JPS5926196B2 - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、電流形インバータで駆動される誘導電動機の
制御装置の制御特性の改良に関する。

まず、従来回路の説明を試みよう。第１図は、従来の電
流形インバータで駆動される誘導電動機の制御装置の構
成図である。

すなわち、誘導電動機（以下、単に「電動機」と称する
）を可変周波数制御する装置として、第１図に示すよう
な電流形インバータを適用したすベリ周波数制御（以下
、「Ｓｆ制御」という）装置がある。

第１図において、２は３相交流母線１からの交流電力を
直流に変換するコンバータ、３は直流リアクトル、４は
６ステツプの直列ダイオード形インバータ、５は電動機
、６は電動機５の回転速度ω，を検出する速度発電器等
の速度検出器、７は速度指令信号ω，米と速度検出６で
検出された速度信号ω１とを比較する比較回路、８は比
較回路７の比較結果に応じて速度指令ω，米と電動機５
の速度ω，とが等しくなるために必要な電動機５のトル
クの指令Ｔ米を出力する速度制御回路、９はトルク指令
Ｔ米に応じた電動機５の１次電流振幅指令１米を出力す
る関数発生器、１０はトルク指令Ｔ米に応じて電動機５
のすべり角速度指令ω８米を出力する関数発生器、１１
ａおよび１１ｂは３相交流母線の瞬時電流を検出する交
流器、１２は変流器１１ａおよび１１ｂの検出値から電
動機５に供給されている１次電流振幅を検出する電流検
出回路、１３は電流振幅指令１１米と電流振幅検出値１
１とを比較する比較回路、１４は電流振幅検出値１１が
電流振幅指令１１米に等しくなるようにするために比較
回路１３の比較結果に応じてコンバータ２の出力電圧を
指令する電流制御回路、１５は電流制御回路１４によつ
て指令された電圧をコンバータ２が出力するようにコン
バータ２のサイリスタの点弧タイミングを制御する位相
制御回路、１６は関数発生器１０の出力であるすベリ角
速度指冷ω８米と検出された速度信号ω１とを加算して
インバータ４の出力周波数ω１米を指令する加算器、１
７は加算器１６の出力信号を指令出力周波数ω１米に比
例した周波数のパルス列に変換す菖′乍（電圧→周波数
）変換器、１８＆パンＴ変換器１７の出力パルスを受け
てインバータ４の出力周波数ω１が加算器１６の出力信
号ω１米に比例するようにインバータ４のサイリスタに
順次点弧パルスを与えるためのリングカウンタ等で構成
されるパルス分配器である。

第１図の制御回路により電動機５に供給される１次電流
の振幅および周波数は、それぞれ関数発生器９および１
０の出力信号１１米およびω８米に比例するように制御
される。

関数発生器９および１０は電動機５が一定磁束を維持す
るような関数に設定されるのが普通である。

第２図は、定格磁束時の電動機５のトルクＴ・１次電流
１１に対するすベリ周波数ω８の特性曲線の→ｑを表わ
す。

そこで、電動機５の特性曲線が第２図で与えられるとし
たとき、トルク指冷値Ｔ米に応じて第２図の特性曲線上
の電流値１米およびすべり角速度ω，米に相当する信号
を関数発生器９および１０が出力するように設定してお
けば、電動機５は常に定格磁束を維持しながら、トルク
指令値Ｔ米に応じたトルクＴを発生するように動作する
。

すなわち、速度制御回路８の出力信号Ｔ米が第２図の値
Ｔ米に相当するとき、トルク曲線上のＰ点を切る線分Ａ
−Ａ′と交わる１次電流１米およびすべり角速度ω８米
に相当する信号を、それぞれ関数発生器９および１０が
出力するように関数が設定される。

このように、電流形インバータで駆動される電動機のＳ
ｆ制御による制御装置は、主回路構成が簡単であり、電
動機５の回生運転を含めたいわゆる４象限運転ができ、
装置の保護が容易であり、しかもＳｆ制御により安定で
比較的速い制御応答が得られるので、広く用いられてい
るが、つぎのような欠点がある。

（７）速度検出器５の検出信号ω，の誤差はすべり角速
度ω，に対して大きな誤差となるので、広範囲で精度の
良い速度検出器６が必要である。

また、速度検出信号ω，とすベリ角速度指令ωｓ米との
信号レベルは高速運転になるほど差が大きくなる。した
がつて、加算器１６には非常にレベルの異なる２つの入
力信号に対しても精度良く加算できるものが要求される
。（イ） これらの制仰で、トルク指令Ｔ米に対するす
ベリ角速度ω８米および１次電流の指令値１１米は定常
状態を満足する値であり、指令ω，米あるいは負荷５に
急速な変動があつた場合には、定常状態に達するまでト
ルク等が過度振動を起こす。

