JP5194886B2

JP5194886B2 - 同期電動機の可変速駆動装置

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Publication number: JP5194886B2
Application number: JP2008051594A
Authority: JP
Inventors: 康弘− 山本
Original assignee: Meidensha Corp
Current assignee: Meidensha Corp
Priority date: 2008-03-03
Filing date: 2008-03-03
Publication date: 2013-05-08
Anticipated expiration: 2028-03-03
Also published as: JP2009213212A

Description

本発明は同期電動機の可変速駆動装置に係り、特にトルクリップルを模擬したい制御装置に関するものである。

永久磁石型同期電動機（ＰＭモータ）又は界磁巻線型同期電動機として知られる同期電動機の駆動は、一般にはモータに取り付けられた位置センサにより検出された信号に基づいてベクトル制御を実施している。このような制御装置は、位置サーボなどの速度や位置制御に使用されているが、これ以外に一定速度での回転中に、振動トルクを発生させたい場合がある。例えば、動力計測装置のエンジンのトルクリップルを模擬したい場合がこれに相当する。

図４は振動トルクの発生によりトルクリップルを模擬することができる可変速駆動装置の従来技術を示したもので、通常は磁極軸をｄ軸、その直交軸をｑ軸と定義しており、振動トルクを発生させるための高周波トルク成分に相当する電流指令（高周波電流指令）は交流信号発生器３から発生され、電流指令変換部２からのｑ軸電流指令に重畳される。重畳後のｑ軸電流指令と検出電流ｉ_qとの差分、及びｄ軸電流「０」指令と検出電流ｉ_dとの差分がそれぞれ電流制御器（ＡＣＲ制御）４に入力されて出力電圧指令ｖd^*およびｖq*が出力される。この出力電圧指令ｖd^*、ｖq*はそれぞれ２相／３相座標変換器５に入力されて三相の交流電圧指令に変換され、この交流電圧指令に基づきＰＷＭ回路６を介してインバータ７のスイッチング素子を制御する。

ＰＭモータを例とした場合の可変速駆動装置における高周波電流とその発生電圧は次の通りである。
ｄｑ座標は一定の基本波角周波数ωで回転している直交二軸座標とすると、ＰＭモータの電圧電流方程式は（１）式で示される。

ただし、ｖ_d，ｖ_qはｄｑ軸電圧、ｉ_d，ｉ_qはｄｑ軸電流、Rは抵抗、Ｌ_dはｄ軸インダクタンス、Ｌ_qはｑ軸インダクタンス、ｐは微分演算子、ωは基本波角周波数、φ_dは永久磁石の磁束（φ_q＝０）
ここで、ＰＭモータが一定の基本波角周波数ωで運転し、且つ定常電流成分ｉ_d0がｉ_q0となる状態において、振動トルクを発生させるために高周波電流Δｉ_d，Δｉ_qを入力するとｄｑ軸電流ｉ_d，ｉ_qは（２）式のようになる。

この（２）式を（１）式の電圧電流方程式に代入すると、（３）の式のように定常電流による電圧成分と高周波電流による電圧成分に分離することができる。

ここで、基本波角周波数ωが高く、かつ高周波電流の周波数成分ω_vも十分に高いものと仮定して、（３）式の右辺第３項のRによる電圧降下成分はその他のインダクタンスにより発生する電圧よりも十分に小さいので無視する。また、第１項の微分演算子ｐはｉ_d0，ｉ_q0が定常電流成分であるため省略する。従って、以上の近似により、（４）式のような定常電流によって発生する電圧成分と高周波電流によって発生する電圧成分に分離した場合には、それぞれの成分は（５）式と（６）式になる。

次に、図４における高周波電流指令の発生について説明する。
ｄ軸電流は零に固定したままｑ軸成分のみに交流信号発生器３から正弦波状の高周波電流指令を加えている。この場合には（７）式のような電流を加えることに相当している。この高周波電流指令に相当した高周波電流を発生するために電流制御器４が出力する高周波電圧成分は、（７）式を（６）式に代入して（８）式のようになる。

ただし、Δｉ_qvは高周波電流の振幅電流、ω_vは高周波電流の角周波数

（７）式の高周波電流成分はｑ軸成分のみであるが、高周波電圧に関してはｄｑの両方の軸成分が発生する。（８）式より、ｄ軸には基本波角周波数ω成分に比例した振幅電圧が、ｑ軸電圧には高周波の角周波数ω_vに比例した振幅電圧成分が発生することが分かる。これらは、同じ角周波数ω_vによるsin関数とcos関数であるため、d−q軸座標上では楕円状の電圧軌跡を描くようになる。
図５に、このｄ−ｑ軸座標上における定常電流成分（ｉ_d0，ｉ_q0）と高周波電流成分（Δｉ_d，Δｉ_q）を示す。ここで、図５の数式は（９）式のｄ，ｑの単位ベクトルを利用して表現している。また、同様に電圧成分の軌跡を現したものが図６である。

