JPH0413955B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は電力変換器により制御される交流電動
機の電圧検出方法と交流電動機の可変速システム
に関する。

〔発明の背景〕

PWMインバータなどの電力変換器によつて誘
導電動機や同期電動機を駆動することは広く採用
されている。電力変換器によつて交流電動機を駆
動する際、交流電動機の電動機電圧（端子電圧、
誘導起電力）の基本波成分の大きさを検出するこ
とを必要とすることが多くある。電動機電圧を所
定値に精度良く制御すると交流電動機の制御性を
良くできる。そのためには交流電動機の電動機電
圧（基本波成分）の大きさを高精度で検出するこ
とが要求される。

従来、電動機電圧の検出は変圧器などで検出し
た電圧をダイオード整流回路により全波整流して
直流信号として取り出す方法が用いられている。
しかし電力変換器はオン、オフ動作を行うもので
あり、検出電圧に高調波成分が含まれるため、基
本波成分を精度良く検出できない。特に、交流電
動機の低速時には誘導起電力が小さいので高調波
成分の割合が大きくなり、基本波成分の検出精度
が低下する。

このことを解決するには検出した電圧をフイル
タで平滑した後にダイオード整流回路によつて整
流することが考えられる。フイルタの時定数を大
きくすれば高調波を除去できる。ところが、電圧
の周波数は交流電動機の回転速度によつて変化
し、フイルタのゲイン特性や位相特性も変化す
る。結局、誘導起電力を精度良く検出することは
できない。

〔発明の目的〕

本発明は上記点に対処して成されたもので、そ
の目的とするところは電動機電圧の基本波成分の
大きさを精度良く検出できる交流電動機の電圧検
出方法を提供すると共に、これによつて得られた
検出電圧により交流電動機を精度良く速度制御で
きる可変速システムを提供することにある。

〔発明の概要〕

本発明の特徴とするところは、交流電動機の電
圧を検出し、その検出された電圧と電力変換器の
出力電圧或いは出力電流の制御指令信号の位相に
同期した正弦波信号とを乗算し、上記検出された
電圧と電力変換器の出力電圧或いは出力電流の制
御指令信号の位相に同期した余弦波信号とを乗算
し、これら両者の乗算結果の自乗値の和に基づい
て、交流電動機の電圧に対応する直流信号を算出
する。さらに、可変速システムを構成する交流電
動機駆動の電力変換器の出力電圧或いは出力電流
を上記によつて得られた直流信号を用いて制御す
るようにしたことにある。

〔発明の実施例〕

第１図に本発明の一実施例を示す。

第１図において、誘導電動機２はPWMインバ
ータ１により駆動される。PWMインバータ１は
例えばゲートターンオフサイリスタとダイオード
とで構成される。誘導電動機２の端子電圧v_u，
v_v，v_wは変圧器１２で検出され相数変換回路１３
に加えられる。相数変換回路１３は３相電圧検出
信号v_u，v_v，v_wを２相の電圧検出信号v〓，v〓に変
換する。基本波成分検出回路１４Ａ，１４Ｂは電
圧検出信号v〓，v〓と発振器６の２相正弦波信号を
入力し基本波電圧ｅの２軸成分e_d，e_qを演算す
る。基本波電圧検出回路１５は電圧成分e_d，e_qに
より基本波電圧ｅの大きさに比例した基本波電圧
検出信号（直流信号）Ｖを検出する。周波数指令
回路３はインバータ１の出力周波数を指令する周
波数指令信号ω₁ ^*を電圧指令回路４と発振器６に
加える。電圧指令回路４は周波数指令信号φ₁ ^*に
比例した電圧指令信号V^*を出力する。また、発
振器６は周波数指令信号ω₁ ^*に比例した周波数で
90゜位相差の２相正弦波の正弦波信号p_b（sinω₁ ^*
ｔ）、余弦波信号P_a（cosω₁ ^*ｔ）を発生する。電
圧偏差増幅器５は電圧指令信号V^*と電圧検出信
号Ｖを入力し、両者の偏差に比例した電圧制御信
号v^*を出力する。座標変換回路７は電圧制御信
号v^*と２相正弦波信号sinω₁ ^*ｔ、cosω₁ ^*ｔのそ
れぞれと乗算した２相の電圧指令パターン信号v〓
^＊、v〓^*を発生し相数変換回路８に入力する。相数
変換回路８は電圧指令パターン信号v〓^*、v〓^*に基
づいて３相の電圧指令パターン信号v_u ^*、v_v ^*、v_w
^＊を出力する。比較器１０は電圧指令パターン信
号v_u ^*と搬送波信号発生器９の搬送波信号を比較
し、インバータ１のスイツチング素子をオン、オ
フ制御するためのPWM信号を出力する。ゲート
回路１１はPWM信号に応じてスイツチング素子
にゲート信号を供給する。１６はローパスフイル
タである。

