JPH0344510B2 - - Google Patents
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- JPH0344510B2 JPH0344510B2 JP57009654A JP965482A JPH0344510B2 JP H0344510 B2 JPH0344510 B2 JP H0344510B2 JP 57009654 A JP57009654 A JP 57009654A JP 965482 A JP965482 A JP 965482A JP H0344510 B2 JPH0344510 B2 JP H0344510B2
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- 230000005284 excitation Effects 0.000 claims description 13
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims description 4
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
- H02P21/08—Indirect field-oriented control; Rotor flux feed-forward control
- H02P21/09—Field phase angle calculation based on rotor voltage equation by adding slip frequency and speed proportional frequency
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
- H02P21/16—Estimation of constants, e.g. the rotor time constant
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P2207/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the type of motor
- H02P2207/01—Asynchronous machines
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、すべり周波数を調整して、１次電流
を励磁電流成分と２次電流成分とに分けて制御す
るようにしたベクトル制御装置の改良に係るもの
である。
を励磁電流成分と２次電流成分とに分けて制御す
るようにしたベクトル制御装置の改良に係るもの
である。
従来、誘導機のベクトル制御における２次抵抗
の変化補償法につぎのような先例がある。
の変化補償法につぎのような先例がある。
すなわち、これは電圧の積分より磁束のスカラ
量を求め、このスカラ量を一定にするようにスリ
ツプ周波数を調整している。この手段では１次周
波数が零の時不正確であり、静止トルクを必要と
する場合に問題となる。
量を求め、このスカラ量を一定にするようにスリ
ツプ周波数を調整している。この手段では１次周
波数が零の時不正確であり、静止トルクを必要と
する場合に問題となる。
しかして、現在実用化されているカゴ形誘導機
のベクトル制御は、フリツプ周波数sfをモータ定
数より sf＝R2I2／MI0 （ここに、R2は２次抵抗、I2は２次電流、Ｍは
１次２次相互インダクタンス、I0は励磁電流であ
る。） としているが、２次抵抗R2は温度変化120℃程度
で50％程度変化する。
のベクトル制御は、フリツプ周波数sfをモータ定
数より sf＝R2I2／MI0 （ここに、R2は２次抵抗、I2は２次電流、Ｍは
１次２次相互インダクタンス、I0は励磁電流であ
る。） としているが、２次抵抗R2は温度変化120℃程度
で50％程度変化する。
したがつて、温度変化による２次抵抗R2の変
化に対応してスリツプ周波数sfを可変にすべきで
ある。
化に対応してスリツプ周波数sfを可変にすべきで
