JPH0570396B2 - - Google Patents
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- JPH0570396B2 JPH0570396B2 JP59116453A JP11645384A JPH0570396B2 JP H0570396 B2 JPH0570396 B2 JP H0570396B2 JP 59116453 A JP59116453 A JP 59116453A JP 11645384 A JP11645384 A JP 11645384A JP H0570396 B2 JPH0570396 B2 JP H0570396B2
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- signal
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- motor
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 21
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 12
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 6
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 3
- 230000004044 response Effects 0.000 description 3
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 3
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 2
- 230000004043 responsiveness Effects 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/045—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage whereby the speed is regulated by measuring the motor speed and comparing it with a given physical value
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は交流電動機を駆動する電力変換器の制
御方法および装置に関する。
御方法および装置に関する。
電力変換器は誘導電動機や同期電動機などの交
流電動機を駆動するのに用いられる。電力変換器
は正弦波電圧を出力するもので、例えばPWMイ
ンバータやグレーツ結線されたサイリスタ回路の
逆並列回路を各相毎に設けたサイクロコンバータ
などがある。電力変換器の点弧制御を行うための
電圧指令信号は電流指令信号と電力変換器の出力
電流を検出した電流検出信号を比較して得てい
る。電力変換器で交流電動機を駆動する場合、電
流指令信号は交流電動機の速度指令信号と速度検
出信号の偏差に比例して振幅の変化する正弦波信
号として得ている。
流電動機を駆動するのに用いられる。電力変換器
は正弦波電圧を出力するもので、例えばPWMイ
ンバータやグレーツ結線されたサイリスタ回路の
逆並列回路を各相毎に設けたサイクロコンバータ
などがある。電力変換器の点弧制御を行うための
電圧指令信号は電流指令信号と電力変換器の出力
電流を検出した電流検出信号を比較して得てい
る。電力変換器で交流電動機を駆動する場合、電
流指令信号は交流電動機の速度指令信号と速度検
出信号の偏差に比例して振幅の変化する正弦波信
号として得ている。
ところで、電力変換器で交流電動機を駆動する
と電動機から磁気音（騒音）が発生する。磁気音
が発生する理由は電力変換器の出力電流に高調波
成分が含まれているためである。騒音は交流電動
機の電流制御系の応答を高くすると大きくなり、
特に電動機の低速運転時のように機械音のレベル
が低いときに不快感を与える。
と電動機から磁気音（騒音）が発生する。磁気音
が発生する理由は電力変換器の出力電流に高調波
成分が含まれているためである。騒音は交流電動
機の電流制御系の応答を高くすると大きくなり、
特に電動機の低速運転時のように機械音のレベル
が低いときに不快感を与える。
一方、交流電動機の設置場所も高騒音の場所の
みでなく低騒音の場所にも設置されるようになつ
てきている。また、交流電動機を高騒音の場所に
設置する場合でも、不快感を与える騒音は作業環
境の点からも好ましいことでない。このため、電
力変換器で駆動される交流電動機の発生する騒音