なお、振動トルクを発生させるものとしては、特許文献１が公知となっている。
特開平８−１３７５５５

従来における高周波成分は、（８）式のようにｄ軸成分は−ωL_q・Δｉ_qv・sin（ω_vt），ｑ軸成分がω_vL_q・Δｉ_qv・cos（ω_vt）となり、それらが描く軌跡は楕円状になる。もしも、図６の電圧成分がインバータの出力可能最大電圧（図中の破線）よりも大きくなると電圧飽和が発生するため、図５の電流指令を正確に発生することができなくなる問題を有している。

そこで、本発明が目的とするところは、電圧飽和を防止しつつ、高周波電流指令の振幅および周波数を拡大できる同期電動機の可変速駆動装置を提供することにある。

本発明の請求項１は、ｑ軸電流指令にｑ軸高周波電流指令を加算してトルクリップルを任意に発生させることができる同期電動機の可変速駆動装置において、
前記同期電動機の正転時には、前記ｑ軸高周波電流指令に対して９０゜位相を遅らせたｄ軸高周波電流指令をｄ軸電流指令に加算すると共に、
前記同期電動機の逆転時には，前記ｑ軸高周波電流指令に対して９０゜位相を進ませたｄ軸高周波電流指令をｄ軸電流指令に加算することを特徴としたものである。

本発明の請求項２は、前記ｑ軸高周波電流指令を微分して位相を９０゜進めた電流指令とし、前記同期電動機の正転時に微分した電流指令をｄ軸電流指令に加算すると共に、
前記ｑ軸高周波電流指令を微分した電流指令は、基本波周波数の正転と逆転の極性に対応してｄ軸高周波電流成分の正負を切り換えることを特徴としたものである。

以上のとおり、本発明によれば、トルクを発生するために必要なｑ軸の高周波電流指令と、この高周波電流指令に対して９０゜位相を遅らせた交流電流指令成分をｄ軸電流指令に加算するようにしたものである。これにより、ｄ軸成分による電機子反作用成分とｄ軸電流の変化による変圧器起電力成分が、ｑ軸電流によって発生する高周波電圧を減少させるように作用し、その結果、楕円状となっている高周波電圧成分の振幅成分を減少させることができ、電圧飽和を防止することが可能となる。また、逆に、高周波電流指令によるトルクリップルの振幅限界や、周波数限界をより拡大することができる。

図１は、本発明の実施例を示す構成図で、図４との同一分、若しくは相当部分に同一符号を付している。
１は速度制御部で、速度指令ω_r ^*と速度検出部１３からの速度検出信号ω_rとの差分が入力されて、速度を制御するためのトルク指令Ｔ_rq ^*を演算する。２は電流指令変換部で、求められたトルク指令Ｔ_rq ^*はこの電流指令変換部２に入力されてｑ軸電流成分に変換される。３０は交流信号発生器で、この信号発生器からは正弦波状の高周波電流指令ｉ_qv*とｉ_dv*が出力される。高周波電流指令ｉ_qv*は
電流指令変換部２の出力と加算され電流指令ｉ_q*となり、減算部において検出電流ｉ_qとの差分が求められ、この差分を電流制御部４Ｑに入力して電圧指令が演算される。

一方、交流信号発生器３０からの高周波電流指令ｉ_dv*は零に固定されたｄ軸指令と加算されてｄ軸電流指令ｉ_d*となって検出電流ｉ_dとの差分が求められ、この差分を電流制御部４Ｄに入力して電圧指令が演算される。座標変換器５では、電流制御器４からの電圧指令と位置検出器１１からの位置信号θを入力して回転座標変換と２相／３相座標変換により３相交流電圧指令を生成する。PWM回路６では、生成した電圧指令を入力してPWM方式の信号に等価変換する。変換されたPWM信号でインバータ７のスイッチング素子をオン・オフ制御し、電力増幅された電圧でPMモータ８を制御する。モータ８の回転位置はエンコーダ１０を介して位置検出器１１により検出される。検出された位置信号θは座標変換器１２と速度検出器１３に出力される。座標変換器１２は、電流検出器９により検出された検出電流を３相／2相座標変換と座標変換器５の逆回転による座標変換により検出電流ｉ_q，ｉ_dを出力する。

