JPH0628520B2 - Ｐｗｍパルス発生装置 - Google Patents
Ｐｗｍパルス発生装置Info
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- JPH0628520B2 JPH0628520B2 JP59052168A JP5216884A JPH0628520B2 JP H0628520 B2 JPH0628520 B2 JP H0628520B2 JP 59052168 A JP59052168 A JP 59052168A JP 5216884 A JP5216884 A JP 5216884A JP H0628520 B2 JPH0628520 B2 JP H0628520B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明はＰＷＭインバータを制御するのに用いられるＰ
ＷＭパルスを発生するＰＷＭパルス発生装置に関する。
ＷＭパルスを発生するＰＷＭパルス発生装置に関する。
ＰＷＭインバータは誘導電動機を可変速制御するのに多
く用いられている。ＰＷＭインバータは正弦波電圧指令
信号（変調波）と三角波信号（搬送波）を比較して得ら
れるパルス幅変調パルス（ＰＷＭパルス）によつて点弧
制御される。正弦波電圧指令信号の振幅と周波数はＰＷ
Ｍインバータの出力電圧の基本波成分が誘導電動機の要
求する振幅と周波数となるように決定される。
く用いられている。ＰＷＭインバータは正弦波電圧指令
信号（変調波）と三角波信号（搬送波）を比較して得ら
れるパルス幅変調パルス（ＰＷＭパルス）によつて点弧
制御される。正弦波電圧指令信号の振幅と周波数はＰＷ
Ｍインバータの出力電圧の基本波成分が誘導電動機の要
求する振幅と周波数となるように決定される。
ところで、近年誘導電動機の１次電流を磁束軸と同一方
向成分（励磁電流成分）とそれに直交する成分（トルク
電流成分）に分解し、それぞれを別個に制御する、いわ
ゆるベクトル制御方法が注目され既に実用に供されてい
る。ベクトル制御方法を採用すると、誘導電動機におい
ても直流電動機と同様に高精度なトルク制御ができる。
ベクトル制御方法については例えば特公昭５０−34725
号公報や特開昭５１−11125号公報などに記載されてい
る。
向成分（励磁電流成分）とそれに直交する成分（トルク
電流成分）に分解し、それぞれを別個に制御する、いわ
ゆるベクトル制御方法が注目され既に実用に供されてい
る。ベクトル制御方法を採用すると、誘導電動機におい
ても直流電動機と同様に高精度なトルク制御ができる。
ベクトル制御方法については例えば特公昭５０−34725
号公報や特開昭５１−11125号公報などに記載されてい
る。
ベクトル制御方法は１次電流の振幅，周波数の他に位相
を瞬時に変化させる。ＰＷＭインバータで誘導電動機を
駆動するものにベクトル制御方法を採用する場合には変
調波の振幅，周波数および位相を変化させることにな
る。一方、搬送波は変調波の一周期毎に同期するように
制御されるのが一般的である。したがつて、変調波の位
相が変化しても搬送波は変調波の一周期終了まで変化し
ないので、ＰＷＭパルスはＰＷＭインバータの出力電圧
（基本波成分）が正弦波とならない波形となる。このた
め、ベクトル制御を精度良く行えないという問題点を有
する。
を瞬時に変化させる。ＰＷＭインバータで誘導電動機を
駆動するものにベクトル制御方法を採用する場合には変
調波の振幅，周波数および位相を変化させることにな
る。一方、搬送波は変調波の一周期毎に同期するように
制御されるのが一般的である。したがつて、変調波の位
相が変化しても搬送波は変調波の一周期終了まで変化し
ないので、ＰＷＭパルスはＰＷＭインバータの出力電圧
（基本波成分）が正弦波とならない波形となる。このた
め、ベクトル制御を精度良く行えないという問題点を有
する。
また、ベクトル制御をマイクロプロセツサなどを用いて
デイジタル制御化することが考えられているが、搬送波
が三角波であると変曲点を有し不連続になるためソフト
処理が困難という問題点もある。
