JPS598156B2 - 交流可変速電動機装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は同期電動機の可変速駆動装置において、急激な
負荷変動に対して電機子電流の変化により電動機端子電
圧が上昇することを抑制するようにした交流可変速電動
機装置に関する。

同期機を用いた交流可変速電動機は入力電流の波形によ
り大別して方形波駆動方式と正弦波駆動方式に２分され
ると考えられる。

従来の交流可変速電動機装置は前者の方形波駆動方式が
大部分であり、その構成としては速度と負荷状態により
界磁電流を可変できるようにした同期電動機と、この電
動機の実速度信号と速度指令信号との偏差により電流指
令信号を変化させこれを実電流値との比較によりサイリ
スタ素子の点弧位相を決定して前記同期電動機を可変速
制御するサイリスタ変換装置とを組合せるようにしてい
る。

しかし、このような可変速電動機装置においては、設定
転流進み角や転流重なり角の関係で過負荷耐量や急激な
負荷変動に対する対策はあまりとられておらず、たとえ
ば鉄鋼圧延用のシステムとして使用する場合において、
特に急激な負荷変動時、すなわち重負荷から軽負荷へ移
る場合には電機子電流の急変と界磁の応答速度との関連
により電動機端子電圧が過電圧となるため、電動機定格
や変換装置定格をあらかじめ余裕をとつて設計している
例が多い。これは従来の無整流子電動機においては電動
機界磁磁極の位置と電流位相の関係を一定としているた
めである。他方、正弦波駆動方式の場合においても過負
荷や急激な負荷変動に対する対策はあまりとられていな
いのが現状である。

本発明は上記のような事情に鑑みてなされたもので、そ
の目的は負荷急変による電動機端子電圧の上昇を防止で
き且つ変換装置の過電圧に対する設計裕度を小さくし、
もつてコストダウンを図ることができる交流可変速電動
機装置を提供しようとするものである。

以下図面を参照して本発明の一実施例を説明する。

第１図は交流可変速電動機装置の代表的なシステム構成
を示すものである。すなわち、第１図において、１は３
相入力、３相出力の正弦波出力サイクロコンバータ（周
波数変換器）で、その入力端子を変圧器２を介して図示
しない交流電源に接続し、その出力端子を中性点つき同
機電動機３の入力端子に接続する。このサイクロコンバ
ータ１は出力１相あたりの構成として６アームのブリツ
ジを２個並列接続したもの、十字結線としたものあるい
はブリツジ４個をＨ接続したものなどである。また、４
は図示しない交流電源に変圧器５を介して接続された界
磁電流用変換器で、この変換器４は同期電動機３の界磁
巻線に界磁電流を供結するものである。６および７は同
期電動機３に直結されたセルシンおよびタコエネレータ
で、セルシン６は界磁磁極の位置を検出するものであり
、またタコジェネレータ７は回転速度を検出するもので
ある。

一方、速度制御系は電機子電流制御系と界磁電流制御系
の２系統に大別されるが、まず電機子電流制御系につい
て述べる。

タコジェネレータ７により検出された速度検出信号を速
度基準信号と共に比較器８に加えて比較し、その差を速
度偏差として比例積分回路からなる速度制御回路９に加
え、その出力を詳細を後述する電機子電流基準回路１０
に加える。またセルシン６により検出された界磁磁極の
位置検出信号を同期整流回路１１に加えて回転子位置に
対応した波高値一定の正弦波信号を得、これを電機子電
流基準回路１０に与える。上記電機子電流基準回路１０
は第２図に示すように、同期整流信号の位相をある一定
の角度θ。０シフトした信号を作る力率制御回路１２、
この力率制御回路１２で位相シフトされた波高値一定の
信号と速度制御信号とを乗算する乗算回路１３、速度制
御信号を微分する微分回路１４、この微分回路１４の微
分出力を波形整形する波形整形回路１５、この波形整形
回路１５で波形整形された微分出力と前記同期整流信号
をシフト回路１６により９０力進ませた信号とを乗算す
る乗算回路１７、前記波形整形回路１５で波形整形され
た微分出力を否定回路１８により反転した信号と前記乗
算回路１３の出力信号とを乗算する乗算回路１９および
これら乗算回路１７，１９の出力信号をアナログ的に加
算するアナログ加算回路２０から構成されている。

このような構成の電機子電流基準回路１０より得られる
電流基準信号とサイクロコンバータ１の入力電流を整流
回路２１を通して取り出した電流値とを比較回路２２に
より比較し、その偏差出力をα制御回路２３に加える。

このα制御回路２３は比較回路２２からの偏差出力によ
りサイクロコンバータ１のサイリスタ素子の点弧位相角
を制御するものである。次に、界磁電流制御系について
述べるに、２４は比較回路８からの速度偏差信号とタコ
ジェネレータ７からの速度検出信号が加えられる界磁電
流制御回路で、この界磁電流制御回路２４は速度偏差と
速度とから界磁電流基準を設定するものである。

