JP3354465B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、信号波と搬送波
との比較に基づき電気弁を開閉制御し直流電力を交流電
力に変換する電力変換装置に関するものである。
との比較に基づき電気弁を開閉制御し直流電力を交流電
力に変換する電力変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図２３は、例えば「Ｅｌｅｃｔｒｏｌｙ
ｔｉｃ Ｃａｐａｃｉｔｏｒ−ｌｅｓｓ ＰＷＭ Ｉｎｖ
ｅｒｔｅｒ」（ＩＰＥＣ―Ｔｏｋｙｏ，１９９０，Ｐ．
１３１−１３８）に示された３相インバータの制御回路
を本発明と同一の形式に書き改めたブロック図であり、
図において、１０１は発振器、１０２はカウンタ、１０
３は３相正弦波のデータを記憶させてあるＲＯＭ、１０
４、１０５、１０６はディジタル値とアナログ入力値と
を乗算し、その結果をアナログ値として出力する乗算型
ＤＡ変換器、１０７、１０８、１０９は比較器、１１０
は加減算器、１１１は比例積分演算を行うＰＩ演算器、
１１２は三角波発生器である。
ｔｉｃ Ｃａｐａｃｉｔｏｒ−ｌｅｓｓ ＰＷＭ Ｉｎｖ
ｅｒｔｅｒ」（ＩＰＥＣ―Ｔｏｋｙｏ，１９９０，Ｐ．
１３１−１３８）に示された３相インバータの制御回路
を本発明と同一の形式に書き改めたブロック図であり、
図において、１０１は発振器、１０２はカウンタ、１０
３は３相正弦波のデータを記憶させてあるＲＯＭ、１０
４、１０５、１０６はディジタル値とアナログ入力値と
を乗算し、その結果をアナログ値として出力する乗算型
ＤＡ変換器、１０７、１０８、１０９は比較器、１１０
は加減算器、１１１は比例積分演算を行うＰＩ演算器、
１１２は三角波発生器である。
【０００３】次に動作について説明する。発振器１０１
の出力するクロックをカウンタ１０２にて分周し、カウ
ンタを３相インバータの出力電圧指令値の基本周波数で
動作させる。カウンタをアドレスとしてＲＯＭ１０３か
ら３相の正弦波データをそれぞれ乗算型ＤＡ変換器１０
４、１０５、１０６に与える。乗算型ＤＡ変換器１０
４、１０５、１０６の出力は、それぞれ比較器１０７、
１０８、１０９に与えられ、三角波発生器１１２の出力
する三角波と比較する。この比較信号Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗ
により、３相フルブリッジ構成のインバータを駆動す
る。インバータの出力電圧振幅ＶLを出力電圧振幅指令
値ＶL＊と一致させるため、加減算器１１０にて誤差を
求め、ＰＩ演算器１１１にてこの誤差を増幅し、乗算型
ＤＡ変換器１０４、１０５、１０６のアナログ入力値と
している。従って、出力電圧振幅ＶLが出力電圧振幅指
令値ＶL＊より低い場合は、乗算型ＤＡ変換器１０４、
１０５、１０６の出力は増加し、出力電圧振幅ＶLが出
力電圧振幅指令値ＶL＊より高い場合は、乗算型ＤＡ変
換器１０４、１０５、１０６の出力は減少する。これよ
り、三角波の振幅Ｖｔと乗算型ＤＡ変換器の出力振幅Ｖ
ｒとの割合ａ（＝Ｖｒ／Ｖｔ）が変化する。図２３は、
一般的に三角波比較ＰＷＭと呼ばれているインバータの
制御手法であり、この場合インバータの出力電圧は上記
ａに比例することが知られている。よって、定常的には
出力電圧振幅ＶLが出力電圧振幅指令値ＶL＊と一致す
る。
の出力するクロックをカウンタ１０２にて分周し、カウ
ンタを３相インバータの出力電圧指令値の基本周波数で
動作させる。カウンタをアドレスとしてＲＯＭ１０３か
ら３相の正弦波データをそれぞれ乗算型ＤＡ変換器１０
４、１０５、１０６に与える。乗算型ＤＡ変換器１０
４、１０５、１０６の出力は、それぞれ比較器１０７、
１０８、１０９に与えられ、三角波発生器１１２の出力
する三角波と比較する。この比較信号Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗ
により、３相フルブリッジ構成のインバータを駆動す
る。インバータの出力電圧振幅ＶLを出力電圧振幅指令
値ＶL＊と一致させるため、加減算器１１０にて誤差を