デイジタル制御化することが考えられているが、搬送波
が三角波であると変曲点を有し不連続になるためソフト
処理が困難という問題点もある。
本発明の目的は変調波の位相急変があつてもＰＷＭイン
バータの出力電圧を正弦波にするＰＷＭパルスを発生さ
せると共にスイッチング周波数を適切なものにできるＰ
ＷＭパルス発生装置を提供することにある。
バータの出力電圧を正弦波にするＰＷＭパルスを発生さ
せると共にスイッチング周波数を適切なものにできるＰ
ＷＭパルス発生装置を提供することにある。
本発明の特徴は搬送波として正弦波信号を用いてＰＷＭ
インバータの１次角周波数指令が大きくなるのに伴い小
さくなる周波数比と１次周波数指令から搬送波角周波数
を求めると共に、変調波の位相指令値から搬送波の位相
を求め、搬送波の位相と周波数比から変調波の位相を求
めるようにすることにある。
インバータの１次角周波数指令が大きくなるのに伴い小
さくなる周波数比と１次周波数指令から搬送波角周波数
を求めると共に、変調波の位相指令値から搬送波の位相
を求め、搬送波の位相と周波数比から変調波の位相を求
めるようにすることにある。
第１図に本発明の一実施例を示す。
第１図において誘導電動機３はＰＷＭインバータ３によ
り駆動される。ＰＷＭインバータ２には交流電源１から
加えられる交流電圧を直流電圧に整流する整流器を含ん
でいるものとして図示してある。ＰＷＭインバータ２の
出力電流は電流検出器１０により検出される。誘導電動
機３には速度検出器４が機械的に直結されている。速度
設定回路５の速度指令信号Ｎ＊と速度検出器４の速度検
出信号Ｎは速度制御回路６に図示の極性で加えられる。
速度制御回路６は速度偏差に応じて誘導電動機３の磁束
軸と直交するトルク電流指令信号Ｉt *を出力し、すべり
周波数演算回路７と第２電流制御回路１３に加える。す
べり周波数演算回路７はトルク電流指令信号Ｉt *と励磁
電流指令回路１１から与えられる励磁電流指令信号Ｉm *
によつてすべり周波数指令信号ωs *を求めて加算器８に
加える。加算器８はすべり周波数指令値ωｓと速度検出
値Ｎ（回転周波数ωｒに比例）を加算するもので、その
出力は誘導電動機３の１次周波数指令信号となる。角周
波数演算回路９は加算器８の出力である１次周波数指令
信号を入力して１次角周波数指令信号ω1 *を求めパルス
発生回路１５に加える。電流成分演算回路１７は電流検
出器１０で検出した１次電流検出信号ｉを入力し、磁束
軸位置と同一方向の電流成分である励磁電流Ｉｍと、直
交する成分のトルク電流を直流信号として検出する。電
流成分演算回路１７としては例えば特開昭５７−199489
号公報の第４図に開示されているものが用いられる。第
１電流制御回路１２は励磁電流指令値Ｉm *と実際値Ｉｍ
の偏差に応動し、その出力は誘導電動機３の１次相電圧
の磁束軸と同一方向成分の電圧指令値Ｖm *となる。第２
電流制御回路１３はトルク電流指令値Ｖm *となる。第２
電流制御回路１３はトルク電流指令値Ｉt *と実際値Ｉｔ
の偏差に応動し、その出力は１次相電圧の磁束軸と直交
する成分の電圧指令値Ｖt *になる。両電圧指令値Ｖm *，
Ｖt *は電圧演算回路１４に入力される。電圧演算回路１
４は信号Ｖm *，Ｖt *に基き１次電圧（変調波）の振幅指
令信号Ａ＊と位相指令信号θ＊を求め、直流信号として
パルス発生回路１５に加える。パルス発生回路１５には
発振器１６からクロツクパルスＰｃも加えられている。
り駆動される。ＰＷＭインバータ２には交流電源１から
加えられる交流電圧を直流電圧に整流する整流器を含ん
でいるものとして図示してある。ＰＷＭインバータ２の
出力電流は電流検出器１０により検出される。誘導電動
機３には速度検出器４が機械的に直結されている。速度
設定回路５の速度指令信号Ｎ＊と速度検出器４の速度検
出信号Ｎは速度制御回路６に図示の極性で加えられる。
速度制御回路６は速度偏差に応じて誘導電動機３の磁束
軸と直交するトルク電流指令信号Ｉt *を出力し、すべり
周波数演算回路７と第２電流制御回路１３に加える。す
べり周波数演算回路７はトルク電流指令信号Ｉt *と励磁
