JPS5951235B2 - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明は周波数変換装置で駆動される誘導電動機のベク
トル制御に係り、特に１次電流を所定の制限値以下に制
限するための手段を備えた誘導電動機の制御装置に関す
るものである。

〔発明の技術的背景〕

近年、誘導電動機の１次電流を位相まで制御することに
より直流機と同等の性質を得ることができるベクトル制
御方式が開発され、誘導電動機の堅牢安価なことと相俟
つて注目されている。

ベクトル制御の原理についてはすでに多くの発表がなさ
れているので、ここでは第１図に示す誘導電動機のベク
トル図によつて簡単に説明する。第１図は誘導電動機の
２次巻線と鎖交する２次磁束φ。を基準として１次電流
ｉｉおよび２次電流ｉ−？の関係を示したベクトル図で
、２次磁束の方向をｄ軸とした直交するｄ−ｑ座標系で
表わしたものである。Ｍ、Ｌ。およびＴ２は誘導電動機
定数であり、Ｍは１次と２次巻線との相互インダクタン
ス、Ｌ。は２次巻線の自己インダクタンス、Ｔ２は２次
巻線時定数である。また、ω、は２次磁束と回転子との
すベー角速度であり、Ｐは時間微分を表わす演算子であ
る。電動機の出力トルクＴは磁束の大きさと、その磁束
が鎖交している巻線に流れる電流の直交成分フとの積で
表わされるから、第１図の関係から１次電流ｉｉＣ７）
ｑ軸成分ｉ、、を用いて（１）式で表わすことができる
。

Ｔ■φ２ｉ、Ｏ（工）式 また、２次磁束振幅φ、は１次電流ｉｉ（７）ｄ軸７成
分ｉ、ｄにより、 （２）式で表わされる。

Φ２■ ・ ｉｌｄ（２）式１＋Ｔ２Ｐ （１）式および（２）式は、誘導電動機の特性θをｌ次
電流成分ｉ、Ｏ、ｉ、Ｏによつて支配できることを意味
するもので、ｑ軸成分ｉ、ｑの制御によつて出力トルク
Ｔを変化させることができ、ｄ軸成分ｉ、Ｏによつて２
次磁束の制御ができることが分かる。

２次磁束の大きさ、および出力トルクの指５令値が与え
られたとき、それぞれの指令値を満足するように（１）
式および（２）式に基づいてｉ、Ｏおよびｉ、ｑを制御
することがベクトル制御の基本原理である。

第２図はトルク指令Ｔ＊と磁束指令φ＊。

が与えられ、ベクトル制御をする場合の一構成例を示す
プロツク図である。第２図において １は３相の１次巻線Ｕ，Ｖ，Ｗを有する誘導電動機、２
は誘導電動機１の各相にｌ次電流Ｉ，ｕ，ｉ，ｖ，ｉ，
ｗを供給する周波数変換装置、３は周波数変換装置２の
入力母線、 ４は誘導電動機１の回転速度ωｒを検出する速度検出器
、５は磁束制御回路で、与えられた指令値φ＊。

と磁束の帰還信号φ。とを比較し、両者が等しくなるよ
うに比較結果に応じて、ｄ軸電流の指令値Ｉ，＊。を出
力する。６は磁束演算回路で、ｄ軸電流の指令値Ｉ，＊
。

と実際Ｉ，ｄとが等しいものとして（２）式によつてＩ
，＊。から磁束振幅φ。を演算する。この磁束演算回路
６で演算された磁束振幅φ，は磁束制御．回路５へ帰還
されると同時に割算器７にも与えられる。割算器７では
（１）式に基づいて、誘導電動機１が指令されたトルク
Ｔ＊を出力するのに必要なｑ軸電流の指令値Ｉ，＊，を
算出する。

この結果、２磁束制御回路５および割算器７の出力とし
てそれぞれ１次電流のｄ− ｑ軸成分指令値Ｉ，＊。お
よびＩ，＊，が得られる。８は振幅演算回路で、直交成
分であるｄ− ｑ軸電流指令値Ｉ，＊，， Ｉ，＊，か
ら、次の（３）式によこつて１次電流の振幅指令Ｉ１１
＊ を演算する。

