JPS60197172A - Pwmパルス発生装置 - Google Patents
Pwmパルス発生装置Info
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- JPS60197172A JPS60197172A JP59052168A JP5216884A JPS60197172A JP S60197172 A JPS60197172 A JP S60197172A JP 59052168 A JP59052168 A JP 59052168A JP 5216884 A JP5216884 A JP 5216884A JP S60197172 A JPS60197172 A JP S60197172A
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- wave
- signal
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明はPWMインバータを制御するのに用いられるP
WMパルスを発生するPWMパルス発生装置に関する。
WMパルスを発生するPWMパルス発生装置に関する。
PWMイ/パータは誘導電動機を可変速制御するのに多
く用いられている。PWMインバータは正弦波電圧指令
信号(変調波)と三角波信号(搬送波)を比較して得ら
れるパルス幅変調パルス(PWMパルス)によって点弧
制御される。正弦波電圧指令信号の振幅と周波数はPW
Mインバータの出力電圧の基本波成分が誘導電ldJ愼
の要求する振幅と周波数となるように決定される。
く用いられている。PWMインバータは正弦波電圧指令
信号(変調波)と三角波信号(搬送波)を比較して得ら
れるパルス幅変調パルス(PWMパルス)によって点弧
制御される。正弦波電圧指令信号の振幅と周波数はPW
Mインバータの出力電圧の基本波成分が誘導電ldJ愼
の要求する振幅と周波数となるように決定される。
ところで、近年−導電m機の1次電流を磁束軸と同一方
向成分(励磁電流成分)とそれに直焚する成分(トルク
電流成分)に分解し、それぞれを別個に制御する。いわ
ゆるベクトル制御方法が注目され既に実用に供されてい
る。ベクトル制御方法を採用すると、誘導電動機におい
ても直流電動機と同様に高精度なトルク制御ができる。
向成分(励磁電流成分)とそれに直焚する成分(トルク
電流成分)に分解し、それぞれを別個に制御する。いわ
ゆるベクトル制御方法が注目され既に実用に供されてい
る。ベクトル制御方法を採用すると、誘導電動機におい
ても直流電動機と同様に高精度なトルク制御ができる。
ベクトル制御方法については例えば特公昭50−347
25号公報や特開昭51−11125号公報などに記載
されている。
25号公報や特開昭51−11125号公報などに記載
されている。
ベクトル制御方法は1次電流の振幅1周波数の他に位相
を瞬時に変化させる。PWMインノく一タで誘導電動機
を駆動するものにベクトル制御方法を採用する場合には
変調波の振幅1周波数および位相を変化させることにな
る。一方、*送波は変調波の一周期毎に同期するように
制御されるのが一般的である。゛したがって、変調波の
位相が変化しても搬送波は変調波の一周期終了まで変化
しない+7)で、PWMパルスはPWMインノく一タ゛
め1力電圧(基本波成分)が正弦波とならない波形とな
る。このため、ベクトル制御を精度良く行えないという
問題点を有する。
を瞬時に変化させる。PWMインノく一タで誘導電動機
を駆動するものにベクトル制御方法を採用する場合には
変調波の振幅1周波数および位相を変化させることにな
る。一方、*送波は変調波の一周期毎に同期するように
制御されるのが一般的である。゛したがって、変調波の
位相が変化しても搬送波は変調波の一周期終了まで変化
しない+7)で、PWMパルスはPWMインノく一タ゛
め1力電圧(基本波成分)が正弦波とならない波形とな
る。このため、ベクトル制御を精度良く行えないという
問題点を有する。
また、ベクトル制御をマイクロプロセッサなどを用いエ
デイジタル制御化することが考えられているが、搬送波
が三角波であると変曲点を有し不連続になるためソフト
処理が困難という問題点もある。
デイジタル制御化することが考えられているが、搬送波