電流指令回路１１から与えられる励磁電流指令信号Ｉm *
によつてすべり周波数指令信号ωs *を求めて加算器８に
加える。加算器８はすべり周波数指令値ωｓと速度検出
値Ｎ（回転周波数ωｒに比例）を加算するもので、その
出力は誘導電動機３の１次周波数指令信号となる。角周
波数演算回路９は加算器８の出力である１次周波数指令
信号を入力して１次角周波数指令信号ω1 *を求めパルス
発生回路１５に加える。電流成分演算回路１７は電流検
出器１０で検出した１次電流検出信号ｉを入力し、磁束
軸位置と同一方向の電流成分である励磁電流Ｉｍと、直
交する成分のトルク電流を直流信号として検出する。電
流成分演算回路１７としては例えば特開昭５７−199489
号公報の第４図に開示されているものが用いられる。第
１電流制御回路１２は励磁電流指令値Ｉm *と実際値Ｉｍ
の偏差に応動し、その出力は誘導電動機３の１次相電圧
の磁束軸と同一方向成分の電圧指令値Ｖm *となる。第２
電流制御回路１３はトルク電流指令値Ｖm *となる。第２
電流制御回路１３はトルク電流指令値Ｉt *と実際値Ｉｔ
の偏差に応動し、その出力は１次相電圧の磁束軸と直交
する成分の電圧指令値Ｖt *になる。両電圧指令値Ｖm *，
Ｖt *は電圧演算回路１４に入力される。電圧演算回路１
４は信号Ｖm *，Ｖt *に基き１次電圧（変調波）の振幅指
令信号Ａ＊と位相指令信号θ＊を求め、直流信号として
パルス発生回路１５に加える。パルス発生回路１５には
発振器１６からクロツクパルスＰｃも加えられている。
第２図にパルス発生回路１５の一例構成図を示す。
第２図において、周波数比設定回路３０は１次角周波数
指令値ω1 *を入力し、第４図に示す如き特性で周波数比
信号ｎを出力する。周波数比ｎはインバータ２の許容ス
イツチング周波数によつて制限される。そのため、第４
図に示すように１次角周波数指令値ω１が大きくなるの
に伴い周波数比を小さくする＊ようにしている。したが
つて、インバータ２のスイツチング周波数は制限値を越
えることなく適切なものにすることができる。周波数比
値ｎはＰＷＭインバータ２のスイツチング周波数の許容
される最大スイツチング周波数によつて決定される。正
逆転指令回路３１は１次角周波数指令値ω1 *の極性が正
のとき正転信号Ｆを出力し、負のとき逆転信号Ｒを出力
してアツプ・ダウンカウンタ２０に加える。カウンタ２
０は発振器１６のクロツクパルスＰｃを入力して、正転
信号Ｆを加えられているときにはアツプ方向に計数し、
逆に、逆転信号Ｒを加えられているときにはダウン方向
に計数する。掛算器３２は１次角周波数指令値ω1 *と周
波数比値ｎを掛算して搬送波の角周波数ω０を求め掛算
器２１に加える。掛算器２１はカウンタ２０のカウント
値ｔと搬送波角周波数ω０を掛算する。掛算器２１の出
力するω０ｔは搬送波の角周波数基準位相となる。搬送
波位相変化検出回路３３は位相指令値θ＊と周波数比値
ｎを入力し、搬送波の位相変化値Δθ０を求める。位相
変化検出回路３３は第３図の如く構成されている。電圧
制御回路１４の出力する変調波の位相指令信号θ＊と周
波数比ｎを掛算器３７で掛算し、変調波の位相指令値θ
＊に対応する搬送波の位相θ０を求める。掛算器３７で
求めた搬送波位相θ０をレジスタ３８に記憶しておき、
掛算器３７で求めた位相θ０とレジスタ３８の記憶値を
減算器３９で図示の極性で減算する。減算器３９は変調
波位相指令値θ＊の変化によつて搬送波位相θ０が変化
すると搬送波位相変化量±Δθ０を出力する。搬送波位
相変化量Δθ０が正極性の場合は変化前の位相より進み
位相にする。
指令値ω1 *を入力し、第４図に示す如き特性で周波数比
信号ｎを出力する。周波数比ｎはインバータ２の許容ス
イツチング周波数によつて制限される。そのため、第４
図に示すように１次角周波数指令値ω１が大きくなるの
に伴い周波数比を小さくする＊ようにしている。したが
つて、インバータ２のスイツチング周波数は制限値を越
えることなく適切なものにすることができる。周波数比
値ｎはＰＷＭインバータ２のスイツチング周波数の許容
される最大スイツチング周波数によつて決定される。正
