JPS5926197B2 - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は電流形インバータで駆動される誘導電動機の制
御特性を改良した制御装置に関するものである。

誘導電動機（以下、単に「電動機」と称する）を可変周
波数制御する装置として、第１図に示すような電流形イ
ンバータを用いたすべり周波数制御（以下、「 Ｓｆ制
御」と云う）装置がある。

なお、図面における同一符号は、同一もしくは相当部分
を示す。第１図に卦いて、２は３相交流母線１からの交
流電力を直流に変換するコンバータ、３は直流リアクト
ル、４は６ステツプの直列ダイオード形インバータ、５
は電動機、６は電動機５の回転速度ω，を検出する速度
発電器等の速度検出器、７は速度指令信号ω？と速度検
出器６で検出された速度信号ω，とを比較する比較回路
、８は比較回路７の比較結果に応じて速度指令ωＲＸと
電動機５の速度ω１とが等しくなるために必要な電動機
５のトルクの指令Ｔ＋を出力する速度制御回路、９はト
ルク指令Ｔ＋に応じた電動機５の１次電流振幅指令１１
＋を出力する関数発生器、１０はトルク指令ＴＶに応じ
て電動機５のすベリ角速度指令ωｓ＋を出力する関数発
生器、１１ａおよび１１ｂは３相交流母線の瞬時電流を
検出する変流器、１２は変流器１１ａ訃よび１１ｂの検
出値から電動機５ＶＣ供給されている１次電流振幅を検
出する電流検出回路、１３は電流振幅指令１１＋と電流
振幅検出値１１とを比較する比較回路、１４は電流振幅
検出値１１が電流振幅指令１１＋に等しくなるようにす
るために比較回路１３の比較結果に応じてコンバータ２
の出力電圧を指令する電流制御回路、１５は電流制御回
路１４によつて指令された電圧をコンバータ２が出力す
るようにコンバータ２のサイリスタの点弧タイミングを
制御する位相制御回路、１６は関数発生器１０の出力で
あるすべり角速度指令ωｓ＋と検出された速度信号ω，
とを加算してインバータ４の出力周波数ω１＋を指令す
る加算器、１７は加算器１６の出力信号を出力周波数ω
１＋に比例した周波数のパルス列に変換するＶ／Ｆ変換
器、１８はＶ／Ｆ変換器１Ｔの出力パルスを受けてイン
バータ４の出力周波数ω１が加算器１６の出力信号ω１
Ｘに比例するようにインバータ４のサイリスタに順次点
弧パルスを与えるためのリングカウンタ等で構成される
パルス分配器である。

第１図の制御回路により電動機５に供給される１次電流
の振幅卦よび周波数は、それぞれ関数発生器９｝よび１
０の出力信号に比例するように制御される。

第２図は、横軸のすべり角速度ωｓに対する縦軸のトル
クＴ・１次電流１１を表わす電動機５の特性曲線である
。

関数発生器９｝よび１０は電動機５が一定磁束を維持す
るような関数に設定されるのが普通である。

例えば、定格磁束時の電動機５の特性曲線が第２図で与
えられるとしたとき、トルク指令値ＸＴ＋に応じて第２
図の特性曲線上の電流値１１卦よびすべり角速度ωｓ＋
に相当する信号を関数発生器９卦よび１０が出力するよ
うに設定して｝けば、電動機５は常に定格磁束を維持し
ながら指令値に応じたトルクを発生するように動作する
。

すなわち、速度制御回路８の出力信号が第２図のトルク
指令Ｔ＋に相当するとき、トルク曲線Ｔ上のＰ点を切る
線分Ａ−Ａ″と交わる１次電流１１Ｘおよびすべり角速
度ωｓ＋に相当する信号を、それぞれ関数発生器９卦よ
び１０が出力するように関数が設定される。このように
電流形インバータで駆動される電動機５のＳｆ制御によ
る制御装置は主回路構成が簡単であり、電動機５の回生
運転を含めたいわゆる４象限運転ができ、装置の保護が
容易であり、しかもＳｆ制御により安定で比較的速い制
御応答が得られるので、広く用いられているが、次のよ
うな欠点がある。

の速度検出器６の検出信号ω，の誤差は、すべり角速度
に対して大きな誤差となるので、広範囲で精度の良い速
度検出器が必要である。

また、速度検出信号ω１とすベリ角速度指令ωｓ＋との
信号レペルは、高速運転になるほど差が大きくなる。従
つて、加算器１６には非常にレベルの異なる２つの入力
信号に対しても、精度良く加算できるものが要求される
。４これらの制御でトルク指令に対するすべり角速度｝
よび１次電流の指令値は定常状態を満足する値であり、
指令あるいは負荷に急速な変動があつた場合には、定常
状態に達するまでトルク等が過渡振動を起こす。

したがつて、制御装置に高速応答限界がある。

上述４の原因を明らかにするために、第３図の２相等価
モデルにより、電動機の特性を考察する。第３図は、簡
単のために直交する２組の巻線を持つ回転子を考えた回
転子モデルである。実際の回転子は円周方向に多くの巻
線（導体）を持つが、特性を考える上では第３図のよう
ＶＣ．２組の巻線に集約することができる。２次（回転
子）巻線の自己インダクタンスをＬ２、抵抗をＲ２、１
次（固定子）巻線（図示せず）と２次巻線との相互イン
ダクタンスをＭとする。

２次電流はｄ軸成分１２ｄ｝よびβ軸成分１２βサを持
つベクトルＩ２として表わされる。

ｄ軸とβ軸とは直交しているから、９０さ進んでいるβ
軸側を複素平面に｝ける虚軸側と考えることによつて、
→２次電流ベクトルＩ２は次のように表わすことができ
る。

ただし、ｊは虚数単位である。？２＝Ｉ２（＄＋Ｊｉ２
β ・・・・・・（１式）二ヤすなわち、２次電流
ベクトルＩ２は２次巻線の巻回数を１としたときの起磁
力と大きさ卦よび方向が同じである。

