミ
ングごとに前記カウント値をサンプリングしてカウント
値の変化量を求め、前記サンプリングの時間差で該変化
量を除した値に基づいて前記負荷電流の検出値を求める
ことを特徴とする電流検出方法としたのである。
に、ＰＷＭ制御により駆動されるインバータの負荷電流
を電圧信号に変換し、該電圧信号を該電圧信号の瞬時値
の絶対値に比例したパルス数を有するパルス列に変換
し、該パルス列のパルス数を前記電圧信号の瞬時値の正
負に合わせて可逆カウントしてカウント値を求め、前記
ＰＷＭ制御の搬送波信号に同期したサンプリングタイミ
ングごとに前記カウント値をサンプリングしてカウント
値の変化量を求め、前記サンプリングの時間差で該変化
量を除した値に基づいて前記負荷電流の検出値を求める
ことを特徴とする電流検出方法としたのである。
【０００６】また、この目的を達成するための装置とし
ては、ＰＷＭ制御により駆動されるインバータの負荷電
流を電圧信号に変換する電流検知器と、該変換された電
圧信号を該電圧信号の瞬時値の絶対値に比例したパルス
数を有するパルス列に変換する電圧・周波数変換器と、
該パルス列を入力してパルス数を前記電圧信号の瞬時値
の正負に合わせて可逆カウントするカウンタと、中央演
算処理装置とを有し、該中央演算処理装置は、前記ＰＷ
Ｍ制御の搬送波信号に同期したタイミングで前記カウン
タのカウント値をサンプリングし、該サンプリングした
カウント値と前回サンプリング時のカウント値との差を
求め、前記サンプリングの時間差で除した値に基づいて
前記負荷電流の検出値を演算するものとしたのである。
ては、ＰＷＭ制御により駆動されるインバータの負荷電
流を電圧信号に変換する電流検知器と、該変換された電
圧信号を該電圧信号の瞬時値の絶対値に比例したパルス
数を有するパルス列に変換する電圧・周波数変換器と、
該パルス列を入力してパルス数を前記電圧信号の瞬時値
の正負に合わせて可逆カウントするカウンタと、中央演
算処理装置とを有し、該中央演算処理装置は、前記ＰＷ
Ｍ制御の搬送波信号に同期したタイミングで前記カウン
タのカウント値をサンプリングし、該サンプリングした
カウント値と前回サンプリング時のカウント値との差を
求め、前記サンプリングの時間差で除した値に基づいて
前記負荷電流の検出値を演算するものとしたのである。
【０００７】
【作用】このように構成することにより、本発明によれ
ば次の作用により上記の目的が達成される。
ば次の作用により上記の目的が達成される。
【０００８】ＰＷＭ制御されるインバータは、搬送波信
号の周期に同期したパルス幅変調パルスによりオンオフ
されるから、インバータの負荷電流は前記パルスのオン
オフによる脈動成分を含む。そのため、負荷電流の瞬時
値を周波数変換して得られるパルス列のパルス密度は上
記脈動成分を反映して変動するものとなる。その結果、
このパルス列のパルス数をカウントして得られるカウン
ト値の変化量も上記脈動成分に応じて変動する。したが
って、任意のタイミングでカウント値をサンプリング
し、カウント値の変化量を、サンプリング時間差で除し
て負荷電流を求めると、脈動成分を含んだ瞬時値を検出
してしまうことがある。
号の周期に同期したパルス幅変調パルスによりオンオフ
されるから、インバータの負荷電流は前記パルスのオン
オフによる脈動成分を含む。そのため、負荷電流の瞬時
値を周波数変換して得られるパルス列のパルス密度は上
記脈動成分を反映して変動するものとなる。その結果、
このパルス列のパルス数をカウントして得られるカウン
ト値の変化量も上記脈動成分に応じて変動する。したが
って、任意のタイミングでカウント値をサンプリング
し、カウント値の変化量を、サンプリング時間差で除し
て負荷電流を求めると、脈動成分を含んだ瞬時値を検出
してしまうことがある。
【０００９】この点、本発明によれば、搬送波信号の周
期に同期したタイミングすなわち脈動成分の脈動周期に
同期してサンプリングし、各サンプリングタイミング間
のカウント値の変化量をサンプリング時間差で除して負
荷電流を求めているから、脈動成分は平均値化される。
その結果、脈動成分を除いた負荷電流の瞬時値を検出す