が三角波であると変曲点を有し不連続になるためソフト
処理が困難という問題点もある。
本発明の目的は変調波の位相急変があってもPWMイ/
バータの出力電圧を正弦波にするPWMパルスを発生す
るためのpwytAルス発生装置を提供することにある
。
バータの出力電圧を正弦波にするPWMパルスを発生す
るためのpwytAルス発生装置を提供することにある
。
本発明の特徴は正弦波が振巾の±86−程度の間では直
線近似でき、振巾が正弦波の振巾の約1.2倍の三角波
とほぼ等しいことに看目し、搬送波として正弦波信号を
用いるようにしたことにある。
線近似でき、振巾が正弦波の振巾の約1.2倍の三角波
とほぼ等しいことに看目し、搬送波として正弦波信号を
用いるようにしたことにある。
第1図に本発明の一実施例を示す。
第1図において誘導**機3はPVVMインノ(−タ3
によシ駆動される。PWMイ/)く−夕2には交流電源
1から加えられる交流電圧を直流電圧に整流する整流器
を含んでいるものとして図示しである。PWMインバー
タ2の出力電流は電流検出器10によシ検出される。、
vl導電動機3には速度検出器4が機械的に直結されて
いる。速度設定回路5の速度指令信号N’と速度検出器
4の速度検出信号Nは速度制御回路6に図示の極性で加
えられる。速度制御回路6は速度偏差に応じて誘導電動
機3の磁束軸と直交するトルク電婆指令信号工tを出力
し、ナペク周波数演算回路7と第2電流制御回路13に
加える。すベシ周波数演算回路7はトルク電流指令信号
ニーと励磁電流指令回路11から与えられる励磁電流指
令回路工、”によってすベシ周波数指令信号ω、をめて
加算器8に加える。加算器8はすベシ周波数指令直ω、
と速度検出1iiN(回転周波数ω、に比例〕を加算す
るもので、その出力は誘導電動機3の1次周仮数指令信
号となる。角周波数演算回路9は加算器8の出力である
1次周波数指令信号を入力して1次角周波数指令信号ω
藍をめパルス発生回路15に加える。電流成分演算回路
17は電流検出器10で検出した1次電流検出侶号iを
入力し、磁束軸位置と同一方向の電流成分である励磁電
流工、と、直交する成分のトルク電流を直流信号として
検出する。電流成分演算回路17としては例えば特開昭
57−199489号公報の第4図に開示されているも
のが用いられる。第1電流制御回路12は励磁電流指令
値1.″と実際+1i 1.の偏差に応動し。
によシ駆動される。PWMイ/)く−夕2には交流電源
1から加えられる交流電圧を直流電圧に整流する整流器
を含んでいるものとして図示しである。PWMインバー
タ2の出力電流は電流検出器10によシ検出される。、
vl導電動機3には速度検出器4が機械的に直結されて
いる。速度設定回路5の速度指令信号N’と速度検出器
4の速度検出信号Nは速度制御回路6に図示の極性で加
えられる。速度制御回路6は速度偏差に応じて誘導電動
機3の磁束軸と直交するトルク電婆指令信号工tを出力
し、ナペク周波数演算回路7と第2電流制御回路13に
加える。すベシ周波数演算回路7はトルク電流指令信号
ニーと励磁電流指令回路11から与えられる励磁電流指
令回路工、”によってすベシ周波数指令信号ω、をめて
加算器8に加える。加算器8はすベシ周波数指令直ω、
と速度検出1iiN(回転周波数ω、に比例〕を加算す
るもので、その出力は誘導電動機3の1次周仮数指令信
号となる。角周波数演算回路9は加算器8の出力である
1次周波数指令信号を入力して1次角周波数指令信号ω
藍をめパルス発生回路15に加える。電流成分演算回路
17は電流検出器10で検出した1次電流検出侶号iを
入力し、磁束軸位置と同一方向の電流成分である励磁電
流工、と、直交する成分のトルク電流を直流信号として
検出する。電流成分演算回路17としては例えば特開昭
57−199489号公報の第4図に開示されているも
のが用いられる。第1電流制御回路12は励磁電流指令
値1.″と実際+1i 1.の偏差に応動し。
その出力は誘導電動債3の1次相電圧の磁束軸と同一方
向成分の電圧指令値V:となる。第2’!を流制御回路
13はトルク電流指令値Isと実際匝Isの偏差に応動
し、その出力は1次相電圧の磁束軸と直交する成分の電
圧指令値V:になる。両亀圧指令14 V : 、 V
tは電圧演算回路14に人力される。電圧演算回w!
