JPS588677B2 - 無整流子電動機の制御方式 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は自制民電力変換器と同期電動機との組合せから
なる無整流子電動機において、定出力運転を安定させる
制御方式を与えるものである。

鉄鋼圧延ラインや抄紙機に使われる直流電動機において
は零速度より基準速度までの領域においては定トルク運
転、基準速度より最高速度までの領域においては定出力
運転される事が多い。

すなわち第１図はこの動作パターンを説明するものであ
るが、零速度より基準速度までは一定界磁電流に保持さ
れ、基準速度より最高速度では界磁電流を弱める事によ
り電動機電圧は一定に保たれる。

どちらの領域においても電機子電流の上限値は一定に保
たれるので、急激な加減速運転においては基準速度以下
では定トルク運転、基準速度以上では定出力運転となる
。

この様な弱め界磁制御を用いることにより回路に要求さ
れる電圧の最高値がおさえられるので電源および電動機
に要求される電圧定格は低くてもよい。

近年自制式電力変換器と同期電動機との組合せからなる
無整流子電動機の使用が計画されるようになったが、こ
の電動機が鉄鋼ラインに使われる場合にも直流電動機と
同様な定出力特性をもつ事が考えられる。

第２図は無整流子電動機に従来の直流機に適用されてい
た弱め界磁制御を適用した方式を説明するものである。

第２図において１は商用周波電源、２はサイリスタ等電
気弁（以下サイリスタで代表する）にて構成されるコン
バータ、３は平滑リアクトル、４はサイリスタで構成さ
れるインバータ、５は同期電動機、６は同期電動機５に
直結された速度発電機、７は同期電動機５の回転子の位
置検出器である。

８は電動機５の界磁巻線、９は界磁電流を制御するサイ
リスタコンバータ、１０は変圧器である。

１１はインバータ４のサイリスタの点弧回路、１２は位
置検出器７の信号を受け点弧するサイリスタアームを選
拓する論理回路である。

１３はコンバータ２のサイリスタの点弧回路、１４は速
度の基準を与える基準設定回路、１５は速度制御を行な
う演算増巾器、１６は速度偏差の制限回路で電流基準の
最大値を設定する回路、１７は変換装置に流れる電流を
検出する交流変流器、１８は電流制御を行なう演算増巾
器である。

１９はコンバータ９のサイリスタの点弧回路、２０は基
準電源、２１は界磁電流の基準値を設定する回路、２２
は界磁電流を検出する交流変流器、２３は界磁電流制御
を行なう演算増巾器である。

２４は演算増巾器で一定界磁電流制御と弱め界磁制御の
切り替えを行なうものである。

２５は直流電圧の検出回路、２６は基準電源、２７は直
流電圧の上限を設定する回路、２８は電圧制御を行なう
演算増巾器、２９は整流素子で直流電圧が上限値に達す
ると導通するものである。

第２図の無整流子電動機の主回路方式は一般的に説明さ
れているものであり、交流電力がコンバータ２により整
流されて直流電力に変換され、この直流電力はインバー
タ４により交流電力に変換され同期機５に与えられる。

インバータ４は位置検出器７より検出される回転子の位
置により切りかえられ、あたかも直流機における整流子
のごとき作用を行う。

基準速度以下では直流電圧検出回路２５の検出値は上限
設定回路２７の設定基準値より小さいので、演算増巾器
２８の出力は正極性を示し、整流素子２９は阻止状態に
ある。

従って演算増巾器２４の信号は演算増巾器２３よりの信
号のみ受け界磁電流は一定に保たれる。

電動機が基準速度を越えると直流電圧検出回路２５の検
出値が上限設定回路２７の設定基準値を越えるので、演
算増巾器２８の出力は負極性となり整流素子２９は導通
状態となり、演算増巾器２４は演算増巾器２３と２８の
信号を同時に受ける事になるか、電圧制御ループのゲイ
ンが電流制御ループのゲインより大に選定されているの
で界磁電流は直流電圧が一定となるように弱め制御され
る。

以上説明した動作は直流電動機の弱め制御をそのまま無
整流子電動機に適用したものであるが、無整流子電動機
においてはインバータ４のサイリスタの転流が困難とな
りこの方式は問題がある事を次に説明する。

第３図は無整流子電動機の電圧、電流などの基本波成分
を示すベクトル図である。

第３図において Ｖｔ＝電動機の端子電圧（線間電圧実効値）Ｅｉ＝電動
機の内部電圧（線間電圧実効値）Ｅｏ＝電動機の公称誘
起起電力（線間電圧実効値） ■＝電機子電流（基本波実効値） Ｘａ＝同期リアクタンス Ｘｌ一電機子漏れリアクタンス ｒｏ＝分配器の設定制御進み角 γ１一実効制御進み角 γ２一電動機の端子電圧よりみた電流進み角δ＝内部相
差角 δａ＝電機子反作用角 Ｕ＝負荷転流の重なり角 である。

