JPH0341024B2 - - Google Patents
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- JPH0341024B2 JPH0341024B2 JP59088295A JP8829584A JPH0341024B2 JP H0341024 B2 JPH0341024 B2 JP H0341024B2 JP 59088295 A JP59088295 A JP 59088295A JP 8829584 A JP8829584 A JP 8829584A JP H0341024 B2 JPH0341024 B2 JP H0341024B2
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- Japan
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- induction machine
- inverter
- speed
- circuit
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
- H02P21/08—Indirect field-oriented control; Rotor flux feed-forward control
- H02P21/09—Field phase angle calculation based on rotor voltage equation by adding slip frequency and speed proportional frequency
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
- H02P23/08—Controlling based on slip frequency, e.g. adding slip frequency and speed proportional frequency
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は誘導機の可変速システムに係り、特に
ポンプやフアンなどの可変速制御に適したシステ
ムに関する。
ポンプやフアンなどの可変速制御に適したシステ
ムに関する。
従来からポンプやフアンの可変速駆動用にセル
ビウス装置が用いられている。第７図にその装置
の回路構成図を示す。この図は巻線形誘導電動機
（以下誘導機という）１の二次電圧を変換器１３、
すなわちダイオード整流器２により直流に変換
し、更に直流に変換された二次電力を逆変換器４
を用いて交流電源系統ACに回生するシステムで
ある。尚５は変圧器を示し、また６は誘導機１に
直結された速度検出器、７は速度指令回路であ
る。８は速度検出器６の信号と速度指令信号の偏
差を増幅して、電流指令信号を出力する速度調節
器であり、９は電流検出器１１の信号と速度調節
器８からの電流指令信号の偏差を増幅する電流調
節器である。１０は自動パルス移相器（APPS）
であり、調節器９の出力信号に応じて逆変換器４
のサイリスタの点弧位相を制御するためゲート信
号を発生する回路である。尚１４は制御装置であ
る。
ビウス装置が用いられている。第７図にその装置
の回路構成図を示す。この図は巻線形誘導電動機
（以下誘導機という）１の二次電圧を変換器１３、
すなわちダイオード整流器２により直流に変換
し、更に直流に変換された二次電力を逆変換器４
を用いて交流電源系統ACに回生するシステムで
ある。尚５は変圧器を示し、また６は誘導機１に
直結された速度検出器、７は速度指令回路であ
る。８は速度検出器６の信号と速度指令信号の偏
差を増幅して、電流指令信号を出力する速度調節
器であり、９は電流検出器１１の信号と速度調節
器８からの電流指令信号の偏差を増幅する電流調
節器である。１０は自動パルス移相器（APPS）
であり、調節器９の出力信号に応じて逆変換器４
のサイリスタの点弧位相を制御するためゲート信
号を発生する回路である。尚１４は制御装置であ
る。
誘導機１のすべりは二次電圧に比例するため、
これと比例関係にある直流回路電圧Vdを逆変換
器４の位相制御により調節することによつて、誘