サ 同様に１次電流ベクトルｉ１も、１次電流による起磁力
と大きさ訃よび方向が等しくなるように定め、そのｄ−
β軸成分をｉ１α，ｉ１βとする。

従つて、Ｍ了１は１次電流によつて作られる磁束のうち
２次巻線と鎖交する磁束を表わし、しは２次電流によつ
て作られる磁束であるから、２次巻線と鎖交する全磁束
（２次磁束）／２は次式で与えられる。Ｄ２二Ｍ了１＋
Ｌ２了２３１０（２式） ２次磁束Ｊ２の変化によつて２次巻線には電圧が誘起さ
れ、その誘起電圧は２次巻線の抵抗降下に等しいから、
次式が得られる。

Ｃ一Ｐｊ２：Ｒ２了２゜゜０゜゜゛
（３式）ただし、ｐは時間微分演算子（ｄ／Ｄｔ）であ
る。

（２式）の関係を用いて、（３式）から２次電流―◆ベ
クトルＩ２を消去すれば次式を得る。

Ｔ２，ｄ２＝−Ｊ２＋Ｍｒｌ・・・・・・（４式）ｊた
だし、Ｔ２は２次巻線時定数Ｌ２／Ｒ２である。

（４式）は１次電流了，と２次磁束Ｄ２の関係を表わす
一般的な誘導電動機の式である。（４式）から２次磁束
♂２が１次電流Ｒ，のｌ次遅れであることが分かる。
５１次電流と２次磁束
の関係は、（４式）を一般的な瞬時値式で書き換えるこ
とによつて、より理解が容易なものにすることができる
ので、次にその瞬時値を用いて（４式）を変形する。い
ま、回転子速度をω，とし、２次磁束Ｄ２の ４角周波
数をω。

とする。そのとき、回転子巻線に対して２次磁束Ｒ２は
相対的にω。−ωｒの角周波数で回転するから、２次磁
束♂２の大きさをφ２とすれば、回転子と同期したα−
β軸座標ＶＣ卦ける２次磁束φ２の瞬時値は次のように
表わされる。７２＝φ２ｅｊ（ｌ）Ｓｔ・・・・・・（
５式）ωｓミｊ−ω１ ・・・・・・（６式）
ここで、ω８は２次磁束Ｄ２の回転子に対するすべり角
速度であることは明らかである。

同様に１次電流の２次磁束Ｊ２ＶＣ対する位相角をθと
し、１次電流の大きさを１１とすれば、ｄ―◆一β軸座
標における１次電流ベクトルｉ１の瞬時値は次のように
表わされる。

ｉ′１＝１１Ｅｊ（０Ｓｔ＋ｏ） ・・・・・・（７
式）（５式）および（７式）の瞬時値式を（４式）に代
入し、共通因子であるＥｊＯｓｔを消去すれば次式を得
る。

Ｔ２Ｐφ２＋ｊ（ｔ）ＳＴ２φｉ−φ２週１ｅｊ０・・
・（８式）上式の関係を２次磁束Ｊ２を基準として示し
たのが第４図のベクトル図である。

第４図から、１次電流と２次磁束とのより詳細な考察を
するために、１次電流ベクトルｉ１の２次磁束♂２と同
様な成分をＩｌｄ，５２と直交する成分をＩｌ，として
分けて考える。

それぞれの成分１１ｄおよびＩｌ，に対して次の関係式
が成立することは明らかである。Ｍｌｌｄ：１Ｃ０Ｓ０
→２＋Ｔ２Ｐφ２・・・（９式）Ｍｌｌｑ：Ｍｌｌｓｉ
ｎＯ壌。

Ｔ２φ２ ・・・（１０却（９式）から／２と同相であ
る１次電流成分１１ｄは磁束の大きさφ２に影響を与え
る成分であることが分かる。また、（１０式）からすべ
り角速度ω８に応じてノ２と直交する成分１１，の大き
さを変える必要があることが分かる。更に、電動機の発
生するトルクＴは磁束の大きさと、その磁束に直交する
電流成分との積に比例（フレミングの左手の法則）する
から、比例定数をＫとして次のように表わされる。

Ｔ：Ｋφ２１１ｑ＝Ｋφ２１１Ｓｉｎθ ・・・（１１
式）すなわち、誘導電動機の発生するトルクＴは磁束の
大きさφ２と、その磁束に直交する１次電流成分１１ｑ
との積に比例する。

以上説明したように、誘導電動機を制御する上で２次磁
束／２に対する１次電流の同相および直交する成分１１
ｄ，ｉ１，の大きさが重要な意味を持つている。

１次電流のこれらの成分１１ｄ，ｉ１ｑが目的とする制
御に応じて供給されていなければ、所望の制御応答を実
現することはできない。

従つて、Ｉｌｄ卦よびＩｌｑを決める２次磁束Ｊ２に→
対する１次電流１１の位相θを制御することが重要な要
素となる。

この位相θの変化を考慮すると、２次磁束の角周波数は
ω。であり、１次電流の角周波数は。。＋ｐθであるか
ら、１次電流と２次磁束は過渡時ＶＣ｝いて異なる周波
数を持つものであることが分かる。以上のことを整理す
ると次のようになる。

目的の出力トルクＴを得るためには（１１式）の関係を
満足するような１次電流の直交成分１１，を与える必要
がある。（１１式）の関係を満足するためのすベリ角速
度ωｓは（１０式）から次のように求められる。そして
、１次電流の大きさ１１は、磁束の大きさφ２を一定値
に制御しようとする場合にｐφ２＝Ｏであるので、（９
式）と（１０式）から次の関係を満足するように与えら
れる。

第１図に示した従来のＳｆ制御に卦いても、トルク指令
値Ｔ＋に対する１次電流の大きさ１１とすペリ角速度ω
８とが（１２式）および（１３式）を満足するように与
えていた。

しかしながら、（１２式）のすべり角速度ω８は前述し
たように２次磁束Ｄ２の回転子に対するすべり角速度で
あτ◆り、１次電流１１の回転子に対するすべり角速度
ではない。

