JPS6035913B2 - インバ−タ装置の制御装置 - Google Patents
インバ−タ装置の制御装置Info
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- JPS6035913B2 JPS6035913B2 JP55017086A JP1708680A JPS6035913B2 JP S6035913 B2 JPS6035913 B2 JP S6035913B2 JP 55017086 A JP55017086 A JP 55017086A JP 1708680 A JP1708680 A JP 1708680A JP S6035913 B2 JPS6035913 B2 JP S6035913B2
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- induction machine
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
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- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は直流を交流に変換して誘導機を駆動するィンバ
ータ装置の制御装置に係り、特に誘導機の界磁発生に寄
与する電流と、トルク発生に寄与する電流とを独立して
制御しうるィンバー夕装置の制御装置に関する。
ータ装置の制御装置に係り、特に誘導機の界磁発生に寄
与する電流と、トルク発生に寄与する電流とを独立して
制御しうるィンバー夕装置の制御装置に関する。
第１図に本発明を適用するィンバー夕装置の一例を示す
。
。
第１図において１は交流電源、２はトランジスタ、サィ
リスタ等によって構成され位相制御可能な整流器、３は
電流を平滑化する直流リアクトル、４はトランジスタ、
サイリスタ等によって構成される直流を可変周波数の交
流に変換する逆変換器、５は制御対象となる誘導機、６
は誘導機の回転数検出装置、７は速度制御回路、８は界
磁制御回路、９は電流基準演算回路、１０１ま電流制御
回路、１１は整流器ゲート信号発生回路、１２は電流基
準ベクトル演算回路、１３は電流ベクトル演算回路、１
４は転流信号発生回路、１５は逆変換器ゲート信号発生
回路、１６は界磁演算回路である。以下に第１図のィン
バータ装置の動作について、その概略を説明する。
リスタ等によって構成され位相制御可能な整流器、３は
電流を平滑化する直流リアクトル、４はトランジスタ、
サイリスタ等によって構成される直流を可変周波数の交
流に変換する逆変換器、５は制御対象となる誘導機、６
は誘導機の回転数検出装置、７は速度制御回路、８は界
磁制御回路、９は電流基準演算回路、１０１ま電流制御
回路、１１は整流器ゲート信号発生回路、１２は電流基
準ベクトル演算回路、１３は電流ベクトル演算回路、１
４は転流信号発生回路、１５は逆変換器ゲート信号発生
回路、１６は界磁演算回路である。以下に第１図のィン
バータ装置の動作について、その概略を説明する。
整流器２は交流電源１より供給される交流電源を整流し
て直流電流を得る。直流電流の大きさは整流器２を位相
制御することにより変えることができる。直流リアクト
ル３により直流電流を平滑化した後、逆変換器４により
交流に変換して誘導機５に供給する。逆変換器４により
誘導機５に供給される電流ベクトルの回転数のおよび位
相を制御することができる。譲導機５の回転数ｗｒを軸
に直結したタコジェネ、パルスジェネレータ等の回転数
検出装置６１こより検出し、回転数基準の※ｒと比較し
てその偏差を速度制御回路７により求める。前記偏差は
トルク発生に寄与する電流（以下、トルク成分電流と呼
ぶ）の基準ｉ※，ｑとなる。また後述する界滋演算回路
１６より出力される界磁■と界磁基準■※とを比較して
その偏差を界滋制御回路８により求め、界磁発生に寄与
する電流（以下界滋成分電流と呼ぶ）の基準ｉ※，ｄと