114は信号V:、Vtに基き1次篭圧(f調V)の振
幅指令信号A4″と位相指令信号θ“をめ、直流隼号と
して・(ルス発生回路15に加える。パルス発生回路1
5には発撮器16からクロックパルスP、も加えられて
いる。
向成分の電圧指令値V:となる。第2’!を流制御回路
13はトルク電流指令値Isと実際匝Isの偏差に応動
し、その出力は1次相電圧の磁束軸と直交する成分の電
圧指令値V:になる。両亀圧指令14 V : 、 V
tは電圧演算回路14に人力される。電圧演算回w!
114は信号V:、Vtに基き1次篭圧(f調V)の振
幅指令信号A4″と位相指令信号θ“をめ、直流隼号と
して・(ルス発生回路15に加える。パルス発生回路1
5には発撮器16からクロックパルスP、も加えられて
いる。
第2図にパルス発生回路15の一例構成図を示す。
第2図において、周波数比設定回路30は1次角周波数
指令繊ω−を入力し、第4図に示す如き特性で周波数比
信号nを出力する。周波数比nはインバータ2の許容ス
イッチング周波数によって制限される。周波数比fil
!n#iPWMインバータ2のスイッチング周波数の許
容される最大スイッチング周波数によ°つて決定される
。正逆転指令回路31は1次角周波数指令値ω!の極性
が正のとき正転信号Fを出力し、負のとき逆転信号几を
出力してアップ・ダウンカウンタ20に加える。カラ/
り20は発振器16のクロックパルスp、t−人力して
、正転信号Fを加えられているどきにはアップ方向に計
数し、逆に、逆転信号Rt−加えられているときにはダ
ウン方向に計数する。掛算器32は1次角周波数指令埴
ω−と周波数比Inを掛算して搬送波の角周波数ω0を
め掛算器21に加える。掛算器21はカフ/り20のカ
ウント[1と搬送波角周波数ωot−掛算する。搬送波
位相変化検出回路33は位相指令値θ と周波数比値n
を入力し、搬送波の位相変化値Δθ0をめる。位相変化
検出回路33は第3図の如く構成されている。電圧制御
回路14の出力する変調波の位相指令信号θ“と周波数
比nを掛算器37で掛゛ 。
指令繊ω−を入力し、第4図に示す如き特性で周波数比
信号nを出力する。周波数比nはインバータ2の許容ス
イッチング周波数によって制限される。周波数比fil
!n#iPWMインバータ2のスイッチング周波数の許
容される最大スイッチング周波数によ°つて決定される
。正逆転指令回路31は1次角周波数指令値ω!の極性
が正のとき正転信号Fを出力し、負のとき逆転信号几を
出力してアップ・ダウンカウンタ20に加える。カラ/
り20は発振器16のクロックパルスp、t−人力して
、正転信号Fを加えられているどきにはアップ方向に計
数し、逆に、逆転信号Rt−加えられているときにはダ
ウン方向に計数する。掛算器32は1次角周波数指令埴
ω−と周波数比Inを掛算して搬送波の角周波数ω0を
め掛算器21に加える。掛算器21はカフ/り20のカ
ウント[1と搬送波角周波数ωot−掛算する。搬送波
位相変化検出回路33は位相指令値θ と周波数比値n
を入力し、搬送波の位相変化値Δθ0をめる。位相変化
検出回路33は第3図の如く構成されている。電圧制御
回路14の出力する変調波の位相指令信号θ“と周波数
比nを掛算器37で掛゛ 。
算し、変調波の位相指令随θ に対応する搬送波の位相
0゜をめる。、掛算器37でめた搬送波位相θ0をレジ
スタ38に記憶しておき、掛算器37でめた位相θ0と
レジスタ38の記憶鎮を減算器39で図示の極性で減算
する。減算器39は変調波位相指令匝θ0の変化によっ
て搬送波位相θ0が変化すると搬送波位相変化量±Δθ
0を出力する。搬送波位相変化量Δθ0が正極性の場合
は変化前の位相よシ進み位相にする。
0゜をめる。、掛算器37でめた搬送波位相θ0をレジ
スタ38に記憶しておき、掛算器37でめた位相θ0と
レジスタ38の記憶鎮を減算器39で図示の極性で減算
する。減算器39は変調波位相指令匝θ0の変化によっ
て搬送波位相θ0が変化すると搬送波位相変化量±Δθ