ある。
この調整がない場合、励磁電流I0とトルク電流
である２次電流I2との直交関係が保持されず、ト
ルクが25％程度変化する。
である２次電流I2との直交関係が保持されず、ト
ルクが25％程度変化する。
ここにおいて、本発明は、従来装置の欠点を除
去し２次抵抗変化を補償する誘導機のベクトル制
御装置を提供することを、その目的とする。
去し２次抵抗変化を補償する誘導機のベクトル制
御装置を提供することを、その目的とする。
先ず本発明の原理を述べておく。
励磁電流指令ベクトルI〓0sと誘導機の検出演算
した２次鎖交磁束ベクトルφ〓2とを比較し、この
ベクトル誤差を零にするようにスリツプ周波数sf
を調整する。
した２次鎖交磁束ベクトルφ〓2とを比較し、この
ベクトル誤差を零にするようにスリツプ周波数sf
を調整する。
その手段として、
○イ ベクトル誤差を零にするPLL（位相ロツクル
ープ回路）を追加して設ける。
ープ回路）を追加して設ける。
○ロ ２次鎖交磁束ベクトルΦ〓2の検出演算器を追
加して備える。
加して備える。
この結果、２次抵抗R2の変化に対応したスリ
ツプ周波数が制御的に与えられ、誘導機は完全な
直流機特性を有することになる。
ツプ周波数が制御的に与えられ、誘導機は完全な
直流機特性を有することになる。
では、本発明の実施例について説明する。
第１図は本発明の第１の実施例のブロツク図、
第２図は電流電圧ベクトル図、第３図は誘導機の
等価回路図、第４図は一部回路詳細図である。
第２図は電流電圧ベクトル図、第３図は誘導機の
等価回路図、第４図は一部回路詳細図である。
第１図において、Nsは速度指令、１，４，９，
１１，１２は減算器、ANは速度アンプ、iτはト
ルク電流指令、２は乗算器、I〓2sは２次電流指令
ベクトル、３，６は加算器、I〓1sは１次電流指令
ベクトル、AIは電流増幅器、COMは比較器、H
はキヤリア周波数、INVはGTRからなるインバ
ータ、COMはダイオードからなるコンバータ、
SOUは交流電源、CTは変流器、I〓1は１次電流ベ
クトル、７は誘導機の２次もれインダクタンスl2
の係数器、８は誘導機の１次インピーダンス係数
器（R1は１次抵抗、l1は１次もれインダクタン
ス、ｐ＝ｄ／dtなる微分演算子でｔは時間）、10
は定数Ｍ／R1＋L1Pなる１次おくれフイルタ（L1は １次インダクタンスL1＝l1＋Ｍ）、Aθは磁束偏差
角増幅器、５はスリツプ周波数s演算器、OSCは
基準２相正弦波発振器、I〓0sは励磁電流指令ベク
トル、１３は誘導機、TGはタコゼネ、１４は周
波数電圧変換器である。
１１，１２は減算器、ANは速度アンプ、iτはト
ルク電流指令、２は乗算器、I〓2sは２次電流指令
ベクトル、３，６は加算器、I〓1sは１次電流指令
ベクトル、AIは電流増幅器、COMは比較器、H
はキヤリア周波数、INVはGTRからなるインバ
ータ、COMはダイオードからなるコンバータ、
SOUは交流電源、CTは変流器、I〓1は１次電流ベ
クトル、７は誘導機の２次もれインダクタンスl2
の係数器、８は誘導機の１次インピーダンス係数
器（R1は１次抵抗、l1は１次もれインダクタン
ス、ｐ＝ｄ／dtなる微分演算子でｔは時間）、10
は定数Ｍ／R1＋L1Pなる１次おくれフイルタ（L1は １次インダクタンスL1＝l1＋Ｍ）、Aθは磁束偏差
角増幅器、５はスリツプ周波数s演算器、OSCは
基準２相正弦波発振器、I〓0sは励磁電流指令ベク
トル、１３は誘導機、TGはタコゼネ、１４は周
波数電圧変換器である。
いま、第２図に示すように、温度上昇につれて
２次抵抗R2が大きくなつたとき（第２図の実線
は指令値相当であり、点線は実際値を示す。）、２
次電圧ベクトルE〓2もそれに従つて大きくなり、
１次電圧ベクトルも大きくなる。
２次抵抗R2が大きくなつたとき（第２図の実線
は指令値相当であり、点線は実際値を示す。）、２
次電圧ベクトルE〓2もそれに従つて大きくなり、
１次電圧ベクトルも大きくなる。
そうすると、２次鎖交磁束ベクトルも大きくな
り、位相が進む。
り、位相が進む。
基準２相正弦波発振器OSCおよび磁束偏差角
増幅器A〓で構成されるPLL回路で、励磁電流指