なお、比較器１０とゲート回路１１はＵ相分の
みを示し、Ｖ相分とＷ相分については図示を省略
してある。

第２図に発振器６、相数変換回路１３および基
本波成分検出回路１４Ａ，１４Ｂの一例詳細構成
図を示す。

第２図において、発振器６は周波数指令信号
ω₁ ^*に比例する周波数のパルス信号を出力する電
圧−周波数変換器（Ｖ／Ｆ変換器）２０、パルス
信号をカウントするアツプダウンカウンタ２１お
よびROM２２，２３から構成される。相数変換
回路１３は端子電圧検出信号v_uを電圧検出信号v〓
として直接出力すると共に端子電圧検出信号v_v、
v_wを加算器２４でベクトル加算して電圧検出信
号v〓として出力する。基本波成分検出回路１４Ａ
はＤ／Ａ変換器２５，２６と加算器２７により構
成され、また基本波成分検出回路１４ＢはＤ／Ａ
変換器２８，２９と加算器３０により構成され
る。

次に動作を説明する。

電圧指令回路４は周波数指令信号ω₁ ^*に比例し
た電圧指令信号V^*を出力し電圧偏差増幅器５に
図示の極性で加える。電圧偏差増幅器５は電圧指
令信号V^*と後述するようにして検出される電圧
検出信号Ｖを比較し、両者の偏差に比例した電圧
制御信号v^*を出力する。

一方、発振器６は次のようにして２相の正弦波
信号p_a、p_bを発生する。

Ｖ／Ｆ変換器２０は周波数指令信号ω₁ ^*に比例
した周波数のパルス信号を発生する。カウンタ２
１は誘導電動機２が正転のときアツプカウントし
逆転のときダウンカウントする。カウンタ２１の
カウント方向は周波数指令信号ω₁ ^*の極性によつ
て切換えられる。カウンタ２１はパルス信号を計
数するがオーバーフローするとリセツトされたこ
とと等価になり、カウント値が零になる。カウン
ト値が零（カウンタ出力が全部“０”レベル）の
ときの電気角の0゜とし、カウンタ値を電気角に対
応させる。ROM２２には余弦特性が記憶されて
おり、ROM２３には正弦特性が記憶されてい
る。カウンタ２１のカウント値を電気角0゜〜360゜
に対応させているので、ROM２２，２３はカウ
ント値をアドレス信号として該当アドレスのデー
タP_a、p_bを出力する。Ｖ／Ｆ変換器２０のパルス
周波数が周波数指令信号ω₁ ^*に比例して変化する
ので、ROM２２，２３の出力p_a、p_bも周波数指
令信号ω₁ ^*に比例して変わることになる。したが
つて、ROM２２，２３からは次式のような正弦
波信号p_a、p_bが得られる。

p_a＝cosω₁ ^*ｔ p_b＝sinω₁ ^*ｔ ………(1) 座標変換回路７、電圧指令信号v^*及び発振器
６の出力信号p_a、p_bに基づいて次式の演算を行
い、２相の電圧指令パターン信号v〓^*、v〓^*を出力
する。

v〓^*＝−v^*sinω₁ ^*ｔ v〓^*＝v^*cosω₁ ^*ｔ ………(2) 相数変換回路８は２相信号v〓^*、v〓^*からＵ、
Ｖ、Ｗ各相の電圧指令パターン信号v_u ^*〜v_w ^*を次
式に従い求める。