（１１式）のように１次電流の２次磁束に対する直交成
分１１，が出力トルクＴを支配するので、トルク指令値
Ｔ＋に応じた出力トルクＴを得るためには２次磁束に対
する１次電流の位相θも考慮する必要がある。ところが
、従来のＳｆ制御では位相θの変化を考慮しておらず、
１次電流のすべり角速度が（１２式）を満足するように
与えていた。

そのため、２次磁束のすべり角速度は（１２式）を満足
する値と異なるものとなり、出力トルクに過渡振動を生
じていたものである。つぎに、電流形インバータの出力
電流波形が転流重なり期間を無視した１２０力通電の矩
形波として、その電流で駆動される場合の特性を考察す
る。

周知のように、１次巻線の座標軸上における１次電流ベ
クトルは、例えば第５図に示すＡ−Ｆのように．１６つ
の方向しか取り得ない。

電動機５の運転周波数がｆ１のとき、各方向に転流周期
間Ｔｃ＝１／６ｆ１ずつ静止し、転流毎に６０周ジアッ
プすることで不連続に回転する。

―）゜このような１次電流ベクトルｉ１を、回転子速度
ω１で回転している回転子に固定したα−β座標系から
見れば、第６図のように変化する。

つまり、第６図は回転子側から見た１次電流ベクトル？
１の動きを示したベクトル図である。１次電流ベクトル
了１がＦ方向からＡ方向へ転流した直後のｄ−β座標系
に｝ける１次電流ベクトルＴ１が、仮に第６図のＡ。

であつたとする。Ａ方向に静止している間に、回転子（
α一β座標）は時計方向に回転するから、ｄ−β座標系
における→１次電流ベクトルｉ１は、相対的に時計方向
へ回転子速度ω，で回転し、つぎの転流によりＢ方向；
）へ１次電流ベクトルｉ１がジアップするまでに、φｏ
ヨＴＯだけ回転したＡ１に達する。

１次電流ベクトル了，がＢ方向に６００ジアップしたと
き、α−β座標系ＶＣ｝いてＡ１から６０進んだＢ。

までジアップする。以下同様にして、転流毎にジアップ
しながら１＝ク次電流ベクトルｉ１は回転していく。

このα−β＝ナ座標軸上での１次電流ベクトルｉ１の平
均的な回転角速度は（２πｆビωｒ）である。

したがつて、このα−β座標系に卦ける１次電流ベクト
ル了，を（２πｆビωｒ）の速度で回転する成分と、最
低次周波数が６ｆ１の高調波成分から成つていると考え
ることができる。

（４式）から分かるように、１次電流ベクトル了，ぇ対
する，次磁束冫２の変化は、時定数が２次巻線時定数Ｔ
２の１次遅れである。

通常の電動機５の２次巻線時定数Ｔ２は０．１〜数秒で
ある。したがつて、運転周波数ｆ１が非常に低い場合を
除けば、最低次周波数が６ｆ】 である１次電流ベクト
ルの高調波成分による２次磁束は非常に小さく、２次磁
束／２は１次電流ベクトルＴ１の（２πｆビωｒ）で回
転する成分によつて作られるものだけを考えれば充分で
ある。すなわち、２次磁束７２に対しては１次電流の基
本波成分だけを考えれば良く、２次磁束Ｊ２は常に等速
で回転していると考えることができる。したがつて、定
常状態に訃いては、１次電流べ―）クトルｉ１の基本波
角速度と２次磁束ベクトル→・φ２の回転速度は等しい
。

このとき、２次磁束７２に対する１次電流ベクトル了，
の動きを調べれば、トルクＴの変化を知ることができる
。第７図は、定常運転時の２次磁束′Ｔ２ＶＣ対する１
次電流ベクトル了１の動きを示したベクトル図である。
第７図Ｖｃ卦けるＭ？１０は転流直後に｝ける１次―◆
電流ベクトルｉ１をＭ倍したもので、転流後１次―÷電
流ベクトルｉ１は時計方向に等速回転し、つぎの転流が
行なわれるまでに６０等回転し、電流ベクトルＭ了、１
の位置まで達する。

転流により６００ジアップし電流ベクトルＭ了，。

に戻り、同じ動作を繰り返す。―◆ １１ｆは１次電流の基本波成分ベクトルであり、周知の
ように１次電流ベクトル了，の大きさ１１サと、その基
本波ベクトルＩｌｆの大きさ１１ｆとは、次の関係があ
る。

前述したように、２次磁束に影響を及ぼす１次電流は基
本波成分のみを考えれば充分であるから、（１０式）の
関係によつてすべり角速度ω８の平均値ω８ｎ１は１次
電流の基本波成分で定まり、次のように表わされる。

ただし、第７図に示されるように、θｆは２次磁束ベク
トルＪ２に対する１次電流基本波ヘクト―◆ルＩｌｆの
位相である。

また、転流直後に｝けるコ◆１次電流ベクトルＩｌＯお
よび転流直前に訃ける―◆１次電流ベクトルＩｌｌに対
するすべり角速度を卦の卦のω８０ならびにωｓ１とす
れば、（１０式）から次の関係が得られる。

さらに、２次磁束の大きさφ２が変化しない場合には、
第４図あるいは（９式）｝よび（１０式）から明らかで
あるように、位相θｆとすべり角速度の平均値ω８ｍは
つぎの関係にある。

θｆ＝Ｔａｎ−１（ω８ｍＴ２） ・・・・・・（１８
式）ここで、（１４式）、（１５式）｝よび（１８式）
の関係を用いて（１６式）卦よび（１７式）を書き直せ
ば、次のような関係式が得られる。

すなわち、すべり角速度ω８の瞬時値は、第７―◆図の
ように１次電流ベクトルｉ１が２次磁束ベクトル７２に
対して回転している期間Ｔｃでは正弦―◆波状に変化し
、１次電流ベクトルｉ１が転流により６００ジアップし
た時点でステツプ変化をするので、第８図に１例を示す
ような波形となる。