0を出力する。搬送波位相変化量Δθ0が正極性の場合
は変化前の位相よシ進み位相にする。
第2図に戻シ、加算器23は搬送波位相変化蓋Δθ0と
レジスタ24に記憶されている変化前の搬送波位相を加
真し、搬送波位相信号θ0として加算器22に加える。
レジスタ24に記憶されている変化前の搬送波位相を加
真し、搬送波位相信号θ0として加算器22に加える。
加算器22の加算器(ωo1+00)は正弦波変換回路
27に入力され、正弦波搬送信号5in(ωot+θ。
27に入力され、正弦波搬送信号5in(ωot+θ。
〕に変換される。正弦波変換回路27の出力する正弦波
搬送信号は比較器29に加えられる。一方、掛算器25
は周波数比nの逆数1/nを逆数回路34から入力し。
搬送信号は比較器29に加えられる。一方、掛算器25
は周波数比nの逆数1/nを逆数回路34から入力し。
加算器22の加算値(ωo1+00)に掛算する。
掛算器25の出力信号1(ωot+θ0 )は正弦波変
換回路26に入力され、正弦波信号aim 1(ωo1
十θo)=sin(ω、1+θ)に変換される。掛算器
28は正弦波変換回路26の正弦波信号に振幅指令信号
A′″を掛算し、正弦波変調信号A −((Ill t
+θ)として比較器29に加える。比較器29は正弦波
変調信号と正弦波搬送信号を比較し、変調信号〉搬送信
号のとき″1″レベルになるPWMパルスを発生する。
換回路26に入力され、正弦波信号aim 1(ωo1
十θo)=sin(ω、1+θ)に変換される。掛算器
28は正弦波変換回路26の正弦波信号に振幅指令信号
A′″を掛算し、正弦波変調信号A −((Ill t
+θ)として比較器29に加える。比較器29は正弦波
変調信号と正弦波搬送信号を比較し、変調信号〉搬送信
号のとき″1″レベルになるPWMパルスを発生する。
次に動作を説明する。
角周波数演算回路9と電圧制御回路14が次式の関係に
従い1次角周波数指令信号ω−あるいは振幅指令信号A
“と位相指令信号θ1をめるまでの動作は良く知られて
いるので説明を省略する。
従い1次角周波数指令信号ω−あるいは振幅指令信号A
“と位相指令信号θ1をめるまでの動作は良く知られて
いるので説明を省略する。
ω−=k(ω、+ω、) ・・・・・・・・川)k:比
例定数 A“=fi了F7百7F ・・・・・・・・・(り1次
角周波数指令信号ω−は例えば誘導tjillb機3が
正転しているとき速に@出器4の検出匝とすべり周波数
演算回路70指令値ω;共に正であシ、その極性が正と
なる。逆転になると速度指令信号N1を負極性にするの
で、信号ω−の懐性は負となる。
例定数 A“=fi了F7百7F ・・・・・・・・・(り1次
角周波数指令信号ω−は例えば誘導tjillb機3が
正転しているとき速に@出器4の検出匝とすべり周波数
演算回路70指令値ω;共に正であシ、その極性が正と
なる。逆転になると速度指令信号N1を負極性にするの
で、信号ω−の懐性は負となる。
さて、パルス発生回路工5は信号ω鳳”、A′″。
θ”と発振器16の発生するクロックパルスP。
を入力し次のような動作を行う。
アップダウンカラ/り20はクロックパルスP、を計数
する。正転信、号Fを与えられているいるときには零か
ら最大値のアップ方向に酎赦し。
する。正転信、号Fを与えられているいるときには零か
ら最大値のアップ方向に酎赦し。
最大直になるとオーバーフローして零にリセットされ再
度アップ方向への計数を繰返し行う。また、逆転信号F
を与えられているときには最大直から零のダウン方向に
計叙し、零になると最大値をセットされ再度ダウン方向
への計数t111!返し行う。
度アップ方向への計数を繰返し行う。また、逆転信号F
を与えられているときには最大直から零のダウン方向に
計叙し、零になると最大値をセットされ再度ダウン方向
への計数t111!返し行う。
今1位相指令1g号θ“が所定値θ厘で運転している安
定状態にあるとする。この場合1位相変化検出回路33
0位相変化量Δθ0は零となシ、加算器22には変調波