９は位相角演算回路で、第１図から明らかなように（４
）式により１次電流と２次磁束との相対ｊ位相角の指令
値θ＊を演算するものである。

１０はすべり演算回路で、所定のベクトル関係イを維持
するために必要なすべり角速度ω。

を演算する。すべり角速度ω。は第１図のベクトル図の
関係から、 （５）式の演算で求められる。１１は加算
器で、すべり演算回路１０で演算されたすべり角速度ω
，と速度検出器４により検出された回転速度ω，とを加
算する。

加算器１１の出力ω，＋ω。は２次磁束の回転速度であ
る。１２は積分器で、加算器１１の出力ωｒ＋ω，を積
分し、２次磁束の回転位相角θ。

を出力する。１３は加算器で、積分器１２の出力として
得られる２次磁束の瞬時位相角θ。

に位相角演算回路９で演算された相対位相角θ＊を加算
し、第１図のようなベクトル関係を維持するために必要
な１次電流の瞬時位相角指令θ＊，を出力する。振幅演
算回路８および加算器１３から出力される、１次電流の
振幅および位相角の指令値Ｉ＊，，θ＊，が周波数変換
装置２に与えられる。周波数変換装置２は両指令値Ｉ＊
，，θ＊，に応じた各相の１次電流Ｉ，ｕ，ｉ，ｖ，ｉ
，ｗを誘導電働機１に供給し、ｌ次電流基本波ベクトル
の大きさおよび位相角がそれぞれＩ＊，およびθ＊，に
等しくなるように制御される。この周波数変換装置２は
インバータやサイクロコンバータ等の電力変換装置とそ
の電流制御回路で構成されるが、周知のものなので詳細
説明は省略する。このようにして１次電流の磁束と同相
成分Ｉ，ｄおよび直交する成分Ｉ，ｑとを分離して制御
することができるため、直流機と同じように磁束制御お
よびトルク制御が可能であり、トルク制御ループの外側
に速度制御ループを付加することにより、安定で速応性
の優れた速度制御装置が実現される。

ただし、そのためには、誘導電動機１に供給される１次
電流がその指令値Ｉ＊，およびθ＊，に良く追従してい
ることが必要である。特に、ｄ− ｑ座標系上での電流
指令値Ｉ，＊。， Ｉ，＊ｑによつて定められる（３）
， （４）および（５）式の関係を満足するような１次
電流を誘導電動機１に供給しなければ、実際の１次電流
のｄ− ｑ軸成分Ｉ，ｄ，ｉ，，はその指令値Ｉ，＊。
， Ｉ，＊ｑと異なつた量となり、高速応答を実現する
ことはできない。例えば、周波数変換装置２の電流定格
以下で運転するために、振幅演算回路８の出力である電
流振幅指令Ｉ＊，を制限値以下に制限すると （３）式
の関係は満足されなくなる可能性がある。従つて、 （
３）〜（５）式の関係を満足し、かつ電流振幅が周波数
変換装置２の電流定格以下になるようにするにはｄ−ｑ
軸電流指令値１１＊Ｄ，ｉｌ＊９を制限する必要がある
。〔背景技術の問題点〕 そこで、従来は振幅指令１１″′の制限値１１Ｍに対し
て（６）式の関係を満足するようなｄ−ｑ軸電流指令１
１＊Ｄ，ｉｌ＊，の制限値１１ｄＭおよびＩｌｑＭを設
定し、それぞれの指令値をＩｌｄＭおよびＩｌｑＭ以下
になるように制限していた。

ｄ−ｑ軸電流指令値１１＊６およびｉ１＊，を制御する
ことによつて、電流振幅を周波数変換装置２の定格以下
に抑制することができ、所定のベクトル関係が維持され
高速応答が実現される。

しかしながら、上述のようなｄ−ｑ軸電流指令１１＊６
およびｉ１＊，の制限は電力変換装置の運転能力を低減
させる結果を招く。このことを第３図を参照しながら次
に説明する。第３図は（６）式の関係を満足するように
ｄ−ｑ軸電流指令１１＊，，ｉ１＊，の制限値１１，Ｍ
，ｉ１，Ｍを設定したときに、電流を使用できる領域を
斜線で示したものである。

円の半径は１次電流の振幅制限値１Ｍであり、この円内
が周波数変換装置２の電流定格内で動作できる範囲であ
る。（６）式の関係から、ｄ軸電流の制限値１１，Ｍを
小さく設定するほどｑ軸電流の制限値１１，Ｍを大きく
設定でき、誘導電動機１の出力トルタを充分に得ること
ができる。