その瞬時波形の上下限値は、（１９式）｝よび（２０式
）で与えられるすべり角速度ω８０｝よびω８１である
。つまり、第８図は電流形インバータで駆動した誘導電
動機の瞬時トルク波形例を表わし、横軸に時間ｔ１縦軸
にすベリ角速度ω８あるいはトルクＴを示す。

しかして、２次磁束の大きさφ２が一定の場合には（１
３式）で示されるように、すべり角速度ω８とトルクＴ
とは比例するから、トルクＴの瞬時値も第８図のように
変化する。

さて、前述したように従来のＳｆ制闘では、所定の出力
トルクを得るために与えられたすべり角速度指令値ωｓ
＋と、回転子速度に対する１次電流角速度のすべり角速
度とが等しくなるように制御されていたために、定常状
態では所定の出力トルクが得られても、定常状態に達す
るまで過渡振動を生じていた。

そこで、本発明では、電動機特性を支配する回転子速度
と２次磁束とのすべり角速度の平均値ωＳｎｌを指令値
ωｓ＋に等しくなるように制御することによつて、過渡
的にも安定で優れた制御装置を提供することを目的とし
て卦り、その手段としてすべり角速度ωｓを検出し、そ
の転流周期Ｔｃ内での平均値ω８ｍを指令値ω８＋に等
しくするために、すベリ角速度ω８の瞬時値が常に（１
９式）｝よび（２０式）で与えられるすべり角速度ωＳ
ＯおよびωＳ１の間にあるように、１―◆次電流ベクト
ルｉ１の位置すなわちインバータの転流を制御するもの
である。

第９図は、本発明の一実施例の構成を示すプロツクダイ
アグラムである。

１９は電動機５の２次磁束′Ｔ２と回転子とのすべり角
速度ω８を検出するすべり検出器、２０は関数発生器１
０の出力として与えられるすべり角速度の指令値ω８＋
とすベリ検出器１９で検出されたすベリ角速度ω８とを
比較し差信号？ω？−ωｓを得るための比較器、２１は
比較器２０で得られたすぺりに関する指令値と検出値と
の差信号ωｓ＋−ωｓを用いてインバータ４の転流を制
御する転流制御回路である。

第１０図は、第９図のすべり検出器１９の一構成例を示
す路線図である。

１００〜１０２は電動機５の各相の１次電流瞬時値を検
出するシヤント、１０３はセルシン発電機等で形成され
る電動機５の回転速度と同期した単位振幅の２相信号を
得るための位置検出器、１０４，１１１，１１２，１１
９および１２０は第１０図で示した極性で加減算を行な
う加減算器、１０５｝よび１０６は入力に比例した信号
を出力する係数器、１０７〜１１０および１１５〜１１
８は掛算器、１１３，１１４は図示のように１次遅れの
伝達特性を持つ演算回路、１２１は割算器である。

第１０図の加算器１１１訃よび１１２の出力には、それ
ぞれ１次電流のｄ−β座標系ＩＦ−卦ける成分１１α｝
よびｉ１βが得られる。

電動機５の各相電流をＩｕ，ｉｖ，ｉｗ．とし、ある時
刻でのＵ相とα軸との位相角をφとすれば、１次電流の
成分ｉ１αおよびｉ１βは次式で表わされる。１１ｃｔ
＝Ｉｕ″ＣＯｓφ＋Ｉｖ″ＣＯｓ（φ＋２π／３）＋Ｉ
ｗ．・ＣＯｓ（φ＋４π／３）１１β＝Ｉｕ−Ｓｉｎφ
＋Ｉｖ−Ｓｉｎ（φ＋２π／３）＋Ｉｗ．・Ｓｊｎ（φ
＋４π／３）３相の電流の和がＯであることを用いて、
上式を変形することによつて次式を得る。

゛ 乙 一 乙静止している
１次巻線は、角速度ω１で正方向に回転しているｄ−β
軸から見れば負方向に角速度ω，で回転するから、Ｕ相
とｄ軸との位相角φは次のようになる。

φ＝−ωＲｔ・・・・・・（２２式） （２１式）の中に（２２式）を代入することによつて、
次式が得られる。

第１０図のシヤフト１００で検出されたＵ相電流１ｕは
、係数器１０５で３／２倍され掛算器１０７および１１
０ＶＣ与えられる。

また、シヤント１０１｝よび１０２で検出されたＶ相お
よびＷ相の電流１ｖ卦よびＩｗは減算器１０４で減算さ
れる。減算器１０４の出力は係数器１０６で１３／２倍
され掛算器１０８および１０９に与えられる。位置検出
器１０３の２相信号のうち９００位相の進んだ方の信号
ＣＯＳＣｌ）Ｒｔは掛算器１０７｝よび１０９に与えら
れ、もう一方の信号ＳｉｎωＲｔは掛算器１０８訃よび
１１０に与えられる。

掛算器１０７〜１１０は卦の卦のに与えられた２入力信
号を乗算し、１０７卦よび１０８の両乗算結果は加算器
１１１で加算され、掛算器１０９と１１０との両乗算結
果は第１０図示の極性で減算器１１２により減算される
。

その結果、加減算器１１１卦よび１１２の出力は、（２
３式）に基づいて演算された１次電流のα｝よびβ軸成
分１１α｝よびｉ１βがそれぞれ演算回路１１３卦よび
１１４に与えられる結果、１次遅れの伝達特性を有する
演算回路１１３訃よび１１４の出力に２次磁束のｄ−β
軸成分φ２α卦よびφ２βが得られることは（４式）か
ら分かる。

すなわち、各ベクトルの実数成分がα軸成分であり、虚
数成分がβ軸成分であるから、（４式）を実数部と虚数
部に分けて変形すれば、容易に次式が得られる。演算回
路１１３卦よび１１４で演算された２次磁束のｄ−β軸
成分φ２ｄ卦よびφ２βは掛算器１１５および１１８で
それぞれ自乗され、その自乗された両信号は加算器１２
０で加えられる。