を低減することが強く要望されている。
みでなく低騒音の場所にも設置されるようになつ
てきている。また、交流電動機を高騒音の場所に
設置する場合でも、不快感を与える騒音は作業環
境の点からも好ましいことでない。このため、電
力変換器で駆動される交流電動機の発生する騒音
を低減することが強く要望されている。
従来、PWMインバータで誘導電動機を駆動す
る際に騒音を低減する方法として、１次電流の励
磁電流成分を軽負荷になると小さくして電動機磁
束を変化させる方法が提案されている。しかしな
がら、この方法は無負荷時や軽負荷時の騒音低減
は可能であるが、定格負荷時においては磁束が定
格値となるため騒音を低減できないという欠点を
有する。さらに、電流指令信号と電流検出信号の
偏差に応じて働き、電圧指令信号を出力する電流
制御回路のゲインを交流電動機の運転周波数に応
じて変える方法が提案されている。しかし、この
方法には次の問題がある。すなわち、この方法を
効果的に働かせるには、電流制御回路のゲインを
速度に応じて、たとえば10倍以上大きく変える必
要がある。実用する際に実現しようとしても、回
路内の増幅器の増幅能力、ノイズレベル等の問題
で、ゲイン変化幅はそれ程大きくとれない。その
結果、実際には理論程効果が出ないという問題が
ある。
る際に騒音を低減する方法として、１次電流の励
磁電流成分を軽負荷になると小さくして電動機磁
束を変化させる方法が提案されている。しかしな
がら、この方法は無負荷時や軽負荷時の騒音低減
は可能であるが、定格負荷時においては磁束が定
格値となるため騒音を低減できないという欠点を
有する。さらに、電流指令信号と電流検出信号の
偏差に応じて働き、電圧指令信号を出力する電流
制御回路のゲインを交流電動機の運転周波数に応
じて変える方法が提案されている。しかし、この
方法には次の問題がある。すなわち、この方法を
効果的に働かせるには、電流制御回路のゲインを
速度に応じて、たとえば10倍以上大きく変える必
要がある。実用する際に実現しようとしても、回
路内の増幅器の増幅能力、ノイズレベル等の問題
で、ゲイン変化幅はそれ程大きくとれない。その
結果、実際には理論程効果が出ないという問題が
ある。
本発明は上記点に対処して成されたもので、そ
の目的とするところは負荷状態に拘らず騒音を低
減でき、かつ電流制御を高応答で行える電力変換
器の制御方法および装置を提供することにある。
の目的とするところは負荷状態に拘らず騒音を低
減でき、かつ電流制御を高応答で行える電力変換
器の制御方法および装置を提供することにある。
本発明の特徴とするところは、交流電動機を駆
動するものであつて、電流指令信号と前記電動機
の電流検出信号の偏差に応じて得た電圧指令信号
を変調波信号とし、該変調波信号と別途搬送波発
生器からの搬送波信号との比較によつて得られる
PWM信号により、その出力電圧を制御する電力
変換器の制御方法及び装置において、検出した前
記電動機の相電圧の基本波成分に正と負の大きさ
を持つリミツタ値をそれぞれ加算して得られる２
つの信号の範囲内に、前記電圧指令信号に含まれ
る前記搬送波信号周期に関係して高調波電流の原
因となるPWMパルスによつて生じるリプル電圧
成分の大きさが制限されるように前記電圧指令信
号を制限するようにしたことにある。
動するものであつて、電流指令信号と前記電動機
の電流検出信号の偏差に応じて得た電圧指令信号
を変調波信号とし、該変調波信号と別途搬送波発
生器からの搬送波信号との比較によつて得られる
PWM信号により、その出力電圧を制御する電力
変換器の制御方法及び装置において、検出した前
記電動機の相電圧の基本波成分に正と負の大きさ
を持つリミツタ値をそれぞれ加算して得られる２
つの信号の範囲内に、前記電圧指令信号に含まれ
る前記搬送波信号周期に関係して高調波電流の原
因となるPWMパルスによつて生じるリプル電圧
成分の大きさが制限されるように前記電圧指令信
号を制限するようにしたことにある。
第１図に本発明の一実施例を示す。
第１図において交流電動機２はPWMインバー
タ１により駆動される。PWMインバータ１はゲ
ートターンオフサイリスタやトランジスタなどの
スイツチング素子をグレーツ結線し、各スイツチ
ング素子にフライホイールダイオードを逆並列接
続した構成になつている。PWMインバータ１の
出力電流ｉは電流検出器１５により検出される。
交流電動機２には速度検出器３が機械的に直結さ
れている。速度指令回路１１の速度指令信号N*
と速度検出器３の速度検出信号Ｎは加算器１２に
おいて図示の極性で加算され、その偏差ΔNが速
度制御回路１３に入力される。速度制御回路１３
は速度偏差ΔNに比例して電動機２の入力電流の
大きさを指令する電流制御信号（直流信号）I*を
出力する。電流制御信号I*は電流指令回路１４に