しかし、磁束を可変制御するためにはｄ軸電流の制限値
１１，Ｍを余り小さくすることはできない。 （２）式
を変形すれば、磁束振幅φ２とｄ軸電流１１，との関係
は次の（７）式のように表わされる。すなわち、磁束振
幅φ２を変化させるためには、φ２に比例した成分とφ
２の変化率（Ｐφ２）に比例した成分を加えた大きさの
ｄ軸電流１１ｄが必要である。

従つて、ｄ軸電流の制限値１１ｄＭを余り小さくすると
、φ２の変化率分の成分が小さくなり高速に磁速制御す
ることができなくなる。このようなことからｄ軸電流の
制御値１１ｄＭを余り小さくすることはできず、必然的
にｑ軸電流の制限値１１ｑＭがある程度小さくなり、誘
導電動機１の出力トルクも制限される。

以上の説明から分かるように、 （６）式を満足するよ
うにｄ−ｑ軸電流の制限値１１，Ｍ，ｉ１，Ｍを設定す
る従来の制限手段によると、第３図の円内で示される周
波数変換装置２の持つ能力のうちの斜線部で示される領
域しか使われなくなるので、容量の大きな周波数変換装
置が必要となつて装置が高価なものとなる。

〔発明の目的〕

本発明は上述のような背景に艦みなされたものであり、
１次電流の振幅が周波数変換装置の定格以下になるよう
にｄ−ｑ軸成分の指令値を制限値以下に制限し、かつ周
波数変換装置の出力電流を常に最大限まで流せるように
して、安価で高性能な誘導電動機の制御装置を提供する
ことを目的とするものである。

〔発明の概要〕

上記目的を達成するための本発明の特徴は、ｑ軸電流の
指令値１１＊９の制限値１１ｑＭを変えられるようにし
、その制限値１１，Ｍをｄ軸電流の指令値１１＊６と１
次電流の振幅制限値１１Ｍとの間で次の（８）式を満足
するように設定することにある。

〔発明の実施例〕第４図は本発明の一実施例の構成を示
すプロツク図で、第２図と同一符号を有すものは同一機
能を有するものであるから説明を省略する。

第４図において、１４は制限値を外部からの入力信号に
応じて変えることのできる制限回路、１５はｄ軸電流の
指令値１１＊６の瞬時値から（８）式に基づいてｑ軸電
流の制限値１１ｑＭを演算する制限値演算回路である。

この制限回路１４と制限値演算回路１５が第２図の構成
よりも多くなつただけで、他の部分は全く第２図と同じ
である。制限値演算回路１５で（８）式に基づいて演算
されたｑ軸電流の制限値１１ｑＭは制限回路１４に与え
られ、制限回路１４は割算器７の出力Ｔ＊／φ２の絶対
値をその制限値１１ｑＭ以下に制限した信号としてｑ軸
電流の指令値１１＊，を出力する。すなわち、ｑ軸電流
の指令値の絶対値１１１ｑ＊は常に制限値１１９Ｍ以下
に制限されるので、（３）式に基づいて振幅演算回路８
で演算される振幅指令１１＊はｌ次電流振幅の制限値Ｉ
，Ｍを超えることはない。このようにｑ軸電流の制限値
Ｉ，。

Ｍをｄ軸電流の指令値Ｉ，＊。に応じて変えることによ
り、周波数変換装置２の電流容量を最大限まで利用した
装置が実現されることになる。第５図はｄ軸電流指令値
Ｉ，＊ Ｄ，！− ｑ軸電流制限値Ｉ，，Ｍの関係を示
した図で、ａはＩ，＊。

が大きい場合、ｂは小さい場合である。磁束を変化させ
ているときは第５図ａのようにｄ軸電流指令値Ｉ，＊。
が大きくなり、ｑ軸電流制限値Ｉ，，Ｍが小さくなつて
、誘導電動機１の出力トルクＴも制限される可能性があ
る。しかし、磁束がほぼ一定のときのｑ軸電流Ｉ，。は
誘導電動機１の励磁電流に相当し、電流振幅の制限値Ｉ
，Ｍに対するＩ，ｄの比率は第５図ｂのように小さい。
このとぎのｑ軸電流制限値Ｉ，，Ｍは大きくなるので、
誘導電動機１は充分に大きなトルクを出力することがで
きる。すなわち、本発明によれば、周波数変換装置２の
電流容量に見合つた大きな出力トルクを得ることができ
る。また本発明ではｄ軸電流Ｉ，。