令ベクトルI〓0sと２次鎖交磁束ベクトルΦ〓2の偏差
Δθが零になるまで磁束偏差角増幅器A〓からすべ
り周波数指令sを大きくするような補正信号が送
出される。
増幅器A〓で構成されるPLL回路で、励磁電流指
令ベクトルI〓0sと２次鎖交磁束ベクトルΦ〓2の偏差
Δθが零になるまで磁束偏差角増幅器A〓からすべ
り周波数指令sを大きくするような補正信号が送
出される。
つまり、２次抵抗R2がその増加分ΔR2とした
ときR2＋ΔR2になれば、すべり周波数係数器
（s）５からの信号が等価的に I2（R2＋ΔR2）／MI0に比例すべく、基準２相正弦波 発振器OSCに入力するので、励磁電流指令ベク
トルI〓0sの周波数も大きくなり、１次電電流指令
ベクトルI〓1sの周波数も大きくなり、１次電圧ベ
クトルE〓1の周波数が増大される。
ときR2＋ΔR2になれば、すべり周波数係数器
（s）５からの信号が等価的に I2（R2＋ΔR2）／MI0に比例すべく、基準２相正弦波 発振器OSCに入力するので、励磁電流指令ベク
トルI〓0sの周波数も大きくなり、１次電電流指令
ベクトルI〓1sの周波数も大きくなり、１次電圧ベ
クトルE〓1の周波数が増大される。
従つて、E1／1の比（ここで1は１次周波数で
1＝ω1／2π）が小さくなり２次鎖交磁束ベクトルΦ
〓2 が小さくなるので、２次鎖交磁束ベクトルΦ〓2の
位相が遅れるようになる。
1＝ω1／2π）が小さくなり２次鎖交磁束ベクトルΦ
〓2 が小さくなるので、２次鎖交磁束ベクトルΦ〓2の
位相が遅れるようになる。
そうして、E1／1の比が一定値になるように制
御される。
御される。
つまり、２次抵抗R2の変化に対応して励磁電
流指令ベクトルI〓0sと２次鎖交磁束ベクトルΦ〓2の
位相角が零になるようにすべり周波数を調整する
ことになるので、２次抵抗変化分ΔR2が自動的に
補償されることになる。
流指令ベクトルI〓0sと２次鎖交磁束ベクトルΦ〓2の
位相角が零になるようにすべり周波数を調整する
ことになるので、２次抵抗変化分ΔR2が自動的に
補償されることになる。
第３図は本発明の２次鎖交磁束ベクトル演算回
路（係数器７，８、減算器９，１１，１次おくれ
フイルタ１０からなる）の原理を説明している。
路（係数器７，８、減算器９，１１，１次おくれ
フイルタ１０からなる）の原理を説明している。
１次電圧E〓1および２次電圧E〓2は、
E〓1＝（R1＋L1p）I〓0＋（R1＋l1p）I〓2
E〓2＝MPI〓0−l2PI〓2
＝MP／R1＋L1P〔E〓1
−（R1＋l1p）I〓2〕−l2pI〓2
（ここに、I0は励磁電流である）
ゆえに、２次鎖交磁束Φ〓2は、
Φ〓2＝Ｍ／R1＋L1P〔E〓1
−（R1＋l1p）I〓2〕−l2I〓2
したがつて、第１図のような回路が構成され
る。
る。
本発明により追加して設けられた回路は第１図
で点線で囲つた範囲であり、これを除いた回路が
従来装置である。
で点線で囲つた範囲であり、これを除いた回路が
従来装置である。
また、１次電流指令ベクトルI〓1sの回路の詳細
を第４図に掲げておく。
を第４図に掲げておく。
そして、各量のベクトル表示はつぎのとおりで
ある。
ある。
ω1＝2π1
Φ〓2＝｜Φ2｜εjω1t
E〓1＝｜E1｜εj（ω1t＋θ）
I〓2s＝｜I2s｜εj（ω1t＋π／２）
I〓0s＝｜I0s｜εjω1t
I〓1s＝｜I1s｜εj（ω1t＋tan-1｜I2s｜／｜I0s｜）
第５図は、本発明の第２の実施例のブロツク図
である。
である。
図面において同一符号は同一もしくは相当部分
とする。
とする。
１５は電流開平器、PSは移相器、PCは通電幅
変換器、LDCは直流リアクトルである。なお、コ
ンバータCONとインバータINVはともにSCRで
構成されている。
変換器、LDCは直流リアクトルである。なお、コ
ンバータCONとインバータINVはともにSCRで
構成されている。
基本的な動作は第１図の第１の実施例と同じで
あるが、１次電流指令ベクトルI〓1sの絶対値（振
幅）を、２次電流指令I2sと他から設定によつて
与えられる励磁電流指令I0sを電流開平器１５で