導かれる。電流指令回路１４は電流制御信号I*を
入力し、後述するようにして電流指令信号（正弦
波信号）i*を発生する。電流指令回路１４は電動
機２が３相の場合には120°位相差の３個の電流指
令信号を発生するが、説明を簡単にするため１個
の電流指令信号のみを示してある。電流指令信号
i*と電流検出器で検出した電流検出信号ｉは加算
器１６において図示の極性で加算される。電流制
御回路１７は電流偏差を入力し、電流偏差Δiに
応じた振幅の電圧指令信号v*を出力する。電圧
信号v*はリミツタ回路８１に入力される。一方、
PWMインバータ１の出力電圧が変圧器７１で検
出される。変圧器７１で検出した線間電圧信号は
電圧検出回路７２に入力され、そこで相電圧信号
に変換され、さらにリツプル分が除去され、交流
電動機２の誘起電圧の基本波成分にほぼ比例する
電圧検出信号vcが検出される。電圧検出信号vcは
リミツタ回路８１に入力され、リミツタ回路８１
は電圧検出信号vcに応じて正弦波信号v*の振幅値
を制限する。リミツタ回路８１の詳細は後述す
る。こうして、リミツタ回路８１からは正弦波電
圧指令信号vc *が出力される。また、発振器１８
からは一定振幅、一定周波数の三角波信号が出力
される。この三角波信号は搬送波Ｔであり、加算
器１９へ入力される。加算器１９は電圧指令信号
（変調波）vc *と発振器１８の発生する三角波信号
（搬送波）Ｔを図示の極性で入力し加算する。パ
ルス発生回路２０は加算器１９の出力信号の極性
に基づきインバータ１を構成するスイツチング素
子をオン、オフするパルス幅変調パルス（PWM
パルス）を発生する。
タ１により駆動される。PWMインバータ１はゲ
ートターンオフサイリスタやトランジスタなどの
スイツチング素子をグレーツ結線し、各スイツチ
ング素子にフライホイールダイオードを逆並列接
続した構成になつている。PWMインバータ１の
出力電流ｉは電流検出器１５により検出される。
交流電動機２には速度検出器３が機械的に直結さ
れている。速度指令回路１１の速度指令信号N*
と速度検出器３の速度検出信号Ｎは加算器１２に
おいて図示の極性で加算され、その偏差ΔNが速
度制御回路１３に入力される。速度制御回路１３
は速度偏差ΔNに比例して電動機２の入力電流の
大きさを指令する電流制御信号（直流信号）I*を
出力する。電流制御信号I*は電流指令回路１４に
導かれる。電流指令回路１４は電流制御信号I*を
入力し、後述するようにして電流指令信号（正弦
波信号）i*を発生する。電流指令回路１４は電動
機２が３相の場合には120°位相差の３個の電流指
令信号を発生するが、説明を簡単にするため１個
の電流指令信号のみを示してある。電流指令信号
i*と電流検出器で検出した電流検出信号ｉは加算
器１６において図示の極性で加算される。電流制
御回路１７は電流偏差を入力し、電流偏差Δiに
応じた振幅の電圧指令信号v*を出力する。電圧
信号v*はリミツタ回路８１に入力される。一方、
PWMインバータ１の出力電圧が変圧器７１で検
出される。変圧器７１で検出した線間電圧信号は
電圧検出回路７２に入力され、そこで相電圧信号
に変換され、さらにリツプル分が除去され、交流
電動機２の誘起電圧の基本波成分にほぼ比例する
電圧検出信号vcが検出される。電圧検出信号vcは
リミツタ回路８１に入力され、リミツタ回路８１
は電圧検出信号vcに応じて正弦波信号v*の振幅値
を制限する。リミツタ回路８１の詳細は後述す
る。こうして、リミツタ回路８１からは正弦波電
圧指令信号vc *が出力される。また、発振器１８
からは一定振幅、一定周波数の三角波信号が出力
される。この三角波信号は搬送波Ｔであり、加算
器１９へ入力される。加算器１９は電圧指令信号
（変調波）vc *と発振器１８の発生する三角波信号
（搬送波）Ｔを図示の極性で入力し加算する。パ
ルス発生回路２０は加算器１９の出力信号の極性
に基づきインバータ１を構成するスイツチング素
子をオン、オフするパルス幅変調パルス（PWM
パルス）を発生する。
なお、第１図において電流検出器１５、加算器
１６、電流制御回路１７、リミツタ回路８１、加
算器１９およびパルス発生回路２０はインバータ
１の相数に応じて設ける必要があるが、図示を簡
単にするため１組分のみを示してある。
１６、電流制御回路１７、リミツタ回路８１、加
算器１９およびパルス発生回路２０はインバータ
１の相数に応じて設ける必要があるが、図示を簡
単にするため１組分のみを示してある。
第２図はリミツタ回路８１の詳細回路例を示
す。
す。
第２図において、電圧検出信号vcとポテンシヨ
メータVR1に設定されているリミツタ値−v*
とは、抵抗R21，R22を介して加算され、演算増
幅器１１１の負極性入力端子（−）に入力され
る。演算増幅器１１１の正極性入力端子（＋）は
接地抵抗R37を介して接地され、また負極性入力