なお抵抗分の影響は無視している。今インバータ４のサ
イリスタ転流時の転流リアクタンスをＸｃとすると重な
り角ｕと実効制御進み角γ１の関係は次式で表わされる
。

重なり角ｕは電流が増えるにつれて増加し、電動機の内
部電圧Ｅｉが増えるにつれて減少する。

γ１は電機子反作用角δａの増加により減少する。

コンバータ４の転流が確実になるためには、電動機の端
子電圧よりみた電流進み角γ２より重なり角ｕを引き算
した時間が、サイリスタのターンオフ時間より大でなけ
ればならない。

第３図を基準速度におけるベクトル図とし、従来の弱め
界磁制御をした時の最高速度におけるベクトル図を第４
図に示す。

第４図において“，”印がついているものは第３図に示
されたものの最高速度におけるベクトルを示す。

第４図において界磁電流は減少する様制闘され電動機の
公称誘起起電力Ｅｏ′はほぼ基準速度におけるＥｏと同
一に保たれる。

電流リミットは一定に設定されているので電機子電流Ｉ
′ も基準速度におけるＩとほぼ同一である。

同期リアクタンスＸａ’や電機子漏れリアクタンスＸ１
’は電動機の回転数に比例して増加する。

従って今最高速度Ｎｔｏｐが基準速度Ｎｂａｓｅの２倍
である場合を考えると、Ｘａ’やＸｌ′はＸａやＸＩの
２倍となり同期リアクタンスドロップＸａ′■′と電機
子漏れリアクタンスドロップＸｌ′■′は基準速度にお
けるそれぞれの値の２倍となる。

第４図のベクトル図からも明らかなごとく電機子反作用
角δ８′や内部相差角δ′は増加し、電流進み角γ２′
は減少する。

この場合にはコンバータ４のサイリスタに逆電圧が印加
される時間γ２’−ｕは著るしく小となり、サイリスタ
のターンオフ時間より少なくなりインバータ４は転流失
敗してしまう。

本発明は以上にのべた欠点をもたない制御方法を提案す
るものである。

同期電動機５の出力をＰとすると良く知られているごと
く であらわされる。

基準速度より最高速度の領域で要求される特性は定出力
特性であるが、上式に示されるごとくＶｔ及びＥｏを速
度の平方根に比例させて変化させれば、リアクタンスが
速度に比例して増加するので内部相差角δ′は一定に保
たれる。

即ち本発明においては電機子電流を速度の平方根に反比
例させて制御し、電動機内部電圧を速度の平方根に比例
させて制御する事により、一定の内部相差角、一定の電
機子反作用角にて運転する事を特徴とするものである。

本発明による制御を適用した場合の最高速度におけるベ
クトル図を第５図に示す。

即ち基準速度Ｎｂａｓｅ及び最高速度Ｎｔｏｎにおける
各値の関係は次の様になる。

とれより第５図（７）Ｅｏ′ｔＶｔ′ｔＸａ′Ｉ′＋Ｘ
ｌ′Ｉ′にて構成される三角形とＥｏ′，Ｅｉ′，Ｘａ
′■′にて構される三角形はおのおの第３図のＥｏ，Ｖ
ｔ，ＸａＩ＋Ｘ１Ｉにて構成される三角形とＥｏ，Ｅｉ
，ＸａＩにて構成される三角形と相似形であることがわ
かる。

即ちこの様な制御をおこなえば内部相差角δ及び電機子
反作用角δａを一定に保つ事ができ、匍御進み角γ１及
びγ２も一定となる。

一方最高速度における重なり角ｕ′は の条件を満足するよう制御すると上式は となり、重なり角ｕ１′も基準速度時のｕ１より変化し
ない事がわかる。

インバータ４のサイリスタに逆電圧が印加される期間γ
２−ｕは定速度領域においては一定に保たれ、インバー
タ４は安定して運転できる。

第６図は本発明の動作パタンを示す図である。

零速度より基準速度までは一定界磁による定トルク運転
を行ない、基準速度より最高速度までの領域においては
界磁電流を速度の平方恨に反比例して減少させることに
より電動機電圧を速度の平方根に比例して増加させる。

一方電機子電流リミット値は速度の平方根に反比例して
減少させるのでこの領域においては定出力運転となる。

本発明によれば電源及び電動機に要求される電圧定格は
全領域一定界磁制御する場合にくらべて低くおさえる事
ができ、一方通例の電圧一定制御にくらべて安定した動
作が行なえるので無整流子電動機にふさわしい方式とす
ることができる。

第７図〜第９図はこの発明の具体的な一実施例を示すも
のである。

尚、第７図〜第９図において第２図と同一記号のものは
第２図にて説明されたものと同一部分を示す。

まず第７図の構成及び動作について説明する。

第７図において３０は電流基準のリミット回路であるが
、速度発電機６の信号によりリミット値が変化するもの
である。

すなわち速度が基準速度を越すとリミット回路３０の出
力制限値が速度の平方根に反比例して低下させる。

従って電機子電流は定出力領域では速度の平方根に反比
例したリミット値でおさえられる。

３１は電圧基準パターン回路で、基準速度以上では速度
の平方根に比例して出力が増加する。

従って直流電圧が定出力領域では速度の平方根に比列し
て増加する様界磁電流が制御される。

電動機の抵抗分を無視すると直流電圧Ｅｄは次式で表わ
される。

本発明による定出力領域ではγ１及びｕはほぼ同一に保
たれる事が明らかなので、直流電圧を制御する事により
電動機電圧を制御できるものと考えられる。

第８図は電動機の端子電圧を検出し同様な制御をするも
のであり、３２は電動機端子電圧検出用変成器である。

第９図は速度に従い界磁電流を制御するもので、界磁電
流バタン回路３３の出力を定出力領域で速度の平方根に
反比例して下げる事により同様な効果を期待することが
できる。

