JPS5936513B2 - Ｐｗｍ方式インバ−タ - Google Patents
Ｐｗｍ方式インバ−タInfo
- Publication number
- JPS5936513B2 JPS5936513B2 JP54123453A JP12345379A JPS5936513B2 JP S5936513 B2 JPS5936513 B2 JP S5936513B2 JP 54123453 A JP54123453 A JP 54123453A JP 12345379 A JP12345379 A JP 12345379A JP S5936513 B2 JPS5936513 B2 JP S5936513B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- output
- inverter
- sine wave
- frequency
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、パルス幅変調（ＰＷＭ）方式インバータに関
し、インバータ王回路を構成する制御素子のスイッチン
グ周波数を一定にしかつインバータ出力電圧を正弦波近
似による制御装置に関する。
し、インバータ王回路を構成する制御素子のスイッチン
グ周波数を一定にしかつインバータ出力電圧を正弦波近
似による制御装置に関する。
一般に、ＰＷＭ方式インバータは、出力電圧１サイクル
中の変調パルス数を一定にしている。この方式は出力周
波数の制御範囲の小さいものではパルス間隔もあまり大
きくならず問題とする程でもなかつたが、インバータ負
荷にされる交流電動機を直流機並みに広範囲に制御しよ
うとすると、低周波出力ではパルス間隔も大きくなり電
流の断続、高調波電流の増加、トルク脈動等の多くの問
題が生じる。この問題には、パルス数を出力周波数の低
下に併せて漸次切換増加させることによつて解決するも
のがあるが、パルス数切換時の電圧変動によるショック
等の問題があるし、パルス数を広範囲に切替えるにはそ
の切換機構又は回路が複雑になり信頼性も低下する。一
方、インバータ出力周波数に関係なく制御素子スイッチ
ング周波数（搬送波信号周波数）を一定にするものが提
案されている。
中の変調パルス数を一定にしている。この方式は出力周
波数の制御範囲の小さいものではパルス間隔もあまり大
きくならず問題とする程でもなかつたが、インバータ負
荷にされる交流電動機を直流機並みに広範囲に制御しよ
うとすると、低周波出力ではパルス間隔も大きくなり電
流の断続、高調波電流の増加、トルク脈動等の多くの問
題が生じる。この問題には、パルス数を出力周波数の低
下に併せて漸次切換増加させることによつて解決するも
のがあるが、パルス数切換時の電圧変動によるショック
等の問題があるし、パルス数を広範囲に切替えるにはそ
の切換機構又は回路が複雑になり信頼性も低下する。一
方、インバータ出力周波数に関係なく制御素子スイッチ
ング周波数（搬送波信号周波数）を一定にするものが提
案されている。
この方法を採るインバータは、交流電動機を広範囲に速
度制御する場合にも出力周波数が低下するほど出力１サ
イクル中のパルス数が増カロし、低速、駆動ほど出力電
圧中の高調波次数が大きくなり、出力電流中の高調波電
流成分が減少し、インバータの制御素子電流の最大値も
小さくなる。結果的には制御素子の利用率の向上、転流
回路の小型化も図られるし。インバータ出力が正弦波に
近いものになる。しかし、制御素子のスイッチング周波
数を一定にするのに、従来方法ではスイッチング周波数
を設定する搬送波信号とインバータ出力周波数を設定す
る制御信号との間に関連性がなく、正負半サイクル波の
非対称により出力電圧に偶数調波電圧が含まれることか
ら交流電動機鉄心の飽和等の問題や同期がとられないた
めのサイクル毎の移相ずれの問題があり、実用化される
に至らなかつた。本発明は、搬送波信号と正弦波近似の
ための制御信号との位相と方向を合わせた同期をとり、
制御素子のスイッチング周波数一定にすることにより、
偶数調波成分の除去等を図つたＰＷＭ方式インバータを
提供することを目的とする。第１図は本発明における制
御装置の一実施例を示し、３相インバータのものを示す
。
度制御する場合にも出力周波数が低下するほど出力１サ
イクル中のパルス数が増カロし、低速、駆動ほど出力電
圧中の高調波次数が大きくなり、出力電流中の高調波電
流成分が減少し、インバータの制御素子電流の最大値も