する。トルク成分電流基準ｉ※，ｑと界磁成分電流基準
ｉ※，ｄとは直交関係にあるため、電流基準１※，は下
式により求めることができる。１※，＝ゾ（ｉ※，ｄ）
２十（ｉ※，ｑ）２電流基準１※，は電流基準演算回路
９により前記演算を行なって求める。
て直流電流を得る。直流電流の大きさは整流器２を位相
制御することにより変えることができる。直流リアクト
ル３により直流電流を平滑化した後、逆変換器４により
交流に変換して誘導機５に供給する。逆変換器４により
誘導機５に供給される電流ベクトルの回転数のおよび位
相を制御することができる。譲導機５の回転数ｗｒを軸
に直結したタコジェネ、パルスジェネレータ等の回転数
検出装置６１こより検出し、回転数基準の※ｒと比較し
てその偏差を速度制御回路７により求める。前記偏差は
トルク発生に寄与する電流（以下、トルク成分電流と呼
ぶ）の基準ｉ※，ｑとなる。また後述する界滋演算回路
１６より出力される界磁■と界磁基準■※とを比較して
その偏差を界滋制御回路８により求め、界磁発生に寄与
する電流（以下界滋成分電流と呼ぶ）の基準ｉ※，ｄと
する。トルク成分電流基準ｉ※，ｑと界磁成分電流基準
ｉ※，ｄとは直交関係にあるため、電流基準１※，は下
式により求めることができる。１※，＝ゾ（ｉ※，ｄ）
２十（ｉ※，ｑ）２電流基準１※，は電流基準演算回路
９により前記演算を行なって求める。
次に電流基準１※，と電流検出値１，とを比較して電流
制御回路１川こより位相制御信号ＰＨＣを求める。整流
器ゲート信号発生回路１ １は位相制御信号ＰＨＣを入
力として整流器２の制御信号を発生する。一方、電流基
準ベクトル演算回路１２はトルク成分電流基準ｉ※，ｑ
および界磁成分電流基準ｉ※，ｄを入力として電流基準
ベクトルｉ※，を出力する。電流ベクトル演算回路１３
は逆変換器４の出力電流を直接検出するか、又は逆変換
器ゲート信号発生回路１５の出力信号より演算すること
により電流ベクトルｉ，を出力する。転流信号発生回路
１４は電流基準ベクトルｉ※，と電流ベクトルｉ，とを
比較し、逆変換器の転流タイミングを決定する転流信号
ＩＮＶを出力する。逆変換器ゲート信号発生回路１５は
前記転流信号ＩＮＶを入力として逆変換器４の制御信号
を発生する。最後に界磁演算回路１６は誘導機５の内部
に発生する界磁を電流ベクトルｉ，より演算するか、又
は誘導機５内に設置した磁気センサー等により直接検出
することにより界磁■を出力する。次に逆変換器４の転
流信号ＩＮＶの決定法を第２図〜第５図を用いて説明す
る。
制御回路１川こより位相制御信号ＰＨＣを求める。整流
器ゲート信号発生回路１ １は位相制御信号ＰＨＣを入
力として整流器２の制御信号を発生する。一方、電流基
準ベクトル演算回路１２はトルク成分電流基準ｉ※，ｑ
および界磁成分電流基準ｉ※，ｄを入力として電流基準
ベクトルｉ※，を出力する。電流ベクトル演算回路１３
は逆変換器４の出力電流を直接検出するか、又は逆変換
器ゲート信号発生回路１５の出力信号より演算すること
により電流ベクトルｉ，を出力する。転流信号発生回路
１４は電流基準ベクトルｉ※，と電流ベクトルｉ，とを
比較し、逆変換器の転流タイミングを決定する転流信号
ＩＮＶを出力する。逆変換器ゲート信号発生回路１５は
前記転流信号ＩＮＶを入力として逆変換器４の制御信号
を発生する。最後に界磁演算回路１６は誘導機５の内部
に発生する界磁を電流ベクトルｉ，より演算するか、又
は誘導機５内に設置した磁気センサー等により直接検出
することにより界磁■を出力する。次に逆変換器４の転
流信号ＩＮＶの決定法を第２図〜第５図を用いて説明す
る。
第２図は前記逆変換器４の一構成例を示している。Ｕ，
Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚはサィリスタ、Ｃは転流コンデンサ
、Ｄは直列ダイオードで、以上により電流形の逆変換器
を構成している。前記構成の逆変換器が出力できる電流
ベクトルｉ，は第３図に示す様な６通りの位置がとれる