導機の速度が制御される。
これと比例関係にある直流回路電圧Vdを逆変換
器４の位相制御により調節することによつて、誘
導機の速度が制御される。
ところが、この第７図に示すシステムでは同期
速度附近、すなわち、すべりｓが零に近いところ
では誘導機１の二次電圧がほぼ零で、直流回路電
圧Vdも零に近くなる。このときの逆変換器４の
制御角は90度近辺となり、力率が非常に悪い。ま
た、起動時においては、誘導機１の二次側にはｓ
＝１相当の大きな電圧が発生するため、逆変換器
４の直流電圧も大きくなる。従つて可変速範囲を
停止から同期速度まで（０〜100％）にするため
には、逆変換器はｓ＝１相当の電圧に耐え、か
つ、ｓ＝０における大電流を流しうるものでなけ
ればならいから、逆変換器４及び変圧器５の容量
が非常に大きくなるという欠点がある。
速度附近、すなわち、すべりｓが零に近いところ
では誘導機１の二次電圧がほぼ零で、直流回路電
圧Vdも零に近くなる。このときの逆変換器４の
制御角は90度近辺となり、力率が非常に悪い。ま
た、起動時においては、誘導機１の二次側にはｓ
＝１相当の大きな電圧が発生するため、逆変換器
４の直流電圧も大きくなる。従つて可変速範囲を
停止から同期速度まで（０〜100％）にするため
には、逆変換器はｓ＝１相当の電圧に耐え、か
つ、ｓ＝０における大電流を流しうるものでなけ
ればならいから、逆変換器４及び変圧器５の容量
が非常に大きくなるという欠点がある。
また、逆変換器４の位相制御に自動パルス移相
器（APPS）を使用しているが、APPSは６ケの
サイリスタアームの位相をそれぞれ高精度に制御
する必要があることから、複雑な構成となる嫌い
がある。
器（APPS）を使用しているが、APPSは６ケの
サイリスタアームの位相をそれぞれ高精度に制御
する必要があることから、複雑な構成となる嫌い
がある。
以上のようにこの従来の可変速システムにおい
ては停止時から定格速度まで広い範囲で可変速し
ようとすると容量の大きな逆変換器及び変圧器が
必要であり、かつ逆変換器の力率が低く、また逆
変換器の制御回路が複雑となる嫌いがあつた。
ては停止時から定格速度まで広い範囲で可変速し
ようとすると容量の大きな逆変換器及び変圧器が
必要であり、かつ逆変換器の力率が低く、また逆
変換器の制御回路が複雑となる嫌いがあつた。
本発明はこれにかんがみなされたもので、その
目的とするところは、変換器及び変圧器の容量を
小容量のものとなし得、かつ、変換器の制御回路
が簡素化され得るこの種の可変速システムを提供
するにある。
目的とするところは、変換器及び変圧器の容量を
小容量のものとなし得、かつ、変換器の制御回路
が簡素化され得るこの種の可変速システムを提供
するにある。
すなわち本発明の特徴は、誘導機の二次側回路
にダイオード整流器を接続し、その出力両端間に
チヨツパ回路を接続し、該チヨツパがオフの時に
前記整流器の出力電流をコンデンサに導くダイオ
ードと、該コンデンサの直流電力を交流電源に回
生する逆変換器を備え、前記チヨツパのオンオフ
制御により前記整流器の出力電流を制御する電流
制御回路を備えると共に、該出力電流の最大値を
誘導機の回転速度に関係して制限するようにした
ことにある。
にダイオード整流器を接続し、その出力両端間に
チヨツパ回路を接続し、該チヨツパがオフの時に
前記整流器の出力電流をコンデンサに導くダイオ
ードと、該コンデンサの直流電力を交流電源に回
生する逆変換器を備え、前記チヨツパのオンオフ
制御により前記整流器の出力電流を制御する電流
制御回路を備えると共に、該出力電流の最大値を
誘導機の回転速度に関係して制限するようにした
ことにある。
以下、本発明の一実施例を第１〜２図に基づき
説明する。第２図は本発明による可変速システム
の基本構成図である。巻線形誘導機１に、ポンプ
やフアン等の負荷１２が直結され、更に回転速度
検出器６が取付けられている。１３は二次電流制
御用チヨツパを備えた変換器である。１４は制御
装置であり、回転速度検出器６の検出信号を受け
て変換器の入力電流を回転速度に応じて制限する
機能を有するものである。
説明する。第２図は本発明による可変速システム
の基本構成図である。巻線形誘導機１に、ポンプ