る。
期に同期したタイミングすなわち脈動成分の脈動周期に
同期してサンプリングし、各サンプリングタイミング間
のカウント値の変化量をサンプリング時間差で除して負
荷電流を求めているから、脈動成分は平均値化される。
その結果、脈動成分を除いた負荷電流の瞬時値を検出す
る。
【００１０】
【実施例】以下、本発明による一実施例を図１〜図１０
により説明する。図２は誘導電動機の速度制御装置の構
成を示すブロック図である。図において、１は直流電
源、２はインバータ回路、３は誘導電動機、４はパルス
発信器、５は電流検出器、６はマイクロプロセッサを用
いたデジタル制御装置、７は交流電流を検出しデジタル
値に変換する電流検出回路、８はマイクロプロセッサか
らなる誘導電動機の制御回路、９はＰＷＭ制御発生回路
である。
により説明する。図２は誘導電動機の速度制御装置の構
成を示すブロック図である。図において、１は直流電
源、２はインバータ回路、３は誘導電動機、４はパルス
発信器、５は電流検出器、６はマイクロプロセッサを用
いたデジタル制御装置、７は交流電流を検出しデジタル
値に変換する電流検出回路、８はマイクロプロセッサか
らなる誘導電動機の制御回路、９はＰＷＭ制御発生回路
である。
【００１１】図１は本実施例を示す電流検出回路７のブ
ロック図である。まず図１の構成について説明する。図
１において、１０は電流検出器５の３相交流電流を回転
磁界系直交２軸座標の２相交流電流信号に変換する３φ
／２φ変換回路、１１は交流信号の絶対値を出力する絶
対値回路、１２はＶ／Ｆ変換器、１３は交流信号の正負
を判別する正負判別回路、１４は１本のパルス入力に対
して９０°位相差を持つ２相のパルス信号を発生させる
２相信号発生回路、１５は可逆カウンタ、レジスタ等か
らなる多入力カウンタ回路、１６は多入力カウンタ回路
の基準クロックとなるクロック発生回路、１７はマイク
ロプロセッサのデータ及びアドレスバスである。
ロック図である。まず図１の構成について説明する。図
１において、１０は電流検出器５の３相交流電流を回転
磁界系直交２軸座標の２相交流電流信号に変換する３φ
／２φ変換回路、１１は交流信号の絶対値を出力する絶
対値回路、１２はＶ／Ｆ変換器、１３は交流信号の正負
を判別する正負判別回路、１４は１本のパルス入力に対
して９０°位相差を持つ２相のパルス信号を発生させる
２相信号発生回路、１５は可逆カウンタ、レジスタ等か
らなる多入力カウンタ回路、１６は多入力カウンタ回路
の基準クロックとなるクロック発生回路、１７はマイク
ロプロセッサのデータ及びアドレスバスである。
【００１２】次に図１の動作について図３、図４を用い
て説明する。図３、図４は各部の動作波形である。３φ
の交流電流波形（電圧信号）ｅｕ、ｅｖ、ｅｗは３φ／
２φ変換器回路１０により、ｅα、ｅβの２φに変換さ
れる。絶対値回路１１はｅαとｅβより｜ｅα｜、｜ｅ
β｜の波形を作成し、Ｖ／Ｆ変換器１２に入力する。Ｖ
／Ｆ変換器１２では、入力信号｜ｅα｜、｜ｅβ｜の瞬
時値に比例した周波数のパルス列ｆｅα、ｆｅβを出力
する。正負判別回路１３はｅα、ｅβの正負を判別した
信号Ｐｅα、Ｐｅβを出力する。２相信号発生回路１４
ではパルス列ｆｅα、ｆｅβを１／４に分周し、９０度
位相のずれた２相信号パルス列Ａφ、Ｂφをｆｅα、ｆ
ｅβに対してそれぞれ出力する。
て説明する。図３、図４は各部の動作波形である。３φ
の交流電流波形（電圧信号）ｅｕ、ｅｖ、ｅｗは３φ／
２φ変換器回路１０により、ｅα、ｅβの２φに変換さ
れる。絶対値回路１１はｅαとｅβより｜ｅα｜、｜ｅ
β｜の波形を作成し、Ｖ／Ｆ変換器１２に入力する。Ｖ
／Ｆ変換器１２では、入力信号｜ｅα｜、｜ｅβ｜の瞬
時値に比例した周波数のパルス列ｆｅα、ｆｅβを出力
する。正負判別回路１３はｅα、ｅβの正負を判別した
信号Ｐｅα、Ｐｅβを出力する。２相信号発生回路１４
ではパルス列ｆｅα、ｆｅβを１／４に分周し、９０度
位相のずれた２相信号パルス列Ａφ、Ｂφをｆｅα、ｆ
ｅβに対してそれぞれ出力する。
【００１３】図４はｆｅαについての動作について示す