。第３図においてベクトルＵＺは前記サィリス夕Ｕおよ
びＺがオンしている時に得られる電流ベクトルｊ．を示
す。ベクトルＶＺ，ＶＸ，ＷＸ，ＷＹ，ＵＹについても
それぞれサイリスタＶとＺ，ＶとＸ，ＷとＸ，ＷとＹ，
ＵとＹがオンしている時に得られる電流ベクトルｉ，を
示す。これらのベクトルは６００の間隔をもち、第２図
に示した様な逆変換器では前記６つのベクトル以外の電
流ベクトルｉ，はとることができない。従って前記サィ
リスタの１つを転流すると、電流ベクトル１，は６０ｏ
の跳躍をすることになる。たとえば前記サィリスタＵか
らＶへ転流することにより、電流ベクトルｉ，はＵＺの
位置からＶＺの位置へ移る。一方、これに対し電流基準
ベクトルｉ※，は角速度ので滑らかに回転している。こ
れは誘導機５に周波数〆（＝券）の正弦波電流を供給す
れば実現できることは明らかである。以上の動作を電流
基準ベクトルｉ※，と同じ角速度ので回転する座標上（
これをｄ−ｑ座標と呼ぶ）で説明すると第４図の様にな
る。ｄ軸は誘導機５の内部にできる界磁■の方向に、ま
たｑ髄はｄ軸より９０ｏ進んだ位置にとるものとする。
（界磁■は電流ベクトルｊ，により作られるから同じ角
速度ので回転している。）ｄ−ｑ座標と電流基準ベクト
ルｉ※，とは同一角速度ので回転しているため、ｄ−ｑ
座標上では電流基準ベクトルｉ※，は静止している。電
流基準ベクトルｉ※，のｄ軸成分は界磁発生に寄与する
電流、即ち前述した界磁成分電流基準ｉ※，ｄであり、
ｑ軸成分はトルク発生に寄与する電流、即ち前述したト
ルク成分電流基準ｉ※，ｑである。一方、電流ベクトル
ｉ，は第２図に示した様に前記サイリス夕のうち特定の
２個がオンすると、位置が固定されてしまうため、ｄ−
ｑ座標上では角速度ので回転することになる。このため
電流基準ベクトルｉ※，と電流ベクトルｉ，との角度８
は常に変化している。前述した様に、第２図の様な構成
を有する逆変換器の出力電流ベクトル１，は６通りしか
ないため、ある時刻において電流基準ベクトルｉ※，に
最も近い電流ベクトルｉ，が選ばれ、所定のサィリスタ
がオンされる。第４図においては電流ベクトルＶＺが電
流基準ベクトルｉ※，に最も近く、従ってサィリスタＶ
とＺがオンされる。前述した様に電流ベクトルｉ，は６
００間隔となっているため、前記角度８が３００に達し
た時点で転流信号ＩＮＶを出力することになる。第５図
に一例を示す。第５図において電流ベクトルＵＺが角速
度１０で時計方向に回転しており電流基準ベクトルｉ※
，との角度８＝３００となった時点で転流信号ＩＮＶが
出力される。この結果サィリスタＵからＶへの転流が行
なわれ、電流ベクトルは６００跳躍してＶＺへ移る。以
下、電流ベクトルｊ，の回転に伴なし・同様の方法で転
流が行なわれる。ところで、以上の説明から明らかな様
に第２図の様な構成を有する逆変換装置４によって誘導
機５に供給される電流ベクトルｉ，のｄ軸成分、ｑ軸成
分は常に変動しており、特に転流時には急変する。ｄ軸
成分、即ち界磁成分電流ｉ，ｄの変動は普通の場合誘導
機５のィンダクタンスが大きく、界滋■にほとんど影響
を与えない。このため界磁■は界磁成分電流ｉ，ｄの平
均値である界磁成分電流基準ｉ※，ｄに応じた一定値を
維持している。しかし、ｑ軸成分、即ちトルク成分電流
ｉ，ｑの変動はそのまま誘導機発生トルクの変動として
現われる。この状態を第６図に示す。第６図において、
トルク成分電流ｉ，ｑは最大ｉ，ｑ′から最小ｉ，ｑ″
まで変化する。この変化を時間軸上でみると第６図ｂの
様になる。一回の転流により６０ｏ位相の遅れた正弦波
に移る。第６図ｂの様なトルク成分電流ｉ，ｑにより発
生するトルクにはィソバータ運転周波数〆の郎（ｎは整
数）倍の周波数成分をもつリップルが含まれており、誘
導機５だけでなくこれに結合された負荷装置にも振動、
騒音等の悪影響を与える。特に誘導機５および前記負荷
装置の有する機械的な固有振動数と前記トルクリップル
周波数節ナとが一致する様な場合には、共振現象により