やフアン等の負荷１２が直結され、更に回転速度
検出器６が取付けられている。１３は二次電流制
御用チヨツパを備えた変換器である。１４は制御
装置であり、回転速度検出器６の検出信号を受け
て変換器の入力電流を回転速度に応じて制限する
機能を有するものである。
第１図に具体的な実施例を示す。尚第７図と同
一部品には同一符号が付してある。図中１５は自
己消弧形素子（トランジスタ、GTO：Gate
Turn−Off Thyristor、FCT：Field Controlled
Thyristorなど）によるチヨツパ回路、１６は逆
流阻止用ダイオード、１７はコンデンサ、１８は
誘導機１の二次電力を交流電源に回生するための
サイリスタ逆変換器、１９は逆変換器の入力電流
の変動を抑制するための直流リアクトル、２０は
回転速度に応じて設定値が変化するリミツタ装置
である。２１は速度調節器８からリミツタ回路２
０を介して送られた電流指令信号と電流検出器２
３からの電流検出信号を比較し、トランジスタ１
５のオン、オフ制御信号を出力するヒステリシス
特性付きの比較器である。２２はトランジスタ１
５をオフするためのベース電流を供給する増幅
器、２３はダイオード整流器２の出力電流を検出
するための電流検出器、２５は逆変換器１８を一
定点弧位相にて点弧制御する制御回路である。
一部品には同一符号が付してある。図中１５は自
己消弧形素子（トランジスタ、GTO：Gate
Turn−Off Thyristor、FCT：Field Controlled
Thyristorなど）によるチヨツパ回路、１６は逆
流阻止用ダイオード、１７はコンデンサ、１８は
誘導機１の二次電力を交流電源に回生するための
サイリスタ逆変換器、１９は逆変換器の入力電流
の変動を抑制するための直流リアクトル、２０は
回転速度に応じて設定値が変化するリミツタ装置
である。２１は速度調節器８からリミツタ回路２
０を介して送られた電流指令信号と電流検出器２
３からの電流検出信号を比較し、トランジスタ１
５のオン、オフ制御信号を出力するヒステリシス
特性付きの比較器である。２２はトランジスタ１
５をオフするためのベース電流を供給する増幅
器、２３はダイオード整流器２の出力電流を検出
するための電流検出器、２５は逆変換器１８を一
定点弧位相にて点弧制御する制御回路である。
トランジスタ１５は比較器２１の出力信号に応
じて、オン、オフ制御される。すなわち比較器２
１は前記電流指令信号と電流検出信号を比較し、
後者が前者に比べて所定値以上に増加した場合に
はトランジスタがオフする。また、逆に後者が前
者に比べて所定値以下に減少した場合には、トラ
ンジスタがオンする。この関係を第３図ａ，ｂに
示す。すなわちトランジスタのオン期間中（第３
図ｂ）には第３図ａのように電流Idが増加する。
直流電流Idが電流指令I0に比べて、比較器のヒス
テリシス幅ΔIだけ増加するとトランジスタがオ
フし、直流電流Idが減少する。また直流電流Idが
電流指令I0に比べてヒステリシス幅がΔIだけ減少
するとトランジスタがオンし、直流電流Idが増加
する。このように±ΔIの幅をもつて直流電流Idが
電流指令I0に追従するように制御される。
じて、オン、オフ制御される。すなわち比較器２
１は前記電流指令信号と電流検出信号を比較し、
後者が前者に比べて所定値以上に増加した場合に
はトランジスタがオフする。また、逆に後者が前
者に比べて所定値以下に減少した場合には、トラ
ンジスタがオンする。この関係を第３図ａ，ｂに
示す。すなわちトランジスタのオン期間中（第３
図ｂ）には第３図ａのように電流Idが増加する。
直流電流Idが電流指令I0に比べて、比較器のヒス
テリシス幅ΔIだけ増加するとトランジスタがオ
フし、直流電流Idが減少する。また直流電流Idが
電流指令I0に比べてヒステリシス幅がΔIだけ減少
するとトランジスタがオンし、直流電流Idが増加
する。このように±ΔIの幅をもつて直流電流Idが
電流指令I0に追従するように制御される。
第１図に戻り電流指令信号Ａは速度指令信号と
速度検出器６からの速度信号Ｂの偏差に応じて、
またリミツタ回路２０の動作に応じて作られる。
（リミツタ回路２０の機能及び構成は第６〜７図
で説明する。）前述したようにこの電流指令信号