逆転指令回路３１は１次角周波数指令値ω1 *の極性が正
のとき正転信号Ｆを出力し、負のとき逆転信号Ｒを出力
してアツプ・ダウンカウンタ２０に加える。カウンタ２
０は発振器１６のクロツクパルスＰｃを入力して、正転
信号Ｆを加えられているときにはアツプ方向に計数し、
逆に、逆転信号Ｒを加えられているときにはダウン方向
に計数する。掛算器３２は１次角周波数指令値ω1 *と周
波数比値ｎを掛算して搬送波の角周波数ω０を求め掛算
器２１に加える。掛算器２１はカウンタ２０のカウント
値ｔと搬送波角周波数ω０を掛算する。掛算器２１の出
力するω０ｔは搬送波の角周波数基準位相となる。搬送
波位相変化検出回路３３は位相指令値θ＊と周波数比値
ｎを入力し、搬送波の位相変化値Δθ０を求める。位相
変化検出回路３３は第３図の如く構成されている。電圧
制御回路１４の出力する変調波の位相指令信号θ＊と周
波数比ｎを掛算器３７で掛算し、変調波の位相指令値θ
＊に対応する搬送波の位相θ０を求める。掛算器３７で
求めた搬送波位相θ０をレジスタ３８に記憶しておき、
掛算器３７で求めた位相θ０とレジスタ３８の記憶値を
減算器３９で図示の極性で減算する。減算器３９は変調
波位相指令値θ＊の変化によつて搬送波位相θ０が変化
すると搬送波位相変化量±Δθ０を出力する。搬送波位
相変化量Δθ０が正極性の場合は変化前の位相より進み
位相にする。
第２図に戻り、加算器２３は搬送波位相変化量Δθ０と
レジスタ２４に記憶されている変化前の搬送波位相を加
算し、搬送波位相信号θ０として加算器２２に加える。
加算器２２の加算値（ω0ｔ＋θ０）は正弦波変換回路
２７に入力され、正弦波搬送信号sin（ω０ｔ＋θ０）
に変換される。正弦波変換回路２７の出力する正弦波搬
送信号は比較器２９に加えられる。一方、掛算器２５は
周波数比ｎの逆数１／ｎを逆数回路３４から入力し、加
算器２２の加算値（ω０ｔ＋θ０）に掛算する。掛算器
２５の出力信号 は正弦波変換回路２６に入力され、正弦波信号 に変換される。掛算器２８は正弦波変換回路２６の正弦
波信号に振幅指令信号Ａ＊を掛算し、正弦波変調信号Ａ
*sin(ω1t＋θ１）として比較器２９に加える。比較器
２９は正弦波変調信号と正弦波搬送信号を比較し、変調
信号搬送信号のとき“１”レベルになるＰＷＭパルス
を発生する。
レジスタ２４に記憶されている変化前の搬送波位相を加
算し、搬送波位相信号θ０として加算器２２に加える。
加算器２２の加算値（ω0ｔ＋θ０）は正弦波変換回路
２７に入力され、正弦波搬送信号sin（ω０ｔ＋θ０）
に変換される。正弦波変換回路２７の出力する正弦波搬
送信号は比較器２９に加えられる。一方、掛算器２５は
周波数比ｎの逆数１／ｎを逆数回路３４から入力し、加
算器２２の加算値（ω０ｔ＋θ０）に掛算する。掛算器
２５の出力信号 は正弦波変換回路２６に入力され、正弦波信号 に変換される。掛算器２８は正弦波変換回路２６の正弦
波信号に振幅指令信号Ａ＊を掛算し、正弦波変調信号Ａ
*sin(ω1t＋θ１）として比較器２９に加える。比較器
２９は正弦波変調信号と正弦波搬送信号を比較し、変調
信号搬送信号のとき“１”レベルになるＰＷＭパルス
を発生する。
次に動作を説明する。
角周波数演算回路９と電圧制御回路１４が次式の関係に
従い１次角周波数指令信号ω1 *あるいは振幅指令信号Ａ
＊と位相指令信号θ＊を求めるまでの動作は良く知られ
ているので説明を省略する。
従い１次角周波数指令信号ω1 *あるいは振幅指令信号Ａ
＊と位相指令信号θ＊を求めるまでの動作は良く知られ
ているので説明を省略する。
ω1 *＝ｋ（ωs *＋ωｒ） ………(1) ｋ：比例定数 １次角周波数指令信号ω1 *は例えば誘導電動機３が正転
しているとき速度検出器４の検出値とすべり周波数演算
回路７の指令値ωs *共に正であり、その極性が正とな
る。逆転になると速度指令信号Ｎ＊を負極性にするの
で、信号ω1 *の極性は負となる。
しているとき速度検出器４の検出値とすべり周波数演算
回路７の指令値ωs *共に正であり、その極性が正とな
る。逆転になると速度指令信号Ｎ＊を負極性にするの