機械振動は助長され運転不能あるいは機器の損傷を招く
こともある。この現象は第１図にて示したィンバータ装
置あるいは第２図にて示した逆変換部に限定されるもの
でなく、正弦波出力を得ることが出来ないィンバータ装
置の本質的な欠点である。本発明はィンバータ装置のか
かる欠点に鑑みて行なったもので、誘導機が発生するト
ルクリップルを低減し、共振現象を禾然に防止できる様
なィンバータ装置の制御装置を提供することを目的とす
る。
Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚはサィリスタ、Ｃは転流コンデンサ
、Ｄは直列ダイオードで、以上により電流形の逆変換器
を構成している。前記構成の逆変換器が出力できる電流
ベクトルｉ，は第３図に示す様な６通りの位置がとれる
。第３図においてベクトルＵＺは前記サィリス夕Ｕおよ
びＺがオンしている時に得られる電流ベクトルｊ．を示
す。ベクトルＶＺ，ＶＸ，ＷＸ，ＷＹ，ＵＹについても
それぞれサイリスタＶとＺ，ＶとＸ，ＷとＸ，ＷとＹ，
ＵとＹがオンしている時に得られる電流ベクトルｉ，を
示す。これらのベクトルは６００の間隔をもち、第２図
に示した様な逆変換器では前記６つのベクトル以外の電
流ベクトルｉ，はとることができない。従って前記サィ
リスタの１つを転流すると、電流ベクトル１，は６０ｏ
の跳躍をすることになる。たとえば前記サィリスタＵか
らＶへ転流することにより、電流ベクトルｉ，はＵＺの
位置からＶＺの位置へ移る。一方、これに対し電流基準
ベクトルｉ※，は角速度ので滑らかに回転している。こ
れは誘導機５に周波数〆（＝券）の正弦波電流を供給す
れば実現できることは明らかである。以上の動作を電流
基準ベクトルｉ※，と同じ角速度ので回転する座標上（
これをｄ−ｑ座標と呼ぶ）で説明すると第４図の様にな
る。ｄ軸は誘導機５の内部にできる界磁■の方向に、ま
たｑ髄はｄ軸より９０ｏ進んだ位置にとるものとする。
（界磁■は電流ベクトルｊ，により作られるから同じ角
速度ので回転している。）ｄ−ｑ座標と電流基準ベクト
ルｉ※，とは同一角速度ので回転しているため、ｄ−ｑ
座標上では電流基準ベクトルｉ※，は静止している。電
流基準ベクトルｉ※，のｄ軸成分は界磁発生に寄与する
電流、即ち前述した界磁成分電流基準ｉ※，ｄであり、
ｑ軸成分はトルク発生に寄与する電流、即ち前述したト
ルク成分電流基準ｉ※，ｑである。一方、電流ベクトル
ｉ，は第２図に示した様に前記サイリス夕のうち特定の
２個がオンすると、位置が固定されてしまうため、ｄ−
ｑ座標上では角速度ので回転することになる。このため
電流基準ベクトルｉ※，と電流ベクトルｉ，との角度８
は常に変化している。前述した様に、第２図の様な構成
を有する逆変換器の出力電流ベクトル１，は６通りしか
ないため、ある時刻において電流基準ベクトルｉ※，に
最も近い電流ベクトルｉ，が選ばれ、所定のサィリスタ
がオンされる。第４図においては電流ベクトルＶＺが電
流基準ベクトルｉ※，に最も近く、従ってサィリスタＶ
とＺがオンされる。前述した様に電流ベクトルｉ，は６
００間隔となっているため、前記角度８が３００に達し
た時点で転流信号ＩＮＶを出力することになる。第５図
に一例を示す。第５図において電流ベクトルＵＺが角速
度１０で時計方向に回転しており電流基準ベクトルｉ※
，との角度８＝３００となった時点で転流信号ＩＮＶが
出力される。この結果サィリスタＵからＶへの転流が行
なわれ、電流ベクトルは６００跳躍してＶＺへ移る。以
下、電流ベクトルｊ，の回転に伴なし・同様の方法で転
流が行なわれる。ところで、以上の説明から明らかな様
に第２図の様な構成を有する逆変換装置４によって誘導
機５に供給される電流ベクトルｉ，のｄ軸成分、ｑ軸成
分は常に変動しており、特に転流時には急変する。ｄ軸
成分、即ち界磁成分電流ｉ，ｄの変動は普通の場合誘導
機５のィンダクタンスが大きく、界滋■にほとんど影響
を与えない。このため界磁■は界磁成分電流ｉ，ｄの平
均値である界磁成分電流基準ｉ※，ｄに応じた一定値を