がｆｅβについても同様である。まず、Ｐｅαが“Ｈ
（正）”のとき、Ａφは、Ｂφに対して９０°位相が進
んでおり、Ｐｅαが“Ｌ（負）”のとき、Ａφは、Ｂφ
に対して９０°位置が遅れている。このＡφ、Ｂφのパ
ルス列は次段の多入力カウンタ回路１５に入力される。
多入力カウンタ回路１５では、ｆｅα及びｆｅβそれぞ
れのＡφとＢφのパルス列を計数するとともにクロック
１６を計数しそれぞれの計数値をレジスタに格納する。
がｆｅβについても同様である。まず、Ｐｅαが“Ｈ
（正）”のとき、Ａφは、Ｂφに対して９０°位相が進
んでおり、Ｐｅαが“Ｌ（負）”のとき、Ａφは、Ｂφ
に対して９０°位置が遅れている。このＡφ、Ｂφのパ
ルス列は次段の多入力カウンタ回路１５に入力される。
多入力カウンタ回路１５では、ｆｅα及びｆｅβそれぞ
れのＡφとＢφのパルス列を計数するとともにクロック
１６を計数しそれぞれの計数値をレジスタに格納する。
【００１４】次に多入力カウンタ回路１５について図５
を用いて説明する。図５は多入力カウンタ回路１５のブ
ロック図である。図５において、２０、２９はそれぞれ
ｆｅα、ｆｅβに対するカウンタ及びレジスタ回路であ
る。２１は周波数逓倍回路、２２はｆｅαを計数する可
逆カウンタ、２３、２４はレジスタ、２５は基準クロッ
クを計数するカウンタ、２６、２７はレジスタ、２８は
レジスタ２３、２４及び２６、２７のラッチタイミング
をコントロールするコントロール回路である。
を用いて説明する。図５は多入力カウンタ回路１５のブ
ロック図である。図５において、２０、２９はそれぞれ
ｆｅα、ｆｅβに対するカウンタ及びレジスタ回路であ
る。２１は周波数逓倍回路、２２はｆｅαを計数する可
逆カウンタ、２３、２４はレジスタ、２５は基準クロッ
クを計数するカウンタ、２６、２７はレジスタ、２８は
レジスタ２３、２４及び２６、２７のラッチタイミング
をコントロールするコントロール回路である。
【００１５】次に図５の動作について図４を用いて説明
する。図５の周波数逓倍回路２１に入力されたｆｅαの
２相信号Ａφ、Ｂφのパルスは、図４に示すようにＡ
φ、Ｂφの立上がり立下がり信号を検出して４倍の周波
数のパルス列となり、Ｖ／Ｆ変換器１２の出力周波数に
等しいパルス列が、次段の可逆カウンタ２２に入力され
る。このときＡφがＢφに対して位相が進んでいるとき
可逆カウンタの＋側にパルス列が入力され、位相が遅れ
ているとき、−側に入力され、可逆カウンタはそれぞれ
インクリメント、デクリメントの計数を行なう。
する。図５の周波数逓倍回路２１に入力されたｆｅαの
２相信号Ａφ、Ｂφのパルスは、図４に示すようにＡ
φ、Ｂφの立上がり立下がり信号を検出して４倍の周波
数のパルス列となり、Ｖ／Ｆ変換器１２の出力周波数に
等しいパルス列が、次段の可逆カウンタ２２に入力され
る。このときＡφがＢφに対して位相が進んでいるとき
可逆カウンタの＋側にパルス列が入力され、位相が遅れ
ているとき、−側に入力され、可逆カウンタはそれぞれ
インクリメント、デクリメントの計数を行なう。
【００１６】次に高精度電流検出の動作原理について図
６、図７を用いて説明する。図６はサンプリング周期Ｔ
ｓｓに逓倍パルスが入力される高電流の場合、図７は入
力されない低電流域の場合を示す。
６、図７を用いて説明する。図６はサンプリング周期Ｔ
ｓｓに逓倍パルスが入力される高電流の場合、図７は入
力されない低電流域の場合を示す。
【００１７】ここにサンプリング周期Ｔｓｓは、図１０
で後述するように、ＰＷＭ制御の搬送波信号に同期して
決められるものである。
で後述するように、ＰＷＭ制御の搬送波信号に同期して
決められるものである。
【００１８】図６において、逓倍パルス信号は可逆カウ
ンタ２２で計数されパルス入力毎にその計数値Ｍ（ｉ−
１）、Ｍ（ｉ）をレジスタＡ２３に格納する。一方カウ
ンタ２５では、基準クロックを計数し、時間計数値とし
て、逓倍パルス入力毎にレジスタＡ２６にＴ（ｉ−
１）、Ｔ（ｉ）を格納する。そして図５に示すアドレス
バスからのサンプリング信号によるサンプリング周期Ｔ
ｓｓで、Ｓ（ｉ−１）、Ｓ（ｉ）のときレジスタＡ２