小さくなる。結果的には制御素子の利用率の向上、転流
回路の小型化も図られるし。インバータ出力が正弦波に
近いものになる。しかし、制御素子のスイッチング周波
数を一定にするのに、従来方法ではスイッチング周波数
を設定する搬送波信号とインバータ出力周波数を設定す
る制御信号との間に関連性がなく、正負半サイクル波の
非対称により出力電圧に偶数調波電圧が含まれることか
ら交流電動機鉄心の飽和等の問題や同期がとられないた
めのサイクル毎の移相ずれの問題があり、実用化される
に至らなかつた。本発明は、搬送波信号と正弦波近似の
ための制御信号との位相と方向を合わせた同期をとり、
制御素子のスイッチング周波数一定にすることにより、
偶数調波成分の除去等を図つたＰＷＭ方式インバータを
提供することを目的とする。第１図は本発明における制
御装置の一実施例を示し、３相インバータのものを示す
。
１はインバータ出力周波数匍脚信号Ｆｓに比例した周波
数の３相正弦波を発生する正弦波発生器、２，３，４は
正弦波発生器１の各相Ｒ，Ｓ，Ｔ信号の零クロス点を夫
々検出する零クロス検出器であつて、その出力Ｑは正弦
波が負から正に変る零点でハイレベルになり、Ｑは正弦
波が正から負に変る零点でハイレベルになる。
数の３相正弦波を発生する正弦波発生器、２，３，４は
正弦波発生器１の各相Ｒ，Ｓ，Ｔ信号の零クロス点を夫
々検出する零クロス検出器であつて、その出力Ｑは正弦
波が負から正に変る零点でハイレベルになり、Ｑは正弦
波が正から負に変る零点でハイレベルになる。
５，６，７はオア（０Ｒ）回路であつて、５はＲ，Ｓ，
Ｔ信号が負から正に変るタイミング信号を取り出し、６
はＲ，Ｓ，Ｔ信号が正から負に変るタイミング信号を、
７は５，６の両タイミング信号の両方のタイミング信号
を取り出す。
Ｔ信号が負から正に変るタイミング信号を取り出し、６
はＲ，Ｓ，Ｔ信号が正から負に変るタイミング信号を、
７は５，６の両タイミング信号の両方のタイミング信号
を取り出す。
８，９，１０はアナログスイツチであつて、８はオア回
路７の出力タイミングで導通し、９はオア回路５によつ
て１０はオア回路６によつて導通する。
路７の出力タイミングで導通し、９はオア回路５によつ
て１０はオア回路６によつて導通する。
一点鎖線プロツクで示す１１は演算増幅器１１１，１１
２等で構成される三角波発生回路であつて、演算増幅器
１１１はヒステリシスを持たせた比較器で積分回路に構
成される演算増幅器１１２の三角波出力電圧と増幅器１
１１の出力電圧を加算抵抗１１３と１１４によつて加算
し、抵抗１１５の電圧が正の間は正の電圧を出力し、負
の間は負の電圧を出力する。この増幅器１１１の出力は
積分器１１２の入力抵抗１１５を通してコンデンサ１１
，を定電流充電する。増幅器１１２の出力電圧Ｖ。は増
幅器１１１の出力電圧をＥとすると、となる。ここで、
Ｒは抵抗１１６の抵抗値．Ｃはコンデンサ１１，の容量
である。従つて、三角波発生回路１１の出力はｔ−ＲＣ
毎に極性が反転する三角波となるが、アナログスイツチ
９，１０が閉じると増幅器１１１の出力は増幅器１１２
の出力如何に拘らず抵抗１１８に印加される電圧−Ｅ，
＋Ｅの極性に合つた積分方向に変えられる。
２等で構成される三角波発生回路であつて、演算増幅器
１１１はヒステリシスを持たせた比較器で積分回路に構
成される演算増幅器１１２の三角波出力電圧と増幅器１
１１の出力電圧を加算抵抗１１３と１１４によつて加算
し、抵抗１１５の電圧が正の間は正の電圧を出力し、負
の間は負の電圧を出力する。この増幅器１１１の出力は
積分器１１２の入力抵抗１１５を通してコンデンサ１１
，を定電流充電する。増幅器１１２の出力電圧Ｖ。は増
幅器１１１の出力電圧をＥとすると、となる。ここで、
Ｒは抵抗１１６の抵抗値．Ｃはコンデンサ１１，の容量
である。従つて、三角波発生回路１１の出力はｔ−ＲＣ
毎に極性が反転する三角波となるが、アナログスイツチ
９，１０が閉じると増幅器１１１の出力は増幅器１１２
の出力如何に拘らず抵抗１１８に印加される電圧−Ｅ，
＋Ｅの極性に合つた積分方向に変えられる。
１２，１３，１４は掛算器であつて、インバータ出力電
圧設定Ｃ制御）信号Ｖｓと正弦波発生器のＲ，Ｓ，Ｔ相
の制御信号との掛算をし、Ｒ，Ｓ，Ｔ相の制御信号振幅
を変える。
圧設定Ｃ制御）信号Ｖｓと正弦波発生器のＲ，Ｓ，Ｔ相
の制御信号との掛算をし、Ｒ，Ｓ，Ｔ相の制御信号振幅
を変える。