位相θ1に対応する搬送波位相信号θ01が加えられる
。この場合に正弦波変換回路27から得られる正弦波搬
送信号Tと掛算器28から得られる正弦波変調信号Mは
次式のように表わせる。
定状態にあるとする。この場合1位相変化検出回路33
0位相変化量Δθ0は零となシ、加算器22には変調波
位相θ1に対応する搬送波位相信号θ01が加えられる
。この場合に正弦波変換回路27から得られる正弦波搬
送信号Tと掛算器28から得られる正弦波変調信号Mは
次式のように表わせる。
’l’=sin(ωo1+θot ) −−−(4)■
M = As1n −(ωo1+θat )=Asin
(ω凰 t 十 θ I ) ・・・・・・・・・(5
)搬送波Tと変調波Mが(4)、 (5)式の関係にあ
るとき、変調波Mが第5図(a)に実線で示す如く振幅
AIの場合、比較器29からは第5図(b)に示す如き
波形のPWMパルスが得られる。同様に、変調波Mの振
幅が第5図C11)に点線で示す如<Atであると、第
5図(C)に示す波形のPWMパルスが得られる。
(ω凰 t 十 θ I ) ・・・・・・・・・(5
)搬送波Tと変調波Mが(4)、 (5)式の関係にあ
るとき、変調波Mが第5図(a)に実線で示す如く振幅
AIの場合、比較器29からは第5図(b)に示す如き
波形のPWMパルスが得られる。同様に、変調波Mの振
幅が第5図C11)に点線で示す如<Atであると、第
5図(C)に示す波形のPWMパルスが得られる。
次に、搬送波Tと変調波Mの関係が(4)、 (5)式
の1、関係−iqPWMパルスを発生しているときに第
6図(a)に示す時刻1凰で変調波(A点)の位相指令
信号0”がπ/3だけ進み位相になったとする。この場
合における周波数比設定回路30の設定する周波数比n
が9とすると1位相変化検出回路33から得られる搬送
波位相信号麓ΔθOは31cとなる。したがって、加算
器22の加算器はωot+θ01+3πとなる。この場
合、振幅指令信号A“はAIであるとすると、正弦波変
換回路27から得られる搬送波Tと掛算器28から得ら
れる変調波Mは次式のようになる。
の1、関係−iqPWMパルスを発生しているときに第
6図(a)に示す時刻1凰で変調波(A点)の位相指令
信号0”がπ/3だけ進み位相になったとする。この場
合における周波数比設定回路30の設定する周波数比n
が9とすると1位相変化検出回路33から得られる搬送
波位相信号麓ΔθOは31cとなる。したがって、加算
器22の加算器はωot+θ01+3πとなる。この場
合、振幅指令信号A“はAIであるとすると、正弦波変
換回路27から得られる搬送波Tと掛算器28から得ら
れる変調波Mは次式のようになる。
’l’=sin(ωo1十〇GK+3π) ・・・・・
・・・・(6)M=A・sin! (ω。t+θ・1+
3π)搬送波Tと変調波Mが(6)、 (73式の関係
になることは時刻tiからB点以降の変調波Mと搬送波
Tの関係でPVVMパルスを発生する。第6図(b)は
変調波Mの位相が変化しない場合のPWMノ<ルスの波
形を示し、第6図(C)に変調波Mの位相が変化した場
合に本発明によシ得られるPWM/<ルスの波形を示す
。第6図(b)、 (C)を比較すると明らかなように
、第6図(C)の時刻11以降の波形は、第6図(b)
のB点以降の波形と同じようになっている。
・・・・(6)M=A・sin! (ω。t+θ・1+
3π)搬送波Tと変調波Mが(6)、 (73式の関係
になることは時刻tiからB点以降の変調波Mと搬送波
Tの関係でPVVMパルスを発生する。第6図(b)は
変調波Mの位相が変化しない場合のPWMノ<ルスの波
形を示し、第6図(C)に変調波Mの位相が変化した場
合に本発明によシ得られるPWM/<ルスの波形を示す
。第6図(b)、 (C)を比較すると明らかなように
、第6図(C)の時刻11以降の波形は、第6図(b)
のB点以降の波形と同じようになっている。
第7図は正逆転指令回路31が逆転信号几を発生した場
合の波珍図を示す。
合の波珍図を示す。