維持している。しかし、ｑ軸成分、即ちトルク成分電流
ｉ，ｑの変動はそのまま誘導機発生トルクの変動として
現われる。この状態を第６図に示す。第６図において、
トルク成分電流ｉ，ｑは最大ｉ，ｑ′から最小ｉ，ｑ″
まで変化する。この変化を時間軸上でみると第６図ｂの
様になる。一回の転流により６０ｏ位相の遅れた正弦波
に移る。第６図ｂの様なトルク成分電流ｉ，ｑにより発
生するトルクにはィソバータ運転周波数〆の郎（ｎは整
数）倍の周波数成分をもつリップルが含まれており、誘
導機５だけでなくこれに結合された負荷装置にも振動、
騒音等の悪影響を与える。特に誘導機５および前記負荷
装置の有する機械的な固有振動数と前記トルクリップル
周波数節ナとが一致する様な場合には、共振現象により
機械振動は助長され運転不能あるいは機器の損傷を招く
こともある。この現象は第１図にて示したィンバータ装
置あるいは第２図にて示した逆変換部に限定されるもの
でなく、正弦波出力を得ることが出来ないィンバータ装
置の本質的な欠点である。本発明はィンバータ装置のか
かる欠点に鑑みて行なったもので、誘導機が発生するト
ルクリップルを低減し、共振現象を禾然に防止できる様
なィンバータ装置の制御装置を提供することを目的とす
る。
以下本発明の一実施例を図面を参照して説明する。
第７図は本発明によるィンバータ装置の制御装置の構成
例を示すブロック図である。
例を示すブロック図である。
第７図において第１図と同一番号を付した要素は同一の
構成を有するものである。第７図において第１図と相違
する点は、ィンバータ運転周波数〆を入力とし界磁基準
■※を出力する弱め界磁制御回路１７を設けたことであ
る。誘導機５あるいは負荷装置の有する機械的な固有振
動数と前記トルクリップル周波数肋ナとが一致する様な
ィンバータ運転周波数（以下共振周波数ナ，と呼ぶ）又
はその前後の周波数において界磁■を低減することによ
り、トルクリッブルを減少して共振現象を防止もしくは
実害の無い程度まで軽減することが可能である。第８図
にこの原理を示す。共振周波数ナ，付近において、弱め
界磁制御回路１７により界磁成分電流基準ｉ※，ｄを低
下させる。
構成を有するものである。第７図において第１図と相違
する点は、ィンバータ運転周波数〆を入力とし界磁基準
■※を出力する弱め界磁制御回路１７を設けたことであ
る。誘導機５あるいは負荷装置の有する機械的な固有振
動数と前記トルクリップル周波数肋ナとが一致する様な
ィンバータ運転周波数（以下共振周波数ナ，と呼ぶ）又
はその前後の周波数において界磁■を低減することによ
り、トルクリッブルを減少して共振現象を防止もしくは
実害の無い程度まで軽減することが可能である。第８図
にこの原理を示す。共振周波数ナ，付近において、弱め
界磁制御回路１７により界磁成分電流基準ｉ※，ｄを低
下させる。
第８図ａは第６図と比して界磁成分電流基準ｉ※，ｄが
小さく、従って界磁■が低減された場合を示している。
界滋■が低減された結果、誘導機５の発生トルクは減少
し、これを補うためトルク成分電流基準ｉ※，ｑは増加
する。従って、トルク成分電流基準ｉ※．ｑとｄ軸との
なす角度が大きくなり、その変動はｉ，ｑ′からｉ，ｑ
″までとなって第６図と比して小さくなる。この変化を
時間軸上でみると第８図ｂの様になる。第９図に本発明
の異なる実施例を示す。
小さく、従って界磁■が低減された場合を示している。
界滋■が低減された結果、誘導機５の発生トルクは減少
し、これを補うためトルク成分電流基準ｉ※，ｑは増加
する。従って、トルク成分電流基準ｉ※．ｑとｄ軸との
なす角度が大きくなり、その変動はｉ，ｑ′からｉ，ｑ
″までとなって第６図と比して小さくなる。この変化を
時間軸上でみると第８図ｂの様になる。第９図に本発明
の異なる実施例を示す。
第９図において１８は譲導機回転数のｒ又は誘導機回転
数基準のｒ※を入力とし、界磁基準■※を出力する弱め
界滋回路であり、これが共振周波数〆，付近に達した時