α軸とβ軸とは直交しているから、加算器１２０の出力
には２次磁束の大きさを自乗した信号φ２２が得られる
。掛算器１１６は加算器１１１と演算回路１１４の両出
力信号１１βとφ２αをそれぞれ乗算したものを出力し
、両出力信号は減算器１１９で第１０図示の極性で減算
される。

いま、ある時刻に卦ける第３図のベクトル図のように１
次電流ベクトルｒ１と２次磁束Ｊ２との位相をθとし、
さらに、α軸に対する２次磁束Ｊ２の位相をθｏとすれ
ば、２次磁束７２卦よびτ◆１次電流ベクトルｉ１は次
のように表わされる。

Ｄ２：φ２（２＋ｊφ２β０φ２ｅｊθ０Ｔ１：ｉ１ｄ
＋Ｊｉｌβ０Ｉ１ｅｊ（θｏ＋０）２次磁束Ｄ２の共役
ベクトルに１次電流ヘクトτ）ルｉ１を掛けたものを演
算すれば、次の式を得る。

（φ２『ｊφ２β）（１１α＋Ｊｉｌβ）＝φ２αＩｌ
ｄ＋φ２βＩｌｚ＋ｊ（φ２ｄｉ１β−φ２βＩｌｄ）
・・・・・・（２５式）つまり、第１０図の
減算器１１９の出力は（２５式）の虚数部に等しい。

（２５式）の虚数部が（１１式）で与えられるトルクＴ
に比例することは、次のような演算によつて確かめられ
る。Ｔｍａｇ｛（φ２ｄ−ｊφ２β）Ｃｉｌｄ＋Ｊｉｌ
β）｝＝Ｔｍａｇ｛φ２ｅ−ＪＯＯ●１１Ｅｊ（θ９＋
０）二Ｔｍａｇ｛φ２１１ｅｊθ｝＝φ２１１Ｓｉｎθ
＝ν玉 ・・・・・・（２６式）したがつて、減算器１
１９の出力にはトルクＴに比例した信号が得られる。

減算器１１９の出力は割算器１２１の分子入力端子に与
えられ、分母入力端子に加えられる加算器１２０の出力
信号φ２２！ｆ−よつて割られる。

割算器１２１の出力は、（２６式）を２次磁束の大きさ
を自乗した信号φ２２で割つたものを、（１０式）と比
較すれば明らかであるように、２次磁束と回転子とのす
べり角速度ωｓをＴ２／Ｍ倍したものである。このよう
に、第１０図の構成によつて２次磁束と回転子とのすべ
り角速度ωＳに比例した信号を割算器１２１の出力とし
て得ることができる。

第１１図は、第９図に訃ける転流制御回路２１の詳細な
構成例のプロツク図である。２００は入力端子、２０１
および２０２は入力端子２００への入力信号ｅがある値
に達したことを検出する信号レベル検出回路で、２０１
は入力信号ｅが正の基準信号ＥＯより大きいときに、ま
た２０２は入力信号ｅが負の基準信号−ＥＯより小さい
ときに、それぞれ一定レベルの信号を出力する。

２０３｝よび２０４は｝の｝のレベル検出回路２０１お
よび２０２の出力信号ＥｕおよびＥＤの信号立上がり時
にパルスを発生するパルス発生回路、２０５はパルス発
生回路２０３｝よび２０４の両出力パルスＰｕおよびＰ
Ｄとし、Ｐｕをアツプカウントパルス、ＰＤをダウンカ
ウントパルスとして動作する周知の６進アツプダウンカ
ウンタであり、カウント値に応じてＰ１〜Ｐ６のいずれ
か１つにだけ信号゛ビが出力される。

２０６は周知のパルス合成回路であり、カウンタ２０５
の出力Ｐ１〜Ｐ６のいずれが゛ゞビであるかによつて、
インバータの通電すべき２個のサイリスタヘゲートトリ
ガ信号を与える。

すなわち、カウンタ２０５の出力Ｐ１〜Ｐ６は第一
ブ５図に示した１
次電流ベクトルｉ１の方向Ａ−Ｆとそれぞれ対応し、カ
ウンタ２０５にアツプカウントパルスＰｕが与えられれ
ば、Ａ−＋Ｂ−＋Ｃ−＋Ｄ→Ｅ−＋Ｆ−＋Ａの順序で、
またダウンカウントパルスＰＤが与えられれば、Ｆ→Ｅ
−＋Ｄ→Ｃ→Ｂ→Ａ―◆→Ｆの順序で１次電流ベクトル
ｉ１の方向が変化する。

したがつて、カウンタ２０５への入力パルスＰｕ卦よび
ＰＤはそれぞれインバータ４に対する正転方向卦よび逆
転方向の転流指令である。

第１１図において、入力端子２００へはすべり角速度の
指令値ωｓ＋と検出値ωｓとに関する差信号Ｉ（ｉ）Ｓ
＋−ωｓが入力され、レペル検出回路２０１卦よび２０
２の基準信号士ＥＯにはπ ±？がおのおの設定される。

４／３Ｔ２ したがつて、すべり角速度の指令値ωｓ＋と平均値ωＳ
ｍとが等しくなるためのすベリ角速度ωＳＯ，ωＳｌＶ
Ｃ対し、検出されたすべり角速度ωｓが（２０式）の下
限値ωＳ１より小さい場合にレベル検出回路２０１に、
すベリ角速度ωｓが（１９式）の上限値ωＳＯより大き
い場合にレペル検出回路２０２ＶＣ１それぞれ信号が出
力されることは、（１９式）｝よび（２０式）の関係か
ら明らかである。

この転流制御回路２１は本発明の主要部をなすものであ
るから、正転（反時計方向回転）時に｝いてすペリ角速
度指令値ωｓ＋が正から負ヘステツブ変化した場合を例
とした第１２図のタイムチアートを参照しながら、詳細
な動作を次に説明する。

