JPS5828831B2 - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は電流制御形層波数変換装置により給電されるか
ご形誘導電動機の制御装置に係り、特にベクトル制御の
原理にもとづいたトルク脈動の少ない性能のよい運転を
行なう制御装置に関する。

従来かご形誘導電動機の可変速制御には電圧、周波数比
一定制御、すべり周波数制御、ベクトル制御などが提案
されている。

なかでもベクトル制御は磁束とトルク成分電流を常に電
気的に直交させることにより定常的にも過渡的にもすぐ
れた特性を示し、従来の直流機駆動装置に匹敵する性能
を有している。

これまで誘導電動機の制御装置として第１図に示すもの
が多く使われている。

１はコンバータ、２は直流リアクトル、３は６ステツプ
のインバータ、４はかご形誘導電動機である。

可変速制御方式は前記電圧、周波数比一定制御、すべり
周波数制御が一般に用いられている。

このような制御装置においては次のような欠点がある。

すなわち一次巻線電流が相転流の間に電気的に６０度移
動し次の相転流までの開電流ベクトル位置が一点にとど
まることに起因する発生トルクの脈動であり、特に低周
波においては機械系とのからみで考慮する必要がある。

また運転中の誘導電動機の磁束の大きさは検知できても
その位置までも考慮に入れた制御は行なっていす、過渡
的なトルク変動に対して応答が遅い。

トルク脈動の低減に対しては相電流を６０度期間の間に
変化させる方法があるが、あらゆる運転状態に対して常
に最適な電流変化を与えることは困難である。

過渡的なトルク変動に対しても応答のよい制御装置とし
て前記ベクトル制御を行なう装置があるが、一般に正弦
波電流出力サイクロコンバータあるいはＰＷＭインパー
クが使われているが、第１図に示した装置に対してかな
り高価である。

本発明は以上のことを考慮してなされたもので、ベクト
ル制御の原理にもとづきトルク脈動が少なく、応答のよ
い、安価で高性能な誘導電動機の制御装置を提供するこ
とを目的とする。

以下に説明する実施例の理解を容易にするため、等価二
相機における誘導機の特性を検討する。

第２図は回転子に固定された座標α軸、β軸における固
定子（一次）、回転子（二次）の各巻線電流を示すもの
で、回転子は時計方向に回転しているものとする。

ここで一次巻線および二次巻線のα。β軸電流をそれぞ
れｉαｓ ＋ Ｉβ８および１ｃｔｒ。

ｉβ、と定める。

また回転子各巻線の自己インダクタンスをＬｒ、抵抗ｒ
ｒとし、同じ軸の回転子と固定子の相互インダクタンス
をＭとする。

これらの定数より回転子巻線の方程式は次式で与えられ
る。

〇−（ｒｒ＋ＰＬｒ）ｉ（ｔｒ＋ＰＭｉα８）（□）０
＝ （ｒ ＋ＰＬ、） ｉｐｒ＋ ＰＭｉβ５ここでＰ
は微分演算子である。

二次巻線のα軸、β軸の磁束鎖交数をそれぞれλα、λ
βとすると次の関係が得られる。

λＣ１−” ｒ １（ｔｒ＋Ｍｉ（ｔｓ ） （２）
λβ＝Ｌｒｉβｒ＋Ｍ ｉ／３ｓ （１） 、 （２）式より二次巻線電流ｉαｒ＋Ｉβ、
を消去すると次式が得られる。

ここでＴ、はＬｒ／ｒｒで二次巻線時定数である。

すなわち（３）式により一次巻線電流が与えられたとき
、磁束の方向および大きさが演算できることとなる。

（３）式の磁束の大きさを規格化して単位ベクトルとし
て次式を考える。

一次巻線電流は磁束の方向に比例する磁束分電流と、磁
束方向に直交するトルク成分電流に分かれるが、単位磁
束ベクトルに対して磁束分とトルク分の係数をそれぞれ
にψ、τとすると一次巻線電流は次式で与えられる。