(3)式の電圧指令パターン信号v_u ^*〜v_w ^*は次式の
ように表わされる。

v_u ^*＝−v^*sinω₁ ^*ｔ v_v ^*＝−v^*sin（ω₁ ^*−２／３π） v_w ^*＝−v^*sin（ω₁ ^*＋２／３π） ………(4) 相数変換回路８から得られるＵ相の電圧指令パ
ターン信号とv_a ^*と信号発生器９の搬送波信号と
を比較器１０で比較しPWM信号を得る。Ｖ相と
Ｗ相についても図示しない比較器によつてPWM
信号を得る。このようにして得た各相のPWM信
号によつてPWMインバータ１のスイツチング素
子をオン、オフ制御することにより、インバータ
１の各相電圧の基本波分は電圧指令パターン信号
v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*に一致するように制御される。そ
の結果誘導電動機２の１次周波数は周波数指令信
号ω₁ ^*に一致するように制御される。

さて、以上のようにPWMインバータ１を制御
して誘動電動機２を駆動するのであるが、電動機
電圧の基本波成分は次のようにして検出される。

変圧器１２で検出した各相電圧v_u、v_v、v_wは相
数変換回路１３に入力される。相数変換回路１３
は電圧v_uを電圧検出信号v〓として出力し、また電
圧v_vとv_wを加算器２４でベクトル加算して電圧検
出信号v〓を出力する。電圧検出信号v〓、v〓は次式
のようになる。

v〓＝v_a v〓＝１／√３（v_v−v_w） ………(5) 電圧検出信号V〓は基本波成分検出回路１４Ａ，
１４ＢのＤ／Ａ変換器２５，２８に基準入力信号
として加えられ、また、電圧検出信号v〓はＤ／Ａ
変換器２６，２９に基準入力信号として加えられ
る。Ｄ／Ａ変換器２５，２６，２８，２９は発振
器６の正弦波信号p_aあるいはp_bをアナログ信号に
変換するが、その出力の最大値が基準入力信号に
よつて決まる掛算器方式のものである。Ｄ／Ａ変
換器２５，２６，２８，２９は電圧検出信号v〓あ
るいはv〓と正弦波信号p_aあるいはp_bを乗算して次
式の関係の出力p_c〜p_fを生じる。

p_c＝p_a・v〓＝v〓cosω₁ ^*ｔ p_d＝p_b・v〓＝v〓sinω₁ ^*ｔ p_e＝p_b・V〓＝v〓sinω₁ ^*ｔ p_f＝p_a・v〓＝v〓cosω₁ ^*ｔ ………(6) Ｄ／Ａ変換器２５，２６の出力信号p_c、p_dは加
算器２７において図示の極性で加算され、また、
Ｄ／Ａ変換器２８，２９の出力信号p_e、p_fは加算
器３０において図示の極性で加算される。加算器
２７，３０の出力が基本波成分検出回路１４Ａ，
１４Ｂの基本波電圧成分検出信号e_d、e_qとなる。

基本波成分検出回路１４Ａ，１４Ｂの検出信号
e_d、e_qは次式で表わされる。

e_d e_q＝cosω₁ ^*ｔ sinω₁ ^*ｔ −sinω₁ ^*ｔ cosω₁ ^*ｔ v〓 v〓 ………(7) 電圧成分検出信号e_d、e_qは電圧検出回路１５に
加えられ、次式に従い電動機電圧の基本波分の大
きさが検出される。

ｅ＝√_d ²＋_q ² ………(8) (8)式の直流信号ｅが電圧検出信号Ｖとしてロー
パスフイルタ１６を介して電圧偏差増幅器５に帰
還される。

このようにして電動機電圧を検出するのである
が、基本波成分を高精度に検出できる理由を次に
説明する。

電動機電圧ｖは次式にて表わされる。

ｖ＝−A₁sinω₁t＋ΣA_osin（nω₁t＋_o） ………(9) ここにA₁：基本波成分の振巾値 ω₁：基本波成分の角周波数 A_o：高調波成分の振巾値 _a：高調波成分の位相 ｎ：高調波次数 さて、基本波成分検出回路１４Ａ，１４Ｂの検
出信号e_d、e_qは(7)式より次式のように表わされ
る。