第１２図は、本発明の動作を説明するためのタイムチヤ
ートである。第１２図において、ａはすべり角速度検出
値ωＳ，．ｂは入力端子２００への入力信号ｅであるす
ペリ角速度の指令値と検出値とに関する差信号１ωｓ＋
崎Ｓ．，ｃおよびｄはそれぞれレベル検出回路２０１卦
よび２０２の出力信号Ｅｕ卦よびＥＤ，．ｅおよびｆは
おの｝のパルス発生回路２０３卦よび２０４の出力パル
スＰｕ卦よびＰＤ．．ｇはカウンタ２０５の出力信号Ｐ
１〜Ｐ６、横軸に時間ｔ１縦軸に電圧をとる。

いま、ある時刻ＴＯで１次電流ベクトルｒ１の方向はＡ
１つまり、カウンタ２０５の゛ビの信号は第１２図ｇの
ようにＰ１に出力されていたとする。

１次電流ベクトル了１がＡ方向で静止している間に２次
磁束ベクトル７２が反時計方向へ回転することによつて
、ａのように時刻ＴＯ以後のすべり角速度ωｓは徐々に
小さくなる。

それに伴ない、ｂのようにレベル検出回路２０１および
２０２への入力信号ｅは徐々に大きくなり、時刻ｔ１で
基準信号ＥＯを越え、ｃのようにレベル検出回路２０１
が一定レベルの信号Ｅｕを出力する。

パルス発生回路２０３は信号Ｅｕの立上りで、ｅのよう
にアツプカウントパルスＰｕをカウンタ２０５に与える
ので、ｇのようにＰｌＶＣ出力されていたカウンタ２０
５の゛３ビ信号は時刻ＴｔｌからＰ２に出力される。

その結果、パルス合成回路２０６からゲートパルスを与
えられるインバータサイリスタが変化し、転流のための
時間を経た時刻Ｔ２でインバータは―◆転流し、１次電
流ベクトルｉ１はＢ方向にジアップする。

―◆ １次電流ベクトルｉ１がＡからＢ方向ヘジヤンプするこ
とによつて、１次電流ベクトル了，と２次磁束ベクトル
７２との位相θはステツブ的に大きくなり、ａのように
時刻Ｔ２ですべり角速度ωｓもステツブ的に大きくなる
。

従つて、ｂのようにレベル検出回路２０１および２０２
への入力信号ｅもステツプ的に正から負の値に変化する
。時刻ｔ１で転流指令が出された後にも２次磁束は回転
し、時刻Ｔ２で転流が行なわれる直前のすベリ角速度ω
ｓは（２０式）の下限値ωＳ１より小さくなつているた
め、転流直後のすベリ角速度ωｓは（１９式）の上限値
ωＳＯよりも小さく、時刻Ｔ２でステツプ変化した入力
信号ｅは負の基準信号−ＥＯよりも大きな値になる。従
つて、ここで１次電流ベクトルＴ１がＢからＡ方向に戻
るような転流指令が出されることはない。時刻Ｔ２以降
も同様に、時刻Ｔ３卦よびＴ５で入力信号ｅは正の基準
信号ＥＯに達し、転流指令が出される結果、時刻Ｔ４卦
よびＴ６で転流が行＝ナなわれ、１次電流ベクトルｉ１
はＢ→Ｃ→Ｄと方向を変える。

つまり、正転時において、すべり角速度指令値ωｓ＋が
一定の場合には、カウンタ２０５へはアップカウントパ
ルスＰｕのみが与えられ、ダウンカウントパルスＰＤが
与えられることはない。

つぎに、１次電流ベクトルＴ１がＤ方向にある時刻Ｔ７
で、すべり角速度指令値ωｓ＋がａのように正から負の
値ヘステツプ的に変化させた場合の動作を説明する。す
べり角速度指令値ωｓ１を変える場合には、同時ＶＣｌ
次電流の振幅指令値１１＋も、２次磁束の大きさをほぼ
一定値に保つために、変えられる。

指令値１１＋に対して実際の１次電流振幅１１は、いく
らか遅れて追従するが、この遅れ時間が特別に長い場合
を除けば問題はないので、ここでは１次電流振幅の指令
値１１＋に対する実際値１１の遅れは、説明の簡単のた
めに無視する。したがつて、時刻Ｔ７ですベリ角速度指
令値ωｓ＋が変化すると同時に、１次電流振幅１１が変
化するため、ａのようにすベリ角速度の検出値ωｓはい
くらか変化するが、１次電流ベクトル了１の方向は変化
しないので、すべり角速度検出値ωｓの変化は少ない。
すベリ角速度の指令値ωｓ＋が変化するので、時刻Ｔ７
で入力信号ｅもｂのようにステツプして変化し、負の基
準信号−ＥＯより小さな値になる。

その結果、ｄのようにレベル検出回路２０２ＶＣ信号Ｅ
Ｄが出力され、信号ＥＤの立上がりによつて、ｆのよう
にパルス発生回路２０４が、カウンタ２０５にダウンカ
ウントパルスＰＤを与える。ｇのように゛ビの信号をＰ
４ｌｆＣ出力していたカウンタ２０５は、時刻Ｔ７でダ
ウンカウントパルスＰＤを与えられることによつて、゛
１７の信号をＰ３に出力するので、転流の遅れ時間を経
た時刻Ｔ８でインバータは転流し、１次電流ベクトル―
ナ１１の方向はＤからＣにジアップするため、すべ（り
角速度ωｓもステツプ変化する。

すベリ角速度ωｓがａのように変化することによつて、
入力信号ｅはｂのように正負の基準信号±ＥＯ内の値に
なる。

時刻Ｔ８以降、再び時刻Ｔ９，ｔｌｌ，ｔｌ３，・・・
での転流指令に対し、時刻ＴｌＯ，ｔｌ２，ｔｌ４，・
・・で―★転流が行なわれ、１次電流ベクトルｉ１はＣ
−＋Ｄ→Ｅ→Ｆ＋・・と方向を変えて回転していく。