第５式は定義式であってその意味は次のようになる。

一般にかご形誘導電動機は一次側から電圧、電流を供給
して所望の磁束、トルクを得ているか、結果的には一次
電流は磁束をつくるための電流成分とトルクを発生させ
るための電流成分に分けられる。

磁束成分電流は誘導電動機の基本式から出発して導かれ
た第（３）式かられかるように磁束の方向と電流の方向
が一致しており、第（５）式でτ＝Ｏとおいた１ｃｔｓ
＝にψλ′α、ｉβ８−にψλ′βと同等な意味を持っ
ている。

一方誘導電動機のトルクは磁束方向と直交する電流によ
り得られる。

前述したα軸、β軸は直交する座標であるから、α軸磁
束に対するトルク分電流はβ軸に、β軸磁束に対するト
ルク分電流はα軸に流す必要がある。

（５）式でてかついた項がトルク分電流を表わしている
こととなる。

τの項の士の符号は第２図のモデルでトルクの方向を考
慮して導ひいたものである。

（５）式がベクトル制御の原理にもとすく一次巻線電流
を与える式である。

いま正弦波１駆動時の定常状態を考え、（３） 、 （
４） 、 （５）式より一次巻線電流を解くと次式のよ
うにすべり周波数で振動する正弦波となる。

以上ベクトル制御の原理を等価二相機を用いて説明した
が、誘導電動機の一次巻線電流を自由に制御できる装置
においては定常状態で（６式にそった電流を与えること
ができる。

しかし６パルス電流計インバータで１駆動する場合、一
次電流ベクトルの方向は通電相で決まる位置に固定され
、任意のベクトル力向はとり得ない。

すなわち第３図に示す回転子座標から見たベクトル図で
示すように（６）式に従かった電流ベクトル■に対して
実際の電流１′の方向は誘導電動機の通電相に従がい変
動することとなる。

第３図は磁束方向をたて軸にとった場合の一次電流ベク
トルを示したものである。

通常の運転状態では磁束λは一次巻線は対してほぼ等速
で回転している。

一方、一次巻線電流はインバータ３の動作より電気角で
６０度の開電流ベクトル方向が一次巻線の座標から見た
場合間−力向に保たれる。

したがって磁束λの座標から見た場合この電流ベクトル
は６０度期間の初期の段階では■′１の方向に、おわり
の段階ではＴ／２の方向に角度にして約６０度回転する
こととなる。

誘導電動機のトルクは磁束と直角方向の電流により発生
するから、発生トルクを一定に保つには■′１から■′
２に角度が変化する一次電流に対して第３図の横方向成
分が一定になるように電流の大きさを変化させればよい
こととなる。

すなわちインパーク動作により転流周期毎の一次電流方
向を制御しないことからその大きさく電流値）を変化さ
せてトルク脈動を抑制しようとするものである。

この間のＩ′の変動に対して（３）式に従がって磁束も
変動するが、この磁束に対して常に直交するトルク分電
流を流すことにより一定のトルクが得られることとなる
。

第４図はこの原理にもとづいて本発明の一実施例を示す
構成図である。

図で１〜４は第１図と同一部品なのでそれらの説明は省
略する。

５は角速度検出器でセルシン発電機あるいはパルス発振
器により構成されるが、ここでは９０度位相差の誘導電
動機と同一の極数を持つ二相セルシン発電機を考える。

６は速度制御回路で速度指令Ｎ＊と速度帰還Ｎｆの偏差
を演算増幅器で増幅してトルク指令τ＊を得る。

７は磁束分電流演算回路で磁束指令φ＊と後述の磁束演
算値φの偏差により速度制御回路６と同様な構成とする
ことにより磁束分電流指令Ｋｆ＜得られる。

８はインバータの転流現象を考慮しない状態の一次巻線
指令回路で、この回路は前記トルク指令τ＊と磁束分電
流指令にψおよび後述の単位磁束ベクトルλαｌ、λβ
！より回転子に固定された座標から見た一次巻線電流（
５）式に従かった関係より掛算機と演算増幅器で容易に
実現できる。