次に第７図、第８図及び第９図に使用した電流基準のリ
ミット回路３０及び電圧基準パターン回路３１を具体的
に説明する。

第１０図は電圧基準パターン回路３１の具体例、第１１
図は動作を説明する図である。

第１０図において４０は演算増巾器、４１は電圧基準パ
ターン回路３１の出力端子で電圧制御の基準信号を与え
るものである。

４２，４３，４４，４５，４６は固定抵抗器、４７，４
８，４９は整流素子、５０，５１，５２は定電圧ゼナー
ダイオードである。

本バタン発生器はいわゆる折線近似回路で、定電圧ゼナ
ーダイオードの電圧値Ｅｚ１，ＥＺ２，ＥＺ３の値に端
子４１の電圧が達すると、演算増巾器４０の帰還抵抗が
並例に挿入され第１１図に示される様な入力出力特性を
示す。

第１２図は電流基準のリミット回路３０の具体例を示す
図で、第１３図は動作を説明する図である。

第１２図において６０は速度制御演算増巾器１５の偏差
信号が与えられる入力端子、６１は電流制御演算増巾器
１８の基準を与える出力端子、６２は演算増巾器、６３
．６４は固定抵抗器、６５は引き算器、６６は整流素子
、６７は演算増巾器、６８，６９，７０，７１，７２，
７３は固定抵抗器、７４，７５，７６は整流素子、７７
，７８，７９は定電圧ゼナーダイオード、８０は整流素
子、８１，８２はバイアス電源、８３は引き算器である
。

本回路においては引き算器８３の出力電圧は第１３図に
示される特性をもつ様バイアス電源８１．８２及び定電
圧ダイオード７７，７Ｂ，７９が選定されている。

出力端子６１の信号が引き算器８３の出力電圧より小さ
い時、引き算器６５の出力は負電位となり整流素子６６
は阻止状態であるので入力端子６０の入力信号と同一信
号が出力端子６１に発生する。

出力端子６１の信号が引き算器８３の出力電圧を越えよ
うとすると引き算器６５の出力は正電位となり、整流素
子６６が導通し出力端子６１の出力は引き瀞器８３の出
力にクランプされる。

従って出力端子６１の出力即ち電流制御の基準信号は、
速度に応じた第１３図の特性で制限される事になる。

この様に本発明によればコストが安く動作が安定した無
整流子電動機の制御方式が得られる。

なお本発明はコンバータ＋直流回路＋インバータの電力
変換器について説明したが、サイリスタ・アーム１８ア
ームで構成され直流回路を仲介しないで直接交流に変換
するいわゆる交流式サイリスタモータにも本発明が適用
できる事は明らかである。

【図面の簡単な説明】

第１図は直流電動機の動作パターンを説明する図、第２
図は従来の制御方式を無整流子電動機に適用した構成図
、第３図は基準速度における電圧電流のベクトル図、第
４図は従来の制御方式にて最高速度まで制御した時の電
圧電流ベクトル図、第５図は本発明による制御方式にて
最高速度まで制御した時の電圧電流ベクトル図、第６図
は本発明の動作パターンを説明する図、第７図〜第９図
は本発明の一実施例を示す図、第１０図は電圧基準パタ
ーン回路の具体例を示す図、第１１図は電圧基準パター
ン回路の動作を説明する図、第１２図は電流基準のリミ
ット回路の具体例を示す図、第１３図は電流基準のリミ
ット回路の動作を説明する図である。 図中１は商用周波電源、２はコンバータ、３は平滑リア
クトル、４はインバータ、５は同期電動機、６は速度発
電機、７は位置検出器、８は界磁巻線、９はコンバータ
、１０は変圧器、１１，１３，１９は点弧回路、１２は
論理回路、３０は電流基準リミット回路、３１は電圧基
準パターン回路、３３は界磁電流パターン回路である。 尚図中同一符号は同一又は相当部分を示す。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 電力変換器と同期電動機の組合せからなる無整流子
   電動機において基準速度以下の定トルク特性の要求され
   る速度領域においては一定の界磁電流及び一定の電機子
   電流制限値にて運転し、基準速度より最高速度までの定
   出力特性の要求される速度領域においては電動機内部電
   圧が速度の平方根に比例して変化する様界磁電流を変化
   させ、電機子電流の制限値を速度の平方根に反比例させ
   て変化するよう制御することを特徴とする無整流子電動
   機の制御方式。