今、搬送波Tと変調波Mが次式の関係でPWMパルスを
発生しているとき、′s7図(d)に示すように時刻【
2に正逆転指令回路31が逆転信号几を発生したとする
。
発生しているとき、′s7図(d)に示すように時刻【
2に正逆転指令回路31が逆転信号几を発生したとする
。
T=sin(ωo t +θo ) −−−(8ン=A
sin(ω口+θ) ・・・・・・・・・(9)アップ
ダウンカウンタ20は逆転信号几を加えられるとクロッ
クパルスP、をダウン方向に計数する。このため、搬送
波信号Tと変調波信号Mは時刻t3から第7図(a)に
点線で示す如く逆位相時間で変化する。このことは電動
機3の磁束軸の変化に追従して変化することを意味し、
正転と逆転の切換えを円滑に行えることになる。正転か
ら逆転に切換えた場合のPWMパルスは第7図(C)の
ような波形になる。なお1時刻t2で逆転指令几を与え
ず正転状Jl!Iを続けた場合のPVVMパルスの波形
を第7図(b)に参考までに図示しである。
sin(ω口+θ) ・・・・・・・・・(9)アップ
ダウンカウンタ20は逆転信号几を加えられるとクロッ
クパルスP、をダウン方向に計数する。このため、搬送
波信号Tと変調波信号Mは時刻t3から第7図(a)に
点線で示す如く逆位相時間で変化する。このことは電動
機3の磁束軸の変化に追従して変化することを意味し、
正転と逆転の切換えを円滑に行えることになる。正転か
ら逆転に切換えた場合のPWMパルスは第7図(C)の
ような波形になる。なお1時刻t2で逆転指令几を与え
ず正転状Jl!Iを続けた場合のPVVMパルスの波形
を第7図(b)に参考までに図示しである。
以上のようにしてPWMイ/パータの点弧制御を行うP
WMパルスを発生するのであるが、搬送波として正弦波
信号を用いKtAeの位相変化に追従して搬送波の位相
を変化させている。このため。
WMパルスを発生するのであるが、搬送波として正弦波
信号を用いKtAeの位相変化に追従して搬送波の位相
を変化させている。このため。
変調波の位相急変があってもPWMイ/パータの出力電
圧(基本波成分)を正弦波にするPWMパルスを発生す
ることができる。したがって、ベクトル制御を精度良く
行うことが可能となる。
圧(基本波成分)を正弦波にするPWMパルスを発生す
ることができる。したがって、ベクトル制御を精度良く
行うことが可能となる。
次に1本発明はマイクロプロセッサなどを用いてソフト
処理によっても実現できる。
処理によっても実現できる。
第8図にソフト処理で行う場合のフローチャートを示す
。
。
まず、信号A 、θ 、ω−を取込みωOp”*Δθo
、F/Rを演算する。次に位相θOを前のθ。1とΔ
θ。との加算でめ、ω0とtを掛算しそのωtにθを加
算しXlをもとめる。次にX凰と1を掛算し、Xsをも
とめる。刈及びXlよn シyt=AsinX鵞とyz =sinX@をめ両者を
比較し、yI〉y!のとき出力を11”レベルとし。
、F/Rを演算する。次に位相θOを前のθ。1とΔ
θ。との加算でめ、ω0とtを掛算しそのωtにθを加
算しXlをもとめる。次にX凰と1を掛算し、Xsをも
とめる。刈及びXlよn シyt=AsinX鵞とyz =sinX@をめ両者を
比較し、yI〉y!のとき出力を11”レベルとし。
TI<Ymのとき10”レベルにする。次にF/几の随
により、すなわち正転指令l゛のときは1=t+1.逆
転指令几のときはt=t−1とし1元にもどることによ
り、第1図の実施例と同じ機能をだすことができる。ま
た1本発明は搬送波信号も連続した式で表わせるので、
ffイクログロセツサ等を利用した全ディジタル回路に
遇しているという効果がある。
により、すなわち正転指令l゛のときは1=t+1.逆
転指令几のときはt=t−1とし1元にもどることによ
り、第1図の実施例と同じ機能をだすことができる。ま
た1本発明は搬送波信号も連続した式で表わせるので、
ffイクログロセツサ等を利用した全ディジタル回路に
遇しているという効果がある。
以上説明したように本発明は搬送波として正弦波信号を