求め、ＰＩ演算器１１１にてこの誤差を増幅し、乗算型
ＤＡ変換器１０４、１０５、１０６のアナログ入力値と
している。従って、出力電圧振幅ＶLが出力電圧振幅指
令値ＶL＊より低い場合は、乗算型ＤＡ変換器１０４、
１０５、１０６の出力は増加し、出力電圧振幅ＶLが出
力電圧振幅指令値ＶL＊より高い場合は、乗算型ＤＡ変
換器１０４、１０５、１０６の出力は減少する。これよ
り、三角波の振幅Ｖｔと乗算型ＤＡ変換器の出力振幅Ｖ
ｒとの割合ａ（＝Ｖｒ／Ｖｔ）が変化する。図２３は、
一般的に三角波比較ＰＷＭと呼ばれているインバータの
制御手法であり、この場合インバータの出力電圧は上記
ａに比例することが知られている。よって、定常的には
出力電圧振幅ＶLが出力電圧振幅指令値ＶL＊と一致す
る。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】従来の３相電力変換装
置の制御回路は以上のように構成されているので、演算
増幅器などに比べて極めて高価である乗算型ＤＡ変換器
が３個使用されており、制御回路のコストが高いという
問題点があった。
置の制御回路は以上のように構成されているので、演算
増幅器などに比べて極めて高価である乗算型ＤＡ変換器
が３個使用されており、制御回路のコストが高いという
問題点があった。
【０００５】この発明は上記のような課題を解決するた
めになされたものであり、特にその制御回路の構成を安
価に実現することができる電力変換装置を得ることを目
的とする。
めになされたものであり、特にその制御回路の構成を安
価に実現することができる電力変換装置を得ることを目
的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】請求項１に係る電力変換
装置は、信号波と搬送波との比較に基づき電気弁を開閉
制御し直流電力を２以上の相数の交流電力に変換する電
力変換装置において、上記信号波は振幅が一定の上記相
数の信号波とし、上記電力変換装置の指令値と出力値と
の偏差に基づき上記搬送波の振幅を制御する搬送波制御
手段を備え、この搬送波制御手段からの搬送波と上記各
相信号波との比較に基づき電気弁を開閉制御するように
し、かつ、その搬送波制御手段は、振幅が一定の搬送波
を発生する搬送波発生回路、電力変換装置の指令値と出
力値との偏差を入力として動作する比例積分演算回路、
この比例積分演算回路からの出力のＰＵ値Ｘを１から減
算した値（１−Ｘ）を上記搬送波発生回路からの搬送波
に乗算する乗算回路を備えたものである。
装置は、信号波と搬送波との比較に基づき電気弁を開閉
制御し直流電力を２以上の相数の交流電力に変換する電
力変換装置において、上記信号波は振幅が一定の上記相
数の信号波とし、上記電力変換装置の指令値と出力値と
の偏差に基づき上記搬送波の振幅を制御する搬送波制御
手段を備え、この搬送波制御手段からの搬送波と上記各
相信号波との比較に基づき電気弁を開閉制御するように
し、かつ、その搬送波制御手段は、振幅が一定の搬送波
を発生する搬送波発生回路、電力変換装置の指令値と出
力値との偏差を入力として動作する比例積分演算回路、
この比例積分演算回路からの出力のＰＵ値Ｘを１から減
算した値（１−Ｘ）を上記搬送波発生回路からの搬送波
に乗算する乗算回路を備えたものである。
【０００７】請求項２に係る電力変換装置は、３相正弦
波信号と搬送波との比較に基づき電気弁を開閉制御し直
流電力を３相交流電力に変換する電力変換装置におい
て、振幅が一定の１相分の正弦波信号を発生する正弦波
信号発生回路、上記電力変換装置の指令値と出力値との
偏差に応じた制御出力と上記正弦波信号発生回路からの
１相分の正弦波信号とを乗算し第１の正弦波信号として
出力する乗算回路、この乗算回路からの第１の正弦波信
号の位相を９０度進めた第２の正弦波信号を作成する９
０度移相回路、および上記第１の正弦波信号と第２の正
弦波信号との２相信号を３相に変換して上記３相正弦波
信号として出力する２相／３相変換回路を備え、その９
０度移相回路は、第１の正弦波信号を入力として動作す
るデルタ変調回路、およびこのデルタ変調回路の積分器
への入力信号の低域周波数成分のみを導出して第２の正