で、信号ω1 *の極性は負となる。
さて、パルス発生回路１５は信号ω1 *，Ａ＊，θ＊と発
振器１６の発生するクロツクパルスＰｃを入力し次のよ
うな動作を行う。
振器１６の発生するクロツクパルスＰｃを入力し次のよ
うな動作を行う。
アツプダウンカウンタ２０はクロツクパルスＰｃを計数
する。正転信号Ｆを与えられているいるときには零から
最大値のアツプ方向に計数し、最大値になるとオーバー
フローして零にリセツトされ再度アツプ方向への計数を
繰返し行う。また、逆転信号Ｆを与えられているときに
は最大値から零のダウン方向に計数し、零になると最大
値をセツトされ再度ダウン方向への計数を繰返し行う。
今、位相指令信号θ＊が所定値θ１で運転している安定
状態にあるとする。この場合、位相変化検出回路３３の
位相変化量Δθ０は零となり、加算器２２には変調波位
相θ１に対応する搬送波位相信号θ01が加えられる。こ
の場合に正弦波変換回路２７から得られる正弦波搬送信
号Ｔと掛算器２８から得られる正弦波変調信号Ｍは次式
のように表わせる。
する。正転信号Ｆを与えられているいるときには零から
最大値のアツプ方向に計数し、最大値になるとオーバー
フローして零にリセツトされ再度アツプ方向への計数を
繰返し行う。また、逆転信号Ｆを与えられているときに
は最大値から零のダウン方向に計数し、零になると最大
値をセツトされ再度ダウン方向への計数を繰返し行う。
今、位相指令信号θ＊が所定値θ１で運転している安定
状態にあるとする。この場合、位相変化検出回路３３の
位相変化量Δθ０は零となり、加算器２２には変調波位
相θ１に対応する搬送波位相信号θ01が加えられる。こ
の場合に正弦波変換回路２７から得られる正弦波搬送信
号Ｔと掛算器２８から得られる正弦波変調信号Ｍは次式
のように表わせる。
搬送波Ｔと変調波Ｍが(4)，(5)式の関係にあるとき、変
調波Ｍが第５図(a)に実線で示す如く振幅Ａ１の場合、
比較器２９からは第５図(b)に示す如き波形のＰＷＭパ
ルスが得られる。同様に、変調波Ｍの振幅が第５図(a)
に点線で示す如くＡ２であると、第５図(c)に示す波形
のＰＷＭパルスが得られる。
調波Ｍが第５図(a)に実線で示す如く振幅Ａ１の場合、
比較器２９からは第５図(b)に示す如き波形のＰＷＭパ
ルスが得られる。同様に、変調波Ｍの振幅が第５図(a)
に点線で示す如くＡ２であると、第５図(c)に示す波形
のＰＷＭパルスが得られる。
次に、搬送波Ｔと変調波Ｍの関係が(4)，(5)式の関係で
ＰＷＭパルスを発生しているときに第６図(a)に示す時
刻ｔ１で変調波（Ａ点）の位相指令信号θ＊がπ／３だ
け進み位相になつたとする。この場合における周波数比
設定回路３０の設定する周波数比ｎが９とすると、位相
変化検出回路３３から得られる搬送波位相変化量Δθ０
は３πとなる。したがつて、加算器２２の加算値はω０
ｔ＋θ01＋３πとなる。この場合、振幅指令信号Ａ＊は
Ａ１であるとすると、正弦波変換回路２７から得られる
搬送波Ｔと掛算器２８から得られる変調波Ｍは次式のよ
うになる。
ＰＷＭパルスを発生しているときに第６図(a)に示す時
刻ｔ１で変調波（Ａ点）の位相指令信号θ＊がπ／３だ
け進み位相になつたとする。この場合における周波数比
設定回路３０の設定する周波数比ｎが９とすると、位相
変化検出回路３３から得られる搬送波位相変化量Δθ０
は３πとなる。したがつて、加算器２２の加算値はω０
ｔ＋θ01＋３πとなる。この場合、振幅指令信号Ａ＊は
Ａ１であるとすると、正弦波変換回路２７から得られる
搬送波Ｔと掛算器２８から得られる変調波Ｍは次式のよ
うになる。
搬送波Ｔと変調波Ｍが(6)，(7)式の関係になることは時
刻ｔ１からＢ点以降の変調波Ｍと搬送波Ｔの関係でＰＷ
Ｍパルスを発生する。第６図(b)は変調波Ｍの位相が変
化しない場合のＰＷＭパルスの波形を示し、第６図(c)
に変調波Ｍの位相が変化した場合に本発明により得られ
るＰＷＭパルスの波形を示す。第６図(b)，(c)を比較す
ると明らかなように、第６図(c)の時刻ｔ１以降の波形
は第６図(b)のＢ点以降の波形と同じようになつてい
る。