を電流振幅の制限値Ｉ，Ｍまで大きくすることができる
ので、非常に速い磁束制御を実現することができる。第
６図は第４図における制限回路１４の詳細な構成を示す
公知の回路例である。

第６図は単一の極性の信号を制御する同一の回路を２段
直列に接続したものである。演算増幅器ＡＬ抵抗ＲｌＯ
，Ｒｌｌ，Ｒｌ２，Ｒｌ３、トランジスタＴ１およびダ
イオードＤＩＯ，Ｄｌｌで構成される前段の制御回路の
動作を説明する。演算増幅器Ａ、抵抗ＲＩＯ，Ｒｌｌで
周知の反転増幅回路を構成し、抵抗ＲＩＯに与えられる
入力信号（Ｔ ＊／φ。

）の極性が反転された信号が演算増幅器Ａ１と出力とし
て得られる。演算増幅器Ａ１の出力が正の場合には、ダ
イオードＤＩＯによりトランジスタＴ１の回路は演算増
幅器Ａ１と切り離されるため制限回路としての動作はさ
れない。演算増幅器Ａ１の出力が負の場合には、ダイオ
ードＤＩＯは短絡状態となり、トランジスタＴ１のベー
又電位は演算増幅器Ａ１の出力と抵抗１３に与えられる
制限値信号Ｉ，，、，との電位差を抵抗Ｒｌ２とＲｌ３
との抵抗比で分圧したものとなる。今、抵抗Ｒｌ２とＲ
ｌ３の抵抗値が等しいものとすれば、制限値信号Ｉ，ｑ
Ｍよりも演算増幅器Ａ１の出力絶対値が小さければトラ
ンジスタＴ１のベース電位は正になろうとするが、ダイ
オードＤｌｌの動作によつてベース電位はほぼｏ電位に
なりトランジスタＴ１はオフし、演算増幅器の出力には
入力信号（Ｔ ＊／φ。）の極性を反転した信号が得ら
れる。逆に制限値信号Ｉ，ｑＭよりも演算増幅器Ａ１の
’出力信号の絶対値が大きくなろうとすると、ベース電
位は負になつてトランジスタＴ１がオン状態となる。

トランジスタＴ１がオン状態になると演算増幅器Ａ１の
帰還抵抗Ｒ１ｌが短絡状態となるため、演算増幅器Ａ１
の出力レベルは小さくなり、結果として演算増幅器Ａ１
の出力は制限値信号Ｉ，ｑＭ以下に制限される。但し、
演算増幅器Ａ１の出力が制限されるのは前述したように
入力信号（Ｔ ＊／φ。

）が正で演算増幅器Ａ１の出力が負の場合だけであり、
入力信号（Ｔ ＊／φ。）が負で演算増幅器Ａ１の出力
が正の場合には制限動作は行なわれない。しかし、この
場合には演算増幅器Ａ２、抵抗Ｒ２Ｏ，Ｒ２ｌ，Ｒ２２
，Ｒ２３、トランジスタＴ１およびダイオードＤ２Ｏ，
Ｄ２ｌで構成される全く同一の次段の回路で制限される
ことは明らかである。このようにして、第６図の回路に
より人力信号（Ｔ ＊／φ。

）の絶対値が制限値信号Ｉ，，Ｍ以下に制限された信号
Ｉ，＊。が演算増幅器Ａ２の出力として得られる。第７
図は第４図における制限値演算回路１５の詳細な構成例
を示す回路図で、Ｍｌ，Ｍ２は乗算器、Ａ３は演算増幅
器、Ｒ３Ｏ，Ｒ３ｌ，Ｒ３２は抵抗器、Ｐ１は可変分圧
器である。

可変分圧器Ｐ１は１次電流の振幅制限値の自乗Ｉ，’Ｍ
を負極性で設定され、抵抗３１を介して演算増幅器Ａ３
の反転入力側へ与えられる。

ｄ軸電流指令値Ｉ，＊。は乗算器Ｍ１で自乗され、抵抗
Ｒ３Ｏを介して演算増幅器Ａ３の反転入力側へ与えられ
る。演算増幅器Ａ３の出力Ｉ，ｑＭは乗算器Ｍ２で泊乗
され、抵抗Ｒ３２を介して帰還される。演算増幅器Ａ３
は反転入力端子へ流入する電流が０になるように動作す
るから、各抵抗Ｒ３Ｏ，Ｒ３ｌ，Ｒ３２の抵抗値を等し
＜選べば、次の関係が成立する。１１２Ｍ−（１１＊６
）２＝１１２ｑＭ（９）式すなわち、演算増幅器Ａ３か
ら出力される信号は（８）式を満足する制限値１１，Ｍ
であることが分かる。