弦波信号として出力する低域通過フィルタを備えたもの
である。
波信号と搬送波との比較に基づき電気弁を開閉制御し直
流電力を３相交流電力に変換する電力変換装置におい
て、振幅が一定の１相分の正弦波信号を発生する正弦波
信号発生回路、上記電力変換装置の指令値と出力値との
偏差に応じた制御出力と上記正弦波信号発生回路からの
１相分の正弦波信号とを乗算し第１の正弦波信号として
出力する乗算回路、この乗算回路からの第１の正弦波信
号の位相を９０度進めた第２の正弦波信号を作成する９
０度移相回路、および上記第１の正弦波信号と第２の正
弦波信号との２相信号を３相に変換して上記３相正弦波
信号として出力する２相／３相変換回路を備え、その９
０度移相回路は、第１の正弦波信号を入力として動作す
るデルタ変調回路、およびこのデルタ変調回路の積分器
への入力信号の低域周波数成分のみを導出して第２の正
弦波信号として出力する低域通過フィルタを備えたもの
である。
【０００８】また、請求項３に係る電力変換装置は、そ
の９０度移相回路を、それぞれ積分要素で模擬したＬ
（リアクトル）とＣ（コンデンサ）との直列体からなり
その出力と入力とを一致させるフィードバック制御系を
備えたＬＣ模擬回路で構成し、第１の正弦波信号を上記
ＬＣ模擬回路における上記Ｃの電圧信号に対応させるこ
とにより上記ＬＣ模擬回路における上記Ｃの電流信号を
第２の正弦波信号として出力するようにしたものであ
る。
の９０度移相回路を、それぞれ積分要素で模擬したＬ
（リアクトル）とＣ（コンデンサ）との直列体からなり
その出力と入力とを一致させるフィードバック制御系を
備えたＬＣ模擬回路で構成し、第１の正弦波信号を上記
ＬＣ模擬回路における上記Ｃの電圧信号に対応させるこ
とにより上記ＬＣ模擬回路における上記Ｃの電流信号を
第２の正弦波信号として出力するようにしたものであ
る。
【０００９】また、請求項４に係る電力変換装置は、そ
の９０度移相回路を、積分要素で模擬したＬ（リアクト
ル）からなりその出力と入力とを一致させるフィードバ
ック制御系を備えたＬ模擬回路で構成し、第１の正弦波
信号を上記Ｌ模擬回路における上記Ｌの電流信号に対応
させることにより上記Ｌ模擬回路における上記Ｌの電圧
信号を第２の正弦波信号として出力するようにしたもの
である。
の９０度移相回路を、積分要素で模擬したＬ（リアクト
ル）からなりその出力と入力とを一致させるフィードバ
ック制御系を備えたＬ模擬回路で構成し、第１の正弦波
信号を上記Ｌ模擬回路における上記Ｌの電流信号に対応
させることにより上記Ｌ模擬回路における上記Ｌの電圧
信号を第２の正弦波信号として出力するようにしたもの
である。
【００１０】請求項５に係る電力変換装置は、３相正弦
波信号と搬送波との比較に基づき電気弁を開閉制御し直
流電力を３相交流電力に変換する電力変換装置におい
て、振幅が一定の１相分の正弦波信号を発生する正弦波
信号発生回路、上記電力変換装置の指令値と出力値との
偏差に応じた制御出力と上記正弦波信号発生回路からの
１相分の正弦波信号とを乗算し第１の正弦波信号として
出力する乗算回路、この乗算回路からの第１の正弦波信
号の位相を１２０度遅らせた第２の正弦波信号を作成す
る１２０度移相回路、および上記第１の正弦波信号と第
２の正弦波信号とから上記３相正弦波信号を作成する３
相正弦波演算回路を備え、その１２０度移相回路を、そ
れぞれ積分要素で模擬したＬ（リアクトル）とＣ（コン
デンサ）との直列体および乗算要素で模擬し上記Ｃと並
列に接続されたＲ（抵抗）からなりその出力と入力とを
一致させるフィードバック制御系を備えたＬＣＲ模擬回
路で構成し、第１の正弦波信号を上記ＬＣＲ模擬回路に
おける上記Ｃの電圧信号に対応させることにより上記Ｌ
ＣＲ模擬回路における上記Ｌの電流信号を極性反転させ
た信号を第２の正弦波信号として出力するようにしたも
のである。
波信号と搬送波との比較に基づき電気弁を開閉制御し直
流電力を３相交流電力に変換する電力変換装置におい
て、振幅が一定の１相分の正弦波信号を発生する正弦波
信号発生回路、上記電力変換装置の指令値と出力値との
偏差に応じた制御出力と上記正弦波信号発生回路からの