弱め界磁制御を行なうことによりトリクリップルの低減
を行なうことができる。以上の説明において、弱め界滋
制御は共振周波数ナ，付近でのトルクリツプル低減を例
にあげたが、トルクリップルはいかなるィンバータ運転
周波数ハこおいても発生し、誘導機５および負荷装置に
悪影響を与える。従って本発明の対象となるトルクリッ
プル低減を目的とした弱め界磁制御は、共振周波数〆，
付近のみに限定するものではない。なお、本発明を適用
する逆変換器４は第２図に示す構成を有するものに限定
しない。
数基準のｒ※を入力とし、界磁基準■※を出力する弱め
界滋回路であり、これが共振周波数〆，付近に達した時
弱め界磁制御を行なうことによりトリクリップルの低減
を行なうことができる。以上の説明において、弱め界滋
制御は共振周波数ナ，付近でのトルクリツプル低減を例
にあげたが、トルクリップルはいかなるィンバータ運転
周波数ハこおいても発生し、誘導機５および負荷装置に
悪影響を与える。従って本発明の対象となるトルクリッ
プル低減を目的とした弱め界磁制御は、共振周波数〆，
付近のみに限定するものではない。なお、本発明を適用
する逆変換器４は第２図に示す構成を有するものに限定
しない。
また第２図において逆変換器４を構成する主スイッチン
グ素子としてサィリスタを例として記したが、本発明は
これに限定するものではない。以上説明した様に、本発
明によれば、誘導機を非正弦波電流により駆動する際の
本質的欠点であったトリクリップルを、誘導機のトルク
発生に寄与する電流と界磁発生に寄与する電流とを独立
して制御しうるィンバータ装置を用いて低減することが
でき、特に機械系の共振を未然に防止することが可能で
ある。
グ素子としてサィリスタを例として記したが、本発明は
これに限定するものではない。以上説明した様に、本発
明によれば、誘導機を非正弦波電流により駆動する際の
本質的欠点であったトリクリップルを、誘導機のトルク
発生に寄与する電流と界磁発生に寄与する電流とを独立
して制御しうるィンバータ装置を用いて低減することが
でき、特に機械系の共振を未然に防止することが可能で
ある。
第１図は本発明を適用するィンバータ装置の一例を示す
図、第２図は第１図の逆変換器の一例を示す図、第３図
は第２図に示した逆変換器が出力できる電流のベクトル
図、第４図および第５図はｄ−ｑ座標上でみた出力電流
のベクトル図、第６図は通常の場合の出力電流ベクトル
図およびトルク成分電流波形図、第７図は本発明の−実
施例を示す構成図、第８図は本発明を実施した場合の出
力電流ベクトル図およびトルク成分電流波形図、第９図
は本発明の他の実施例を示す構成図である。 １……交流電源、２……位相制御可能な整流器、３・・
・・・・直流リアクトル、４・・・・・・逆変換器、５
・・・・・・誘導機、６・・・・・・回転数検出装置、
７…・・・速度制御回路、８・・・・・・界磁制御回路
、９・・・・・・電流基準演算回路、１０・・・・・・
電流制御回路、１１・・・・・・整流器ゲート信号発生
回路、１２・・・・・・電流基準ベクトル演算回路、１
３・・・・・・電流ベクトル演算回路、１４・・・・・
・転流信号発生回路、１５・…・・逆変換器ゲート信号
発生回路、１６・・・・・・界磁演算回路、１７・・・
…弱め界磁制御回路、１８・・・・・・弱め界磁制御回
路、山ｒ・・・・・・誘導機回転数、のｒ※・・・・・
・議導機回転数基準、■・・・・・・界磁、■※…・・
・界磁基準、ｉ，ｑ・・・・・・トルク成分電流、ｉ※
，ｑ・・・・・・トルク成分電流基準、ｉ，ｄ・・・・
・・界磁成分電流、ｉ※，ｄ・・・・・・界磁成分電流
基準、ｉ，…・・・電流ベクトル、ｉ※．・・…・電流
基準ベクトル、１．・・…・電流（絶対値）、１※．・
・・…電流、（絶対値）基準、ＰＨＣ・・・・・・位相
制御信号、瓜Ｖ・・・・・・転流信号、Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｘ
，Ｙ，Ｚ・…・・逆変換器を構成するサィリス夕、Ｄ・