e_d＝v〓cosω₁ ^*ｔ＋v〓sinω₁ ^*ｔ q_q＝v〓（−sinω₁ ^*ｔ＋v〓cosω₁ ^*ｔ………(10) インバータ１の出力周波数が発振器６の発振周
波数と一致しておればω₁ ^*＝ω₁となるので、(9)式
を(10)式に代入して整理する次式のようになる。

e_d＝−A₁sinω₁tcosω₁t＋ Σⁿ _o A_osin（nω₁t＋_o）cosω₁t＋A₁cosω₁tsinω₁t ＋ Σⁿ _o A_osin（nω₁t＋_o−ｎπ／２）sinω₁t e_q＝A₁sin²ω₁t− Σⁿ _o A_osin（nω₁t＋_o）sinω₁t＋A₁cos²ω₁t ＋ Σⁿ _o A_osin（nω₁t＋_o−ｎπ／２）cosω₁t ………(11) 基本波成分についてみると、検出信号e_dは零で
あるが検出信号e_qは e_q＝A₁（sin²ωt＋cos²ω₁t）＝A¹………(12) となり、基本波成分の大きさを直流信号として検
出できる。

検出信号e_qには(11)式に示す如く高調波分も含ま
れているがローパスフイルタ１６により除去する
ことにより電圧偏差増幅器５には電動機電圧ｖの
基本波成分に比例した大きさの電圧検出信号Ｖが
帰還される。なお、電圧偏差増幅器５が積分動作
を行うものであればローパスフイルタ１６を省略
できる。

このように、誘導電動機２の回転速度が変化し
ても電動機電圧の基本波分の大きさを高精度で検
出できる。

ところで、第１図において検出信号e_d、e_qを求
め電圧検出回路１５で(8)式の演算を行うようにし
たのは発振器６の正弦波信号P_bと電動機電圧v_uに
位相差₁（基本波の位相差）がある場合でも基本
波の大きさを精度良く検出するためである。

電動機電圧v_u、v_v、v_wの基本波に位相差₁があ
ると、検出信号e_d、e_qの基本波は次式のように表
わされる。

e_d＝−A₁〔sin（ω₁t＋₁）〕（cosω₁ ^*ｔ）＋A₁〔c
os（ω₁t＋₁）〕（sinω₁ ^*ｔ）………（13） e_q＝−A₁〔sin（ω₁t＋₁）〕（−sinω₁ ^*ｔ）＋A₁
〔cos（ω₁t＋₁）〕（cosω₁ ^*ｔ）………（14） 式の検出信号e_dを加法定理を用いて整理すると
次のようになる。

e_d＝A₁（−cos²ω₁tsin₁−sin²ω₁tsin₁） ＝−A₁sin₁ ………（15） 同様に検出信号e_qについても加法定理を用いて
整理すると次式のようになる。

e_q＝A₁cos₁ ………（16） （15）、（16）式に示すような検出信号e_d、e_qを
電圧検出回路１５で(8)式の演算を行うことによつ
て信号ｅは基本波の振幅A₁に比例した大きさと
なる。

このように、第１図の実施例では発振器の正弦
波信号p_bと電動機電圧v_uに位相差₁があつても基
本波成分の大きさを高精度で検出できる。

第３図に本発明の他の実施例を示す。

第３図は正弦波の電流指令パターン信号に比例
してインバータの出力電流を制御する、いわゆる
電流制御形インバータで誘導電動機を駆動するも
のに本発明を適用した例である。

第３図において第１図と同一記号のものは相当
物であるので説明を省略する。１７は電動機の励
磁電流（無負荷電流）の指令信号i_n ^*を出力する
励磁電流指令回路、１８は励磁電流指令信号i_n ^*
と電圧偏差増幅器５から得られるトルク電流指令
信号i_t ^*及び発振器６の出力信号p_a、p_bに基づいて
２相交流の電流指令パターン信号i〓^*、i〓^*を出力
する座標変換回路、１９は電流指令パターン信号
i〓^*、i〓^*の３相の電流指令パターン信号i_u ^*、i_v ^*、
i_w ^*を出力する相数変換回路、３１はインバータ
１の出力電流（瞬時値）i_uを検出する電流検出
器、３２はＵ相の電流指令パターン信号i_u ^*と電
流検出信号i_uを比較し、インバータ１のスイツチ
ング素子をオン、オフ制御するためのPWM信号
を出力するとヒステリシス特性と有する比較器、
３３は各基本波成分検出回路１４Ａ，１４Ｂの出
力信号e_d、e_q及び電流指令パターン信号i_t ^*、i_n ^*
に基づいて電動機電圧ｖの基本波分を検出する基
本波電圧検出回路である。なお、電流検出器３
１、比較器３２およびゲート回路１１はＵ相分の
み示し、Ｖ相分およびＷ相分については図示を省
略している。