１相分の正弦波信号とを乗算し第１の正弦波信号として
出力する乗算回路、この乗算回路からの第１の正弦波信
号の位相を１２０度遅らせた第２の正弦波信号を作成す
る１２０度移相回路、および上記第１の正弦波信号と第
２の正弦波信号とから上記３相正弦波信号を作成する３
相正弦波演算回路を備え、その１２０度移相回路を、そ
れぞれ積分要素で模擬したＬ（リアクトル）とＣ（コン
デンサ）との直列体および乗算要素で模擬し上記Ｃと並
列に接続されたＲ（抵抗）からなりその出力と入力とを
一致させるフィードバック制御系を備えたＬＣＲ模擬回
路で構成し、第１の正弦波信号を上記ＬＣＲ模擬回路に
おける上記Ｃの電圧信号に対応させることにより上記Ｌ
ＣＲ模擬回路における上記Ｌの電流信号を極性反転させ
た信号を第２の正弦波信号として出力するようにしたも
のである。
【００１１】また、請求項６に係る電力変換装置は、そ
の１２０度移相回路を、積分要素で模擬したＬ（リアク
トル）と乗算要素で模擬したＲ（抵抗）との直列体から
なりその出力と入力とを一致させるフィードバック制御
系を備えたＬＲ模擬回路で構成し、第１の正弦波信号を
上記ＬＲ模擬回路における上記Ｌの電流信号に対応させ
ることにより上記ＬＲ模擬回路における入力電圧信号を
極性反転させた信号を第２の正弦波信号として出力する
ようにしたものである。
の１２０度移相回路を、積分要素で模擬したＬ（リアク
トル）と乗算要素で模擬したＲ（抵抗）との直列体から
なりその出力と入力とを一致させるフィードバック制御
系を備えたＬＲ模擬回路で構成し、第１の正弦波信号を
上記ＬＲ模擬回路における上記Ｌの電流信号に対応させ
ることにより上記ＬＲ模擬回路における入力電圧信号を
極性反転させた信号を第２の正弦波信号として出力する
ようにしたものである。
【００１２】また、請求項７に係る電力変換装置は、請
求項３または５において、そのフィードバック制御系
は、それを構成するＰＩ（比例積分）演算器の出力側に
入力指令値を加算する指令値フィードフォワード制御系
を備えたものである。
求項３または５において、そのフィードバック制御系
は、それを構成するＰＩ（比例積分）演算器の出力側に
入力指令値を加算する指令値フィードフォワード制御系
を備えたものである。
【００１３】また、請求項８に係る電力変換装置は、請
求項４または６において、そのフィードバック制御系
は、その入力指令値と出力値との偏差を入力として動作
するＩ（積分）演算器、および上記出力値を入力として
動作するＰ（比例）演算器を備えてなるＩＰ制御系とし
たものである。
求項４または６において、そのフィードバック制御系
は、その入力指令値と出力値との偏差を入力として動作
するＩ（積分）演算器、および上記出力値を入力として
動作するＰ（比例）演算器を備えてなるＩＰ制御系とし
たものである。
【００１４】
【発明の実施の形態】実施の形態１． 以下、この発明の実施の形態１を図に基づいて説明す
る。図１において、１は３相インバータであり、例えば
高周波スイッチングの可能なトランジスタやＩＧＢＴ等
の電気弁である自己消弧型素子により構成され、図２の
ような３相フルブリッジインバータで、それぞれのアー
ムが出力周波数（例えば６０Ｈｚ）の１０倍から数１０
０倍程度の高周波でスイッチングを行い、直流電源２の
直流電圧を正弦波の基本波を含んだ矩形波状の高周波交
流電圧に変換する。３、４、５はリアクトル、６、７、
８はコンデンサである。リアクトル３、４、５とコンデ
ンサ６、７、８にて３相の低域通過フィルタを構成して
おり、３相インバータ１の発生した矩形波状の交流電圧
から高調波を除去し、正弦波の出力電圧を得て、負荷９
へ給電する。
る。図１において、１は３相インバータであり、例えば
高周波スイッチングの可能なトランジスタやＩＧＢＴ等
の電気弁である自己消弧型素子により構成され、図２の
ような３相フルブリッジインバータで、それぞれのアー
ムが出力周波数（例えば６０Ｈｚ）の１０倍から数１０
０倍程度の高周波でスイッチングを行い、直流電源２の
直流電圧を正弦波の基本波を含んだ矩形波状の高周波交
流電圧に変換する。３、４、５はリアクトル、６、７、