によつて直流電流Idが制御され、また誘導機の二
次電流I2はこれに比例するので、誘導機のトルク
は電流指令に比例するように制御される。この結
果、回転速度は速度指令に追従して制御される。
速度検出器６からの速度信号Ｂの偏差に応じて、
またリミツタ回路２０の動作に応じて作られる。
（リミツタ回路２０の機能及び構成は第６〜７図
で説明する。）前述したようにこの電流指令信号
によつて直流電流Idが制御され、また誘導機の二
次電流I2はこれに比例するので、誘導機のトルク
は電流指令に比例するように制御される。この結
果、回転速度は速度指令に追従して制御される。
さて、このときにトランジスタ１５、及びダイ
オード１６に流れる電流について見ると、第３図
ｃ，ｄに示すようになる。すなわち、トランジス
タがオンしている間、直流電流Idはトランジスタ
１５を通して流れ、オフしている時はダイオード
１６を通つて流れる。ダイオード１６の電流Id1
はコンデンサ１７を充電し、コンデンサの電圧
VCOを高くする。その結果、逆変換器１８の直流
入力電圧との間に差を生じてコンデンサ１７から
逆変換器１８に電流が流れる。逆変換器１８は点
弧制御回路２５によつて一定点弧位相にて制御さ
れるため、その直流入力電圧はほぼ一定である。
従つてコンデンサ１７の電圧も平均値において逆
変換器の電圧と等しく、略一定に保持される。
オード１６に流れる電流について見ると、第３図
ｃ，ｄに示すようになる。すなわち、トランジス
タがオンしている間、直流電流Idはトランジスタ
１５を通して流れ、オフしている時はダイオード
１６を通つて流れる。ダイオード１６の電流Id1
はコンデンサ１７を充電し、コンデンサの電圧
VCOを高くする。その結果、逆変換器１８の直流
入力電圧との間に差を生じてコンデンサ１７から
逆変換器１８に電流が流れる。逆変換器１８は点
弧制御回路２５によつて一定点弧位相にて制御さ
れるため、その直流入力電圧はほぼ一定である。
従つてコンデンサ１７の電圧も平均値において逆
変換器の電圧と等しく、略一定に保持される。
ところで、トランジスタがオンすることによつ
て直流電流が増加し、そのときの回路に含まれる
インダクタンス磁気エネルギーが増大する。次に
トランジスタ１５をオフすると磁気エネルギーは
放出され、コンデンサ１７を充電する。すなわ
ち、トランジスタ１５、ダイオード１６及びコン
デンサ１７で形成される回路は、すべりによつて
変動する二次電圧、すなわちダイオード整流器の
出力電圧を一定電圧の直流に変換する作用がある
ことが分る。当然のことながら、回路損失を無視
すれば逆変換器側に伝達される電力は誘導機の二
次電力に等しくなる。従つて、トルクが回転速度
の２乗に比例して変化する負荷を駆動する場合に
おいては逆変換器で扱うパワーは電動機出力の1/
６で済むことになる。また逆変換器１８は一定点
弧位相で制御されるため、力率は一定の高い値
（0.7〜0.8）に常に保持される。これらのことか
ら逆変換器１８の容量は電動機出力の20％程度で
済み、容量低減が可能である。また、同時に逆変
換器用変圧器２４の容量も低減される。更に逆変
換器１８は点弧位相が一定でよいため点弧位相を
可変にする制御回路が不要となり、制御装置が大
幅に簡素化される。
て直流電流が増加し、そのときの回路に含まれる
インダクタンス磁気エネルギーが増大する。次に
トランジスタ１５をオフすると磁気エネルギーは
放出され、コンデンサ１７を充電する。すなわ
ち、トランジスタ１５、ダイオード１６及びコン
デンサ１７で形成される回路は、すべりによつて
変動する二次電圧、すなわちダイオード整流器の
出力電圧を一定電圧の直流に変換する作用がある
ことが分る。当然のことながら、回路損失を無視
すれば逆変換器側に伝達される電力は誘導機の二
次電力に等しくなる。従つて、トルクが回転速度
の２乗に比例して変化する負荷を駆動する場合に
おいては逆変換器で扱うパワーは電動機出力の1/
６で済むことになる。また逆変換器１８は一定点
弧位相で制御されるため、力率は一定の高い値
（0.7〜0.8）に常に保持される。これらのことか
ら逆変換器１８の容量は電動機出力の20％程度で
済み、容量低減が可能である。また、同時に逆変
換器用変圧器２４の容量も低減される。更に逆変