図１で示す本発明は、図６で示す定常成分と高周波成分を合成した電圧成分の最大値を小さくし電圧飽和に至るまでの余裕が大きくなること、また、発生できる高周波電流指令によるトルクリップルの振幅や周波数の限界値も拡大できることを見出し、d軸電流にも交流成分の電流指令を加算するものである。そこで、d軸電流に高周波成分を追加した場合について検討する。(７)式に対応して、(１０)式のようにd軸とq軸の両方に高周波電流を発生させた場合を考える。

ただし、Δｉ_dvはd軸電流の高周波電流の振幅成分、Δｉ_qvはq軸電流の高周波電流の振幅成分、
ここで、図２に示すとおり、発生する高周波電流は時計回り(CW)に回転するようにd軸を設定している。この電流成分によって発生する高周波電圧は、(１０)式を(６)式に代入すればよく、(１１)式として得られる。

(１１)式は、(８)式と同じようにΔv_dとΔv_qがsin(ω_vt)と cos (ω_vt)の関数であるので、図４の従来技術と同様に楕円形の電圧軌跡を描くが、その振幅成分が異なっている。
（８）式の電圧成分と比較して、図３のようにｄ軸高周波電流によって生じる電圧成分と、ｑ軸電流による電圧成分は常にお互いに高周波電圧中心の対角方向に位置している。そのため、この2種類の電圧成分を合成すると、電圧成分の最大振幅が図６よりも小さくなる。この電圧低減量は基本波周波数に比例しており、周波数が高くなると電圧余裕が少なくなる現象を改善することができる。
ここで、（１１）式のｄ軸電流はｑ軸電流に対して正転の場合は９０゜遅れであるが、逆転の場合には対称性を維持するため９０゜進みとすればよい。

上記実施例の（１１）式には2相発振器を使用したが、従来例のように（１２）式の単相交流を発生させ、ｄ軸電流は（１３）式のように（１２）式を微分して求めるようにしてもよい。ただし、基本波周波数により位相の進みと遅れを制御するため、基本波角周波数ωの正負の極性に対応してsign(ω)関数によりｄ軸高周波電流成分Δｉ_dの正負を切り換えておく。

なお、上記では、ＰＭモータを例に挙げて説明をしたが、界磁巻線型同期電動機の場合も同様の作用効果を奏する。

以上の本発明によれば、高周波のトルクリップルを強制的に発生させる同期電動機の可変速駆動装置において、トルクを発生するために必要なｑ軸の高周波電流指令と、この高周波電流指令に対して９０゜位相を遅らせた交流電流指令成分をｄ軸電流指令に加算する。加算されたｄ軸成分による電機子反作用成分とｄ軸電流の変化による変圧器起電力成分が、ｑ軸電流によって発生する高周波電圧を減少させるように作用する。これにより、楕円状となっている高周波電圧成分の振幅成分を減少することができ、電圧飽和を防止することが可能となる。また、逆に、高周波電流指令によるトルクリップルの振幅限界や、周波数限界をより拡大することができる。

本発明の実施形態を示す可変速駆動装置の構成図。高周波電流のｑ軸、ｄ軸分離の説明図。高周波電流による電圧成分とその合成電圧の軌跡説明図。従来の振動トルク発生時の可変速駆動装置の構成図。ｑ軸高周波電流成分の説明図。ｑ軸高周波成分による電圧成分の軌跡説明図。

符号の説明

１… 速度制御部
２… 電流指令変換部
３、３０… 交流信号発生器
４… 電流制御器
５… ２相／３相座標変換器
６… ＰＷＭ回路
７… インバータ
８… ＰＭモータ
９… 電流検出器
１０… エンコーダ
１１… 位置検出器
１２… ３相／２相座標変換器
１３… 速度検出器

Claims

ｑ軸電流指令にｑ軸高周波電流指令を加算してトルクリップルを任意に発生させることができる同期電動機の可変速駆動装置において、
前記同期電動機の正転時には、前記ｑ軸高周波電流指令に対して９０゜位相を遅らせたｄ軸高周波電流指令をｄ軸電流指令に加算すると共に、
前記同期電動機の逆転時には，前記ｑ軸高周波電流指令に対して９０゜位相を進ませたｄ軸高周波電流指令をｄ軸電流指令に加算することを特徴とした同期電動機の可変速駆動装置。
前記ｑ軸高周波電流指令を微分して位相を９０゜進めた電流指令とし、前記同期電動機の正転時に微分した電流指令をｄ軸電流指令に加算すると共に、
前記ｑ軸高周波電流指令を微分した電流指令は、基本波周波数の正転と逆転の極性に対応してｄ軸高周波電流成分の正負を切り換えることを特徴とした請求項１記載の同期電動機の可変速駆動装置。