端子（−）と出力端子の愛に帰還抵抗R23が接続
されている。電圧指令信号v*と演算増幅器１１
１の出力信号−（vc−v*）は入力抵抗R24，R25
を介して加算され演算増幅器１１２の負極性入力
端子（−）に入力される。演算増幅器１１２の正
極性入力端子（＋）は接地抵抗R38を介して接地
され、また負極性入力端子（−）と出力端子の間
にダイオードD1が接続されている。演算増幅器
１１２の出力端子はダイオードD2のアノードに
接続され、ダイオードD2のカソードは帰還抵抗
R26を介して増幅器１１２の入力端子（−）に接
続される。ダイオードD2を介して得られる演算
増幅器１１２の出力信号v1は抵抗R33を介して演
算増幅器１１５の負極性入力端子（−）に入力さ
れる。一方、電圧検出信号vcはポテンシヨメータ
VR2に設定されているリミツタ値＋vと抵抗
R27，R28を介して加算され、演算増幅器１１３
の負極性入力端子（−）に入力される。増幅器１
１３の正極性入力端子（＋）は接地抵抗R39を介
して接地され、また負極性入力端子（−）と出力
端子の間に帰還抵抗R29が接続されている。電圧
指令信号v*と演算増幅器１１３の出力信号−（vc
＋v*）は入力抵抗R30，R31を介して加算され
演算増幅器１１４の負極性入力端子（−）に入力
される。演算増幅器１１４の正極性入力端子
（＋）は接地抵抗R40を介して接地され、また、
負極性入力端子（−）と出力端子の間にダイオー
ドD3が接続されている。演算増幅器１１４の出
力端子はダイオードD4のカソードに接続され、
ダイオードD4のアノードは帰還抵抗R32を介して
増幅器１１４の負極性入力端子（−）に接続され
る。ダイオードD4を介して得られる演算増幅器
１１４の出力信号v2は抵抗３５を介して演算増幅
器１１５の負極性入力端子（−）に入力される。
演算増幅器１１５は入力抵抗R33〜R35を介して
負極性入力端子（−）に入力される信号v*，v1，
v2を加算する。演算増幅器１１５の正極性入力端
子（＋）は接地抵抗R41を介して接地され、また
負極性入力端子（−）と出力端子の間に帰還抵抗
R36が接続されている。演算増幅器１１６は増幅
器１１５の出力信号を入力抵抗R42を介して負極
性入力端子（−）に入力して極性を反転する。演
算増幅器１１６の正極性入力端子（＋）は抵抗
R44を介して接地され、また負極性入力端子
（−）と出力端子の間に帰還抵抗R43が接続され
ている。
メータVR1に設定されているリミツタ値−v*
とは、抵抗R21，R22を介して加算され、演算増
幅器１１１の負極性入力端子（−）に入力され
る。演算増幅器１１１の正極性入力端子（＋）は
接地抵抗R37を介して接地され、また負極性入力
端子（−）と出力端子の愛に帰還抵抗R23が接続
されている。電圧指令信号v*と演算増幅器１１
１の出力信号−（vc−v*）は入力抵抗R24，R25
を介して加算され演算増幅器１１２の負極性入力
端子（−）に入力される。演算増幅器１１２の正
極性入力端子（＋）は接地抵抗R38を介して接地
され、また負極性入力端子（−）と出力端子の間
にダイオードD1が接続されている。演算増幅器
１１２の出力端子はダイオードD2のアノードに
接続され、ダイオードD2のカソードは帰還抵抗
R26を介して増幅器１１２の入力端子（−）に接
続される。ダイオードD2を介して得られる演算
増幅器１１２の出力信号v1は抵抗R33を介して演
算増幅器１１５の負極性入力端子（−）に入力さ
れる。一方、電圧検出信号vcはポテンシヨメータ
VR2に設定されているリミツタ値＋vと抵抗
R27，R28を介して加算され、演算増幅器１１３
の負極性入力端子（−）に入力される。増幅器１
１３の正極性入力端子（＋）は接地抵抗R39を介
して接地され、また負極性入力端子（−）と出力
端子の間に帰還抵抗R29が接続されている。電圧
指令信号v*と演算増幅器１１３の出力信号−（vc
＋v*）は入力抵抗R30，R31を介して加算され
演算増幅器１１４の負極性入力端子（−）に入力
される。演算増幅器１１４の正極性入力端子
（＋）は接地抵抗R40を介して接地され、また、
負極性入力端子（−）と出力端子の間にダイオー
ドD3が接続されている。演算増幅器１１４の出
力端子はダイオードD4のカソードに接続され、
ダイオードD4のアノードは帰還抵抗R32を介して
増幅器１１４の負極性入力端子（−）に接続され
る。ダイオードD4を介して得られる演算増幅器
１１４の出力信号v2は抵抗３５を介して演算増幅
器１１５の負極性入力端子（−）に入力される。
演算増幅器１１５は入力抵抗R33〜R35を介して
負極性入力端子（−）に入力される信号v*，v1，
v2を加算する。演算増幅器１１５の正極性入力端
子（＋）は接地抵抗R41を介して接地され、また
負極性入力端子（−）と出力端子の間に帰還抵抗