演算してコンバータCONの電流指令とし、また
１次電流指令ベクトルI〓1sの位相角εj（ω1t＋tan-1
I2s／I0s）に相当する信号をインバータINVに指令す るようにしてある。
あるが、１次電流指令ベクトルI〓1sの絶対値（振
幅）を、２次電流指令I2sと他から設定によつて
与えられる励磁電流指令I0sを電流開平器１５で
演算してコンバータCONの電流指令とし、また
１次電流指令ベクトルI〓1sの位相角εj（ω1t＋tan-1
I2s／I0s）に相当する信号をインバータINVに指令す るようにしてある。
第６図は、本発明の第３の実施例のブロツク図
である。
である。
Ｃはコンデンサ、１６は磁束開平器、１７，１
９は減算器、１８は乗算器、２０は加算器、A〓
は磁束振幅調整用比例積分増幅器である。
９は減算器、１８は乗算器、２０は加算器、A〓
は磁束振幅調整用比例積分増幅器である。
誘導機１３の２次抵抗R2が温度上昇とともに
大きくなると、２次電圧ベクトルE〓2が大きくな
つて１次電圧ベクトルE〓1も大となる。
大きくなると、２次電圧ベクトルE〓2が大きくな
つて１次電圧ベクトルE〓1も大となる。
２次鎖交磁束の絶対値｜Φ2｜が大きくなるの
で、磁束（振幅）指令Φsとの差Φs−｜Φ2｜が負
になる。したがつて、磁束ベクトル調整用比例積
分増幅器A〓の出力が負になる。つまり、すべり
周波数指令が大きくなつたことになる。
で、磁束（振幅）指令Φsとの差Φs−｜Φ2｜が負
になる。したがつて、磁束ベクトル調整用比例積
分増幅器A〓の出力が負になる。つまり、すべり
周波数指令が大きくなつたことになる。
したがつて、基準２相正弦波発振器OSCの出
力周波数が大となり、１次電流指令I1sの周波数
も大となる。
力周波数が大となり、１次電流指令I1sの周波数
も大となる。
そして、１次電圧E1の周波数が大となり、励
磁電流指令絶対値｜I0s｜は一定であるので、１
次端子電圧E1と周波数1の比は小さくなる。
磁電流指令絶対値｜I0s｜は一定であるので、１
次端子電圧E1と周波数1の比は小さくなる。
つまり、２次鎖交磁束の絶対値｜Φ2｜が小さ
くなつて、Φs−｜Φ2｜が零となるように制御さ
れる。
くなつて、Φs−｜Φ2｜が零となるように制御さ
れる。
第７図は、本発明の第４の実施例のブロツク図
である。
である。
この実施例はコンバータCON，インバータ
INVを第５図の構成として、そのコンバータ
CONの制御も第５図の態様にし、インバータ
INVを制御する２次鎖交磁束ベクトル演算回路
と位相ロツクループ（PLL）回路は第６図のそ
れを適用している。
INVを第５図の構成として、そのコンバータ
CONの制御も第５図の態様にし、インバータ
INVを制御する２次鎖交磁束ベクトル演算回路
と位相ロツクループ（PLL）回路は第６図のそ
れを適用している。
第８図は、本発明の第５の実施例のブロツク図
である。
である。
この実施例は第９図に示すように誘導機１３の
ステータ１３０にサーチコイル１３２を分布巻に
しステータ巻線１３１の１次もれインダクタンス
を零にするようにして巻回し、誘起電圧ESCをと
り出し、このサーチコイル１３２の出力電圧を２
次鎖交磁束ベクトル演算器に入力して、２次鎖交
磁束ベクトルΦ〓2を演算するようにしたものであ
る。
ステータ１３０にサーチコイル１３２を分布巻に
しステータ巻線１３１の１次もれインダクタンス
を零にするようにして巻回し、誘起電圧ESCをと
り出し、このサーチコイル１３２の出力電圧を２
次鎖交磁束ベクトル演算器に入力して、２次鎖交
磁束ベクトルΦ〓2を演算するようにしたものであ
る。
なお、８′は１次抵抗R1係数器、１０′は１次
おくれフイルター、２１は減算器である。
おくれフイルター、２１は減算器である。
この２次鎖交磁束ベクトル演算器への入力とし
ての誘起電圧ESC、係数器８′、１次おくれフイル
タ１０′、およびI〓1−I〓2sの演算をする減算器２１
の他は第６図の実施例に等しい。
ての誘起電圧ESC、係数器８′、１次おくれフイル
タ１０′、およびI〓1−I〓2sの演算をする減算器２１
の他は第６図の実施例に等しい。