９はインバータの転流動作を考慮に入れた電流瞬時値■
＊を指令する演算回路で具体的構成は後述する。

１０は電流検出回路、１１は電流制御およびパルス移相
回路で前記Ｉ＊と電流帰還値■ｆの偏差を演算してコン
バータ１の各サイリスクに点弧パルスを送る。

１２は前記−次巻線電流指令回路８の出力と角速度検出
器５より固定子の座標から見たインバータの転流動作を
考慮しない場合の電流を演算し、インバータ３の各サイ
リスクに点弧パルスを与えるパルス移相器で、１３はイ
ンバータ３の電流ベクトルの方向を回転子座標から見た
単位ベクトルに変換する座標変換回路で、これらの具体
的構成も後述する。

１４はインバータの転流動作を考慮した一次巻線電流演
算回路で、前述の座標変換回路１３のα軸成分■１とβ
軸成分■２に前述のＩ＊を掛算器で掛けることにより一
次巻線電流■α８．■β３が得られる。

１５はこれらの電流より（３）式に従がって磁束を演算
する磁束演算回路で演算増幅器で容易に実現できる。

１６は磁束絶対値演算回路でφ”、１ｚ＋−１ｐｚの関
係式より掛算器と演算増幅器で構成される。

１７は磁束単位ベクトル演算回路で（４）式に従かった
値を演算する。

１８は速度検出回路で位相信号Ｐ□、Ｐ２を合成（微分
して二乗和をとる）してアナログ量の速度信号を得る。

第５図は電流瞬時値指令演算回路９の詳細な構成例であ
る。

回転子座標から見た磁束単位ベクトルは（λα′νλβ
／）でこのときの電流の単位ベクトルは（■１．■２）
であり、このときの理想電流ベクトルは一次巻線電流指
令回路８の出力（１％５ｉｓ）である。

第３図より磁束軸と電流単位ベクトルのなす角をδ、磁
束軸と理想電流ベクトルのなす角をθと置くと、ベクト
ル積の公式よりが得られ、トルク成分電流を理想電流ベ
クトル成分電流と等しくするには トルの とすればよい。

これより電流指令値の瞬時値は、 で与えられる。

第５図は（９′ｙ：、を掛算器と演算増巾器にて実現し
たものである。

第６図はパルス移相器の詳細な構成例で、一次巻線電流
指令値■＊α８．■＊β、と角速度検出器５からの二相
信号Ｐ１．Ｐ２を入力として掛算器Ｍ１〜Ｍ４および演
算増幅器Ａ１〜Ａ３にて固定子座標における二相電流値
■α！、■βｌが得られる。

演算増幅器Ａ４〜Ａ６は固定子座標での二相三相変換回
路、Ａ７〜Ａ９は三相電流値が負の値のとき出力Ａ、Ｂ
、Ｃは°１″の論理信号を出力する。

＊ ＊ ■ （：ｔＳ、■ β、が正弦波で速度が一定の場合、
これらの信号は１８０度幅で互いに１２０度位相差を持
つ帰号となる。

これらの信号より論理回路により６ステツプの信号ＦＰ
１〜ＦＰ、が得られる。

上記■＊α８．■＊β８が正弦波で速度が一定の場合、
これらの信号は６０度幅のものとなる。

第７図は座標変換回路１３の詳細な構成図である。

固定子座標系での電流ベクトルは誘導電流機電流が完全
な力形波ならび６０度毎にステップ的に回転するベクト
ルとなるが、いまそのうちの一つの方向を■αｌ軸とし
、これに垂直な方向を■βｌとするとパルス移相器１２
の出力ＦＰＩ〜ＦＰ６を合成して演算増幅器Ａ１〜Ａ４
により固定子座標系での二相電流ベクトルが得られる。

演算増幅器Ａ５．Ａ６はインバータ３の転流コンデンサ
と負荷側もれインダクタンスに関係する転流型なり時間
に関係する電流ベクトル方向の有限時間での移動を演算
する回路で、負荷周波数や電流波高値によらずほぼ一定
時間の重なり時間を有することから、Ａ５．Ａ６のコン
デンサ容量Ｔｃは主回路定数で決まる値を設定すればよ
い。