換器１８は点弧位相が一定でよいため点弧位相を
可変にする制御回路が不要となり、制御装置が大
幅に簡素化される。
次にリミツタ回路による二次電流制限制御の効
果について以下に述べる。リミツタ回路の回路構
成の一実施例を第４図に示すが、２６は関数発生
器であり、回転速度に対する負荷トルク特性に応
じて任意に設定できる。第４図において、 （e0−eL／R1＋R2）R1＋eL０ ただし、e0＞０ eL＜０ でリミツタ回路が動作する。
果について以下に述べる。リミツタ回路の回路構
成の一実施例を第４図に示すが、２６は関数発生
器であり、回転速度に対する負荷トルク特性に応
じて任意に設定できる。第４図において、 （e0−eL／R1＋R2）R1＋eL０ ただし、e0＞０ eL＜０ でリミツタ回路が動作する。
次に回転速度と電流指令値の関係を第５図に示
し、リミツタ回路の機能と効果を説明する。リミ
ツタ回路の設定値は誘導機により駆動される負荷
のトルク特性を考慮して決定され、回転速度に応
じて変化する。例えば、ポンプやフアンはトルク
が回転速度の二乗に比例する負荷であるから、関
数発生器２６により電流指令値の上限値を第５図
に示すように速度の二乗に略比例するように設定
する。
し、リミツタ回路の機能と効果を説明する。リミ
ツタ回路の設定値は誘導機により駆動される負荷
のトルク特性を考慮して決定され、回転速度に応
じて変化する。例えば、ポンプやフアンはトルク
が回転速度の二乗に比例する負荷であるから、関
数発生器２６により電流指令値の上限値を第５図
に示すように速度の二乗に略比例するように設定
する。
ところで、本発明によるシステムをとらずに、
半導体素子１５の最大定格値を超えない値IPeakに
リミツタ回路の設定値を設定した場合には、速度
指令値を増加させたとき整流器２の出力電流及び
誘導機二次電流はIPeak相当まで上昇する。このと
き、二次電力はE2とIPeakの積であるため、すべり
が１においてそれは電動機容量に等しい値とな
る。そのため回生用逆変換器容量は電動機容量に
略等しい値が必要となり、前述したように逆変換
器の容量を誘導機容量の1/6に設計した場合には、
逆変換器が過負荷となるという問題が発生する。
半導体素子１５の最大定格値を超えない値IPeakに
リミツタ回路の設定値を設定した場合には、速度
指令値を増加させたとき整流器２の出力電流及び
誘導機二次電流はIPeak相当まで上昇する。このと
き、二次電力はE2とIPeakの積であるため、すべり
が１においてそれは電動機容量に等しい値とな
る。そのため回生用逆変換器容量は電動機容量に
略等しい値が必要となり、前述したように逆変換
器の容量を誘導機容量の1/6に設計した場合には、
逆変換器が過負荷となるという問題が発生する。
一方、本発明によるシステムではリミツタ回路
の設定値が回転速度に応じて変化するので、負荷
の急変があつても、常に変換器容量を負荷の特性
に見合つた必要最小限に抑制することができる。
すなわち、ポンプやフアン等の二乗トルク負荷に
対しては、常に逆変換器の設備容量を誘導器容量
の略1/6にすることができるという効果がある。
の設定値が回転速度に応じて変化するので、負荷
の急変があつても、常に変換器容量を負荷の特性
に見合つた必要最小限に抑制することができる。
すなわち、ポンプやフアン等の二乗トルク負荷に
対しては、常に逆変換器の設備容量を誘導器容量
の略1/6にすることができるという効果がある。
尚以上の実施例においては誘導機１はブラシや
スリツプリング付きの普通の巻線形誘導機であつ
たが、二次励磁可能なモータであれば、いかなる
モータでも良い。すなわち、２台の誘導機を縦続
接続したブラシレス誘導機、及び共通の固定子鉄
心に極数の異なる固定子巻線を巻回し、かつ回転
子バーを２つの固定子巻線の極数の和とした特殊
構成のブラシレス誘導機でもよい。
スリツプリング付きの普通の巻線形誘導機であつ
たが、二次励磁可能なモータであれば、いかなる
モータでも良い。すなわち、２台の誘導機を縦続
接続したブラシレス誘導機、及び共通の固定子鉄
心に極数の異なる固定子巻線を巻回し、かつ回転
子バーを２つの固定子巻線の極数の和とした特殊
構成のブラシレス誘導機でもよい。