以上、第４図の実施例で本発明を説明したが、本発明は
この構成のベクトル制御に限られるものではない。

第２図および第４図の構成のものは回転速度＊，にすべ
り角速度＊５を加算して磁束の位置を得ることから、す
べり周波数制御形ベクトル方式と最近では呼ばれている
ものである。ベクトル制御には他に磁束位置をホール素
子等の感磁素子で直接的に、あるいは端子電圧等から誘
起電圧を求めて積分することで澗接的に検出し、その検
出された磁束位置から流すべき１次電流ベクトルの位相
を決める磁束検出形もある。この場合であつても１次電
流指令値の磁束と同相な成分１１＊６と直交する成分１
１＊，とをベクトル合成して１次電流の振幅指令１１＊
を定めることは同じであるから、第４図の場合と全く同
じように本発明を適用できることは明らかである。

また、第４図の説明ではｄ軸電流指令値１１＊６には特
に制限値を設定しなかつたが、１次電流振幅の制限値１
１Ｍよりも小さな値で制限をしても良い。このように制
限することによつて、急速な可変磁束制御をしていると
きであつても、ｑ軸電流指令値１１＊，の制限値１１，
ＭはＯになることはなく、誘導電動機は常にある程度の
トルクを出力し得るようになる。この結果、本発明の効
果が損なわれるようなことはない。更に、最近ではマイ
コンが安価になつたことから、電動機の制御回路も急速
にマイコン化が進められている。

そのため第４図のような制御回路もマイコンのソフトウ
エア処理に置き換えられつつあるが、本発明はソフトウ
エア処理する場合には容易に達成できるものである。あ
る量を制限値以下にすることは比較命令で容易に実行で
きるので制限値回路１４のソフトウエア化は勿論、制限
値演算回路１５の機能も（８）式の関数を計算したテー
ブルをリードオンリメモリ等に書き込んでおき、テーブ
ル参照方式で制限値を求めることにより容易にソフトウ
エア化することができる。〔発明の効果〕以上説明した
ように本発明によれば、周波数変換装置の出力し得る電
流振幅内の範囲で、１次電流のｄ軸成分を流すことがで
きるため高速な磁束制御が可能である。

また、１次電流のｑ軸成分も電流振幅の許される範囲内
で大きく流せるので、従来のように容量の大きな周波数
変換装置を必要とすることもなく、経済的な誘導電動機
の制御装置を提供することができるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は誘導電動機のベクトル図、第２図は従来のベク
トル制御を示す構成図、第３図は従来の電流制御手段に
よる電流の動作領域を示すベクトル図、第４図は本発明
の一実施例を示す構成図、第５図は本発明の動作を説明
するための電流ベクトル図、第６図は第４図の制限回路
の詳細構成例を示す回路図、第７図は第４図の制限値演
算回路の詳細構成例を示す回路図である。 １・・・誘導電動機、２・・・周波数変換装置、３・・
・交流母線、４・・・速度検出器、５・・・磁束制御回
路、６・・・磁束演算回路、７・・・割算器、８・・・
振幅演算回路、９・・・位相角演算回路、１０・・・す
ベリ演算回路、１１・・・加算回路、１２・・・積分回
路、１３・・・加算器、１４・・・制限回路、１５・・
・制限値演算回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 誘導電動機の磁束と同相な１次電流成分ｉ＿１＿ｄ
   と直交する１次電流成分ｉ＿１＿ｑとを制御することに
   よつて前記誘導電動機を制御する誘導電動機の制御装置
   において、前記磁束と同相な１次電流成分ｉ＿１＿ｄの
   指令値ｉ＿１＊＿ｄと１次電流振幅の制限値ｉ＿１＿Ｍ
   とから前記磁束と直交する１次電流成分ｉ＿１＿ｑの制
   限値ｉ＿１＿ｑ＿Ｍを▲数式、化学式、表等があります
   ▼なる関係で演算する制御値演算手段と、前記磁束と直
   交する１次電流成分ｉ＿１＿ｑの指令値の絶対値｜ｉ＿
   １＊＿ｑ｜を前記演算手段で演算された制限値ｉ＿１＿
   ｑ＿Ｍ以下に制限する制御手段とを備えたことを特徴と
   する誘導電動機の制御装置。