かくして本発明によれば、負荷誘導機の２次抵
抗の温度上昇による変化に基づく２次鎖交磁束ベ
クトルの増加によつて位相の進みにも適確に対応
でき、誘導機のベクトル制御に一段と進化した装
置が得られる。
抗の温度上昇による変化に基づく２次鎖交磁束ベ
クトルの増加によつて位相の進みにも適確に対応
でき、誘導機のベクトル制御に一段と進化した装
置が得られる。
第１図は本発明の第１の実施例のブロツク図、
第２図は電流電圧ベクトル図、第３図は誘導機の
等価回路図、第４図は一部回路詳細図、第５図は
本発明の第２の実施例のブロツク図、第６図は本
発明の第３の実施例のブロツク図、第７図は本発
明の第４の実施例のブロツク図、第８図は本発明
の第５の実施例のブロツク図、第９図はその誘導
機のステータに巻回したサーチコイルの状態図で
ある。 １，４，９，１１，１２，１７，１９…減算
器、２，１８…乗算器、３，６，２０…加算器、
５…スリツプ周波数演算器、７…２次漏れインダ
クタンス係数器、８…１次インピーダンス係数
器、８′…１次抵抗係数器、１０…定数Ｍ／R1＋L1P なる１次おくれフイルター、１０′…定数
Ｍ／R1＋MPなる１次おくれフイルター、１３…誘 導機、１４…周波数電圧変換器、１５…電流開平
器、１６…磁束開平器、Ns…速度指令、AN…速
度アンプ、AI…電流増幅器、H…キヤリア周波
数、COM…比較器、SOU…交流電源、CON…コ
ンバータ、LDC…直流リアクトル、Ｃ…コンデン
サ、INV…インバータ、CT…変流器、OSC…基
準２相正弦波発振器、A〓…磁束偏差角増幅器、
A〓…磁束振幅調整用比例積分増幅器、PS…移相
器、PC…通電幅変換器、TG…タコゼネ、i〓…ト
ルク電流指令、I〓0s…励磁電流指令ベクトル、I〓2s
…２次電流指令ベクトル、I〓1s…１次電流指令ベ
クトル、I〓1…１次電流ベクトル、E〓1…１次電圧ベ
クトル。
第２図は電流電圧ベクトル図、第３図は誘導機の
等価回路図、第４図は一部回路詳細図、第５図は
本発明の第２の実施例のブロツク図、第６図は本
発明の第３の実施例のブロツク図、第７図は本発
明の第４の実施例のブロツク図、第８図は本発明
の第５の実施例のブロツク図、第９図はその誘導
機のステータに巻回したサーチコイルの状態図で
ある。 １，４，９，１１，１２，１７，１９…減算
器、２，１８…乗算器、３，６，２０…加算器、
５…スリツプ周波数演算器、７…２次漏れインダ
クタンス係数器、８…１次インピーダンス係数
器、８′…１次抵抗係数器、１０…定数Ｍ／R1＋L1P なる１次おくれフイルター、１０′…定数
Ｍ／R1＋MPなる１次おくれフイルター、１３…誘 導機、１４…周波数電圧変換器、１５…電流開平
器、１６…磁束開平器、Ns…速度指令、AN…速
度アンプ、AI…電流増幅器、H…キヤリア周波
数、COM…比較器、SOU…交流電源、CON…コ
ンバータ、LDC…直流リアクトル、Ｃ…コンデン
サ、INV…インバータ、CT…変流器、OSC…基
準２相正弦波発振器、A〓…磁束偏差角増幅器、
A〓…磁束振幅調整用比例積分増幅器、PS…移相
器、PC…通電幅変換器、TG…タコゼネ、i〓…ト
ルク電流指令、I〓0s…励磁電流指令ベクトル、I〓2s
…２次電流指令ベクトル、I〓1s…１次電流指令ベ
クトル、I〓1…１次電流ベクトル、E〓1…１次電圧ベ
クトル。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 誘導機のすべり周波数を調整してベクトル制
御を行なうようにした誘導機の制御装置におい
て、 前記誘導機の１次端子電圧ベクトルE〓1から １次抵抗R1，１次漏れインダクタンスl1，微分
演算子ｐとしたとき（R1＋l1p）の係数を２次電
流指令ベクトルI〓2Sに乗算する１次インピーダン
ス係数器の出力を減算して 無負荷時誘導機端子電圧を導出し、 これに誘導機１次２次相互インダクタンスＭ，
１次自己インダクタンスL1としたとき Ｍ／（R1＋L1p）を乗算してギヤツプ磁束を求
め、 そのギヤツプ磁束から、前記２次電流指令ベク
トルI〓2Sに誘導機２次漏れインダクタンスl2を乗算
する２次漏れインダクタンス係数器の出力を減算