正転時に訃ける第１２図の動作説明から明らかなように
、逆転時の場合にも、第１１図の転流制御回路を用いる
ことができ、なんら回路を変更することなく、回転運転
を含めた電動機の４象限運転が可能である。以上の説明
のように、本発明によれば、すべり角速度の指令値ωｓ
＋に対し、電動機５の出力トルクＴを支配する２次磁束
Ｊ２と回転子とのすべり角速度ωｓを検出して、その転
流周期内での平均値ωＳｍがほぼ指令値と等しくなるよ
うに常に制御されるので、トルク指令Ｔ＋に対する応答
が速く安定な制御が可能になる。

また、運転周波数に関わらずほぼ同レベルの信号である
すべり角速度の指令値ωｓ＋と検出値ωｓとの比較によ
つて、インバータ４の転流制御が行なわれるので、従来
のＳｆ制御のように、Ｓｆ合成のために特別に精度を考
慮した加算器等を必換としない。

第９図のこの実施例に含まれる第１１図の転流制御回路
２１の動作を示す第１２図のタイムチヤートの説明から
明らかであるように、本発明では検出されたすベリ角速
度瞬時値ωｓがその指令値ωｓ＋によつて定まる（１９
式）の上限値ωＳＯ訃よび（２０式）の下限値ωＳ１に
達したことによつて、インバータ４の転流を行なわせる
が、転流指令が出されてから実際にインバータ４の転流
が行なわれるまでに遅れが存在するために、すべり角速
度に関する指令値ωＳＸと実際の検出値ωｓの転流周期
内での平均値ωＳｍとの間には定常偏差が生じる。

この定常偏差があつても、第９図のこの実施例のように
速度制御ルーブがある場合には、定常偏差分を指令値ω
ｓ＋が補正するので、通常問題はない。

とくに、この定常偏差を生じさせないようにしたい場合
には、第９図のこの実施例の回路に簡単な回路を追加す
るだけで達成することができる。

第１３図は、定常偏差を生じさせないようにした一実施
例の路線図である。第１３図に卦いて、第９図と異なる
のは、定常偏差補正回路２５とその出力信号Δωｓを比
較器２０の出力信号に加え合わせるための加算器２６が
、さらに追加されている。

定常偏差補正回路２５はすべり角速度の指令値と検出値
との偏差ωｓ＋−ωｓを得るための比較器２５１と、大
きな時定数のフイルタ特性を有する制御回路２５２とで
構成される。すなわち、定常偏差補正回路２５はすベリ
角速度の指令値ωｓ＋｝よび検出値ωｓの平均値が等し
くなるように、転流制御回路２１への入力信号を補正す
るので、インバータ４の転流遅れによる偏差はなくなる
。

これまでの説明から明らかなように、本発明の第９図｝
よび第１３図の実施例の構成では、トルク指令Ｔ＋に応
じて１次電流の振幅指令値１１Ｘとすべり角速度指令ω
ｓ＋とを関数発生器によつて得、それらのすべり角速度
指令値ωｓ＋および１次電流指令値１１＋に対して、す
べり角速度検出値ωｓおよび１次電流振幅検出値１１が
等しくなるように制御するものであるが、本発明は第９
図訃よび第１３図の実施例の構成に限定されるものでは
ない。

第１４図は、本発明の他の実施例の概要的プロツク図で
ある。

第１４図に卦いて第９図と異なるところは、関数発生器
１０卦よびすべり検出器１９の後に、同一機能を有する
２つの関数発生器２２および２３が設置された点である
。

この２つの関数発生器２２および２３は、入力信号を電
動機の２次時定数Ｔ２倍したものの、アークタンジエン
ト関数の出力信号が得られるものである。

１次電流基本波ベクトル了，ｆとすべり角速度平均値ω
Ｓｍとの関係である（１８式）と同様に、２次磁束の大
きさφ２が変化しない場合の、２次磁束ベクトル′Ｔ２
に対する１次電流ベクトルＴ１の位相角θは次式で与え
られる。

θ−Ｔａｎ−１（ωＳＴ２） ・・・・−・・・・（２
７式）つまり、第１４図における関数発生器２２｝よび
２３は、すベリ角速度に関する指令値ωｓ＊お―◆よび
検出値ωｓを、１次電流ベクトルｉ１と２次磁束ベクト
ル／２との位相角に関する指令値θｘおよび検出値θへ
、それぞれ変換するものである。

従つて、転流制御回路２１へは位相角の偏差（θ几θ）
が与えられ、すべり角送度ωｓと位相角θとは（２７式
）のように、１対１で対応するものであるから、第１４
図の実施例によつても第９図のそれと同等の効果を得る
ことができる。しかして、このときに、転流制御回路２
１内の基準信号＋ＥＯは＋３０転（π／６）であること
は、第７図のベクトル関係から明らかである。第１４図
において、２つの関数発生器１０および２２が直列に接
続されているが、これら２つの関数発生器の機能を１つ
の関数発生器で得られることは明らかで、説明上２つの
関数発生器を直列にしたにすぎない。

また、位相角θの検出のために２次磁束の大きさの微分
Ｐφ２を考慮すればより良くなることは、第４図あるい
は（９式）卦よび（１０式）の関係から明らかである。

第１５図は、本発明のさらに他の実施例の電気的路線図
を示す。

第１５図の実施例において、第９図のそれと異なるとこ
ろは、関数発生器１０が無くなり、第９図に卦けるすべ
り検出器１９が第１５図ではトルク検出器２４に置き変
つている点である。

すべり角速度ωｓとトルクＴとの関係は（１３式）で与
えられるように、２次磁束の大きさφ２が一定である場
合には比例関係にある。

したがつて、転流制御回路２１へはトルクに関する差信
号（五Ｔ＋−Ｔ）を与える第１５図の構成によつても、
第９図と同等の効果を得られることが理解される。

また、第１０図に示したすベリ検出器の演算過程に卦い
て、トルクに比例する量が得られていることから明らか
であるように、トルク検出器２４もすベリ検出器１９と
同様に構成することができる。