この界磁電流制御回路２４で設定された界磁電流基準値
と界磁電流用変換器４の入力電流を整流回路２５を通し
て取り出された電流値とを比較回路２６により比較し、
その偏差出力をα制御回路２７に加える。このα制御回
路２７は比較回路２６からの偏差出力により界磁電流用
変換器４の点弧位相角を制御するものである。次に上記
のように構成された交流可変速電動機装置の作用につい
て述べる。

今、同期電動機３が定常負荷状態で運転されているもの
とすれば、この時の速度偏差信号はタコジェネレータ７
により検出された速度検出信号が速度基準に近い値とな
つているので小さく、速度制御回路９ではその小さな速
度偏差信号を比例積分して電機子電流基準回路１０に与
えている。また同期整流回路１１にはセルシン６により
検出された界磁磁極の位置検出信号が加えられており、
この同期整流回路１１ではその位置検出信号を同期整流
して波高値一定の正弦波信号を電機子電流基準回路１０
に与えている。電機子電流基準回路１０では、これら速
度制御回路９および同期整流回路１１から与えられる信
号をもとに次のような信号処理がなされて電機子基準電
流が出力される。すなわち、定常負荷時においては、同
期電動機３の速度は略一定なので、その時の速度制御回
路９から出力される速度制御信号は一定の値となつて微
分回路１４に加わる。したがつて、このときの微分回路
１４の出力ば０”なので、波形整形回路１５の出力も゛
０゛となつて乗算回路１７に加わると共に乗算回路１９
には否定回路１８により反転されだ丁゛出力が加わつて
いる。

一方、同期整流回路１１から得られる波高値一定の正弦
波信号は力率制御回路１２により位相をある一定の角度
シフトした信号を作り、この信号を乗算回路１３により
前記速度制御信号と乗算し、さらにその出力を乗算回路
１９により前記否定回路１８の出力゛１”と乗算してア
ナログ加算回路２０に加わる。この場合、同期整流信号
は９０路シフト回路１６に加わつて９００シフトされた
信号が得られるが、この信号は前記乗算回路１７により
波形整形回路１５の゛Ｏ”出力と乗算されるため、この
乗算回路１７の出力ば０゛となつている。従つて、定常
負荷時においては、同期整流信号が力率制御回路１２に
よりある一定の角度θ。

。シフトされた信号と速度制御信号を乗算した信号が電
流基準信号となる。このようにして電機子電流基準回路
１０で得られた電流基準信号は比較回路２２により整流
回路２１を通して得られるサイクロコンバータ１の入力
電流と比較され、その偏差信号をα制御回路２３に加え
てサイクロコンバータ１のサイリスタの点弧位相角を制
御する。

また、この時の界磁制御系はタコジェネレータ７により
検出された速度検出信号と速度偏差信号とにより界磁電
流制御回路２４は界磁電流基準を設定し、これを比較回
路２６により整流回路２５を通して得られる変換器４の
入力電流と比較し、その偏差信号をα制御回路２７に加
えて変換器４のサイリスタの点弧位相角を制御する。

このような状態にあるとき、急激に負荷変動があると、
電機子電流基準回路１０では次のような信号処理がなさ
れて電機子基準電流が出力される。

今、負荷変動として急速負荷減少を考えると、この場合
には速度偏差信号の値は大きくなるので速度制御回路９
から出力される速度制御信号はプラス方向に増加する。
このような速度制御信号が微分回路１４に加わると、こ
の微分回路１４からは界磁電流の応答時間程度の間、そ
の微分出力信号が送出される。この場合、微分出力信号
がプラスのあるレベル以上の間６１”出力となる。この
微分回路１４の出力信号は波形整形回路１５により波形
整形され゛１゛なる出力が乗算回路１７に加わると共に
否定回路１８により反転された・Ｏ゛出力が乗算回路１
９に加わる。一方、このときの同期整流回路１１で同期
整流された信号は９０のシフト回路１６により９０流進
められ、その出力信号が乗算回路１７に加わつて前記波
形整形回路１５の゛１゛出力と乗算され、アナグロ加算
回路２０に加わる。この場合、力率制御回路１２の出力
と速度偏差信号とが乗算回路１３により乗算されるが、
その乗算出力はさらに否定回路１８の出力゛０゛と乗算
回路１９で乗算されるため、アナログ加算回路２０に加
わる出力は６０゜゛になつている。従つて、このような
急激負荷減少時には同期整流信号を９０の進ませた信号
を電機子基準電流として電機子電流回路１０から送出さ
れることになる。このようにして得られた電機子基準電
流は前述同様に比較回路２２により整流回路２１を通し
て得られるサイクロコンバータ１の入力電流と比較され
その偏差信号をα制御回路２３に加え、サイクロコンバ
ータ１のサイリスタの点弧位相角を制御する。

また、この時の界磁制御系については前述と同様の信号
経路により界磁制御がなされるのでここではその説明を
省略する。

次に、上記のような電機子電流基準回路１０により急激
負荷変動（急激負荷減少）時において電機子電流を変化
させることにより端子電圧の上昇を抑制できる理由につ
いて従来の場合と比較しながら説明する。