したがつて制御装置に高速応答限界がある。（？））電
動機５に供給される１次電流波形は、ほぼ１２０゛通電
の矩形波であるため、１次周波数の６倍の基本周波数を
持つトルクリツプルを生じる。そのために、低速運転時
に回転むらを生じ運転周波数に下限を設ける必要がある
。また、運転周波数に比例してトルクリツブルの周波数
も変化するので、機械系との共振を避けるために運転領
域が限られる場合がある。土述（イ）の原因を明らかに
するために、第３図の２相等価モデルにより、電動機の
特性を考察する。

第３図は、簡単のために直交する２組の巻線を持つ回転
子を考えた回転子モデルである。実際の回転子は円周方
向に多くの巻線（導体）を持つが、特性を考える土では
第３図のように２組の巻線に集約することができる。２
次（回転子）巻線の自己インダクタンスをＬ２、抵抗を
Ｒ２Ｊ次（固定子）巻線（図示せず）と２次巻線との相
互インダクタンスをＭとする。

２次電流はα軸成分１２αおよびβ軸成分１２βを持つ
ベクトルＩ２として表わされる。

α軸とβ軸とは直交しているから、９０ｒんでいるβ軸
側を複素平面における虚軸側と考えることによつて、一
→〉２次電流ベクトルＩ２は次のように表わすことがで
きる。

ただし、ｊは虚数単位である。−） １２＝Ｉ２α＋Ｊｉ２β・・・・・・・・・・・・・・
・・・・（１式）すなわち、２次電流ベクトルＩ２は２
次巻線の巻回数を１としたときの起磁力と大きさおよび
方向が同じである。

同様に１次電流ベクトルｉ１も、１次電流による起磁力
と大きさおよび方向が等しくなるように定め、そのα−
β軸成分をＩｌａ，ｉｌβとする。

−）従つて、Ｍｉｌは１次電流によつて作られる磁−）
束のうち２次巻線と鎖交する磁束を表わし、Ｌ２ｌ２は
２次電流によつて作られる磁束であるから、２次巻線と
鎖交する全磁束（２次磁束）φ２は次式で与えられる。

一） −） −ーー一＞φ２
−Ｍｉｌ＋Ｌ２ｌ２・・・・・・・・・・・・・・・・
・（２式）一）２次磁束φ２の変化によつて２次巻線に
は電圧が誘起され、その誘起電圧は２次巻線の抵抗降下
に等しいから、次式が得られる。

一） −ーー一＞ 一Ｐφ２＝Ｒ２ｌ２・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・（３式）ただし、Ｐは時間微分演算子
（ｄ／Ｄｔ）である。

（２式）の関係を用いて、（３式）から２次電流−）ベ
クトルＩ２を消去すれば次式を得る。

−←〉 −） −÷〉Ｔ２Ｐφ
２＝−φ２＋Ｍｉｌ・・・・・・・・・・・・（４式）
ただし、Ｔ２は２次巻線時定数Ｌ２／Ｒ２である。

一→卜 −）（４式）は１
次電流１１と２次磁束φ２の関係を表わす―般的な誘導
電動機の式である。

（４式）−→】 −ーー一
＞から２次磁束φ２が１次電流１１の１次遅れであるこ
とが分力・る。１次電流と２次磁束の関係は、（４式）
を一般的な瞬時値式で書き換えることによつて、より理
解が容易なものにすることができるので、次にその瞬時
値を用いて（４式）を変形する。

いま、回転子速度をω，とし、２次磁束φ２の角周波数
をω。

とする。そのとき、回転子巻線に対し一）て２次磁束φ
２は相対的にω。

−ω，の角周波数で回転するから、２次磁束φ２の大き
さをφ２とすれば、回転子と同期したα−β軸座標にお
ける２次磁束φ２の瞬時値は次のように表わされる。→
− ｊωＳｔφ２＝φ２ｅ・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・（５式）ωｓ＝ω０．ωｒｌｌ曲●
曲●皿曲（６式）ここで、ω８は２次磁束φ２の回転子
に対するすベリ角速度であることは明らかである。

同様に１次電流の２次磁束φ２に対する位相角をθとし
、１次電流の大きさを１１とすれば、α−β軸座標にお
ける１次電流ベクトルｉ１の瞬時値は次のように表わさ
れる。

了，＝１１ＥｊＯＯ゛ｔ＋ｏ） ・・・・・・・・・・
・・（７式）（５式）および（７式）の瞬時値式を（４
式）に代入し、共通因子であるＥｊＯｓｔを消去すれば
次式を得る。

Ｔ２，Ｐφ２＋ｊ（１）ＳＴ２φ２＝−φ２＋ＭＩｌｅ
ｊθ・・・・・・・・・・・・（８式）−） 土式の関係を２次磁束φ２を基準として示したのが第４
図のベクトル図である。