３、２６の内容をレジスタＢ２４、２７に格納したのち
読み出すようにする。この読み出された電流計数値Ｍ
（ｎ）及び時間計数値Ｔ（ｎ）、（ここにｎ＝1,2,…i-
1,i,i+1…）は逓倍パルス信号が入力される毎に更新さ
れた値であり、サンプリング周期Ｔssに左右されない。
ンタ２２で計数されパルス入力毎にその計数値Ｍ（ｉ−
１）、Ｍ（ｉ）をレジスタＡ２３に格納する。一方カウ
ンタ２５では、基準クロックを計数し、時間計数値とし
て、逓倍パルス入力毎にレジスタＡ２６にＴ（ｉ−
１）、Ｔ（ｉ）を格納する。そして図５に示すアドレス
バスからのサンプリング信号によるサンプリング周期Ｔ
ｓｓで、Ｓ（ｉ−１）、Ｓ（ｉ）のときレジスタＡ２
３、２６の内容をレジスタＢ２４、２７に格納したのち
読み出すようにする。この読み出された電流計数値Ｍ
（ｎ）及び時間計数値Ｔ（ｎ）、（ここにｎ＝1,2,…i-
1,i,i+1…）は逓倍パルス信号が入力される毎に更新さ
れた値であり、サンプリング周期Ｔssに左右されない。
【００１９】電流値ＩMは次式により高精度に算出する
ことができる。
ことができる。
【００２０】 Ｋ：定数 サンプリング周期Ｔssの間にパルスが入力されない低電
流時においては、図７に示すように、逓倍パルス入力毎
のレジスタＡ２３、２６への格納の代わりに周期Ｔｓｓ
のサンプリング時にレジスタＡ２３、２６への格納、及
びレジスタＢ２４、２７への格納を行なうようにする。
流時においては、図７に示すように、逓倍パルス入力毎
のレジスタＡ２３、２６への格納の代わりに周期Ｔｓｓ
のサンプリング時にレジスタＡ２３、２６への格納、及
びレジスタＢ２４、２７への格納を行なうようにする。
【００２１】そして｛Ｍ(ｉ)−Ｍ(ｉ−１)｝≧｜１｜に
なるまでの時間ΔＴｘを算出する。これにより電流計算
式(1)をそのまま使用できる。
なるまでの時間ΔＴｘを算出する。これにより電流計算
式(1)をそのまま使用できる。
【００２２】図８に電流計算におけるフローチャートを
示す。ブロック１００で計算が開始されると、サンプリ
ング周期Ｔｓｓ毎にブロック１１０〜１６０まで実行す
る。すなわち、ブロック１１０ではレジスタＢ２４、２
７へのラッチ命令を出力し、ブロック１２０、１３０で
時間計数値Ｔ（ｎ）、電流計数値Ｍ（ｎ）を取込む。ブ
ロック１４０でＴ（ｉ）とＴ（ｉ−１）の差ΔＴ
（ｎ）、Ｍ（ｉ）とＭ（ｉ−１）の差ΔＭ（ｎ）を計算
する。ここでｎ＝1,2,…i-1,i,i+1…である。
示す。ブロック１００で計算が開始されると、サンプリ
ング周期Ｔｓｓ毎にブロック１１０〜１６０まで実行す
る。すなわち、ブロック１１０ではレジスタＢ２４、２
７へのラッチ命令を出力し、ブロック１２０、１３０で
時間計数値Ｔ（ｎ）、電流計数値Ｍ（ｎ）を取込む。ブ
ロック１４０でＴ（ｉ）とＴ（ｉ−１）の差ΔＴ
（ｎ）、Ｍ（ｉ）とＭ（ｉ−１）の差ΔＭ（ｎ）を計算
する。ここでｎ＝1,2,…i-1,i,i+1…である。
【００２３】ブロック１４１で、ΔＭ（ｎ）が１以上の
値であるか否かを判定し、以上であればブロック１４３
でΔＴｘを求める。前回のΔＭ（ｎ）が１以上の値であ
ったときはブロック１４２のフローに入っていないか
ら、加算されるΔＴｘはないので、ΔＴｘはΔＴ（ｎ）
となる。ブロック１４２のフローを通った回数のΔＴｘ
が加算される。ブロック１５０で電流ＩMを算出し、ブ
ロック１５１で、ΔＴｘを０におき、ブロック１６０で
終了する。
値であるか否かを判定し、以上であればブロック１４３
でΔＴｘを求める。前回のΔＭ（ｎ）が１以上の値であ
ったときはブロック１４２のフローに入っていないか
ら、加算されるΔＴｘはないので、ΔＴｘはΔＴ（ｎ）
となる。ブロック１４２のフローを通った回数のΔＴｘ
が加算される。ブロック１５０で電流ＩMを算出し、ブ
ロック１５１で、ΔＴｘを０におき、ブロック１６０で
終了する。
【００２４】ブロック１４１でΔＭ（ｎ）が１以上の値
でなければブロック１４２でΔＴｘが加算されて終了し
次のサンプリングになる。ΔＭ（ｎ）が１以上になるま
で繰り返される。
でなければブロック１４２でΔＴｘが加算されて終了し