用い変調波の位相急変に追従して搬送波の位相も変化さ
せているので、変調波の位相急変があってもPWMイン
バータの出力電圧を正弦波にするPWMパルスを発生す
ることができる。その結果としてベクトル制御をtll
K良く行える。また、ρ送波信号と変調波信号が連続し
た正弦関数に表るのでマイクロプロセッサなどを用いた
ディジタル制御でも容易に実現できるという効果も奏す
る。
用い変調波の位相急変に追従して搬送波の位相も変化さ
せているので、変調波の位相急変があってもPWMイン
バータの出力電圧を正弦波にするPWMパルスを発生す
ることができる。その結果としてベクトル制御をtll
K良く行える。また、ρ送波信号と変調波信号が連続し
た正弦関数に表るのでマイクロプロセッサなどを用いた
ディジタル制御でも容易に実現できるという効果も奏す
る。
第1図は本発明の一実施例を示す構成図、第2図はパル
ス発生回路の一例を示す詳細構成図、第3図は位相変化
検出回路の一例構成図、第4図は周波数比設定回路の特
性図、第5〜7図は本発明の動作説明用の波形図、第8
図は本発明をマイクロプロセッサで実行する場合のフロ
ーチャートである。 2・・・PWMイ/バータ、3・・・銹導電dJ機、6
・・・速度制御回路、12.13・・・電流制御回路、
14・・・第30 第40 4pW
ス発生回路の一例を示す詳細構成図、第3図は位相変化
検出回路の一例構成図、第4図は周波数比設定回路の特
性図、第5〜7図は本発明の動作説明用の波形図、第8
図は本発明をマイクロプロセッサで実行する場合のフロ
ーチャートである。 2・・・PWMイ/バータ、3・・・銹導電dJ機、6
・・・速度制御回路、12.13・・・電流制御回路、
14・・・第30 第40 4pW
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、PWMイ/バータの出力電圧の基本波成分となる正
弦波変調信号を発生する変調波発生手段と。 前記正弦波変調信号のn倍(nは整数)の周波数であっ
て、正弦波変調信号に同期している正弦波搬送信号を発
生する搬送波発生手段と、前記正弦波変調信号と正弦波
搬送信号を比較してPWMパルスを発生する比較手段と
を具備したPWMパルス発生装置。 2、特許請求の範囲第1項において、前記搬送波発生手
段は正弦波変調信号の位相の変化に同期して正弦波搬送
信号の位相も変化させるものであって、搬送信号の位相
変化は変調信号の位相変化のn 裕(nは!1数)であ
ることを特徴とするPWMパルス発生装置fu 3、%許請求の範囲第1項において、前記搬送波発生手
段は変調信号の周波数の大きさに反比例して搬送信号の
周波数を変えるものであることを特徴とするPWMパル
ス発生装置。 4、特許請求の範囲第1項において、正弦波搬送信号の
振巾を正弦波変調信号の振巾ニジ大きくすることを特徴
とするPWMパルス発生装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP59052168A JPH0628520B2 (ja) | 1984-03-21 | 1984-03-21 | Pwmパルス発生装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP59052168A JPH0628520B2 (ja) | 1984-03-21 | 1984-03-21 | Pwmパルス発生装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS60197172A true JPS60197172A (ja) | 1985-10-05 |
JPH0628520B2 JPH0628520B2 (ja) | 1994-04-13 |
Family
ID=12907294