また、速度制御のための速度検出器は回転軸に
取付けた検知器に限らず、誘導機の二次周波数に
基づいて速度を検出することもできる。すなわち
回転数Ｎは Ｎ＝120f1／Ｐ（１−ｓ）＝120／Ｐ（f1−f2） ただし、Ｐは極数 ｓはすべり f1は一次周波数 f2は二次周波数 であるから、二次電圧の基本周波数からＮを演算
検出できる。この方式によれば、回転パルス発生
器のような速度検出器が不要になり、更に低コス
トな可変速システムを実現できる。なお、リミツ
タ回路の設定値の変更に用いる信号としては速度
検出信号の代りに速度指令信号を用いても同様の
効果が得られる。
取付けた検知器に限らず、誘導機の二次周波数に
基づいて速度を検出することもできる。すなわち
回転数Ｎは Ｎ＝120f1／Ｐ（１−ｓ）＝120／Ｐ（f1−f2） ただし、Ｐは極数 ｓはすべり f1は一次周波数 f2は二次周波数 であるから、二次電圧の基本周波数からＮを演算
検出できる。この方式によれば、回転パルス発生
器のような速度検出器が不要になり、更に低コス
トな可変速システムを実現できる。なお、リミツ
タ回路の設定値の変更に用いる信号としては速度
検出信号の代りに速度指令信号を用いても同様の
効果が得られる。
また、前述の実施例においては、ダイオード整
流器２の直流出力電流を電流検出器２３にて検出
したが、同整流器の交流入力電流の大きさを検出
するようにしても同様の制御が行えることは明ら
かである。また、前記実施例では逆変換器１８に
サイリスタ式変換器を用いたが、その代りにトラ
ンジスタ、GTO等の素子を用いて変換器を構成
するものであつてもよく同様な効果が得られる。
流器２の直流出力電流を電流検出器２３にて検出
したが、同整流器の交流入力電流の大きさを検出
するようにしても同様の制御が行えることは明ら
かである。また、前記実施例では逆変換器１８に
サイリスタ式変換器を用いたが、その代りにトラ
ンジスタ、GTO等の素子を用いて変換器を構成
するものであつてもよく同様な効果が得られる。
尚本発明は簡略的には次の理論に基づいている
のである。
のである。
すなわち、負荷をポンプやフアンに限定した場
合、第６図のように電動機トルクは回転数の二乗
に比例する。トルクは二次電流に比例するので、
二次電流も回転数の二乗に比例する。二次電力は
二次電圧と二次電流の積に略比例するため、その
特性は第６図のようになり、すべりが1/3のとき
最大値を示す。その値は電動機の出力に対して、
その1/6と小さい。すなわち、負荷駆動に関係し
て逆変換器が扱う電力は全速度範囲において電動
機容量の1/6以下であり、定常的な運転ではそれ
以上を必要としない。従つて、逆変換器の容量が
常に1/6以下となるように、二次電流の最大値を
前述のように回転速度に応じて制限することによ
り前述の効果が得られる。
合、第６図のように電動機トルクは回転数の二乗
に比例する。トルクは二次電流に比例するので、
二次電流も回転数の二乗に比例する。二次電力は
二次電圧と二次電流の積に略比例するため、その
特性は第６図のようになり、すべりが1/3のとき
最大値を示す。その値は電動機の出力に対して、
その1/6と小さい。すなわち、負荷駆動に関係し
て逆変換器が扱う電力は全速度範囲において電動
機容量の1/6以下であり、定常的な運転ではそれ
以上を必要としない。従つて、逆変換器の容量が
常に1/6以下となるように、二次電流の最大値を
前述のように回転速度に応じて制限することによ
り前述の効果が得られる。
以上説明したように、本発明によれば変換器の
二次電流の大きさを制限するリミツタ回路の設定
値を回転速度に応じて変化させ、逆変換器の設備
容量を越えないように二次電流を制限しながら運
転するので、逆変換器で扱うパワーは常に必要最
小限となり、変圧器及び逆変換器の設備容量を最
小値にすることができ、かつ変換器の制御回路を
簡素化することができる。
二次電流の大きさを制限するリミツタ回路の設定
値を回転速度に応じて変化させ、逆変換器の設備
容量を越えないように二次電流を制限しながら運
転するので、逆変換器で扱うパワーは常に必要最
小限となり、変圧器及び逆変換器の設備容量を最
小値にすることができ、かつ変換器の制御回路を
簡素化することができる。
第１図は本発明の可変速システムを示す回路