・…・逆変換器を構成する直列ダイオード、Ｃ・…・・
逆変換器を構成する転流コンデンサ、ＵＺ…・・・サィ
リス夕Ｕ，Ｚのオンにより得られるｉ，ベクトル、ＶＺ
・・…・サィリスタＶ，Ｚのオンにより得られるｉ，ベ
クトル、ＶＸ…・・・サィリスタＶ，Ｘのオンにより得
られるｉ，ベクトル、ＷＸ・・・・・・サイリス夕Ｗ，
Ｘのオンにより得られるｉ，ベクトル、ＷＹ……サィリ
スタＷ，Ｙのオンにより得られるｉ，ベクトル、ＵＹ…
…サィリスタＵ，Ｙのオンにより得られるｉ，ベクトル
、８……ｉ※，ベクトルとｉ，ベクトルとの角度、の…
・・・１，ベクトルの回転角速度、ｉ，′，ｉ，″……
１，ベクトルの変化範囲を示すベクトル、ｉ．ｑ′，１
，ｑ・・・・・・ｉ，ｑの最大値および最小値。 第１図第２図第３図 第４図 第５図 第６図 第７図 第８図 第９図
図、第２図は第１図の逆変換器の一例を示す図、第３図
は第２図に示した逆変換器が出力できる電流のベクトル
図、第４図および第５図はｄ−ｑ座標上でみた出力電流
のベクトル図、第６図は通常の場合の出力電流ベクトル
図およびトルク成分電流波形図、第７図は本発明の−実
施例を示す構成図、第８図は本発明を実施した場合の出
力電流ベクトル図およびトルク成分電流波形図、第９図
は本発明の他の実施例を示す構成図である。 １……交流電源、２……位相制御可能な整流器、３・・
・・・・直流リアクトル、４・・・・・・逆変換器、５
・・・・・・誘導機、６・・・・・・回転数検出装置、
７…・・・速度制御回路、８・・・・・・界磁制御回路
、９・・・・・・電流基準演算回路、１０・・・・・・
電流制御回路、１１・・・・・・整流器ゲート信号発生
回路、１２・・・・・・電流基準ベクトル演算回路、１
３・・・・・・電流ベクトル演算回路、１４・・・・・
・転流信号発生回路、１５・…・・逆変換器ゲート信号
発生回路、１６・・・・・・界磁演算回路、１７・・・
…弱め界磁制御回路、１８・・・・・・弱め界磁制御回
路、山ｒ・・・・・・誘導機回転数、のｒ※・・・・・
・議導機回転数基準、■・・・・・・界磁、■※…・・
・界磁基準、ｉ，ｑ・・・・・・トルク成分電流、ｉ※
，ｑ・・・・・・トルク成分電流基準、ｉ，ｄ・・・・
・・界磁成分電流、ｉ※，ｄ・・・・・・界磁成分電流
基準、ｉ，…・・・電流ベクトル、ｉ※．・・…・電流
基準ベクトル、１．・・…・電流（絶対値）、１※．・
・・…電流、（絶対値）基準、ＰＨＣ・・・・・・位相
制御信号、瓜Ｖ・・・・・・転流信号、Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｘ
，Ｙ，Ｚ・…・・逆変換器を構成するサィリス夕、Ｄ・
・…・逆変換器を構成する直列ダイオード、Ｃ・…・・
逆変換器を構成する転流コンデンサ、ＵＺ…・・・サィ
リス夕Ｕ，Ｚのオンにより得られるｉ，ベクトル、ＶＺ
・・…・サィリスタＶ，Ｚのオンにより得られるｉ，ベ
クトル、ＶＸ…・・・サィリスタＶ，Ｘのオンにより得
られるｉ，ベクトル、ＷＸ・・・・・・サイリス夕Ｗ，
Ｘのオンにより得られるｉ，ベクトル、ＷＹ……サィリ
スタＷ，Ｙのオンにより得られるｉ，ベクトル、ＵＹ…
…サィリスタＵ，Ｙのオンにより得られるｉ，ベクトル
、８……ｉ※，ベクトルとｉ，ベクトルとの角度、の…
・・・１，ベクトルの回転角速度、ｉ，′，ｉ，″……
１，ベクトルの変化範囲を示すベクトル、ｉ．ｑ′，１
，ｑ・・・・・・ｉ，ｑの最大値および最小値。 第１図第２図第３図 第４図 第５図 第６図 第７図 第８図 第９図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 誘導機の回転数と回転数基準との偏差からトルク発
生に寄与する電流を求める速度制御回路と、前記誘導機
内部に発生する界磁と界磁基準との偏差から界磁発生に
寄与する電流基準を求める界磁発生回路と、この界磁発
生回路により求められた界磁発生に寄与する電流基準と
これに直交関係にある前記速度制御回路で求められたト
ルク発生に寄与する電流基準とから電流基準ベクトルを