R36が接続されている。演算増幅器１１６は増幅
器１１５の出力信号を入力抵抗R42を介して負極
性入力端子（−）に入力して極性を反転する。演
算増幅器１１６の正極性入力端子（＋）は抵抗
R44を介して接地され、また負極性入力端子
（−）と出力端子の間に帰還抵抗R43が接続され
ている。
次にその動作を説明する。
速度制御回路１３は速度偏差ΔNに応じて交流
電動機２の入力電流（有効分電流）ｉの大きさを
指令する電流制御信号I*を出力する。電流指令信
号１４は次のような演算により交流の電流指令信
号i*を出力する。
電動機２の入力電流（有効分電流）ｉの大きさを
指令する電流制御信号I*を出力する。電流指令信
号１４は次のような演算により交流の電流指令信
号i*を出力する。
まず、交流電動機２が同期電動機の場合には次
式により電流指令信号i*を求める。
式により電流指令信号i*を求める。
i*＝I*sin〓ｔ ……(1)
(1)式のsin〓ｔは正弦波位相基準信号であり、こ
の正弦波位相基準信号は良く知られているように
交流電動機２の軸端に取付けられる位置検出器
（図示せず）あるいは電動機２の端子電圧から得
られる。
の正弦波位相基準信号は良く知られているように
交流電動機２の軸端に取付けられる位置検出器
（図示せず）あるいは電動機２の端子電圧から得
られる。
交流電動機２が誘導電動機で、１次電流のトル
ク電流成分（有効電流成分）と励磁電流成分を別
個に制御する、いわゆるベクトル制御を行う場合
には次式により電流指令信号i*を求める。
ク電流成分（有効電流成分）と励磁電流成分を別
個に制御する、いわゆるベクトル制御を行う場合
には次式により電流指令信号i*を求める。
i*＝I* acosωt＋I* bsinωt＝I*sin（ωt＋θ）……(2
) ここで、 I*＝√I*2 a2＋I*2 b θ＝tan-1（I* a／I* b） ……(3) である。
) ここで、 I*＝√I*2 a2＋I*2 b θ＝tan-1（I* a／I* b） ……(3) である。
(2)式において、I* aはトルク電流成分で速度制御
回路１３の出力信号I*に相当する。また* bは誘導
機の励磁電流分に相当し、一般には一定値であ
る。またsinωt，cosωtは２相の正弦波位相基準
信号で、周知のように誘導電動機の磁束位相に対
応する。
回路１３の出力信号I*に相当する。また* bは誘導
機の励磁電流分に相当し、一般には一定値であ
る。またsinωt，cosωtは２相の正弦波位相基準
信号で、周知のように誘導電動機の磁束位相に対
応する。
電流指令回路１４は以上のようにして電流指令
信号i*を発生する。
信号i*を発生する。
電流制御回路１７は電流指令信号i*と電流検出
信号ｉの偏差Δiに比例した振幅の電圧信号v*を
出力し、リミツタ回路８１に加える。電圧信号
v*の振幅はリミツタ回路８１によつて制限され
る。
信号ｉの偏差Δiに比例した振幅の電圧信号v*を
出力し、リミツタ回路８１に加える。電圧信号
v*の振幅はリミツタ回路８１によつて制限され
る。
次に、その動作を、第２図に基づき、第３図を
用いて説明する。
用いて説明する。
交流電動機２の漏れインピーダンス降下を無視
すると、電圧信号v*の基本波成分と電圧検出回
路７２の電圧検出信号vcはほぼ等しくなる。電圧
信号v*、電圧検出信号vcおよび演算増幅器１１
２，１１４に入力される信号（ve−v*），（vc＋
v）は第３図ａのようになる。演算増幅器１１
２は−v*＋（vc−v*）の演算を行つた後に半波
整流動作を行い、第３図ｂに示すような信号v1を
出力する。一方、演算増幅器１１４は−v*＋（vc
＋v*）の演算を行つた後に半波整流動作を行
い第３図ｃに示すような信号v2を出力する。電圧
信号v*と信号v1，v2は演算増幅器１１５で加算さ
れ、演算増幅器１１６で極性反転される。演算増
幅器１１６からは第３図ｄに示すようにリミツタ
値±v*によつて制限された次式を満足する電
圧指令信号vc *が出力される。
すると、電圧信号v*の基本波成分と電圧検出回
路７２の電圧検出信号vcはほぼ等しくなる。電圧
信号v*、電圧検出信号vcおよび演算増幅器１１
２，１１４に入力される信号（ve−v*），（vc＋
v）は第３図ａのようになる。演算増幅器１１
２は−v*＋（vc−v*）の演算を行つた後に半波
整流動作を行い、第３図ｂに示すような信号v1を
出力する。一方、演算増幅器１１４は−v*＋（vc
＋v*）の演算を行つた後に半波整流動作を行
い第３図ｃに示すような信号v2を出力する。電圧
信号v*と信号v1，v2は演算増幅器１１５で加算さ
れ、演算増幅器１１６で極性反転される。演算増
幅器１１６からは第３図ｄに示すようにリミツタ
値±v*によつて制限された次式を満足する電
圧指令信号vc *が出力される。