刻ｔ１からＢ点以降の変調波Ｍと搬送波Ｔの関係でＰＷ
Ｍパルスを発生する。第６図(b)は変調波Ｍの位相が変
化しない場合のＰＷＭパルスの波形を示し、第６図(c)
に変調波Ｍの位相が変化した場合に本発明により得られ
るＰＷＭパルスの波形を示す。第６図(b)，(c)を比較す
ると明らかなように、第６図(c)の時刻ｔ１以降の波形
は第６図(b)のＢ点以降の波形と同じようになつてい
る。
第７図は正逆転指令回転３１が逆転信号Ｒが発生した場
合の波形図を示す。
合の波形図を示す。
今、搬送波Ｔと変調波Ｍが次式の関係でＰＷＭパルスを
発生しているとき、第７図(d)に示すように時刻ｔ２に
正逆転指令回路３１が逆転信号Ｒを発生したとする。
発生しているとき、第７図(d)に示すように時刻ｔ２に
正逆転指令回路３１が逆転信号Ｒを発生したとする。
アツプダウンカウンタ２０は逆転信号Ｒを加えられると
クロツクパルスＰｃをダウン方向に計数する。このた
め、搬送波信号Ｔと変調波信号Ｍは時刻ｔ２から第７図
(a)に点線で示す如く逆位相時間で変化する。このこと
は電動機３の磁束軸の変化に追従して変化することを意
味し、正転と逆転の切換えを円滑に行えることになる。
正転から逆転に切換えた場合のＰＷＭパルスは第７図
(c)のような波形になる。なお、時刻ｔ２で逆転指令Ｒ
を与えず正転状態を続けた場合のＰＷＭパルスの波形を
第７図(b)に参考までに図示してある。
クロツクパルスＰｃをダウン方向に計数する。このた
め、搬送波信号Ｔと変調波信号Ｍは時刻ｔ２から第７図
(a)に点線で示す如く逆位相時間で変化する。このこと
は電動機３の磁束軸の変化に追従して変化することを意
味し、正転と逆転の切換えを円滑に行えることになる。
正転から逆転に切換えた場合のＰＷＭパルスは第７図
(c)のような波形になる。なお、時刻ｔ２で逆転指令Ｒ
を与えず正転状態を続けた場合のＰＷＭパルスの波形を
第７図(b)に参考までに図示してある。
以上のようにしてＰＷＭインバータの点弧制御を行うＰ
ＷＭパルスを発生するのであるが、搬送波として正弦波
信号を用い変調波の位相変化に追従して搬送波の位相を
変化させている。このため、変調波の位相急変があつて
もＰＷＭインバータの出力電圧（基本波成分）を正弦波
にするＰＷＭパルスを発生することができる。したがつ
て、ベクトル制御を精度良く行うことが可能となる。
ＷＭパルスを発生するのであるが、搬送波として正弦波
信号を用い変調波の位相変化に追従して搬送波の位相を
変化させている。このため、変調波の位相急変があつて
もＰＷＭインバータの出力電圧（基本波成分）を正弦波
にするＰＷＭパルスを発生することができる。したがつ
て、ベクトル制御を精度良く行うことが可能となる。
次に、本発明はマイクロプロセツサなどを用いてソフト
処理によつても実現できる。
処理によつても実現できる。
第８図にソフト処理で行う場合のフローチヤートを示
す。
す。
まず、信号Ａ＊，θ＊，ω1 *を取込みω０，ｎ，Δ
θ０，Ｆ／Ｒを演算する。次に位相θ０を前のθ01とΔ
θ０との加算で求め、ω０とｔを掛算しそのωｔにθを
加算しＸ１をもとめる。次にＸ１と1/nを掛算し、Ｘ２
をもとめる。Ｘ１及びＸ２よりｙ１＝ＡsinＸ２とｙ２
＝sinＸ１を求め両者を比較し、ｙ１ｙ２のとき出力
を“１”レベルとし、ｙ１＜ｙ２のとき“０”レベルに
する。次にＦ／Ｒの値により、すなわち正転指令Ｆのと
きはｔ＝ｔ＋１、逆転指令Ｒのときはｔ＝ｔ−１とし、
元にもどることにより、第１図の実施例と同じ機能をだ
すことができる。また、本発明は搬送波信号も連続した
式で表わせるので、マイクロプロセツサ等を利用した全
デイジタル回路に適しているという効果がある。
θ０，Ｆ／Ｒを演算する。次に位相θ０を前のθ01とΔ
θ０との加算で求め、ω０とｔを掛算しそのωｔにθを
加算しＸ１をもとめる。次にＸ１と1/nを掛算し、Ｘ２
をもとめる。Ｘ１及びＸ２よりｙ１＝ＡsinＸ２とｙ２
＝sinＸ１を求め両者を比較し、ｙ１ｙ２のとき出力
を“１”レベルとし、ｙ１＜ｙ２のとき“０”レベルに
する。次にＦ／Ｒの値により、すなわち正転指令Ｆのと
きはｔ＝ｔ＋１、逆転指令Ｒのときはｔ＝ｔ−１とし、