して ２次鎖交磁束ベクトルφ〓2を演算導出する２次鎖
交磁束演算回路を設け、 この２次鎖交磁束ベクトルφ〓2から基準２相正
弦波発振器の出力の励磁電流指令ベクトルI〓OSを
減算して偏差Δθを磁束偏差角増幅器Aθを介して
前記基準２相正弦波発振器へ入力する位相ロツク
ループ回路を構成するとともに、 その基準２相正弦波発振器への入力としてさら
に前記誘導機の回転数に比例した信号と前記すべ
り周波数に比例した信号を前記磁束偏差角増幅器
Aθの出力に加算して与え、 この基準２相正弦波発振器の出力を１次周波数
とすることを特徴とする誘導機の制御装置。 ２ 誘導機のすべり周波数を調整してベクトル制
御を行なうようにした誘導機の制御装置におい
て、 前記誘導機の１次端子電圧ベクトルE〓1から １次抵抗R1，１次漏れインダクタンスl1，微分
演算子ｐとしたとき（R1＋l1p）の係数を２次電
流指令ベクトルI〓2Sに乗算する１次インピーダン
ス係数器の出力を減算して 無負荷時誘導機端子電圧を導出し、 これに誘導機１次２次相互インダクタンスＭ，
１次自己インダクタンスL1としたとき Ｍ／（R1＋L1p）を乗算してギヤツプ磁束を求
め、 そのギヤツプ磁束から、前記２次電流指令ベク
トルI〓2Sに誘導機２次漏れインダクタンスl2を乗算
する２次漏れインダクタンス係数器の出力を減算
して ２次鎖交磁束ベクトルΦ〓2を演算導出する２次鎖
交磁束演算回路を設け、 前記２次鎖交磁束ベクトルΦ〓2の振幅と磁束指
令信号との偏差量を入力する比例積分増幅器を備
え、 この比例積分増幅器の出力とすべり周波数に比
例した信号とを掛ける乗算器を有し、 前記誘導機の回転周波数に比例した信号から前
記乗算器の出力信号を減算した信号と前記すべり
周波数に比例した信号とを加算入力して励磁電流
指令ベクトルI〓OSを送出する基準２相正弦波発振
器とを具備したことを特徴とする誘導機の制御装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57009654A JPS58127583A (ja) | 1982-01-25 | 1982-01-25 | 誘導機の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57009654A JPS58127583A (ja) | 1982-01-25 | 1982-01-25 | 誘導機の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58127583A JPS58127583A (ja) | 1983-07-29 |
| JPH0344510B2 true JPH0344510B2 (ja) | 1991-07-08 |
Family
ID=11726197
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57009654A Granted JPS58127583A (ja) | 1982-01-25 | 1982-01-25 | 誘導機の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58127583A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN109510553B (zh) * | 2018-12-13 | 2021-10-29 | 青岛海尔空调器有限总公司 | 控制空调压缩机转速波动的方法 |
| CN109639208B (zh) * | 2018-12-13 | 2021-10-29 | 青岛海尔空调器有限总公司 | 空调压缩机转速波动控制方法 |
-
1982
- 1982-01-25 JP JP57009654A patent/JPS58127583A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58127583A (ja) | 1983-07-29 |
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