次に動作を説明する。

座標変換回路１８は電流指令信号i_n ^*、i_t ^*と発
振器６の出力信号cosω₁t（＝p_a）及びsinω₁t（＝
p_b）に基づき次式に従い信号i〓^*、i〓^*を出力する。

i〓^* i〓^*＝cosω₁t−sinω₁t sinω₁t cosω₁ti_n ^* i_t ^* ……（17） 相数変換回路１９は（17）式の２相信号i〓^*、i〓
^＊を入力して次式に従い３相の電流指令パターン
信号i_u ^*、i_v ^*、i_w ^*を出力する。

（17）、（18）から電流指令パターン信号i_u ^*〜
i_w ^*は次式のように表わせる。

i_u ^*＝Icos（ω₁t＋θ） i_v ^*＝Icos（ω₁t−２／３π＋θ） i_w ^*＝Icos（ω₁t＋２／３π＋θ） ………（19） ここに、Ｉ＝√_n ^*2＋_t ^*2 θ＝tan^-1i_t ^*／i_n ^* 電流指令パターン信号i_u ^*はヒステリシス特性
付の比較器３２において電流検出信号i_uと比較さ
れ、両信号の偏差が所定値以上となる場合に極性
が反転するPWM信号が得られる。Ｖ相、Ｗ相に
おいても図示しない比較器により同様にして
PWM信号が取り出される。これらのPWM信号
に応じてインバータ１のスイツチング素子をオ
ン、オフ制御することによりインバータ１の各相
出力電流i_u、i_v、i_wは電流指令パターン信号i_u ^*〜
i_w ^*に比例するように制御される。

一方、電圧検出回路３３は電圧成分検出回路１
４Ａ，１４Ｂの検出信号e_d、e_qを入力し、（20）、
（21）式に従い電動機電圧ｖの基本波分e′を検出
する。なお式の右辺第２項は電動機巻線の漏れイ
ンピーダンスによる電圧降下を補償して検出する
場合を示している。

e_d′ e_q′＝e_d e_q−r₁−ω₁（l₁＋l₂′ ω₁l₁ r₁ i_n ^* i_t ^* ………（20） e′＝√_d′²＋_q′² ………（21） ここに、 r₁：１次巻線抵抗 l₁、l₂′：１次及び２次漏れインダクタン
ス 電圧検出信号Ｖ（＝e′）は電圧偏差増幅器５に
フイードバツクされ、電圧指令信号V^*と比較さ
れる。基本波電圧実際値Ｖが指令値V^*より不足
であれば電流指令信号i_t ^*は増方向に、逆の場合
は逆少方向に制御されるため電動機電圧の基本波
分は電圧指令信号V^*に比例するように制御され
る。

このように第３図の実施例においても電動機電
圧を高精度で検出することができる。なお、電動
機巻線の漏れインピーダンスが無視できる程小さ
ければ（20）式の第２項の演算はしなくてもよい
のは明らかなことである。

次に、第４図に本発明の他の実施例を示す。

第４図は電動機電圧v_uと発振器６の正弦波信号
p_bが常に一定位相の関係にある場合に基本波分の
検出を行うものである。

電圧検出回路３５は発振器６の正弦波信号p_bと
Ｕ相の電圧検出信号v〓＝v_uをＤ／Ａ変換器３６で
掛算し極性反転回転３７で極性を反転してローパ
スフイルタ１６に加える。電圧検出回路３５から
は次式のような検出信号e₁が得られる。

e₁＝A₁sin²ω₁t ＋ Σⁿ _o A_osin（nω₁t＋_u）（−sinω₁t）
………（22） （22）式の右辺第１項の基本波分について次の
加法定理(a)、(b)を用いて整理すると次式のように
なる。