元にもどることにより、第１図の実施例と同じ機能をだ
すことができる。また、本発明は搬送波信号も連続した
式で表わせるので、マイクロプロセツサ等を利用した全
デイジタル回路に適しているという効果がある。
以上説明したように本発明は搬送波として正弦波信号を
用いた変調波の位相急変に追従して搬送波の位相も変化
させているので、変調波の位相急変があつてもＰＷＭイ
ンバータの出力電圧を正弦波にするＰＷＭパルスを発生
することができる。その結果としてベクトル制御を精度
良く行える。そして、このようにしてＰＷＭパルスを発
生する際に１次角周波数が大きくなるのに伴い正弦波搬
送波の角周波数を小さくしているのでスイツチング周波
数が制限値を越えることなく適切なものにすることがで
きる。また、搬送波信号と変調波信号が連続して正弦関
数になるのでマイクロプロセツサなどを用いたデイジタ
ル制御でも容易に実現できるという効果も奏する。
用いた変調波の位相急変に追従して搬送波の位相も変化
させているので、変調波の位相急変があつてもＰＷＭイ
ンバータの出力電圧を正弦波にするＰＷＭパルスを発生
することができる。その結果としてベクトル制御を精度
良く行える。そして、このようにしてＰＷＭパルスを発
生する際に１次角周波数が大きくなるのに伴い正弦波搬
送波の角周波数を小さくしているのでスイツチング周波
数が制限値を越えることなく適切なものにすることがで
きる。また、搬送波信号と変調波信号が連続して正弦関
数になるのでマイクロプロセツサなどを用いたデイジタ
ル制御でも容易に実現できるという効果も奏する。
第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２図はパル
ス発生回路の一例を示す詳細構成図、第３図は位相変化
検出回路の一例構成図、第４図は周波数比設定回路の特
性図、第５〜７図は本発明の動作説明用の波形図、第８
図は本発明をマイクロプロセツサで実行する場合のフロ
ーチヤートである。 ２……ＰＷＭインバータ、３……誘導電動機、６……速
度制御回路、１２，１３……電流制御回路、１４……電
圧演算回路、１５……パルス発生回路。
ス発生回路の一例を示す詳細構成図、第３図は位相変化
検出回路の一例構成図、第４図は周波数比設定回路の特
性図、第５〜７図は本発明の動作説明用の波形図、第８
図は本発明をマイクロプロセツサで実行する場合のフロ
ーチヤートである。 ２……ＰＷＭインバータ、３……誘導電動機、６……速
度制御回路、１２，１３……電流制御回路、１４……電
圧演算回路、１５……パルス発生回路。
Claims (2)
- 【請求項１】ＰＷＭインバータにより駆動される誘導電
動機の１次角周波数指令が大きくなるに伴い小さくなる
周波数比を設定する周波数比設定手段と、前記１次角周
波数指令と前記周波数比から前記正弦波搬送波の角周波
数を求める搬送波角周波数演算手段と、前記ＰＷＭイン
バータの出力電圧を指令する正弦波変調波の位相指令値
と前記周波数比を入力して前記搬送波の変化させるべき
位相変化量を求める位相変化検出手段と、前記位相変化
量を入力して前記搬送波の位相指令値を出力する搬送波
位相指令手段と、前記搬送波角周波数に時間を乗算し前
記搬送波の角周波数基準位相を出力する乗算手段と、前
記搬送波の角周波数基準位相と前記搬送波位相指令を加
算した第１信号を出力する加算手段と、前記第１信号を
前記周波数比で除算した第２信号を出力する除算手段
と、前記第１信号を一定振幅の正弦波信号に変換し正弦
波搬送波を出力する搬送波発生手段と、前記第２信号を
前記変調波の振幅指令に応じた大きさの振幅の正弦波信
号に変換し正弦波変調波を出力する変調波発生手段と、
前記正弦波変調波と正弦波搬送波を比較して前記ＰＷＭ
インバータに与えるＰＷＭパルスを出力する比較手段と
を具備したことを特徴とするＰＷＭパルス発生装置。 - 【請求項２】特許請求の範囲第１項において、前記搬送
波発生手段は前記正弦波変調波の最大振幅よりも大きい
振幅の正弦波搬送波を発生することを特徴とするＰＷＭ