vc−v*vc *vc＋v* ……(4)
すなわち、電圧指令信号vc *はその基本波分vc
に対し、±v*以内のリツプル分だけをもつよう
になる。なお、ここでリミツタ値kv*は一定値
としたが、基本波分ｖとvcの一致度は回転速度や
電流の大きさで異なることもある。このとき、リ
ミツタ値v*の大きさはこれらに応じて変えて
もよい。
に対し、±v*以内のリツプル分だけをもつよう
になる。なお、ここでリミツタ値kv*は一定値
としたが、基本波分ｖとvcの一致度は回転速度や
電流の大きさで異なることもある。このとき、リ
ミツタ値v*の大きさはこれらに応じて変えて
もよい。
第１図に戻り、このようにしてリミツタ回路８
１から得られる電圧指令信号vc *は変調波として
加算器１９へ加えられる。加算器１９は発振器１
８の発生する三角波信号Ｔを入力し、変調波vc *
と搬送波Ｔの関係がvc *＞Ｔの期間に正極性の信
号を出力し、逆にvc *＜Ｔの期間に負極性の信号
を出力する。パルス発生回路２０は加算器１９の
出力信号が正極性の期間に“１”レベルとなり、
負極性の期間に“０”レベルとなるPWMパルス
を発生する。このPWMパルスでインバータ１の
スイツチング素子をオン、オフ制御することによ
り、インバータ１の出力電流ｉは電流指令信号i*
に追従するように制御される。このような動作は
他の相についてもインバータ１が３相であれば
120度の位相差をもつて同様に行われる。その結
果、交流電動機２は速度制御回路１２が発生する
電流制御信号I*に比例した大きさの電流を供給さ
れ、速度指令信号N*と一致する速度で回転する。
１から得られる電圧指令信号vc *は変調波として
加算器１９へ加えられる。加算器１９は発振器１
８の発生する三角波信号Ｔを入力し、変調波vc *
と搬送波Ｔの関係がvc *＞Ｔの期間に正極性の信
号を出力し、逆にvc *＜Ｔの期間に負極性の信号
を出力する。パルス発生回路２０は加算器１９の
出力信号が正極性の期間に“１”レベルとなり、
負極性の期間に“０”レベルとなるPWMパルス
を発生する。このPWMパルスでインバータ１の
スイツチング素子をオン、オフ制御することによ
り、インバータ１の出力電流ｉは電流指令信号i*
に追従するように制御される。このような動作は
他の相についてもインバータ１が３相であれば
120度の位相差をもつて同様に行われる。その結
果、交流電動機２は速度制御回路１２が発生する
電流制御信号I*に比例した大きさの電流を供給さ
れ、速度指令信号N*と一致する速度で回転する。
以上のようにしてPWMインバータ１の制御を
行う。このとき、電流制御回路１７の出力信号の
振幅をリミツタ回路８１で制限し、電流制御回路
１７の出力信号である電圧信号v*の基本波分に
対し、所定の振幅値内に電圧指令信号vc *が入る
ようになる。このようにすると、電圧指令信号vc
＊のリツプル分による無駄なスイツチング回数を
低減できる。このことを第４図を参照して説明す
る。
行う。このとき、電流制御回路１７の出力信号の
振幅をリミツタ回路８１で制限し、電流制御回路
１７の出力信号である電圧信号v*の基本波分に
対し、所定の振幅値内に電圧指令信号vc *が入る
ようになる。このようにすると、電圧指令信号vc
＊のリツプル分による無駄なスイツチング回数を
低減できる。このことを第４図を参照して説明す
る。
第４図はPWMインバータ１に加えられる
PWMパルスがリミツタの有無によつてどのよう
に異なるかを示す波形図である。
PWMパルスがリミツタの有無によつてどのよう
に異なるかを示す波形図である。
第４図ａはリミツタが無いときの搬送波Ｔと電
圧指令信号vc *の関係と、このときパルス発生回
路２０から得られるPWMパルスを示す。なお、
同図ａに点線で示す波形は電圧の基本波成分ｖを
示す。また、第４図ｂはリミツタが有るときの波
形と、このときに得られるPWMパルスを示す。
圧指令信号vc *の関係と、このときパルス発生回
路２０から得られるPWMパルスを示す。なお、
同図ａに点線で示す波形は電圧の基本波成分ｖを
示す。また、第４図ｂはリミツタが有るときの波
形と、このときに得られるPWMパルスを示す。
さて、パルス発生回路２０の発生するPWMパ
ルスはPWMインバータ１の出力電圧（実効値）
に関係する。第４図ｂに示すようにリミツタ回路
８１で電圧指令信号vc *のリツプル分の振幅を制
限すると、PWMパルスは第４図ｂのようにな
り、同図ａと比較して斜線を施したPWMパルス
だけのスイツチング回数を減らすことができる。
ルスはPWMインバータ１の出力電圧（実効値）
に関係する。第４図ｂに示すようにリミツタ回路
８１で電圧指令信号vc *のリツプル分の振幅を制
限すると、PWMパルスは第４図ｂのようにな
り、同図ａと比較して斜線を施したPWMパルス