(a) sin²ω₁t＋cos²ω₁t＝１ (b) cos2ω₁t＝cos²ω₁t−sin²ω₁t e₁＝A₁／２−cos2ω₁t／２………（23） （23）式の右辺第１項は電動機電圧v_uの基本波
の振幅A₁に比例した大きさの直流分であり、右
辺第２項の２倍周波成分をローパスフイルタ１６
で除去することにより基本波電圧の大きさを直流
信号として検出できる。

なお、正弦波信号p_bと電動機電圧v_uに一定の位
相差がある場合には検出信号e₁の直流分は次式の
ようになる。

e₁＝A₁／２cos₁ ………（24） 位相差₁が一定であれば（24）式のcos₁は定
数とみなせるので、電動機電圧の基本波成分の大
きさを直流信号として高精度で検出可能となる。

次に、第１図、第３図の実施例においては電動
機電圧を２相信号に変換し、発振器６の２相正弦
波信号とから基本波電圧の大きさを求めている
が、電動機電圧v_u、v_v、v_wと３相の正弦波信号に
よつても同様に検出できる。３相の正弦波信号は
発振器６の２相信号を相数変換することによつて
容易に得られる。この場合の検出信号e₂は次式の
ようになる。

e₂＝v_u（−sinω₁ ^*ｔ）＋v_v〔−sin（ω₁ ^*ｔ−
２／３π）〕＋Vw〔−sin（ω₁ ^*ｔ＋２／３π）〕……
…（25） （25）式の検出信号e₂は第１図に検出信号e_qに
相当する。

３相の正弦波信号と電動機電圧v_u、v_vv_wの基本
波との位相差₁が変化する場合には次式のよう
にすれば位相差₁が変化しても電動機電圧の基
本波分に比例した検出信号e₃を得ることができ
る。

e₃＝√〔e² ₂＋｛V_ucosω₁ ^*ｔ＋v_vcos（ω₁ ^*ｔ
−π／３）＋V_wcos（ω₁ ^*ｔ＋２／３π）｝²〕………（
26） （25）式および（26）式の演算は上述の実施例
に基づき容易に実現できること明らかである。

〔発明の効果〕

以上説明したように本発明によれば交流電動機
の回転速度が変化しても電動機電圧の基本波成分
の大きさを直流信号として高精度に検出できる。
その結果として交流電動機の制御性の向上が図れ
る。

なお、上述の実施例は誘導電動機の電動機電圧
を検出するものを示したが、同期電動機であつて
も同様に検出できるのは明らかであろう。

また、上述の実施例はアナログ構成のものを示
したが、マイクロプロセツサなどを用いてデイジ
タル構成にしても本発明を採用できるのは勿論で
ある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２
図は第１図における要部の詳細回路図、第３図、
第４図はそれぞれ本発明の実施例を示す構成図で
ある。 １……PWMインバータ、２……誘導電動機、
５……電圧偏差増幅器、６……発振器、１３……
相数変換回路、１４……電圧成分検出回路、１５
……電圧検出回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 電力変換器により駆動される交流電動機の電
   圧を検出し、該検出された電圧と前記電力変換器
   の出力電圧或いは出力電流の制御指令信号の位相
   に同期した正弦波信号とを乗算し、前記検出され
   た電圧と前記電力変換器の出力電圧或いは出力電
   流の制御指令信号の位相に同期した余弦波信号と
   を乗算し、前記各乗算結果の自乗値の和に基づい
   て、前記交流電動機の電圧に対応する直流信号を
   算出することを特徴とする交流電動機の電圧検出
   方法。 ２ 交流電動機と、該交流電動機を可変速駆動す
   る電力変換器と、前記交流電動機の電圧を検出
   し、該検出された電圧と前記電力変換器の出力電
   圧或いは出力電流の制御指令信号の位相に同期し
   た正弦波信号とを乗算し、前記検出された電圧と
   前記電力変換器の出力電圧或いは出力電流の制御
   指令信号の位相に同期した余弦波信号とを乗算
   し、前記各乗算結果の自乗値の和に基づいて、前
   記交流電動機の電圧に対応する直流信号を算出
   し、該直流信号を用いて、前記電力変換器の出力
   電圧或いは出力電流を制御する制御装置とからな
   る可変速システム。