次のサンプリングになる。ΔＭ（ｎ）が１以上になるま
で繰り返される。
【００２５】図９は３φ／２φ変換回路の出力波形で、
ＰＷＭ制御により生じる脈動成分が含まれている。
ＰＷＭ制御により生じる脈動成分が含まれている。
【００２６】図１０はその動作波形で、脈動成分があっ
ても、その平均値を検出できることを示している。
ても、その平均値を検出できることを示している。
【００２７】本実施例では、前述したように、ＰＷＭ制
御の搬送波信号に同期して電流をサンプリングしてい
る。そしてサンプリング周期Ｔｓｓ間の平均値を用いて
演算しているので、脈動成分が除去される。
御の搬送波信号に同期して電流をサンプリングしてい
る。そしてサンプリング周期Ｔｓｓ間の平均値を用いて
演算しているので、脈動成分が除去される。
【００２８】本実施例で、３φ／２φ変換された、ｆｅ
α、ｆｅβに基づいた電流値ＩMを算出し、ベクトル成
分であるトルク電流及び励磁電流成分を高精度に算出す
ることができる。
α、ｆｅβに基づいた電流値ＩMを算出し、ベクトル成
分であるトルク電流及び励磁電流成分を高精度に算出す
ることができる。
【００２９】このように電流検出回路７にＶ／Ｆ変換器
１２と可逆カウンタ２２とレジスタ２３、２４を用いて
電流に比例したパルスを計数し、一方基準クロックを時
間カウンタ２５により計数し電流計数値と時間計数値と
から低電流領域まで高精度の電流検出が達成され、ＰＷ
Ｍ制御の搬送波信号に同期して、その周期毎の平均値の
電流検出演算を行なうことによりＰＷＭ制御による脈動
成分が平均化されるので脈動成分の影響を除去すること
ができる。
１２と可逆カウンタ２２とレジスタ２３、２４を用いて
電流に比例したパルスを計数し、一方基準クロックを時
間カウンタ２５により計数し電流計数値と時間計数値と
から低電流領域まで高精度の電流検出が達成され、ＰＷ
Ｍ制御の搬送波信号に同期して、その周期毎の平均値の
電流検出演算を行なうことによりＰＷＭ制御による脈動
成分が平均化されるので脈動成分の影響を除去すること
ができる。
【００３０】
【発明の効果】ＰＷＭ制御のインバータの負荷電流を瞬
時値に比例したパルス数を有するパルス列に変換し、そ
のパルス数をカウントして、搬送波信号に同期したサン
プリングタイミングごとにカウント値の変化量を求め、
そのサンプリング時間差で除して負荷電流を求めている
ので、負荷電流に含まれる脈動成分を除くことができる
効果を生じる。
時値に比例したパルス数を有するパルス列に変換し、そ
のパルス数をカウントして、搬送波信号に同期したサン
プリングタイミングごとにカウント値の変化量を求め、
そのサンプリング時間差で除して負荷電流を求めている
ので、負荷電流に含まれる脈動成分を除くことができる
効果を生じる。
【００３１】この結果、ＰＷＭ制御のインバータの負荷
の制御を安定に行えるという効果も生じる。
の制御を安定に行えるという効果も生じる。
【図１】本発明の一実施例である電流検出回路のブロッ
ク図である。
ク図である。
【図２】本発明の一実施例において負荷に誘導電動機を
用いたブロック図である。
用いたブロック図である。
【図３】本発明の一実施例の電流検出回路の各部の動作
波形の一例を示す図である。
波形の一例を示す図である。
【図４】本発明の一実施例の電流検出回路の各部の動作
波形の一例を示す図である。
波形の一例を示す図である。
【図５】本発明の一実施例の電流検出回路の多入力カウ
ンタ回路のブロック図である。
ンタ回路のブロック図である。
【図６】本発明の一実施例の多入力カウンタ回路の高電
流検出時の動作波形の一例を示す図である。
流検出時の動作波形の一例を示す図である。
【図７】本発明の一実施例の多入力カウンタ回路の低電
流検出時の動作波形の一例を示す図である。
流検出時の動作波形の一例を示す図である。
【図８】本発明の一実施例の電流演算のフローチャート
図である。
図である。
【図９】３φ／２φ変換回路の出力波形の例を示す図で
ある。
ある。
【図１０】本発明の一実施例において出力波形の平均値
化の実行を示す波形図である。
化の実行を示す波形図である。