第４図から、１次電流と２次磁束とのより詳細−）な考
察をするために、１次電流ベクトルｉ１の２一〉

−）次磁束φ２と同様な成分をＩｌｄ，φ２と直
交する成分をＩｌ９として分けて考える。

それぞれの成分１１ｄおよびＩｌ，に対して次の関係式
が成立することは明らかである。Ｍｌｌｄ＝ＭＩｌｃＯ
ｓθ＝φ２＋Ｔ２Ｐφ２（９．式）Ｍｌｌ，＝ＭＩｌｓ
ｉｎθ＝ωＳＴ２φ２・・・（１０式）（９式）からφ
２と同相である１次電流成分１１ｄは磁束の大きさφ２
に影響を与える成分であることが分かる。

また、（１０式）からすベリ角速度ω８に応じてφ２と
直交する成分１１，の大きさを変える必要があることが
分かる。更に、電動機の発生ずるトルクＴは磁束の大き
さと、その磁束に直交する電流成分との積に比例（フレ
ミングの左手の法則）するから、比例定数をＫとして次
のようにして表わされる。

Ｔ＝Ｋφ２１１，＝Ｋφ２１１Ｓｉｎθ・・・（１１式
）すなわち、誘導電動機の発生するトルクＴは磁束の大
きさφ２と、その磁束に直交する１次電流成分１１９と
の積に比例する。

以上説明したように、誘導電動機を制御する土で２次磁
束φ２に対する１次電流の同相および直交する成分１１
ｄ，ｉ１，の大きさが重要な意味を持つている。

１次電流のこれらの成分１１ｄ，ｉ１，が目的とする制
御に応じて供給されていなければ、所望の制御応答を実
現することはできない。

従つ→て、ＩｌｄおよびＩｌ，を決める２次磁束φ２に
対する１次電流１１の位相θを制御することが重要な要
素となる。

この位相θの変化を考慮すると、２次磁束の角周波数は
ω。であり、１次電流の角周波数はω。＋Ｐθであるか
ら、１次電流と２次磁束は過渡時において異なる周波数
を持つものであることが分かる。以上のことを整理する
と次のようになる。

目的の出力トルクＴを得るためには（１１式）の関係を
満足するような１次電流の直交成分１１，を与える必要
がある。（１１式）の関係を満足するためのすベリ角速
度ω８は（１０式）から次のように求められる。晶ｂ
一 乙 一ー一Ω − Ｚ そして、１次電流の大きさ１１は、磁束の大きさφ２を
一定値に制御しようとする場合にＰφ２＝０であるので
、（９式）と（１０式）から次の関係を満足するように
与えられる。

第１図に示した従来のＳｆ制御においても、トルク指令
値Ｔ米に対する１次電流Ｑ大きさ１１とすべり角速度ω
，とが（１２式）および（１３式）を満足するように与
えていた。

しカルながら、（１２式）のすベリ角速度ω８は前述し
たように２→次磁束φ２の回転子に対するすベリ角速度
であり、−←〉１次電流１１の回転子に対するすベリ角
速度ではない。

（１１式）のように１次電流の２次磁束に対する直交成
分１１，が出力トルクＴを支配するので、トルク指令値
Ｔ米に応じた出力トルクＴを得るためには２次磁束に対
する１次電流の位相θも考慮する必要がある。ところが
、従来のＳｆ制御では位相θの変化を考慮しておらず、
１次電流のすベリ角速度が（１２式）を満足するように
与えていた。

そのため、２次磁束のすベリ角速度は（１２式）を満足
する値と異なるものとなり、出力トルクに過渡振動を生
じていたものである。次に、電流形インバータの出力電
流波形が転流重なり期間を無視した１２０゛通電の矩形
波として、その電流で駆動される場合の特性を考察する
。

第５図は、誘導電動機に供給される１次電流ベ一）クト
ルｉ１の取り得る方向を示したベクトル図である。

周知のように、１次巻線の座標軸上における１次電流ベ
クトルｉ１は、例えば第５図に示すＡ−Ｆのように６つ
の方向しか取り得ない。

電動機の運転周波数がｆ１のとき、各方向に転流周期間
Ｔｃ＝１／６ｆ１ずつ静止し、転流毎に６０アップする
ことで不連続に回転する。

一〉 このような１次電流ベクトルｉ１を固転子速度ω，で回
転している回転子に、固定したα−β座標系から見れば
、第６図のように変化する。

つまり、第６図は回転子側から見た１次電流ペ一）クト
ルｉ１の動きを示したベクトル図である。

一÷〉１次電流ベクトルｉ１がＦ方向からＡ方向へ転流
した直後のα−β座標系における１次電流ベク一←〉ト
ルｉ１が、仮に第６図のＡＯであつたとする。

Ａ方向に静止している間に、回転子（α−β座標）は反
時計方向に回転するから、α−β座標系一）における１
次電流ベクトルｉ１は、相対的に時計方向へ回転子速度
ω１で回転し、次の転流によりＢ方−）向へ１次電流ベ
クトルｉ１がジアップするまでに、Ｔｃをその時間とし
たとき、位相φ。

：ωＲＴｃだけ回転したＡ１に達する。−） １次電流ベクトルｉ１がＢ方向に６０：ジアップしたと
き、α−β座標系においても、Ａ１から６０け進んだＢ
Ｏまでジアップする。

以下同様にして、転流毎にジアップしながら、−）１次
電流ベクトルｉ１は回転していく。

このα−β座標軸上での１次電流ベクトルｉ１の平均的
な回転角速度は、（２πイビωｒ）である。したがつて
、このα−β座標系における１次電−）流ベクトルｉｌ
を回転角速度（２πｆビωｒ）の速度で回転する成分と
、最低次周波数が６ｆ１の高調波成分から成つていると
考えることができる。

（４式）から分かるように、１次電流ベクトル−）
−）
１１に対する２次磁束φ２の変化は、時定数が２次巻線
時定数Ｔ２の１次遅れである。通常の電動機の２次巻線
時定数Ｔ２は０．卜〜数秒である。

したがつて、運転周波数ｆ１が非常に低い場合を除けば
、最低次周波数が６ｆ１である１次電流ベクトルの高調
波成分による２次磁束は非一）
一）常に小さく、２次
磁束φ２は１次電流ベクトルｉ１の回転角速度（２πｆ
ビωｒ）で回転する成分によつて作られるものだけを考
えれば充分である。すなわち、２次磁束φ２に対しては
１次電流の基本一）波成分だけを考えれば良く、２次磁
束φ２は常に等速で回転していると考えることができる
。

したがつて、定常状態においては１次電流ベク一）

−）トルｉ１の基本
波角速と２次磁束ベクトルφ２の回速度は等しい。この
とき、２次磁束φ２に対する１次電流ベクトルｉ１の動
きを調べれば、トルクＴの変化を知ることができる。第
７図は、定常運転時の２次磁束ツに対する１次電流ベク
トルｉ１の動きを示したベクトル図である。

第７図に示した電流ベクトルＭｉｌＯは、転流直一）後
における１次電流ベクトルｉ１をＭ倍したもの一）で、
転流後、その１次電流ベクトルｉ１は時計方向に等速回
転し、つぎの転流が行なわれるまでに６０゛回転し、電
流ベクトルＭｉｌｌの位置まで到達する。

転流により６０クジアップし、電流ベクトルＭｉｌＯに
戻り、同じ動作を繰り返す。電流ヘクト−）ルＩｌｆは
１次電流の基本波成分ベクトルである。

第８図は、電流形インバータで駆動した誘導電動機の瞬
時トルクの波形図の→Ｉｊである。（１１式）で示した
ように、トルクＴは２次磁束の大きさφ２と１次電流の
２次磁束φ２と直交する電流成分１１，との積に比例す
る。電流１１９は動し、その周期は転流周期Ｔｃに等し
いことは以上の説明から明らかである。ここにおいて、
本発明は、従来のＳｆ制御におけるさきに述べた欠点を
解決した優れた制御装置を提供することを目的としたも
のである。

すなわち、本発明は、回転磁束と回転子とのすべり角速
度を検出し、それが指令値と等しくなるようにフィード
バツク制御することにより、前記欠点（イ）を解決し、
運転周波数が異なつても同レベルの信号であるすべり角
速度の指令値と検出値とを比較することによつて前記欠
点（７）を解決し、さらにインバータをパルス幅変調（
ＰＷＭ）制御することによつて、前記欠点（勿を解決す
るものである。

図面にお（・て、同一符号は同一あるいは相当部分を表
わすものとする。

第９図は、本発明の一実施例の購成を示すプロツクダイ
アグラムである。

３相交流母線１から位相制御装置１５まで従来回路の第
１図のそれらと同じである。

一→〉 １９は電動機５の２次磁束φ２と回転子とのすベリ角速
度ω８を検出するすべり検出器、２０は関数発生器１０
の出力として与えられるすベリ角速度の指令値ω，米と
すべり検出器１９で検出されたすベリ角速度ω，との差
信号ω，米−ω８を得るための減算器、２１は減算器２
０で得られたすべりに関する指令値と検出値との差信号
ω８米−ω８を用いてインバータ４の転流を制御する転
流制御回路である。

第１０図は、この実施例の第９図のすべり検出装置１９
の具体的プロツク図である。

１００〜１０２は電動機５の各相の１次電流瞬時値を検
出するシヤント、１０３はセルシン発電機等で構成され
る電動機５の回転速度と同期した単位振幅の２相信号を
得るための位置検出器、１０４，１１１，１１２，１１
９および１２０は図示の極性で加減算を行なう加減算器
、１０５および１０６は入力に比例した信号を出力する
係数器、１０７〜１１０および１１５〜１１８は掛算器
、１１３，１１４は図示のように１次遅れの伝達特性を
持つ演算回路、１２１は割算器である。

第１０図の加減算器１１１および１１２の出力にはそれ
ぞれ１次電流のα−β座標系における成分１１αおよび
ｉ１βが得られる。【 ψ＝−ωＲｔ ゜゜３“１゜゜…１１●……１１・●●●（１０式ノ．
・次電流成分１１αおよびｉ１βは次式で表わされる。

を変形することによつて、次式を得る。●●１１１１１
１１●Ｒ Ａ＝ヒ） 駁で回転するから、Ｕ相とα軸との位相角φは次のよう
になる。

ことによつて、次式が得られる。

（ ．．．．．．．．．．．．．．．ＲｌＧ尤）および
１１４の出力に２次磁束のα−β軸成分φ２ａおよびφ
２βが得られることは（４式）から分かる。

すなわち、各ベクトル９実数成分がα軸成分であり、虚
数成分がβ軸成分であるから、（４式）を実数部と虚数
部に分けて変形すれば容易に次式が得られる。演算回路
１１３および１１４で演算された２次磁束αおよびβ軸
成分φ２αおよびφ２βは、掛算器１１５および１１８
でそれぞれ自乗され、その自乗された両信号は加算器１
２０で加えられる。

α軸とβ軸とは直交しているから、加算器１２０の出力
は２次磁束の大きさを自乗した信号φ が得られる。掛
算器１１６は加算器１１１と演算回路１１４の両出力信
号１１αとφ２βを、掛算器１１７は減算器１１２と演
算回路１１３の両出力信号１，βとφ２Ｃ１をそれぞれ
乗算したものを出力し、両出力信号は減算器１１９で第
１０図に表わす極性で減算される。

いま、ある時刻における第３図のベクトル図のように１
次電流ベクトルｉ１と２次磁束φ２との位相をθとし、
さらに、α軸に対する２次磁束φ２の位相をθ。

とすれば、２次磁束φｉおよび１次電ベクトルｉｌは次
のように表わされる。したがつて、減算器１１９の出力
にはトルクＴに比例した信号が得られる。

減算器１１９の出力は割算器１２１の分子入力端子に与
えられ、分母入力端子に与えられる加算器１２０の出力
信号φ によつて割られる。

割算器１２１の出力は、（１９式）を２次磁束の２乗の
φ で割つたものを、（１０式）と比較すれば明らかで
あるように、２次磁束と回転子とのすべり角速度ω８を
Ｔ２／Ｍ倍したものである。このように、第１０図の構
成によつて、２次磁束と回転子とのすベリ角速度ω８に
比例した信号・ω，を割算器１２１の出力として得るこ
とができる。第１１図は、この実施例の第９図における
転流制御回路２１の詳細な構成例を示すプロツク線図で
ある。

２００は積分回路、２０１および２０２は積分回路２０
０の出力Ｅ。

がある値に達したことを検出してパルス信号を出力する
パルス発生回路で、回路２０１は出力ＥＯの増加時にお
いて基準信号Ｅｕに出力Ｅ。が達したときに、回路２０
２は出力Ｅ。の減少時において基準信号ＥＤに出力Ｅ。
が達したときにそれぞれパルスを出力し、回路２０１の
基準信号Ｅｕは回路２０２の基準信号ＥＤよりも大きな
値に設定される。２０３はパルス発生回路２０１および
２０２の出力パルスＰｕおよびＰ。

を入力とし、パルスＰｕをアツプカウントパルス、パル
スＰＤをダウンカウントパルスとして動作する周知の６
進アツプダウンカウンタであり、カウント値に応じてＰ
１＋６２次磁束Ｌの共役ベクトルに１次電流ベクトルｉ
１を掛けたものを演算すれば、次の式を得る。すなわち
、第１０図の減算器１１９の出力は、（１８式）の虚数
部に等しい。（１８式）の虚数部が（１１式）で与えら
れるトルクＴに比例することは、次のような演算によつ
て確かめられる。

がその指令値ωｓ米と等しくなるための１次電流ベクト
ルｉ１の方向は電流ベクトルＭｉｌ米で与えられること
は、第４図に示したベクトル関係から明らかである。

しかし、１次電流ベクトルｉ１は６つの方向Ａ〜Ｆしか
取り得ないので、すベリ角速度ω８が指令値ω８尭等し
くなるような１次電流を自由に与えることはできない。

そこで、本発明では１次電流ベクトルｉ１の方向を、例
えばＡとＢとの間で交互に切り換え、ＡおよびＢ方向の
１次電流ベクトルの２次磁束ベクトルφ２に対する直交
成分に比例するそれぞれのすべり角速度ω８Ａおよびω
８Ｂの平均値が、指令値ω８米と等しくなるようにＡお
よびＢ方向での静止時間を制御するものであり、第１３
図の動作タイムチヤートによつてさらに動作原理を説明
する。

第１３図において、（ａ）は検出されたすべり角速度ω
８、（５）はすベリ角速度の偏差ω８米−ω，、（ｃ）
は積分器２００の出力信号Ｅ。、（ｄ）および（ｅ）は
パルス発生回路２０１および２０２の出力パルスＰｕお
よびＰＤ、（ｆ）はカウンタ２０３の出力信号Ｐ１＋６
、（自）は第１２図に示した１次電流ベクトルｉ１方向
を示したものである。いま、ある時刻Ｔ。

で、第１２図のような２次磁束ベクトルφ２に対して、
１次電流ベクトルｉ１の方向はＡにあつたとする。その
とき、第１３図に示されるように、Ａ方向の１次電流ベ
クトルｉ１によるすべり角速度ω８は指令値ωｓ米より
も小さく、またカウンタ２０３の゛ビの信号はＡ方向と
対応するＰ１に出力されている。

２次磁束φ２は反時計方向に回転するから、Ａ方向の１
次電流ベクトルｉ１と２次磁束φ２との間の位相角は除
々に小さくなり、１次電流ベクトル１１の２次磁束φ２
に対する直交成分に比例するすべり角速度ω８も除々に
小さくなる。

さて、すベリ角速度の偏差ω，米−ω，が、第１３図ｂ
のように、正の期間は積分器２００の出力であるＥＯは
ｃのように増加する。

増加する出力Ｅ。がパルス発生回路２０１の基準信号Ｅ
ｕと等しくなつた時刻ｔ１で、パルス発生器２０１はカ
ウンタ２０３にアツプカウントパルスＰｕを与え、カウ
ンタ２０３の１ビＯ信号はｆのようにＰ２に出力される
。その結果、パルス合成回路２０４の出力ゲートパルス
の与えられるインバータサイリスタが変化し、転流に要
する時間を経た時刻Ｔ２でインバータ４は転流し、１次
電流ベクトルｉ１は第１２図のＢ方向になる。

Ｂ方向の１次電流ベクトルｉ１によるすベリ角速度ω，
は、第１２図から明らかであるように、その指令値ωｓ
米よりも大きいので、検出されたすベリ角速度ω８は第
１３図ａのようになり、すべり角速度の偏差ω８米−ω
８はｂのように負の値になる。

したがつて、時刻Ｔ２以降の積分器２００の出力Ｅ。

はｃのように減少し、出力Ｅ。がパルス発生回路２０２
の基準信号ＥＤと等しくなる値まで減少した時刻Ｔ３で
、パルス発生回路２０２はカウンタ２０３にダウンカウ
ントパルスＰＤを与える。゛ビ５信号をＰ２に出力して
いたカウンタ２０３は、ｆのように時刻Ｔ３でダウンカ
ウントパルスＰＤを与えられることにより、再びＰ１に
゛ビ信号を出力する。その結果、インバータ４は転流し
、時刻Ｔ４で１次電流ベクトルｉｌは、Ｂ方向から再び
Ａ方向に作られる。

以降、同様にインバータ４の転流が制御され、１次電流
ベクトルｉ１の方向は転流毎にＡとＢとを繰り返す。こ
のとき、ＡとＢとの方向に１次電流ベクトル１１が静止
している時間は、すべり角速度の偏差ω，米−ω８の正
の面積と負の面積とが等しくなるように自動的に転流が
制御されるので、平均的なすベリ角速度ω８はその指令
値ω８米と等しくなる。

さて、時刻Ｔ５においてＡからＢ方向へ転流によつて変
化したｌ次電流ベクトルｉ１によるすべり角速度ω８は
、第１３・図に示すように時刻Ｔ５以降、２次磁束ベク
トルφ２の回転に伴ない除々に小さくなり、時刻Ｔ６で
すべり角速度の偏差ωｓ米−ωｓはＯになる。第１３図
ｃに表わされるように、時刻Ｔ５以降減少していた出力
ＥＯは時刻Ｔ６を境として増加を始め、時刻Ｔ７で基準
値Ｅｕと等しくなり、パルス発生回路２０１はアツプカ
ウントパルスＰｕをカウンタ２０３に与える。

したがつて、ｆに示されるように、１ビ信号をＰ２に出
力していたカウンタ２０３は、時刻Ｔ７で゛ビ信号をＰ
３に出力するため、転流遅れ時間を経た時刻Ｔ８で、１
次電流ベクトルｉ１の方向はＢからＣへ変化する。

以降も同様に、平均的なすベリ角速度ω８がその指令値
ω８米と等しくなるように、１次電流ベクトルｉ１は２
つの方向の間を何度か繰り返しながら、除々にＡ−＞Ｂ
→・・−→Ｆ−＋Ａの方向へ回転して行く。

その結果、特に複雑な制御回路を設けなくとも、本発明
による１次電流波形はＰＷＭ制御された波形となる。

このＰＷＭ制？の変調周期は、両パルス発生回路２０１
および２０２に対する基準信号の差（Ｅｕ−ＥＤ）、あ
るいは積分器２００の積分時定数を変更することにより
容易に変えることができる。また、何ら回路を変更する
ことなく回生運転を含めた電動機５の４象限運転が可能
である。以上の説明のように、本発明によれば、すべり
角速度の指令値ω，米に対し、電動機５の出力トルクＴ
を支配する２次磁束と回転子とのすべり角速度ω，を検
出し、両すべり角速度ω８米およびω，が等しくなるよ
うに１次電流を制御するので、トルク指令Ｔ米に対して
応答が速く安定な制御が可能になる。また、変調周波数
を容易に変えられるＰＷＭ制御となつているので、運転
周波数零も可能であり、トルクリップル周波数は変調周
波数と比例するので、機械系の共振も容易に避けること
ができ、広範囲の運転領域を有する誘導電動機の制御装
置が実現される。

これまでの説明から明らかなように、本発明の一実施例
である第９図の構成は、トルク指令Ｔ米に応じて１次電
流の振幅指令１１米とすベリ角速度指令ω，米を関数発
生器９，１０によつて得、それらの両指令値１１米およ
びω，米と検出値１１およびω，がそれぞれ等しくなる
ように制御するものであるが、本発明は第９図の構成に
限定されるものではない。

第１４図は、本発明の他の実施例を示す構成図である。

第１４図において第９図と異なるところは、関数発生器
１０およびすベリ検出回路１９の後に、同一機能を有す
る２つの関数発生器２２および２３がそれぞれ設置され
た点にある。

この両関数発生器２２および２３は、入力信号を電動機
５の２次時定数Ｔ２倍したもののアークタンジエント関
数の出力信号が得られるものである。すなわち、１次電
流ベクトルｉ１と２次磁束ベクトルφ２との間の位相角
θは、２次磁束の大きさが変化しない場合は第４図ある
いは（９式）および（１０式）から明らかであるように
、すべり角速度ω，と次の関係にある。

θ＝Ｔａｎ−１（ωＳＴ２） ・・・・・・・・・・・
・一・（２０式）つまり、第１４図における関数発生器
２２および２３は、すベリ角速度に関する指令値ω８米
および検出値ω８を、１次電流ベクトルｉ１と２次磁束
ベクトルφ２との位相角に関する指令値θ米および検出
値θへ、それぞれ変換するものである。

したがつて、転流制御回路２１へは位相角の偏差（θ米
−θ）が与えられ、すべり角速度ω，と位相角θとは（
２０式）のように１対１で対応するものであるから、第
１４図によつても第９図と同等の効果を得ることができ
る。第１４図において、２つの関数発生器１０および２
２が直列に接続されているが、両関数発生器の機能を１
つの関数発生器で得られることは明らかで、説明±２つ
の関数発生器を直列にしたにすぎない。

また、位相角θの検出のために２次磁束の大きぎ９微分
Ｐφ２を考裏すればよい良くなることは、第４図あるい
は（９式）および（１０式）の関係から明らかである。
第１５図は、本発明のさらに他の実施例の路線図である
。

第１５図の構成において第９図と異なるところは、関数
発生器１０が無くなり、第９図におけるすベリ検出器１
９が第１５図ではトルク検出器２４に置き変つている点
である。

すベリ角速度ω８とトルクＴとの関係は（１３式）で与
えられるように、２次磁束の大きさφ２が一定である場
合には比例関係にある。したがつて、転流制御回路２１
へはトルクの偏差（Ｔ米−Ｔ）を与える第１５図の構成
によつても、第９図と同等の効果を得られることが理解
される。

また、第１０図に示したすベリ検出器１９の演算過程に
おいて、トルクＴに比例する量が得られているから明ら
かであるように、トルク検出器２４もすベリ検出器１９
と同様に構成することができる。以上は、電流形インバ
ータとして６ステツプの直列ダイオード形インバータを
使用した場合について説明したが、本発明を適用できる
インバータは、それに限るものではなく、転流用電源を
備えたインバータあるいは多重化されたインバータ等、
電動機５へ供給する１次電流ベクトルの方向が有限であ
るようなインパータ４には全て適用できる。

また、すベリ検出器１９は第１０図の構成のものに限ら
ず、直接回転磁束の速度を検出し、回転子速度との差で
求めるものや、電動機５の１次電流や速度等から演算す
るものでも良い。かくして本発明によれば、簡単な制御
回路で運転領域の広い制御応答の優れた経済性に富んだ
制御装置を実現することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の電流形インバータで駆動される誘導電動
機の制御装置の構成図、第２図は誘導電動機の特性曲線
図、第３図は２相等価モデルによる電動機特性の説明図
、第４図は誘導電動機のベクトル図、第５図は誘導電動
機に供給される１次電流ベクトルの取り得る方向を示し
たベクトル図、第６図は回転子側から見た１次電流ベク
トルの動きを示したベクトル図、第７図は２次磁束に対
する１次電流ベクトルの動きを示したベクトル図、第８
図は電流形インバータで駆動した誘導電動機の瞬時トル
クの波形図、第９図は本発明の一実施例のプロツクダィ
アグラム、第１０図は第９図のすべり検出器の一構成句
の路線図、第１１図は第９図の転流制衝回路の具体的プ
ロツク図、第１２図は本発明の原理説明のためのベクト
ル図、第１３図は本発明の動作を表わすタイムチヤート
、第１４図、第１５図は本発明の他の実施例の概要を示
すプロツク図である。 １・・・・・・３相交流母線、２・・・・・・コンバー
タ、３・・・・・・直流リアクトル、４・・・・・・イ
ンバータ、５・・・・・・誘導電動機、６・・・・・一
速度検出器、７・・・・・・比較器、８・・・・・・速
度制御回路、９，１０・・・・・・関数発生器、１０ａ
，１１ｂ・・・・・・変流器、１２・・・・・・電流検
出回路、１３・・・・・・比較器、１４・・・・・・電
流制御回路、１５・・・・・・位相制御回路、１６・・
・・・・加算器、１７・・・・・・乍変換器、１８・・
・・・・パルス分配器、１９・・・・・・すベリ検出器
、２０・・・・・・減算器、２１・・・・・・転流制御
回路、２２，２３・・・・・・関数発生器、２４・・・
・・・トルク検出器、１００〜１０２・・・・・・シヤ
ント、１０３・・・・・・位置検出器、１０４，１１１
，１１２，１１９，１２０・・・・・・加減算器、１０
５，１０６・・・・・係数器、１０７〜１１０，１１５
〜１１８・・・・・畦｝算器、１１３，１１４・・・・
・・１次遅れ演算回路、１２１・・・・・儒１算器、２
００・・・・・・積分回路、２０１．２０２・・・・・
・パルス発生回路、２０３・・・・・・６進アツプダウ
ンカウンタ、２０４・・・・・・パルス合成回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 相転流を行なうことにより運転される周波数変換器
   を介して給電される誘導電動機の制御装置において、そ
   の誘導電動機の２次磁束の回転速度と回転子速度とのす
   べり角速度を検出するすべり検出器と、すべり角速度指
   令値に対する前記すべり検出器の検出すべり角速度の偏
   差を時間積分する積分器と、この積分器の出力が増加の
   ときには第１の基準値とこの積分器の出力が等しくなつ
   たさいにその誘導電動機の１次電流位相が進む方向に前
   記周波数変換器を転流させかつこの積分器の出力が減少
   のときには前記第１の基準値よりも小さな第２の基準値
   とこの積分器の出力が等しくなつたさいにその誘導電動
   機の１次電流位相が遅れる方向に前記周波数変換器の転
   流をさせるような転流制御回路とを備えたことを特徴と
   する誘導電動機の制御装置。 ２ 相転流を行なうことにより運転される周波数変換器
   を介して給電される誘導電動機の制御装置において、そ
   の誘導電動機の２次磁束と１次電流との位相角を検出す
   る位相角検出器と、位相角指令値に対するその位相角検
   出器の検出位相角の偏差を時間積分する積分器と、この
   積分器の出力が増加のときには第１の基準値とこの積分
   器の出力とが等しくなつたさいにその誘導電動機の１次
   電流位相が進む方向に前記周波数変換器を転流させ、こ
   の積分器の出力が減少のときには前記第１の基準値より
   も小さな第２の基準値とこの積分器の出力とが等しくな
   つたさいにその誘導電動機の１次電流位相が遅れる方向
   に前記周波数変換器の転流をさせるような転流制御回路
   とを備えたことを特徴とする誘導電動機の制御装置。 ３ 相転流を行なうことにより運転される周波数変換器
   を介して供給される誘導電動機の制御装置において、そ
   の誘導電動機の出力トルクを検出するトルク検出器と、
   トルク指令値に対するそのトルク検出器の検出トルクの
   偏差を時間積分する積分器と、この積分器の出力が増加
   のときに第１の基準値とこの積分器の出力とが等しくな
   つたさいにその誘導電動機の１次電流位相が進む方向に
   前記周波数変換器を転流させ、この積分器の出力が減少
   のときには前記第１の基準値よりも小さい第２の基準値
   とこの積分器の出力とが等しくなつたさいにその誘導電
   動機の１次電流位相が遅れる方向に前記周波数変換器の
   転流をさせるような転流制御回路とを備えたことを特徴
   とする誘導電動機の制御装置。