だけのスイツチング回数を減らすことができる。
このようにして、電圧指令信号vc *のリツプル
分を小さくすることによつて、インバータ１のス
イツチング回数を少なくしている。したがつて、
低速運転時に交流電動機２に流れる高調波電流を
少なくできるので騒音を低減できる。
分を小さくすることによつて、インバータ１のス
イツチング回数を少なくしている。したがつて、
低速運転時に交流電動機２に流れる高調波電流を
少なくできるので騒音を低減できる。
以上のように本発明はPWMインバータの出力
電圧を指令する電圧指令信号のリツプル分の振幅
を非常に小さくしているのでPWMインバータが
無駄なスイツチングすることがなく、特に低速運
転時に騒音を低減できる。
電圧を指令する電圧指令信号のリツプル分の振幅
を非常に小さくしているのでPWMインバータが
無駄なスイツチングすることがなく、特に低速運
転時に騒音を低減できる。
第５図に第１図に示す実施例における実験結果
として、回転速度Ｎと騒音の実測特性図を示す。
一点鎖線ａはリミツタを掛けないときの特性、実
線ｂは本発明のリミツタを掛けたときの特性であ
る。この特性から明らかなように本発明によれば
全速度範囲にわたり全体的に騒音レベルが低下
し、特に低速回転時には騒音レベルを著しく低減
できることが分る。
として、回転速度Ｎと騒音の実測特性図を示す。
一点鎖線ａはリミツタを掛けないときの特性、実
線ｂは本発明のリミツタを掛けたときの特性であ
る。この特性から明らかなように本発明によれば
全速度範囲にわたり全体的に騒音レベルが低下
し、特に低速回転時には騒音レベルを著しく低減
できることが分る。
さらに、本発明は電圧指令信号vc *に含まれる
リツプル分だけを小さくし、基本波分には影響を
与えないので、電流制御回路１７のゲインは大き
く保つことができ、電流制御系の制御応答性は良
好にできる。
リツプル分だけを小さくし、基本波分には影響を
与えないので、電流制御回路１７のゲインは大き
く保つことができ、電流制御系の制御応答性は良
好にできる。
ここで、第１図の実施例では実際の電圧を直接
検出して誘起電圧に相当する相電圧を検出した
が、電流制御回路１７の出力信号をフイルタによ
つて平滑して検出してもよい。さらに、次のよう
にしても相電圧に相当する信号が得られる。すな
わち、交流電動機２が誘導電動機で、１次電流の
トルク電流成分と励磁電流成分を独立に制御する
場合においてはトルク電流成分の正弦波位相基準
信号に励磁電流成分と回転速度Ｎを乗算すること
により検出可能である。このとき、励磁電流が一
定ならばただ単に回転速度として良いことはいう
までもない。さらに、交流電動機２が同期電動機
の場合も同様にして検出可能である。
検出して誘起電圧に相当する相電圧を検出した
が、電流制御回路１７の出力信号をフイルタによ
つて平滑して検出してもよい。さらに、次のよう
にしても相電圧に相当する信号が得られる。すな
わち、交流電動機２が誘導電動機で、１次電流の
トルク電流成分と励磁電流成分を独立に制御する
場合においてはトルク電流成分の正弦波位相基準
信号に励磁電流成分と回転速度Ｎを乗算すること
により検出可能である。このとき、励磁電流が一
定ならばただ単に回転速度として良いことはいう
までもない。さらに、交流電動機２が同期電動機
の場合も同様にして検出可能である。
以上説明したように、本発明によれば電圧指令
信号vcに含まれるリツプル分を著しく小さくする
ことができるので、交流電動機の発生する騒音を
負荷状態にかかわらず広い速度範囲で低減でき
る。特に低速回転時に発生する騒音を著しく低減
できる。さらに、電流制御の応答性を良くできる
ので、広い速度範囲で高応答の速度制御ができ
る。
信号vcに含まれるリツプル分を著しく小さくする
ことができるので、交流電動機の発生する騒音を
負荷状態にかかわらず広い速度範囲で低減でき
る。特に低速回転時に発生する騒音を著しく低減
できる。さらに、電流制御の応答性を良くできる
ので、広い速度範囲で高応答の速度制御ができ
る。
また、上述の実施例はアナログ構成のものを示
したが、マイクロプロセツサなどを用いてデイジ
タル制御する場合にも本発明を採用できるのは勿
論である。
したが、マイクロプロセツサなどを用いてデイジ
タル制御する場合にも本発明を採用できるのは勿
論である。
第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２
図は第１図に示す部品の詳細構成図、第３図は第
２図の特性図、第４図、第５図は第１図の実施例
の特性図である。 １……PWMインバータ、２……交流電動機、
１７……電流制御回路、７２……電圧検出回路、
８１……リミツタ回路。
図は第１図に示す部品の詳細構成図、第３図は第
２図の特性図、第４図、第５図は第１図の実施例