掛算器Ｍ１〜Ｍ４および演算増幅器Ａ７〜Ａ９は固定子
二相軸から回転子二相軸への変換回路であり、インバー
タの転流動作にもとすく重なり角も考慮に入れた回転子
座標上の単位電流ベクトル成分■□、■２が得られる。

またインバータ３の転流コンデンサーへの充電時間に、
よる転流遅れに対してはＦＰ１〜ＦＰ、のパルスを所定
の時間遅らせることにより実際の動作と合致したベクト
ル成分が得られる。

磁束演算回路１５は（３）式に従がい演算することを前
に述べたが、相互インダクタンスは誘導電動機の磁束の
大きさにより飽和が生じ値が変化するのが一般的である
。

また二次時定数Ｔｒは誘導電動機の運転状態により二次
抵抗が変化して変動する。

これらの場合の演算回路の一軸分を第８図に示す。

ａはＭおよびＴｒが定数の場合であり、ｂはＭ、Ｔｒと
も変化する場合のものである。

第９図は本発明の他の実施例を示す構成図で第４図と同
一部分には同じ番号を付しである。

本実施例では磁束ベクトルおよび固定子巻線での電流を
直接検知する構成で、磁束および電流を座標変換回路１
９および２０で回転子座標系に変換する座標変換回路で
、磁束検出器２３はホール素子にて電気的に直交する位
置より検出し、磁束ベクトルの演算は第７図のＭ１〜Ｍ
４ 、Ａ７ 、Ａ８の構成と同一のものとなる。

−力、電流ベクトルの演算は誘導電動機のＵ相およびＷ
相電流ｉｕ、ｉｗをＤＣＣＴなどの電流検出器２１で検
出し、固定子座標系での二相電流に変換し、電流の絶対
値で割ってさらに回転子座標系に変換することにより、
単位電流ベクトルＩ□、■２が得られる。

これまでに説明した実施例により誘導電動機のベクトル
制御の原理にもとづいた装置が実現できる。

すなわち磁束ベクトル、実電流ベクトルの瞬時値を常に
演算あるいは検出し、磁束ベクトルに垂直力向のトルク
成分電流をトルク指令に応じて変化させるものである。

ただ本実施例での電流形インバータは直流リアクトル２
により、急速な電流指令の変化に対して比較的応答が遅
く、高周波で運転される装置に対しては実電流が追従し
えない場合が生じる。