１ 直流電源 ２ インバータ回路 ３ 誘導電動機 ４ パルス発信器 ５ 電流検出器 ６ デジタル制御装置 ７ 電流検出回路 ８ 制御回路 ９ ＰＷＭ制御発生回路 １０ ３φ／２φ変換回路 １１ 絶対値回路 １２ Ｖ／Ｆ変換器 １３ 正負判別回路 １４ ２相信号発生回路 １５ 多入力カウンタ回路 １６ クロック発生回路 １７ アドレスバス ２０、２９ カウンタ・レジスタ回路 ２１ 周波数逓倍回路 ２２ 可逆カウンタ ２３、２４、２６、２７ レジスタ ２５ カウンタ ２８ コントロール回路
Claims (2)
- 【請求項１】 パルス幅変調制御により駆動されるイン
バータの負荷電流を電圧信号に変換し、該電圧信号を該
電圧信号の瞬時値の絶対値に比例したパルス数を有する
パルス列に変換し、該パルス列のパルス数を前記電圧信
号の瞬時値の正負に合わせて可逆カウントしてカウント
値を求め、前記パルス幅変調制御の搬送波信号に同期し
たサンプリングタイミングごとに前記カウント値をサン
プリングしてカウント値の変化量を求め、前記サンプリ
ングの時間差で該変化量を除した値に基づいて前記負荷
電流の検出値を求めることを特徴とする電流検出方法。 - 【請求項２】 パルス幅変調制御により駆動されるイン
バータの負荷電流を電圧信号に変換する電流検知器と、
該変換された電圧信号を該電圧信号の瞬時値の絶対値に
比例したパルス数を有するパルス列に変換する電圧・周
波数変換器と、該パルス列を入力してパルス数を前記電
圧信号の瞬時値の正負に合わせて可逆カウントするカウ
ンタと、中央演算処理装置とを有し、該中央演算処理装
置は、前記パルス幅変調制御の搬送波信号に同期したタ
イミングで前記カウンタのカウント値をサンプリング
し、該サンプリングしたカウント値と前回サンプリング
時のカウント値との差を求め、前記サンプリングの時間
差で除した値に基づいて前記負荷電流の検出値を演算す
ることを特徴とする電流検出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5310502A JP2539170B2 (ja) | 1993-12-10 | 1993-12-10 | 電流検出方法と装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5310502A JP2539170B2 (ja) | 1993-12-10 | 1993-12-10 | 電流検出方法と装置 |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62243478A Division JPH0638086B2 (ja) | 1987-09-28 | 1987-09-28 | 電流検出方法と装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06317615A true JPH06317615A (ja) | 1994-11-15 |
| JP2539170B2 JP2539170B2 (ja) | 1996-10-02 |
Family
ID=18006002
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5310502A Expired - Fee Related JP2539170B2 (ja) | 1993-12-10 | 1993-12-10 | 電流検出方法と装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2539170B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010276386A (ja) * | 2009-05-26 | 2010-12-09 | Panasonic Electric Works Co Ltd | 電圧検出器および電源装置および点灯装置および電力計測システム |