の特性図である。 １……PWMインバータ、２……交流電動機、
１７……電流制御回路、７２……電圧検出回路、
８１……リミツタ回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 交流電動機を駆動するものであつて、電流指
令信号と前記電動機の電流検出信号の偏差に応じ
て得た電圧指令信号を変調波信号とし、該変調波
信号と別途搬送波発生器からの搬送波信号との比
較によつて得られるPWM信号により、その出力
電圧を制御する電力変換器の制御方法において、 検出した前記電動機の相電圧の基本波成分に正
と負の大きさを持つリミツタ値をそれぞれ加算し
て得られる２つの信号の範囲内に、前記電圧指令
信号に含まれる前記搬送波信号周期に関係して高
調波電流の原因となるPWMパルスによつて生じ
るリプル電圧成分の大きさが制限されるように前
記電圧指令信号を制限するようにしたことを特徴
とする電力変換器の制御方法。 ２ 特許請求の範囲第１項において、前記検出す
る相電圧の基本波成分は、少なくとも前記電動機
の回転速度から得るようにしたことを特徴とする
電力変換器の制御方法。 ３ 交流電動機を駆動する電力変換器と、前記電
動機の入力電流指令信号と電流検出信号の偏差に
応じた電圧指令信号を出力する電流制御手段と、
前記電動機の相電圧の基本波成分を検出してその
基本波成分信号veを出力する電圧検出手段と、 該電圧検出手段からの基本波成分信号に正と負
の大きさを持つ各リミツタ値±v*をそれぞれ
加算して２つの出力信号ve＋v*，ve−v*を
得る手段と、前記２つの出力信号と前記電圧指令
信号を入力し、リツプルを含む前記電圧指令信号
が前記２つの出力信号の範囲内に入るように該電
圧指令信号を制限する制限手段と、該制限手段に
より出力された電圧指令信号と別途搬送波発生器
からの搬送波信号との比較によつてPWM信号を
生成する手段と、該PWM信号に基づき前記電力
変換器の出力電圧を制御する手段とを備えたこと
を特徴とする電力変換器の制御装置。 ４ 特許請求の範囲第３項において、前記電圧検
出手段は、少なくとも前記電動機の回転速度の指
令値若しくは検出信号に基づき前記相電圧の基本
波成分を求めたことを特徴とする電力変換器の制
御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59116453A JPS60261383A (ja) | 1984-06-08 | 1984-06-08 | 電力変換器の制御方法および装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59116453A JPS60261383A (ja) | 1984-06-08 | 1984-06-08 | 電力変換器の制御方法および装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60261383A JPS60261383A (ja) | 1985-12-24 |
| JPH0570396B2 true JPH0570396B2 (ja) | 1993-10-05 |
Family
ID=14687487
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59116453A Granted JPS60261383A (ja) | 1984-06-08 | 1984-06-08 | 電力変換器の制御方法および装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60261383A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4955262B2 (ja) * | 2004-12-07 | 2012-06-20 | サムスン エレクトロニクス カンパニー リミテッド | 液晶表示装置、光感知素子、及びバックライト光源の照度制御装置 |
| JP4798075B2 (ja) * | 2007-06-26 | 2011-10-19 | トヨタ自動車株式会社 | モータ駆動システム |
| CN115996507B (zh) * | 2023-03-22 | 2023-06-02 | 斯派曼电子技术(苏州工业园区)有限公司 | 高压发生器及其电压控制方法、射线发生装置及成像系统 |
-
1984
- 1984-06-08 JP JP59116453A patent/JPS60261383A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60261383A (ja) | 1985-12-24 |
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