さらに、第１３図の実施例に卦ける定常偏差補正回路２
５は、第１４図卦よび第１５図の実施例にも同じ構成の
ままで適用でき、第３図の実施例と同様の効果が得られ
ることは明らかである。

ＺＵ以上は、電流形インバータとして６ステツプの直列
ダイオード形インバータ４を使用した場合について説明
したが、本発明を適用できるインバータ４はそれに限る
ものではなく、転流用電源を備えたインバータあるいは
多重化されたインバータ等、電動機へ供給する１次電流
ベクトルの方向が有限であるようなインバータには全て
適用できる。

また、すべり検出器１９は第１０図の具体例の構成のも
のに限らず、直接回転磁束の速度を検出し、回転子速度
との差で求めるものや、電動機５の１次電流や速度等か
ら演算するものでも良い。かくして、本発明により、簡
単な制御回路で運転領域の広い制御応答の優れた経済性
のよい制御装置を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の電流形インバータで，駆動される誘導電
動機の制御装置のプロツク線図、第２図は誘導電動機の
すべり角速度とトルク、１次電流の特性曲線図、第３図
は誘導電動機の回転子モデルの説明図、第４図は誘導電
動機のベクトル図、第５図は誘導電動機に供給される１
次電流ベクトルの取り得る方向を示したベクトル図、第
６図は回転子側から見た１次電流ベクトルの動きを示し
たベクトル図、第７図は２次磁束に対する１次電流ベク
トルの動きを示したベクトル図、第８図は電流形インバ
ータで駆動した誘導電動機の瞬時トルク波形図、第９図
は本発明の一実施例の構成を示すプロツクダイアグラム
、第１０図は第９図におけるすベリ検出器の一構成例を
表わす路線図、第１１図は第９図の転流制御回路のブロ
ツク図、第１２図は本発明の動作を説明するためのタイ
ムチヤート、第１３図、第１４図、第１５図は本発明の
他の実施例のプロツクダイアグラムである。 １・・・・・・３相交流母線、２・・・・・・コンバー
タ、３・・・．・・直流リアクトル、４・・・・・・イ
ンバータ、５・・・・・・誘導電動機、６・・・・・・
速度検出器、７，１３・・・・・・比較器、８・・・・
・・速度制御回路、９，１０，２２，２３・・・・・・
関数発生器、１１ａ，１１ｂ・・・・・・変流器、１２
・・・・・・電流検出回路、１４・・・・・・電流制御
回路、１５・・・・・・位相制御回路、１６，２６・・
・・・・加算器、１７・・・・・・Ｖ／Ｆ変換器、１８
・・・・・・パルス分配器、２０・・・・・・減算器、
２１・・・・・・転流制御回路、２４・・・・・・トル
ク検出器、２５・・・・・・定常偏差補正回路、１００
〜１０２・・・・・・シヤント、１０３・・・・・・位
置検出器、１０４，１１１，１１２，１１９，１２０・
・・・・・加減算器、１０５，１０６・・・・・・係数
器、１０７〜１１０，１１５〜１１８・・・・・・掛算
器、１１３，１１４・・・・・・一次遅れ演算回路、１
２１・・・・・・割算器、２００・・・・・・入力端子
、２０１，２０２・・・・・・信号レベル検出回路、２
０３，２０４・・・・・・パルス発生回路、２０５・・
・・・・６進アツプダウンカウンタ、２０６・・・・・
・パルス合成回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 相転流を行なうことにより運転される周波数変換器
   から給電される誘導電動機の制御装置において、この誘
   導電動機の２次磁束と回転子とのすべり角速度を検出す
   るすべり検出器と、すべり角速度指令値を定数倍した値
   と前記すべり検出器によつて検出されるすべり角速度の
   瞬時値との偏差を求める比較器と、その比較器で求めら
   れた偏差信号が前記周波数変換器の構成によつて定めら
   れる正負の基準信号と等しくなつたときに、前記周波数
   変換器の転流を行なわせるように構成された転流制御回
   路を備えたことを特徴とする誘導電動機の制御装置。 ２ 特許請求の範囲第１項に記載のものにおいて、前記
   転流制御回路に与えられる前記偏差信号あるいは偏差角
   に、各指令値と検出値との差分をフィルタし増幅した信
   号を加え合わせる定常偏差補正回路を備えたことを特徴
   とする誘導電動機の制御装置。 ３ 相転流を行なうことにより運転される周波数変換器
   から給電される誘導電動機の制御装置において、この誘
   導電動機の２次磁束と１次電流との位相角を検出する位
   相角検出器と、位相角指令値に対する前記位相角検出器
   で検出された位相角の偏差角が前記周波数変換器の構成
   によつて定められる正負の基準位相角と等しくなつたと
   きに、前記周波数変換器の転流を行なわせるように構成
   された転流制御回路とを備えたことを特徴とする誘導電
   動機の制御装置。 ４ 特許請求の範囲第３項に記載のものにおいて、前記
   転流制御回路に与えられる前記偏差信号あるいは偏差角
   に、各指令値と検出値との差分をフィルタし増幅した信
   号を加え合わせる定常偏差補正回路を備えたことを特徴
   とする誘導電動機の制御装置。 ５ 相転流を行なうことにより運転される周波数変換器
   から給電される誘導電動機の制御装置において、この誘
   導電動機の出力トルクを検出するトルク検出器と、トル
   ク指令値を定数倍した値と前記トルク検出器によつて検
   出されたすべり角速度の瞬時値との偏差を求める比較器
   と、その比較器で求められた偏差信号が前記周波数変換
   器の構成によつて定められる正負の基準信号と等しくな
   つたときに、前記周波数変換器の転流を行なわせるよう
   に構成された転流制御回路とを備えたことを特徴とする
   誘導電動機の制御装置。 ６ 特許請求の範囲第５項に記載のものにおいて、前記
   転流制御回路に与えられる前記偏差信号あるいは偏差角
   に、各指令値と検出値との差分をフィルタし増幅した信
   号を加え合わせる定常偏差補正回路を備えたことを特徴
   とする誘導電動機の制御装置。