本発明による交流可変速電動機装置によれば、急激負荷
減少時以外は従来の正弦波電流制御方式による同期電動
機の駆動装置と同じである。

しかしこの従来の電流制御方式を急激負荷減少時にも適
用すると以下のベクトル図で述べるような不具合が生じ
る。すなわち、今、回転機を簡単のために円筒回転子で
巻線の抵抗分がないと仮定すると、定常負荷時のベクト
ル関係は、第３図に示すようになる。第３図において、
ＥＯは無負荷誘起電圧、Ｉは電機子電流、θｏは力率制
御角、Ｅは端子電圧、Ｘは同期リアクタンスである。こ
のベクトル図は本発明による制御方式も従来の制御方式
も同じである。しかし従来の電流制御方式において、急
激に負荷減少が生ずるとそのときのベクトル関係は第４
図に示す如くなる。このベクトル図からも明らかなよう
に電機子電流１は非常に小さくなつているが、界磁磁束
が減少しきれないため端子電圧Ｅは大きく上昇している
。これに対して本発明による電流制御方式によれば、第
５図に示すベクトル関係のように、力率制御角θ。

を９０す進ませ、しかも電機子電流１の実効値を一定と
しているため、電動機電圧には減磁作用のみが働き、出
力トルクはでないことになる。この状態を界磁電流が応
答するまで働らかせ、応答後は、従来の電流制御方式で
行なえばよいことになる。従つて、急激負荷減少時に上
記のような電流制御方式で電機子電流を制御すれば、第
５図のベクトル関係からも明らかな如く、電動機の端子
電圧Ｅが上昇することなく、変換装置に対して安全なシ
ステムとなる。しかも、界磁電流をあまり急速に変化さ
せる必要もないので、界磁励磁容量も少なくてすむこと
になる。なお、上記実施例では急激負荷減少時に力率制
御角θ。

を９０例進ませたが、この力率制御角θ。は微分回路１
４（第２図に示す）あるいは界磁電流と対応させて関数
的に変化させても何ら支障をきたさない。さらにこの間
の波高値も関数的に変化させてもよい。この他、本発明
はその要旨を変更しない範囲内で種々変形して実施でき
るものである。以上述べたように本発明によれば、負荷
急変による電動機端子電圧の上昇を防止でき、且つ変換
装置の過電圧に対する設計裕度を小さくできると共に電
動機の界磁電力容量を小さくでき、もつてコストダウン
を図ることができる交流可変速電動機装置が提供できる
。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による交流可変速電動機装置の一実施例
を示すプロツク構成図、第２図は第１図の電機子電流基
準回路の構成を示すプロツク図、第３図は定常状態時で
の電動機の簡略化したベクトル図、第４図は従来の電流
制御方式における急激負荷減少時の電動機ベクトル図、
第５図は本発明による電流制御方式における急激負荷減
少時の電動機ベクトル図である。 １・・・・・・サイクロコンバータ、３・・・・・・同
期電動機、４・・・・・・変換器、６・・・・・・セル
シン、７・・・・・・タコジェネレータ、９・・・・・
・速度制御回路、１０・・・・・・電機子電流基準回路
、１１・・・・・・同期整流回路、１２・・・・・・力
率制御回路、１３，１７，１９・・・・・・乗算回路、
１４・・・・・・微分回路、１５・・・・・・波形整形
回路、１６・・・・・・９０回シフト回路、１８・・・
・・・否定回路、２０・・・・・・アナログ加算回路、
２１，２５・・・・・・整流回路、２４・・・・・・界
磁電流制御回路、２３，２７・・・・・・α制御回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 同期電動機と、この同期電動機に周波数変換した交
   流電気量を供給するサイリスタ変換装置と、前記同期電
   動機の実速度信号と速度基準信号との偏差を比例積分す
   る速度制御回路、前記同期電動機の界磁磁極の位置検出
   信号を同期整流して波高値一定の正弦波信号を得る同期
   整流回路、前記同期電動機の実速度信号と速度基準信号
   との偏差の小さい定常負荷状態時には前記同期整流回路
   から出力される同期整流信号を力率制御回路により一定
   の角度シフトさせた信号と前記速度制御回路から出力さ
   れる比例積分された速度制御信号とを乗算した信号を電
   流基準信号としまた前記実速度信号と速度基準信号との
   偏差の大きい負荷変動時には前記同期整流回路から出力
   される同期整流信号を位相シフト回路により所定角度進
   ませた信号を電流基準信号とする電機子電流基準回路お
   よびこの電機子電流基準回路から出力される電流基準信
   号と前記同期電動機の電機子に流れる実電流値との比較
   により前記サイリスタ変換装置のサイリスタ素子の点弧
   位相角を制御する回路を備えた第１の制御装置と、前記
   同期電動機の実速度信号と速度基準信号との速度偏差信
   号および実速度信号により界磁電流基準を設定する界磁
   電流制御回路およびこの界磁電流制御回路から出力され
   る界磁電流基準信号と前記同期電動機の実界磁電流との
   偏差信号により界磁電流を制御する回路を備えた第２の
   制御装置とからなる交流可変速電動機装置。