この制御された制御信号は比較器１５，１６，１７にお
いて三角波発生回路１１の三角波出力と比較し、その出
力Ｕ，，Ｖ，，Ｗ，をインバータ王回路制御素子のＵ，
Ｖ，Ｗ相さらにＸ，Ｙ，Ｚ相用ゲート信号を作る論理回
路（図示しない）への入力にする。上記構成における各
部動作を第２図に示すタイムチヤートに従つて説明する
。
いて三角波発生回路１１の三角波出力と比較し、その出
力Ｕ，，Ｖ，，Ｗ，をインバータ王回路制御素子のＵ，
Ｖ，Ｗ相さらにＸ，Ｙ，Ｚ相用ゲート信号を作る論理回
路（図示しない）への入力にする。上記構成における各
部動作を第２図に示すタイムチヤートに従つて説明する
。
正弦波発生器１の各相出力Ｒ，Ｓ，Ｔ（第２図ａ）はそ
の零クロス点が夫々零点検出回路２〜４で検出され、零
クロス点のタイミング出力（第２図Ｂ，ｃ，ｄ，ｅ，ｆ
，ｇ）によつてアナログスィツチ８，９，１０が導通さ
れ、アナログスイツチ９は第２図ｈのタイミングで、ス
イツチ１０は第２図１のタイミングで、スイツチ８は第
２図ｊのタイミングで一瞬オンする。これにより、前記
のように、三角波発生回路１１の出力は、第２図ｋに示
すように、各相Ｒ，Ｓ，Ｔ制御信号の零クロス点でりセ
ツトし、しかも制御信号の方向に合つた積分方向になる
同期がなされる。なお、第２図ｋ中の点線で示すものは
正弦波発生器１の出力に同期をとらない従来方式の場合
である。この三角波信号と振幅変調されたＲ，Ｓ，Ｔ制
御信号とを比較する比較器１５，１６，１７の出力は比
較器１５の出力を第２図１に代表して示すように、Ｒ相
電圧の正の半サイクルＴａｐ−Ｔｊｐの各期間と負の半
サイクルＴａＮ−ＴｊＮの対応する各期間とが等しく、
偶数調波がなくなる。
の零クロス点が夫々零点検出回路２〜４で検出され、零
クロス点のタイミング出力（第２図Ｂ，ｃ，ｄ，ｅ，ｆ
，ｇ）によつてアナログスィツチ８，９，１０が導通さ
れ、アナログスイツチ９は第２図ｈのタイミングで、ス
イツチ１０は第２図１のタイミングで、スイツチ８は第
２図ｊのタイミングで一瞬オンする。これにより、前記
のように、三角波発生回路１１の出力は、第２図ｋに示
すように、各相Ｒ，Ｓ，Ｔ制御信号の零クロス点でりセ
ツトし、しかも制御信号の方向に合つた積分方向になる
同期がなされる。なお、第２図ｋ中の点線で示すものは
正弦波発生器１の出力に同期をとらない従来方式の場合
である。この三角波信号と振幅変調されたＲ，Ｓ，Ｔ制
御信号とを比較する比較器１５，１６，１７の出力は比
較器１５の出力を第２図１に代表して示すように、Ｒ相
電圧の正の半サイクルＴａｐ−Ｔｊｐの各期間と負の半
サイクルＴａＮ−ＴｊＮの対応する各期間とが等しく、
偶数調波がなくなる。
第２図ｍには搬送波信号（三角波）と制御信号（正弦波
）とに同期をとらない従来方式の場合を示し、正負半サ
イクルの各期間が等しくならず、偶数調波が発生するこ
とを意味する。従つて、本発明によれば、搬送波周波数
を一定にするにおいて、正弦波の制御信号の極性反転位
置で搬送波信号との間に同期をとりしかもその同期方向
を制御信号の極性に合わせる，こととしたため、インバ
ータ出力電圧に偶数調波成分が発生せず、電動機や変圧
器を負荷とする場合に鉄心の飽和等の問題が解消される
。
）とに同期をとらない従来方式の場合を示し、正負半サ
イクルの各期間が等しくならず、偶数調波が発生するこ
とを意味する。従つて、本発明によれば、搬送波周波数
を一定にするにおいて、正弦波の制御信号の極性反転位
置で搬送波信号との間に同期をとりしかもその同期方向
を制御信号の極性に合わせる，こととしたため、インバ
ータ出力電圧に偶数調波成分が発生せず、電動機や変圧
器を負荷とする場合に鉄心の飽和等の問題が解消される
。
また、インバータ周波数に反比例して制御素子の１サイ
クル中スイツチング回数が増加（変調パルス数が増加）
し、低周波運転における高調波含有率の増大を避けるこ
とができる。なお、本発明において、正弦波発生器１の
零点検出による搬送波信号との同期に限らず、正弦波発
生器の構成によつてはそのロジツク信号より同期を得る
ことが可能であるし、制御回路にマィクロプロセツサを
使用する場合にも適用できる。
クル中スイツチング回数が増加（変調パルス数が増加）
し、低周波運転における高調波含有率の増大を避けるこ
とができる。なお、本発明において、正弦波発生器１の
零点検出による搬送波信号との同期に限らず、正弦波発
生器の構成によつてはそのロジツク信号より同期を得る