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP59052168A Expired - Lifetime JPH0628520B2 (ja) | 1984-03-21 | 1984-03-21 | Pwmパルス発生装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0628520B2 (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO1990007228A1 (en) * | 1988-12-21 | 1990-06-28 | Fanuc Ltd | Drive mechanism of induction motor |
JP2002305890A (ja) * | 2001-04-02 | 2002-10-18 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | ポンプ用モータ駆動制御装置 |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3509445A (en) * | 1967-01-16 | 1970-04-28 | Lear Siegler Inc | Pulse width modulated power amplifier |
JPS57123728A (en) * | 1981-01-24 | 1982-08-02 | Hiroshi Okagaki | Generation system for superhigh-speed pulse-width- modulated signal by phase-difference multiple comparing method |
JPS59144396A (ja) * | 1983-02-04 | 1984-08-18 | Hitachi Ltd | Pwmパルス発生装置 |
-
1984
- 1984-03-21 JP JP59052168A patent/JPH0628520B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3509445A (en) * | 1967-01-16 | 1970-04-28 | Lear Siegler Inc | Pulse width modulated power amplifier |
JPS57123728A (en) * | 1981-01-24 | 1982-08-02 | Hiroshi Okagaki | Generation system for superhigh-speed pulse-width- modulated signal by phase-difference multiple comparing method |
JPS59144396A (ja) * | 1983-02-04 | 1984-08-18 | Hitachi Ltd | Pwmパルス発生装置 |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO1990007228A1 (en) * | 1988-12-21 | 1990-06-28 | Fanuc Ltd | Drive mechanism of induction motor |
JP2002305890A (ja) * | 2001-04-02 | 2002-10-18 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | ポンプ用モータ駆動制御装置 |
JP4576739B2 (ja) * | 2001-04-02 | 2010-11-10 | パナソニック電工株式会社 | ポンプ用モータ駆動制御装置 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0628520B2 (ja) | 1994-04-13 |
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