このような場合６ステツプの電流形インバータに限らず
相転流可能な他の非正弦波波形による１駆動装置により
実現可能となる。

本実施例においては従来の電流ベクトルのステップ的変
化に起因するトルク脈動を特に低周波の駆動周波数のと
き押えることができる。

また負荷に応じてすべり周波数も自動的に定まり、正逆
転すべての領域にわたり安定した運転が可能となる。

さらに磁束指令φ＊を変化させることにより界磁弱めも
自由に行ない得るという特徴を有する。

以上記載の本発明によれは、トルク脈動が少なく、また
応答のよい安価で高性能の誘導電動機の制御装置が提供
できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は電流形インバータによる誘導電動機駆動装置の
回路構成図、第２図は誘導電動機の二相巻線軸を示す図
、第３図はベクトル図、第４図は本発明の一実施例を示
す回路構成図、第５図は電流瞬時値指令演算回路図、第
６図はパルス移相器の回路図、第７図は座標変換回路図
、第８図ａ。 ｂは磁束演算回路側図、第９図は本発明の他の実施例を
示す回路構成図である。 １・・・・・・コンバーク、２・・・・・・直流リアク
トル、３・・・・・・電流形インバータ、４・・・・・
・かご形誘導電動機、５・・・・・・角速度検出器、６
・・・・・・速度制御回路、７・・・・・・磁束分電流
演算回路、８・・・・・・電流演算回路、９・・・・・
・電流瞬時値指令演算回路、１０．２１・・・・・・電
流検出回路、１１・・・・・・電流制御およびパルス移
相器、１２・・・・・・パルス移相器、１３，１９．２
０・・・・・・座標変換回路、１４・・・・・・電流演
算回路、１５・・・−・・磁束演算回路、１６・・・・
・・磁束給体値演算回路、１７・・・・・・磁束単位ベ
クトル演算回路、１８・・・・・・速度検出回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 相転流を行なうことにより運転される周波数変換装
   置から給電される誘導電動機の制御装置において、前記
   誘導電動機の回転子角速度を検出する角速度検出器と、
   この角速度検出器からの速度帰還と速度指令との偏差か
   ら求められるトルク指令と磁束瞬時値と磁束指令との偏
   差から求められる磁束指令に基いて前記誘導電動機の一
   次巻線電流を演算する一次巻線電流指令回路と、この一
   次巻線電流指令回路の出力信号を受けて前記周波数変換
   装置に点弧タイミング信号を与えるパルス位相器と、こ
   のパルス移相器の出力信号と前記角速度検出器の出力信
   号を受は前記誘導電動機の一次巻線に固定された座標上
   でのは号を二次巻線に固定された座標上の信号に変換す
   る座標変換回路と、この座標変換回路の出力信号と前記
   −次巻線電流指令回路の出力信号を受けて前記誘導電動
   機の一次巻線電流の波高値を演算する電流瞬時値指令演
   算回路と、この電流瞬時値指令演算回路および前記座標
   変換回路の出力信号から前記周波数変換装置の相転流に
   もとすく一次巻線電流を演算する一次巻線電流演算回路
   と、この一次巻線電流演算回路の出力信号を受けて前記
   磁束瞬時値を演算する磁束演算回路とを備え、前記−次
   巻線電流演算回路と磁束演算回路の出力は号から前記誘
   導電動機の発生トルク脈動を抑制する方向に前記電流瞬
   時値指令演算回路にて相電流波高値を定めるとともに前
   記−次巻線電流指令回路の出力信号により前記パルス移
   相器にて相転流タイミングを定めようにしたことを特徴
   とする誘導電動機の制御装置。 ２ 相転流を行なうことにより運転される周波数変換装
   置から給電される誘導電動機の制御装置において、前記
   誘導電動機の回転子角速度を検出する角速度検出器と、
   この角速度検出器からの速度帰還と速度指令との偏差か
   ら求められるトルク指令と磁束瞬時値と磁束指令との偏
   差から求められる磁束指令に基いて前記誘導電動機の一
   次巻線電流を演算する一次巻線電流指令回路と、この一
   次巻線電流指令回路の出力信号を受けて前記周波数変換
   装置に点弧タイミング信号を与えるパルス位相器と、前
   記誘導電動機の一次巻線電流を検出する電流検出回路と
   、この電流検出回路の出力信号と前記角速度検出器の出
   力信号が入力され前記誘導電動機の一次巻線に固定され
   た座標上での電流信号を二次巻線に固定された電流信号
   に変換する第１の座標変換回路と、この第１の座標変換
   回路の出力信号及び前記−次巻線電流指令回路の出力信
   号を受けて前記−次巻線電流の波高値を演算する電流瞬
   時値指令演算回路と、前記誘導電動機の磁束瞬時値を検
   出する磁束検出器と、この磁束検出器の出力信号及び前
   記角速度検出器の出力信号が入力され前記誘導電動機の
   一次巻線に固定された磁束信号を二次巻線に固定された
   磁束信号に変換しこれを前記磁束瞬時値として出力する
   第２の座標変換回路とを備え、前記第２の座標変換回路
   の出力信号から前記誘導電動機の発生トルク脈動を抑制
   する方向に前記電流瞬時値指令演算回路にて相電流波高
   値を定めるともに前記−次巻線電流指令回路の出力信号
   により前記パルス位相器にて相転流タイミングを定める
   ようにしたことを特徴とする誘導電動機の制御装置。