図、第２図は本発明の可変速システムの基本構成
を示す回路図、第３図は第１図の動作を説明する
ための電流電圧動作図、第４図はリミツタ回路の
回路図、第５図及び第６図は誘導機のすべり特性
図、第７図は従来の可変速システムを示す回路図
である。 １……誘導機、５……変圧器、１３……変換
器、２０……リミツタ回路、AC……交流電源系
統。
図、第２図は本発明の可変速システムの基本構成
を示す回路図、第３図は第１図の動作を説明する
ための電流電圧動作図、第４図はリミツタ回路の
回路図、第５図及び第６図は誘導機のすべり特性
図、第７図は従来の可変速システムを示す回路図
である。 １……誘導機、５……変圧器、１３……変換
器、２０……リミツタ回路、AC……交流電源系
統。
Claims (1)
- １ 一時側回路が交流電源に接続され、かつ二次
側回路が変換器と接続される誘導機と、該変換器
を制御することにより回転速度を制御する誘導機
の可変速システムにおいて、前記変換器は、前記
誘導機の二次側に接続されるダイオード整流器
と、該整流器の直流出力両端間に接続されるチヨ
ツパ回路と、前記チヨツパ回路に並列にダイオー
ドを介して接続するコンデンサと、前記ダイオー
ドは前記チヨツパ回路の動作がオフのときに前記
整流器の出力電流をコンデンサに導く方向に接続
され、前記コンデンサの直流電力を交流電源に回
生する逆変換器と、前記チヨツパ回路のオンオフ
制御により前記整流器の出力電流を制御する電流
制御回路と、前記誘導機の回転速度に応じて前記
出力電流の最大値を制限する電流制限器を備えた
誘導機の可変速システム。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59088295A JPS60234490A (ja) | 1984-05-04 | 1984-05-04 | 誘導機の可変速システム |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59088295A JPS60234490A (ja) | 1984-05-04 | 1984-05-04 | 誘導機の可変速システム |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60234490A JPS60234490A (ja) | 1985-11-21 |
| JPH0341024B2 true JPH0341024B2 (ja) | 1991-06-20 |
Family
ID=13938927
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59088295A Granted JPS60234490A (ja) | 1984-05-04 | 1984-05-04 | 誘導機の可変速システム |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60234490A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62262686A (ja) * | 1986-05-09 | 1987-11-14 | Nippon Steel Corp | 同期電動機の制御方法 |
| JP2569047B2 (ja) * | 1987-05-20 | 1997-01-08 | 株式会社日立製作所 | 誘導機の制御装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54134317A (en) * | 1978-04-07 | 1979-10-18 | Toshiba Corp | Control system for induction motor |
-
1984
- 1984-05-04 JP JP59088295A patent/JPS60234490A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60234490A (ja) | 1985-11-21 |
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