ことが可能であるし、制御回路にマィクロプロセツサを
使用する場合にも適用できる。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明のＰＷＭ方式インバータにおける制御装
置の一実施例を示す要部回路図、第２図は第１図のタイ
ムチヤートである。 １ ・・・・・・正弦波発生器、２，３，４・・・・・
・零クロス検出器、５，６，１・・・・・・オア回路、
８，９，１０・・・・・・アナログスイッチ、１１・・
・・・・Ξ角波発生回路、１２，１３，１４・・・・・
・掛算器、１５，１６，１７・・・・・・比較器。
置の一実施例を示す要部回路図、第２図は第１図のタイ
ムチヤートである。 １ ・・・・・・正弦波発生器、２，３，４・・・・・
・零クロス検出器、５，６，１・・・・・・オア回路、
８，９，１０・・・・・・アナログスイッチ、１１・・
・・・・Ξ角波発生回路、１２，１３，１４・・・・・
・掛算器、１５，１６，１７・・・・・・比較器。
Claims (1)
- １ インバータ出力電圧制御信号に応じた周波数の正弦
波信号を出力電圧制御信号で振幅変調した制御信号と一
定周波数の三角波にされた搬送波信号とを比較したパル
スをインバータ主回路制御素子のゲート信号とするＰＷ
Ｍ方式インバータにおいて、上記正弦波信号の６０°毎
のパルスを取出し、このパルスで三角波発生器の出力を
６０°毎にリセットしかつリセット後の三角波出力極性
を正弦波信号の極性に合わせる制御装置を備え、搬送波
信号と制御信号との同期をとることを特徴とするＰＷＭ
方式インバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP54123453A JPS5936513B2 (ja) | 1979-09-26 | 1979-09-26 | Ｐｗｍ方式インバ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP54123453A JPS5936513B2 (ja) | 1979-09-26 | 1979-09-26 | Ｐｗｍ方式インバ−タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5646669A JPS5646669A (en) | 1981-04-27 |
| JPS5936513B2 true JPS5936513B2 (ja) | 1984-09-04 |
Family
ID=14860980
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP54123453A Expired JPS5936513B2 (ja) | 1979-09-26 | 1979-09-26 | Ｐｗｍ方式インバ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5936513B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0275103A (ja) * | 1988-09-09 | 1990-03-14 | Hinokibun Kk | 光トンネルを用いた採光方法および装置 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2018023178A (ja) * | 2016-08-01 | 2018-02-08 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置用制御装置、圧縮機駆動システム、フライホイール発電システムおよび電力変換装置の制御方法 |
-
1979
- 1979-09-26 JP JP54123453A patent/JPS5936513B2/ja not_active Expired
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0275103A (ja) * | 1988-09-09 | 1990-03-14 | Hinokibun Kk | 光トンネルを用いた採光方法および装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5646669A (en) | 1981-04-27 |
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