パルス発生装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59052168A JPH0628520B2 (ja) | 1984-03-21 | 1984-03-21 | Ｐｗｍパルス発生装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59052168A JPH0628520B2 (ja) | 1984-03-21 | 1984-03-21 | Ｐｗｍパルス発生装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60197172A JPS60197172A (ja) | 1985-10-05 |
| JPH0628520B2 true JPH0628520B2 (ja) | 1994-04-13 |
Family
ID=12907294
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59052168A Expired - Lifetime JPH0628520B2 (ja) | 1984-03-21 | 1984-03-21 | Ｐｗｍパルス発生装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0628520B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02168885A (ja) * | 1988-12-21 | 1990-06-28 | Fanuc Ltd | 誘導電動機の駆動装置 |
| JP4576739B2 (ja) * | 2001-04-02 | 2010-11-10 | パナソニック電工株式会社 | ポンプ用モータ駆動制御装置 |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3509445A (en) * | 1967-01-16 | 1970-04-28 | Lear Siegler Inc | Pulse width modulated power amplifier |
| JPS57123728A (en) * | 1981-01-24 | 1982-08-02 | Hiroshi Okagaki | Generation system for superhigh-speed pulse-width- modulated signal by phase-difference multiple comparing method |
| JPS59144396A (ja) * | 1983-02-04 | 1984-08-18 | Hitachi Ltd | Ｐｗｍパルス発生装置 |
-
1984
- 1984-03-21 JP JP59052168A patent/JPH0628520B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3509445A (en) * | 1967-01-16 | 1970-04-28 | Lear Siegler Inc | Pulse width modulated power amplifier |
| JPS57123728A (en) * | 1981-01-24 | 1982-08-02 | Hiroshi Okagaki | Generation system for superhigh-speed pulse-width- modulated signal by phase-difference multiple comparing method |
| JPS59144396A (ja) * | 1983-02-04 | 1984-08-18 | Hitachi Ltd | Ｐｗｍパルス発生装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60197172A (ja) | 1985-10-05 |
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