求める電流基準ベクトル演算回路と、この電流基準ベク
トル演算回路で求められた電流基準ベクトルと前記誘導
機の１次電流ベクトルとを比較して転流タイミングを決
定する転流信号を発生する転流信号発生回路と、この転
流信号発生回路から出力される転流信号により前記誘導
機に供給される電流ベクトルを制御する変換器にゲート
制御信号を与えるゲート信号発生器とを備えて前記誘導
機のトルク発生に寄与する電流と界磁発生に寄与する電
流とを独立に制御するようにしたインバータ装置の制御
装置において、前記変換器のインバータ運転周波数に関
与する信号が入力され且つ前記誘導機が発生するトルク
リツプル周波数に応じて前記界磁制御回路に与える界磁
基準を低下させる弱め界磁発生回路を設けたことを特徴
とするインバータ装置の制御装置。 ２ 変換器のインバータ運転周波数に関与する信号はゲ
ート信号発生器から出力される信号を用いたものである
特許請求の範囲第１項に記載のインバータ装置の制御装
置。 ３ 変換器のインバータ運転周波数に関与する信号は誘
導機の回転数又はその回転数基準を用いたものである特
許請求の範囲第１項に記載のインバータ装置の制御装置
。 ４ 弱め界磁発生回路は誘導機あるいは負荷装置の有す
る機械的な固有振動数と誘導機が発生するトルクリツプ
ル周波数とが一致するようなインバータ運転周波数又は
その前後の周波数において界磁基準を低下させて出力す
るものである特許請求の範囲第１項又は第２項或るいは
第３項に記載のインバータ装置の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55017086A JPS6035913B2 (ja) | 1980-02-14 | 1980-02-14 | インバ−タ装置の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55017086A JPS6035913B2 (ja) | 1980-02-14 | 1980-02-14 | インバ−タ装置の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56115191A JPS56115191A (en) | 1981-09-10 |
| JPS6035913B2 true JPS6035913B2 (ja) | 1985-08-17 |
Family
ID=11934166
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP55017086A Expired JPS6035913B2 (ja) | 1980-02-14 | 1980-02-14 | インバ−タ装置の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6035913B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60128885A (ja) * | 1983-11-28 | 1985-07-09 | Mitsubishi Electric Corp | エレベ−タの制御装置 |
| JPS60248579A (ja) * | 1984-05-23 | 1985-12-09 | 三菱電機株式会社 | エレベ−タの速度制御装置 |
| GB2567128A (en) * | 2017-07-25 | 2019-04-10 | Quepal Ltd | A torque ripple reduction device |
-
1980
- 1980-02-14 JP JP55017086A patent/JPS6035913B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS56115191A (en) | 1981-09-10 |
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