| CN102830276A (zh) * | 2012-08-27 | 2012-12-19 | 江西省电力科学研究院 | 冲击负荷电能表电流采样方法 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0638086A (ja) * | 1992-07-17 | 1994-02-10 | Hitachi Ltd | 遠隔監視装置 |
-
1993
- 1993-12-10 JP JP5310502A patent/JP2539170B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0638086A (ja) * | 1992-07-17 | 1994-02-10 | Hitachi Ltd | 遠隔監視装置 |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010276386A (ja) * | 2009-05-26 | 2010-12-09 | Panasonic Electric Works Co Ltd | 電圧検出器および電源装置および点灯装置および電力計測システム |
| CN102830276A (zh) * | 2012-08-27 | 2012-12-19 | 江西省电力科学研究院 | 冲击负荷电能表电流采样方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2539170B2 (ja) | 1996-10-02 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH0667205B2 (ja) | Ｐｗｍパルス発生装置 | |
| JPH05292753A (ja) | Ｐｗｍインバータの電流検出方法 | |
| JPH10155278A (ja) | インバータ制御方法および装置 | |
| JP2003219690A (ja) | Ｐｗｍインバータの出力電流検出方式 | |
| JPH09121558A (ja) | モータ駆動制御装置 | |
| JP2539170B2 (ja) | 電流検出方法と装置 | |
| EP0142563B1 (en) | System of controlling synchronous motor | |
| JPH09117152A (ja) | 電圧型ｐｗｍインバータの電流制御装置 | |
| JPH0638086B2 (ja) | 電流検出方法と装置 | |
| JPH06189578A (ja) | 電圧形多相ｐｗｍインバータの制御装置 | |
| JPH1141982A (ja) | ３相インバ−タ装置及びその制御方法 | |
| JP3528108B2 (ja) | 誘導電動機の適応滑り周波数形ベクトル制御方法及び装置 | |
| JPS58198165A (ja) | Ｐｗｍ変換器の電流検出方法 | |
| JPS62123979A (ja) | ブラシレス直流モ−タ | |
| JPH02189467A (ja) | Ｐｗｍインバータの出力電流検出方法 | |
| KR100210449B1 (ko) | 펄스폭변조(pwm) 컨버터를 이용한 유도전동기 구동시스템의 전원전압 제로크로싱 검출 및 위상 판별 방법 | |
| JPH04208076A (ja) | Ｐｗｍインバータの出力電流検出方法 | |
| JPH02159993A (ja) | 同期型交流サーボモータ駆動装置の基準電流波形発生回路 | |
| JP2001352775A (ja) | 誘導電動機の回転速度検出装置 | |
| JP2008099417A (ja) | インバータ試験装置 | |
| JP2541049Y2 (ja) | 電力計 | |
| JPH11326428A (ja) | インバータ回路のパラメータ測定装置 | |
| JPH02142383A (ja) | ブラシレスモータ | |
| JPH0628520B2 (ja) | Ｐｗｍパルス発生装置 | |
| JP2679307B2 (ja) | Ｐｗｍパルス発生方法 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |