JPS5996888A - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents
誘導電動機の制御装置Info
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- JPS5996888A JPS5996888A JP57202932A JP20293282A JPS5996888A JP S5996888 A JPS5996888 A JP S5996888A JP 57202932 A JP57202932 A JP 57202932A JP 20293282 A JP20293282 A JP 20293282A JP S5996888 A JPS5996888 A JP S5996888A
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は周波数変換装置で駆動される誘導電動機のベク
トル制御に係シ、特に１次電流を所定の制限値以下に制
限するための手段を備えた誘導電動機の制御装置に関す
るものである。
トル制御に係シ、特に１次電流を所定の制限値以下に制
限するための手段を備えた誘導電動機の制御装置に関す
るものである。
近年、誘導電動機の１次電流を位相まで制御することに
よシ直流機と同等の性能を得ることができるベクトル制
御方式が開発され、誘導電動機の堅牢安価なことと相俟
って注目されている。
よシ直流機と同等の性能を得ることができるベクトル制
御方式が開発され、誘導電動機の堅牢安価なことと相俟
って注目されている。
ベクトル制御の原理についてはすでに多くの発表がなさ
れているので、ここでは第１図に示す誘導電動機のベク
トル図によって簡単に説明する。第１図は誘導電動機の
２次巻線と鎖交する２次磁束Φ２を基準として１次電流
１１および２次電流１１の関係を示したベクトル図で、
２次磁束の方向をｄ軸とした直交するｄ−ｑ座標系で表
わしたものである。Ｍ、Ｌ２およびＴ２は誘導電動機定
数であＦ＞、Ｍは１次と２次巻線との相互インダクタン
ス、Ｉ Ｌ２は２次巻線の自己インダクタンス、Ｔ２は
２次巻線時定数である。捷た、ω８は２次磁束と回転子
とのすベシ角速度であり、Ｐは時間微分を表わす演算子
である。
れているので、ここでは第１図に示す誘導電動機のベク
トル図によって簡単に説明する。第１図は誘導電動機の
２次巻線と鎖交する２次磁束Φ２を基準として１次電流
１１および２次電流１１の関係を示したベクトル図で、
２次磁束の方向をｄ軸とした直交するｄ−ｑ座標系で表
わしたものである。Ｍ、Ｌ２およびＴ２は誘導電動機定
数であＦ＞、Ｍは１次と２次巻線との相互インダクタン
ス、Ｉ Ｌ２は２次巻線の自己インダクタンス、Ｔ２は
２次巻線時定数である。捷た、ω８は２次磁束と回転子
とのすベシ角速度であり、Ｐは時間微分を表わす演算子
である。
電動機の出力トルクＴは磁束の大きさと、その磁束が鎖
交している巻線に流れる電流の直交成分との積で表わさ
れるから、第１図の関係から１次電流ｘｉのｑ軸成分１
ｔｑ ’ｌ：用いて（１）式で表わすことができる。
交している巻線に流れる電流の直交成分との積で表わさ
れるから、第１図の関係から１次電流ｘｉのｑ軸成分１
ｔｑ ’ｌ：用いて（１）式で表わすことができる。
Ｔ＝Φ２１１［１（］、）式
また、２次磁束振幅Φ２は１次電流１１のｄ軸成分ｌｉ
ｄにより、（２）式で表わされる。
ｄにより、（２）式で表わされる。
（１）式および（２）式は、誘導電動機の特性を１次電
流成分１１ｄｅ ｉｌｑによって支配できることを意味
するもので、ｑ軸成分１１ｑの制御によって出力トルク
Ｔを変化させることができ、ｄ軸成分ｔｔａによって２
次磁束の制御ができることが分かる。２次磁束の大きさ
、および出力トルクの指令値が与えられたとき、それぞ
れの指令値を満足するように（１）式および（２）式に
基づいてｌｔｄおよびｉｌｑ ｋ制御することがベクト
ル制御の基本原理である。
流成分１１ｄｅ ｉｌｑによって支配できることを意味
するもので、ｑ軸成分１１ｑの制御によって出力トルク
Ｔを変化させることができ、ｄ軸成分ｔｔａによって２
次磁束の制御ができることが分かる。２次磁束の大きさ
、および出力トルクの指令値が与えられたとき、それぞ
れの指令値を満足するように（１）式および（２）式に
基づいてｌｔｄおよびｉｌｑ ｋ制御することがベクト
ル制御の基本原理である。
第２図はトルク指令Ｔ＊と磁束指令Φｒが与えられ、ベ
クトル制御をする場合の一構成例を示すブロック図であ
る。
クトル制御をする場合の一構成例を示すブロック図であ
る。
第２図において
１は３相の１次巻線Ｕ、Ｖ、Ｗを有する誘導電動機、
２は誘導電動機１の各相に１次電流１．Ｕｌ ｔｌｖｐ
ｉｌｗを供給する周波数変換装置、 ３は周波数変換装置２の入力母線、 ４は誘導電動機１の回転速度ω、全検出する速度検出器
、 ５は磁束制御回路で、与えられた指令値Φｒと磁束の帰
還信号Φ２とを比較し、両者が等しくなるように比較結
果に応じて、ｄ軸電流の指令値ｉｌ＊ｄを出力する・ ６は磁束演算回路で、ｄ軸電流の指令値１１＊ｄと実際
値ｉ１ｄとが等しいものとして（２）式によって１ｌＩ
ｄから磁束振幅Φ２を演算する。この磁束演算回路６で
演算された磁束振幅Φ２は磁束制御回路５へ帰還される
と同時に割算器７にも与えられる。
ｉｌｗを供給する周波数変換装置、 ３は周波数変換装置２の入力母線、 ４は誘導電動機１の回転速度ω、全検出する速度検出器
、 ５は磁束制御回路で、与えられた指令値Φｒと磁束の帰
還信号Φ２とを比較し、両者が等しくなるように比較結
果に応じて、ｄ軸電流の指令値ｉｌ＊ｄを出力する・ ６は磁束演算回路で、ｄ軸電流の指令値１１＊ｄと実際
値ｉ１ｄとが等しいものとして（２）式によって１ｌＩ
ｄから磁束振幅Φ２を演算する。この磁束演算回路６で
演算された磁束振幅Φ２は磁束制御回路５へ帰還される
と同時に割算器７にも与えられる。
割算器７では（１）式に基づいて、誘導電動機１が指令
されたトルクＴ＊ヲ出力するのに必Ｉｎｑ軸電流の指令
値１１−を算出する。この結果、磁束制御回路５および
割算器７の出力としてそれぞれ１次電流のｄ−ｑ軸成分
指令値ｔｔ”ｄおよび１１＊ｑが得られる・８は振幅演
算回路で、直交成分であるｄ−ｑ軸電流指令値ｉｌ＊ｄ
ｌ ｉ１＊、から、次の（３）式によって１次電流の振
幅指令Ｉ１１を演算する。
されたトルクＴ＊ヲ出力するのに必Ｉｎｑ軸電流の指令
値１１−を算出する。この結果、磁束制御回路５および
割算器７の出力としてそれぞれ１次電流のｄ−ｑ軸成分
指令値ｔｔ”ｄおよび１１＊ｑが得られる・８は振幅演
算回路で、直交成分であるｄ−ｑ軸電流指令値ｉｌ＊ｄ
ｌ ｉ１＊、から、次の（３）式によって１次電流の振
幅指令Ｉ１１を演算する。
１”−（１１”ｄ）午（ｌｌ＊ｑ）２（３）式９は位相
角演算回路で、第１図から明らかなように（４）式によ
９１次電流と２次磁束との相対位相角の指令値θ０を演
算するものである。
角演算回路で、第１図から明らかなように（４）式によ
９１次電流と２次磁束との相対位相角の指令値θ０を演
算するものである。
１０はすベシ演算回路で、所定のベクトル関係を維持す
るために必要なすべり角速度ω８を演算する。すベシ角
速度ω８は第１図のベクトル図の関係から、（５）式の
演算で求められる＠１１は加算器で、すベシ演算回路１
０で演算されたすべり角速度ω６と速度検出器４によシ
検出された回転速度ω、とを加算する。加算器１１の出
力ω１＋ω８は２次磁束の回転速度である。
るために必要なすべり角速度ω８を演算する。すベシ角
速度ω８は第１図のベクトル図の関係から、（５）式の
演算で求められる＠１１は加算器で、すベシ演算回路１
０で演算されたすべり角速度ω６と速度検出器４によシ
検出された回転速度ω、とを加算する。加算器１１の出
力ω１＋ω８は２次磁束の回転速度である。
１２は積分器で、加算器１１の出力ω１＋ω８を積分し
、２次磁束の回転位相角θｏ’に出力する。
、２次磁束の回転位相角θｏ’に出力する。
１３は加算器で、積分器１２の出力として得られる２次
磁束の瞬時位相角θ０に位相角演算回路９で演算された
相対位相角θ９を加算し、第１図のようなベクトル関係
を維持するために必要な１次電流の瞬時位相角指令０１
＊を出力する。
磁束の瞬時位相角θ０に位相角演算回路９で演算された
相対位相角θ９を加算し、第１図のようなベクトル関係
を維持するために必要な１次電流の瞬時位相角指令０１
＊を出力する。
振幅演算回路８および加算器１３がら出力される、１次
電流の振幅および位相角の指令値■１１，０１＊が周波
数変換装置２に与えられる。
電流の振幅および位相角の指令値■１１，０１＊が周波
数変換装置２に与えられる。
周波数変換装置２は両指令値１１１．θｌ＊に応じた各
相の１次電流１１ＵＩ ＩＩＶＩ ＩＩＷ を誘導電
動機１に供給し、１次電流基本波ベクトルの大きさおよ
び位相角がそれぞれ１１＊およびθｌ＊に等しくなるよ
うに制御される。この周波数変換装置２はインバータや
サイクロコンバータ等の電力変換装置とその電流制御回
路で構成されるが、周知のものなので詳細説明は省略す
る。
相の１次電流１１ＵＩ ＩＩＶＩ ＩＩＷ を誘導電
動機１に供給し、１次電流基本波ベクトルの大きさおよ
び位相角がそれぞれ１１＊およびθｌ＊に等しくなるよ
うに制御される。この周波数変換装置２はインバータや
サイクロコンバータ等の電力変換装置とその電流制御回
路で構成されるが、周知のものなので詳細説明は省略す
る。
このようにして１次電流の磁束と同相成分ｉ１ｄおよび
直交する成分１１．とを分離して制御することができる
ため、直流機と同じように磁束制御およびトルク制御が
可能であシ、トルク制御ルーズの外側に速度制御ループ
を付加することによシ、安定で連応性の優れた速度制御
装置が実現される。ただし、そのためには、誘導電動機
１に供給される１次電流がその指令値１１９およびθ１
に良く追従していることが必要である。特に、ｄ−ｑ座
標系上での電流指令値１１＊ｄ、１１＊、によって定め
られる（３） 、 （４）および（５）式の関係を満足
するような１次電流を誘導電動機１に供給しなければ、
実際の１次電流のｄ−ｑ軸成分１１ｄ、 １１．はその
指令値１１”ｄ＊１１−と異なった量となシ、高速応答
を実現することはできない。
直交する成分１１．とを分離して制御することができる
ため、直流機と同じように磁束制御およびトルク制御が
可能であシ、トルク制御ルーズの外側に速度制御ループ
を付加することによシ、安定で連応性の優れた速度制御
装置が実現される。ただし、そのためには、誘導電動機
１に供給される１次電流がその指令値１１９およびθ１
に良く追従していることが必要である。特に、ｄ−ｑ座
標系上での電流指令値１１＊ｄ、１１＊、によって定め
られる（３） 、 （４）および（５）式の関係を満足
するような１次電流を誘導電動機１に供給しなければ、
実際の１次電流のｄ−ｑ軸成分１１ｄ、 １１．はその
指令値１１”ｄ＊１１−と異なった量となシ、高速応答
を実現することはできない。
例えば、周波数変換装置２の電流定格以下で運転するた
めに、振幅演算回路８の出力である電流振幅指令Ｉｌ“
を制限値以下に制限すると（３）式の関係は満足されな
くなる可能性がある。従って、（３）〜（５）式の関係
を満足し、かつ電流振幅が周波数変換装置２の電流定格
以下になるようにするにはａ−ｑ軸電流指令値１１″ｄ
＋ ｉ ｌ”ｑを制限する必要がある。
めに、振幅演算回路８の出力である電流振幅指令Ｉｌ“
を制限値以下に制限すると（３）式の関係は満足されな
くなる可能性がある。従って、（３）〜（５）式の関係
を満足し、かつ電流振幅が周波数変換装置２の電流定格
以下になるようにするにはａ−ｑ軸電流指令値１１″ｄ
＋ ｉ ｌ”ｑを制限する必要がある。
そこで、従来は振幅指令工ｌ＊の制限値ＩＩＭに対して
（６）式の関係を満足するようなｄ−ｑ軸電流指令ｌｌ
＊ｄ、１１＊ｑの制限値ｉｔｄＭおよびｌｌｑＭを設定
踵それぞれの指令値をｉｔｄＭおよび１１４Ｍ以下にな
るように制限していた。
（６）式の関係を満足するようなｄ−ｑ軸電流指令ｌｌ
＊ｄ、１１＊ｑの制限値ｉｔｄＭおよびｌｌｑＭを設定
踵それぞれの指令値をｉｔｄＭおよび１１４Ｍ以下にな
るように制限していた。
’ ｔｌ、ｚ＋ ｉ１ｑ２Ｍ＝ ＩＩＭ （６
）式ｄ−ｑ軸電流指令値１１＊ｄおよび１１＊ｑを制限
することによって、電流振幅を周波数変換装置２の定格
以下に抑制することができ、所定のベクトル関係が維持
され高速応答が実現される。しかしながら、上述のよう
なｄ−ｑ軸電流指令１１＊ｄおよび１１−の制限は電力
変換装置の運転能力を低減させる結果を招く。このこと
を第３図を参照しながら次に説明する。
）式ｄ−ｑ軸電流指令値１１＊ｄおよび１１＊ｑを制限
することによって、電流振幅を周波数変換装置２の定格
以下に抑制することができ、所定のベクトル関係が維持
され高速応答が実現される。しかしながら、上述のよう
なｄ−ｑ軸電流指令１１＊ｄおよび１１−の制限は電力
変換装置の運転能力を低減させる結果を招く。このこと
を第３図を参照しながら次に説明する。
第３図は（６）式の関係を満足するようにｔｉ−ｑ軸電
流指令、ｌ＊ｄ、 １１＊の制限値１１ｄＭ、ｉｌｑＭ
を設定したときに、電流を使用できる領域を斜線で示し
たものである。円の半径は１次電流の振幅制限値工ＩＭ
であり、この円内が周波数変換装置２の電流定格内で動
作できる範囲である。
流指令、ｌ＊ｄ、 １１＊の制限値１１ｄＭ、ｉｌｑＭ
を設定したときに、電流を使用できる領域を斜線で示し
たものである。円の半径は１次電流の振幅制限値工ＩＭ
であり、この円内が周波数変換装置２の電流定格内で動
作できる範囲である。
（６）式の関係から、ｄ軸電流の制限値ｉｌｄＭを小さ
く設定するほどｑ軸電流の制限値ｉｔｑＭを太きく設定
でき、誘導電動機１の出力トルクを充分に得ることがで
きる。しかし、磁束を可変制御するためにはｄ軸電流の
制限値ｌｌｄＭを余９小さくすることはできない。（２
）式を変形すれば、磁束振幅Φ２とｄ軸電流ｉ１ｄとの
関係は次の（７）式のように表わされる。
く設定するほどｑ軸電流の制限値ｉｔｑＭを太きく設定
でき、誘導電動機１の出力トルクを充分に得ることがで
きる。しかし、磁束を可変制御するためにはｄ軸電流の
制限値ｌｌｄＭを余９小さくすることはできない。（２
）式を変形すれば、磁束振幅Φ２とｄ軸電流ｉ１ｄとの
関係は次の（７）式のように表わされる。
すなわち、磁束振幅Φ２を変化させるためには、Φ２に
比例した成分とΦ２の変化率（ｐΦ２）に比例した成分
を加えた大きさのｄ軸電流１ｌ（１が必要である。従っ
て、ｄ軸電流の制限値ｉ１（ＩＭを余シ小さくすると、
Φ２の変化重分の成分が小さくな）高速に磁束制御する
ことができなくなる。
比例した成分とΦ２の変化率（ｐΦ２）に比例した成分
を加えた大きさのｄ軸電流１ｌ（１が必要である。従っ
て、ｄ軸電流の制限値ｉ１（ＩＭを余シ小さくすると、
Φ２の変化重分の成分が小さくな）高速に磁束制御する
ことができなくなる。
このようなことからｄ軸電流の制限値ｉｌｄＭ’に余シ
小さくすることはできず、必然的にｑ軸電流の制限値１
１１Ｍがある程度小さくなり、誘導電動機１の出力トル
クも制限される。
小さくすることはできず、必然的にｑ軸電流の制限値１
１１Ｍがある程度小さくなり、誘導電動機１の出力トル
クも制限される。
以上の説明から分かるように、（６）式を満足するよう
にｄ−ｑ軸電流の制限値１１ ｄＭ＋ １１４Ｍを設定
する従来の制限手段によると、第３図の円内で示される
周波数変換装置２の持つ能力のうちの斜線部で示される
領域しか使われなくなるので、容量の大きな周波数変換
装置が必要となって装置が高価なものとなる。
にｄ−ｑ軸電流の制限値１１ ｄＭ＋ １１４Ｍを設定
する従来の制限手段によると、第３図の円内で示される
周波数変換装置２の持つ能力のうちの斜線部で示される
領域しか使われなくなるので、容量の大きな周波数変換
装置が必要となって装置が高価なものとなる。
本発明は上述のような背景に鑑みなされたものであシ、
１次電流の振幅が周波数変換装置の定格以下になるよう
にｄ−ｑ軸成分の指令値を制限値以下に制限し、かつ周
波数変換装置の出力電流を常に最大限まで流せるように
して、安価で高性能な誘導電動機の制御装置を提供する
ことを目的とするものである。
１次電流の振幅が周波数変換装置の定格以下になるよう
にｄ−ｑ軸成分の指令値を制限値以下に制限し、かつ周
波数変換装置の出力電流を常に最大限まで流せるように
して、安価で高性能な誘導電動機の制御装置を提供する
ことを目的とするものである。
上記目的を達成するための本発明の特徴は、ｑ軸電流の
指令値１１＊、の制限値１１４Ｍを変えられるようにし
、その制限値１１４Ｍをｄ軸電流の指令値ｊＩＩｄと１
次電流の振幅制限値ＩＩＭとの間で次の（８）式を満足
するように設定することにある。
指令値１１＊、の制限値１１４Ｍを変えられるようにし
、その制限値１１４Ｍをｄ軸電流の指令値ｊＩＩｄと１
次電流の振幅制限値ＩＩＭとの間で次の（８）式を満足
するように設定することにある。
ｉ１ｑＭ＝ １１＊Ｍ −（ｌ、−）２ （
８）式〔発明の実施例〕 第４図は本発明の一実施例の構成を示すブロック図で、
第２図と同一符号を有すものは同一機能を有するもので
あるから説明を省略する。
８）式〔発明の実施例〕 第４図は本発明の一実施例の構成を示すブロック図で、
第２図と同一符号を有すものは同一機能を有するもので
あるから説明を省略する。
第４図において、１４は制限値を外部からの入力信号に
応じて変えることのできる制限回路、１５はｄ軸電流の
指令値ｉｔ”ｄの瞬時値から（８）式に基づいてｑ軸電
流の制限値１１４Ｍを演算する制限値演算回路である。
応じて変えることのできる制限回路、１５はｄ軸電流の
指令値ｉｔ”ｄの瞬時値から（８）式に基づいてｑ軸電
流の制限値１１４Ｍを演算する制限値演算回路である。
この制限回路１４と制限値演算回路１５が第２図の構成
よシも多くなっただけで、他の部分は全く第２図と同じ
である。
よシも多くなっただけで、他の部分は全く第２図と同じ
である。
制限値演算回路１５で（８）式に基づいて演算されたｑ
′軸電流の制限値１１１Ｍは制限回路１４に与えられ、
制限回路１４は割算器７の出力ＴンΦ２の絶対値をその
制限値１１１Ｍ以下に制限した信号と１−てｑ軸電流の
指令値ｉ八を出力する。すなわち、ｑ軸電流の指令値の
絶対値Ｉ ｉ ｘ”ｑ ｌは常に制限値１１１Ｍ以下に
制限されるので、（３）式に基づいて振幅演算回路８で
演算される振幅指令工げは１次電流振幅の制限値工１Ｍ
を超えることはない。
′軸電流の制限値１１１Ｍは制限回路１４に与えられ、
制限回路１４は割算器７の出力ＴンΦ２の絶対値をその
制限値１１１Ｍ以下に制限した信号と１−てｑ軸電流の
指令値ｉ八を出力する。すなわち、ｑ軸電流の指令値の
絶対値Ｉ ｉ ｘ”ｑ ｌは常に制限値１１１Ｍ以下に
制限されるので、（３）式に基づいて振幅演算回路８で
演算される振幅指令工げは１次電流振幅の制限値工１Ｍ
を超えることはない。
このようにｑｌｉＩＩ］電流の制限値１１ＱＭをｄ軸電
流の指令値ｉｌ＊ｄに応じて変えることによシ、周波数
変換装置２の電流容量を最大限捷で利用した装置が実現
されることになる。
流の指令値ｉｌ＊ｄに応じて変えることによシ、周波数
変換装置２の電流容量を最大限捷で利用した装置が実現
されることになる。
第５図はｄ軸電流指令値ｌｌ＊ｄとｑ軸電流制限値１１
１Ｍの関係を示した図で、（、）はｌｌ＊ｄが大きい場
合、（ｂ）は／」１さい場合である。磁束を変化させて
いるときは第５図（、）のようにｄ＠電流指令値１西が
太きくなシ、ｑ軸電流制限値１１ｑＭが小さくなって、
誘導電動機１の出力トルクＴも制限される可能性がある
。しかし、磁束がほぼ一定のときのｄ軸電流１１ｄは誘
導電動機１の励磁電流に相当し、電流振幅の制限値１１
Ｍに対するｌｉｄの比率は第５図（ｂ）のように小さい
。このときのｑ軸電流制限値１１ｑＭは大きくなるので
、誘導電動機１は充分に大きなトルクを出力することが
できる。すなわち、本発明によれば、周波数変換装置２
の電流容量に見合った大きな出力トルクを得ることがで
きる。
１Ｍの関係を示した図で、（、）はｌｌ＊ｄが大きい場
合、（ｂ）は／」１さい場合である。磁束を変化させて
いるときは第５図（、）のようにｄ＠電流指令値１西が
太きくなシ、ｑ軸電流制限値１１ｑＭが小さくなって、
誘導電動機１の出力トルクＴも制限される可能性がある
。しかし、磁束がほぼ一定のときのｄ軸電流１１ｄは誘
導電動機１の励磁電流に相当し、電流振幅の制限値１１
Ｍに対するｌｉｄの比率は第５図（ｂ）のように小さい
。このときのｑ軸電流制限値１１ｑＭは大きくなるので
、誘導電動機１は充分に大きなトルクを出力することが
できる。すなわち、本発明によれば、周波数変換装置２
の電流容量に見合った大きな出力トルクを得ることがで
きる。
また本発明ではｄ軸電流ｔｌｄを電流振幅の制限値ＩＩ
Ｍｔで大きくすることができるので、非常に速い磁束制
御を実現することができる。
Ｍｔで大きくすることができるので、非常に速い磁束制
御を実現することができる。
第６図は第４図における制限回路１４の詳細な構成を示
す公知の回路例である。第６図は単一の極性の信号を制
限する同一の回路を２段直列に接続したものである。演
算増幅器へ１．抵抗Ｒ１０，Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３，
トランジスタＴ１およびダイオードＤ１０．Ｄｌｌで構
成される前段の制限回路の動作を説明する。
す公知の回路例である。第６図は単一の極性の信号を制
限する同一の回路を２段直列に接続したものである。演
算増幅器へ１．抵抗Ｒ１０，Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３，
トランジスタＴ１およびダイオードＤ１０．Ｄｌｌで構
成される前段の制限回路の動作を説明する。
演算増幅器Ａ、低抵抗１０ 、Ｒ７１で周知の反転増幅
回路を構成し、抵抗ＲＩＯに与えられる入力信号（Ｔ＊
／ζ・２）の極性が反転された信号が演算増幅器へ１の
出力として得られる。演算増幅器Ａ１の出力が正の場合
には、ダイオードＤ１０によシトランジスタＴ１の回路
は演算増幅器Ａ１と切シ離されるため制限回路としての
動作はされガい。演算増幅器Ａ１の出力が負の場合には
、ダイオードＤ１０は短絡状態となり、トランジスタＴ
Ｉのベース電位は演算増幅密入１の出力と抵抗１３に与
えられる制限値信号ｌ、９Ｍとの電位差を抵抗Ｒ１２と
Ｒ１３との抵抗比で分圧したものとなる。今、抵抗Ｒ１
２とＲ１３の抵抗値が等しいものとすれば、制限値信号
ｌ！９Ｍよυも演算増幅器Ａノの出力絶対値が小さけれ
ばトランジスタＴ１のベース電位は正になろうとするが
、ダイオードＤｌｌの動作によってベース電位はほぼＯ
電位になシトランジスタＴ１はオフし、演算増幅器の出
力には入力信号（Ｔ”／Φ２）の極性を反転した信号が
得られる。
回路を構成し、抵抗ＲＩＯに与えられる入力信号（Ｔ＊
／ζ・２）の極性が反転された信号が演算増幅器へ１の
出力として得られる。演算増幅器Ａ１の出力が正の場合
には、ダイオードＤ１０によシトランジスタＴ１の回路
は演算増幅器Ａ１と切シ離されるため制限回路としての
動作はされガい。演算増幅器Ａ１の出力が負の場合には
、ダイオードＤ１０は短絡状態となり、トランジスタＴ
Ｉのベース電位は演算増幅密入１の出力と抵抗１３に与
えられる制限値信号ｌ、９Ｍとの電位差を抵抗Ｒ１２と
Ｒ１３との抵抗比で分圧したものとなる。今、抵抗Ｒ１
２とＲ１３の抵抗値が等しいものとすれば、制限値信号
ｌ！９Ｍよυも演算増幅器Ａノの出力絶対値が小さけれ
ばトランジスタＴ１のベース電位は正になろうとするが
、ダイオードＤｌｌの動作によってベース電位はほぼＯ
電位になシトランジスタＴ１はオフし、演算増幅器の出
力には入力信号（Ｔ”／Φ２）の極性を反転した信号が
得られる。
逆に制限値信号１１４Ｍよシも演算増幅器Ａ１の出力信
号の絶対値が大きくなろうとすると、ベース電位は負に
なってトランジスタＴノがオン状態となる。トランジス
タＴ１がオン状態になると演算増幅器Ａ１の帰還抵抗Ｒ
１１が短絡状態となるため、演算増幅器Ａノの出力レベ
ルは小さくなシ、結果として演算増幅器ＡＩの出力は制
限値信号１１４Ｍ以下に制限される。
号の絶対値が大きくなろうとすると、ベース電位は負に
なってトランジスタＴノがオン状態となる。トランジス
タＴ１がオン状態になると演算増幅器Ａ１の帰還抵抗Ｒ
１１が短絡状態となるため、演算増幅器Ａノの出力レベ
ルは小さくなシ、結果として演算増幅器ＡＩの出力は制
限値信号１１４Ｍ以下に制限される。
但し、°演算増幅器へ１の出力力１１１限されるのは前
述したように入力信号（Ｔ＊／Φ２）力；正で演算増幅
器Ａ１の出力が負の場合だけでオシ、入力信号（Ｔ＊／
Φ２）が負で演算増幅器Ａ１の出力が正の場合には制限
動作は行なＡつれない。し７５）し、この場合には演算
増幅器Ａ２．抵抗Ｒ２０゜Ｒ２１，Ｒ２２，ｎ２３ｅト
ランジスタＴ１およびダイオードＤ２０ 、 Ｄ２ Ｊ
で構成される全く同一の次段の回路で制限さ−ｊするこ
とは明ら７５）である。
述したように入力信号（Ｔ＊／Φ２）力；正で演算増幅
器Ａ１の出力が負の場合だけでオシ、入力信号（Ｔ＊／
Φ２）が負で演算増幅器Ａ１の出力が正の場合には制限
動作は行なＡつれない。し７５）し、この場合には演算
増幅器Ａ２．抵抗Ｒ２０゜Ｒ２１，Ｒ２２，ｎ２３ｅト
ランジスタＴ１およびダイオードＤ２０ 、 Ｄ２ Ｊ
で構成される全く同一の次段の回路で制限さ−ｊするこ
とは明ら７５）である。
このようにして、第６図の回路によシ入力信号（Ｔ＊／
Φ２）の絶対値が制限値信号１１ｑＭ以下に制限された
信号１１”９が演算増幅器Ａ２の出力として得られる。
Φ２）の絶対値が制限値信号１１ｑＭ以下に制限された
信号１１”９が演算増幅器Ａ２の出力として得られる。
第７図は第４図における制限値演算回路１５の詳細な構
成例を示す回路図で、Ｍｌ、Ｍ２は乗算器、Ａ３は演算
増幅器、’Ｅ？、、３ｏ、Ｙｔ：ｉ１゜Ｒ３２は抵抗器
、ＰＩは可変分圧器である。
成例を示す回路図で、Ｍｌ、Ｍ２は乗算器、Ａ３は演算
増幅器、’Ｅ？、、３ｏ、Ｙｔ：ｉ１゜Ｒ３２は抵抗器
、ＰＩは可変分圧器である。
可変分圧器Ｐ１は１次電流の振幅市ｕ限イ直の自乗ｌ１
２Ｍを負極性で設定され、抵抗３１を介して演算増幅器
Ａ３の反転入力側へ与えられる。ｄ軸電流指令値１１−
は乗算器Ｍ１で自乗され、抵抗Ｒ３０を介して演算増幅
器Ａ３の反転入力ＪｆＡ１ｊへ与えられる。演算増幅器
Ａ３の出力１１ＱＭは乗算器Ｍ２°で自乗され、抵抗Ｒ
３２に介してヅ帯還される。
２Ｍを負極性で設定され、抵抗３１を介して演算増幅器
Ａ３の反転入力側へ与えられる。ｄ軸電流指令値１１−
は乗算器Ｍ１で自乗され、抵抗Ｒ３０を介して演算増幅
器Ａ３の反転入力ＪｆＡ１ｊへ与えられる。演算増幅器
Ａ３の出力１１ＱＭは乗算器Ｍ２°で自乗され、抵抗Ｒ
３２に介してヅ帯還される。
演算増幅器Ａ３は反転入力端子へ流入する電流がＯにな
るように動作するから、各抵抗Ｒ３０゜Ｒ３１，ｆｔ３
２の抵抗値を等しく選べば、次の関係が成立する。
るように動作するから、各抵抗Ｒ３０゜Ｒ３１，ｆｔ３
２の抵抗値を等しく選べば、次の関係が成立する。
１１２Ｍ（ｉｌａ） −ＳＩＱＭ （９）式す
なわち、演算増幅器Ａ３から出力される信号は（８）大
全満足する制限値１１ｑＭであること力玉分力する。
なわち、演算増幅器Ａ３から出力される信号は（８）大
全満足する制限値１１ｑＭであること力玉分力する。
以上、第４図の実施例で本発明を説明したカニ、本発明
はこの構成のベクトル制御に限られるものではない。第
２図および第４図の構成のものは回転速度ω、にすベリ
角速度ωＳを加算して磁束の位置を得ることから、すべ
り周波１１ ｊｔｆｌｊ御形ベクトル方式と最近では呼
ばれているものである。
はこの構成のベクトル制御に限られるものではない。第
２図および第４図の構成のものは回転速度ω、にすベリ
角速度ωＳを加算して磁束の位置を得ることから、すべ
り周波１１ ｊｔｆｌｊ御形ベクトル方式と最近では呼
ばれているものである。
ベクトル制御には他に磁束位置をホール素子等の感磁素
子で直接的に、おるいは端子電圧等から誘起電圧を求め
て積分することで間接的に検出し、その検出された磁束
位置から流すべき１次電流ベクトルの位相を決める磁束
検出形もある。
子で直接的に、おるいは端子電圧等から誘起電圧を求め
て積分することで間接的に検出し、その検出された磁束
位置から流すべき１次電流ベクトルの位相を決める磁束
検出形もある。
この場合であっても１次電流指令値の磁束と同相な成分
１１”ｄと直交する成分１へとをベクトル合成して１次
電流の振幅指令Ｌ１”ｋ定めることは同じであるから、
第４図の場合と全く同じように本発明を適用できること
は明らかである。
１１”ｄと直交する成分１へとをベクトル合成して１次
電流の振幅指令Ｌ１”ｋ定めることは同じであるから、
第４図の場合と全く同じように本発明を適用できること
は明らかである。
また、第４図の説明ではｄ軸電流指令値１１ｄには特に
制限値を設定しなかったが、１次電流振幅の制限値工Ｉ
Ｍよυも小さな値で制限をしても良い。このように制限
することによって、急速な可変磁束制御をしているとき
であっても、ｑ軸電流指令値１１９．の制限値１１ｑＭ
は０になることはなく、誘導電動機は常にある程度のト
ルクを出力し得るようになる。この結果、本発明の効果
が損なわれるようなことはない。
制限値を設定しなかったが、１次電流振幅の制限値工Ｉ
Ｍよυも小さな値で制限をしても良い。このように制限
することによって、急速な可変磁束制御をしているとき
であっても、ｑ軸電流指令値１１９．の制限値１１ｑＭ
は０になることはなく、誘導電動機は常にある程度のト
ルクを出力し得るようになる。この結果、本発明の効果
が損なわれるようなことはない。
更に、最近ではマイコンが安価になったことから、電動
機の制御回路も急速にマイコン化が進められている。そ
のため第４図のような制御回路もマイコンのソフトウェ
ア処理に置き換えられつつあるが、本発明はソフトウェ
ア処理する場合には容易に達成できるものである。ある
量を制限値以下に制限することは比較命令で容易に実行
できるので制限値回路１４のソフトウェア化は勿論、制
限値演算回路１５０機能も（８）式の関数を計算したテ
ーブル’ｋ ＩＪ−ドオンリメモリ等に書き込んでおき
、テーブル参照方式で制限値を求めることにより容易に
ソフトウェア化することができる。
機の制御回路も急速にマイコン化が進められている。そ
のため第４図のような制御回路もマイコンのソフトウェ
ア処理に置き換えられつつあるが、本発明はソフトウェ
ア処理する場合には容易に達成できるものである。ある
量を制限値以下に制限することは比較命令で容易に実行
できるので制限値回路１４のソフトウェア化は勿論、制
限値演算回路１５０機能も（８）式の関数を計算したテ
ーブル’ｋ ＩＪ−ドオンリメモリ等に書き込んでおき
、テーブル参照方式で制限値を求めることにより容易に
ソフトウェア化することができる。
以上説明したように本発明によれば、周波数変換装置の
出力し得る電流振幅内の範囲で、１次電流のｄ軸成分を
流すことができるため高速な磁束制御が可能である。ま
た、１次電流のｑ軸成分も電流振幅の許される範囲内で
大きく流せるので、従来のように容量の大きな周波数変
換装置を必要とすることもなく、経済的な誘導電動機の
制御装置を提供することができるものである。
出力し得る電流振幅内の範囲で、１次電流のｄ軸成分を
流すことができるため高速な磁束制御が可能である。ま
た、１次電流のｑ軸成分も電流振幅の許される範囲内で
大きく流せるので、従来のように容量の大きな周波数変
換装置を必要とすることもなく、経済的な誘導電動機の
制御装置を提供することができるものである。
第１図は誘導電動機のベクトル図、第２図は従来のベク
トル制御を示す構成図、第３図は従来の電流制限手段に
よる電流の動作領域を示すベクトル図、第４図は本発明
の一実施例を示す構成図、第５図は本発明の詳細な説明
するための電流ベクトル図、第６図は第４図の制限回路
の詳細構成例を示す回路図、第７図は第４図の制限値演
算回路の詳細構成例を示す回路図である。 １・・・誘導電動機、２・・・周波数変換装置、３・・
・交流母線、４・・・速度検出器、５・・・磁束制御回
路、６・・・磁束演算回路、７・・・割算器、８・・・
振幅演算回路、９・・・位相角演算回路、１０・・・す
ベシ演算回路、１ノ・・・加算回路、１２・・・積分回
路、１３・・・加算器、１４・・・制限回路、１５・・
・制限値演算回路。 第５図 １１ｅｙ 牛 １ １、Ｍｌ 第６図 色
トル制御を示す構成図、第３図は従来の電流制限手段に
よる電流の動作領域を示すベクトル図、第４図は本発明
の一実施例を示す構成図、第５図は本発明の詳細な説明
するための電流ベクトル図、第６図は第４図の制限回路
の詳細構成例を示す回路図、第７図は第４図の制限値演
算回路の詳細構成例を示す回路図である。 １・・・誘導電動機、２・・・周波数変換装置、３・・
・交流母線、４・・・速度検出器、５・・・磁束制御回
路、６・・・磁束演算回路、７・・・割算器、８・・・
振幅演算回路、９・・・位相角演算回路、１０・・・す
ベシ演算回路、１ノ・・・加算回路、１２・・・積分回
路、１３・・・加算器、１４・・・制限回路、１５・・
・制限値演算回路。 第５図 １１ｅｙ 牛 １ １、Ｍｌ 第６図 色
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 誘導電動機の磁束と同相な１次電流成分（ｉｌｄ）と直
交する１次電流成分（１ｔｑ）とを制御することによっ
て前記誘導電動機を制御する誘導電動機の制御装置にお
いて、 前記磁束と同相な１次電流成分（ｉｌｄ）の指令値１１
＊ｄと１次電流振幅の制限値（ＩＩＭ）とから前記磁束
と直交する１次電流成分（ｉｌｑ）の制限値１１９Ｍを ’１（ＩＭ ＝ ＩＩ２Ｍ−（ｉｌ”ｄ）２なる関係
で演算する制限値演算手段と、前記磁束と直交する１次
電流成分（ｌｌｑ）の指令値の絶対値１１ｔ”ｑｌｋ前
記演算手段で演算された制限値１１４Ｍ以下に制限する
制限手段とを備えたことを特徴とする誘導電動機の制御
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57202932A JPS5951235B2 (ja) | 1982-11-19 | 1982-11-19 | 誘導電動機の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57202932A JPS5951235B2 (ja) | 1982-11-19 | 1982-11-19 | 誘導電動機の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5996888A true JPS5996888A (ja) | 1984-06-04 |
| JPS5951235B2 JPS5951235B2 (ja) | 1984-12-12 |
Family
ID=16465543
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57202932A Expired JPS5951235B2 (ja) | 1982-11-19 | 1982-11-19 | 誘導電動機の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5951235B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS611292A (ja) * | 1984-06-11 | 1986-01-07 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
| EP0757432A3 (en) * | 1995-08-04 | 1997-04-09 | Boeing Co | Starting a synchronous machine without measuring the rotor position or speed |
| EP2015443A1 (en) | 2007-07-10 | 2009-01-14 | Jtekt Corporation | Motor control device |
-
1982
- 1982-11-19 JP JP57202932A patent/JPS5951235B2/ja not_active Expired
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS611292A (ja) * | 1984-06-11 | 1986-01-07 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
| EP0757432A3 (en) * | 1995-08-04 | 1997-04-09 | Boeing Co | Starting a synchronous machine without measuring the rotor position or speed |
| US5818192A (en) * | 1995-08-04 | 1998-10-06 | The Boeing Company | Starting of synchronous machine without rotor position of speed measurement |
| US5877606A (en) * | 1995-08-04 | 1999-03-02 | The Boeing Company | Starting of synchronous machine without rotor position or speed measurement |
| EP2015443A1 (en) | 2007-07-10 | 2009-01-14 | Jtekt Corporation | Motor control device |
| US7960940B2 (en) | 2007-07-10 | 2011-06-14 | Jtekt Corporation | Motor control device |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5951235B2 (ja) | 1984-12-12 |
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