８はコンデンサである。リアクトル３、４、５とコンデ
ンサ６、７、８にて３相の低域通過フィルタを構成して
おり、３相インバータ１の発生した矩形波状の交流電圧
から高調波を除去し、正弦波の出力電圧を得て、負荷９
へ給電する。
【００１５】１０はドライブ回路であり、電圧制御回路
１３より出力されるディジタル信号Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗよ
り、３相インバータ１のアームのスイッチングを行うも
のである。例えばＵ相については、Ｃｕが１の時は図２
のＵ相アームのトランジスタＱ１をオン、トランジスタ
Ｑ２をオフ、Ｃｕが０の時はトランジスタＱ１をオフ、
トランジスタＱ２をオンとする。１１は電圧センサであ
り、３相出力電圧ベクトルの瞬時振幅あるいは平均値振
幅ＶLを求め、電圧制御回路１３へのフィードバック信
号としている。１２は出力電圧の振幅指令値ＶL＊を出
力する電圧指令値発生回路である。
１３より出力されるディジタル信号Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗよ
り、３相インバータ１のアームのスイッチングを行うも
のである。例えばＵ相については、Ｃｕが１の時は図２
のＵ相アームのトランジスタＱ１をオン、トランジスタ
Ｑ２をオフ、Ｃｕが０の時はトランジスタＱ１をオフ、
トランジスタＱ２をオンとする。１１は電圧センサであ
り、３相出力電圧ベクトルの瞬時振幅あるいは平均値振
幅ＶLを求め、電圧制御回路１３へのフィードバック信
号としている。１２は出力電圧の振幅指令値ＶL＊を出
力する電圧指令値発生回路である。
【００１６】図３は電圧制御回路１３の構成を示したブ
ロック図であり、図において、１０１は発振器、１０２
はカウンタ、１０３は３相正弦波のデータを記憶させて
あるＲＯＭ、１１３、１１４、１１５はディジタル値を
アナログ値に変換して出力するＤＡ変換器、１０７、１
０８、１０９は比較器、１１０、１１６は加減算器、１
１１は比例積分演算を行うＰＩ演算器、１１７は定数１
を出力する定数器、１１８は発振器、１１９はＵＰ／Ｄ
ＯＷＮカウンタ、１２０はディジタル値とアナログ入力
値とを乗算し、その結果をアナログ値として出力する乗
算型ＤＡ変換器であり、１１０、１１１、１１６、１１
７、１１８、１１９、１２０により搬送波制御手段とし
ての三角波発生器を構成している。
ロック図であり、図において、１０１は発振器、１０２
はカウンタ、１０３は３相正弦波のデータを記憶させて
あるＲＯＭ、１１３、１１４、１１５はディジタル値を
アナログ値に変換して出力するＤＡ変換器、１０７、１
０８、１０９は比較器、１１０、１１６は加減算器、１
１１は比例積分演算を行うＰＩ演算器、１１７は定数１
を出力する定数器、１１８は発振器、１１９はＵＰ／Ｄ
ＯＷＮカウンタ、１２０はディジタル値とアナログ入力
値とを乗算し、その結果をアナログ値として出力する乗
算型ＤＡ変換器であり、１１０、１１１、１１６、１１
７、１１８、１１９、１２０により搬送波制御手段とし
ての三角波発生器を構成している。
【００１７】次に図３に基づき電圧制御回路１３の動作
を説明する。従来例では出力電圧振幅を制御する際に、
三角波と比較する３相正弦波信号の振幅ＶｒをＰＩ演算
器１１１の出力にて調整していたのに対し、本実施の形
態では三角波の振幅Ｖｔを調整することにより行ってい
る。三角波比較ＰＷＭでは、三角波の振幅Ｖｔと乗算型
ＤＡ変換器の出力振幅Ｖｒとの割合である変調率ａ（＝
Ｖｒ／Ｖｔ）に比例して出力電圧が得られる。ここで三
角波の振幅を（１−Ｘ）倍すると、 ａ＝Ｖｒ／｛Ｖｔ（１−Ｘ）｝ （１） となる。（１）式はＸが小さい場合には近似的に ａ＝（Ｖｒ／Ｖｔ）×（１＋Ｘ） （２） となる。従って、出力電圧を増減するには、Ｘを増減す
れば良いことがわかる。
を説明する。従来例では出力電圧振幅を制御する際に、
三角波と比較する３相正弦波信号の振幅ＶｒをＰＩ演算
器１１１の出力にて調整していたのに対し、本実施の形
態では三角波の振幅Ｖｔを調整することにより行ってい
る。三角波比較ＰＷＭでは、三角波の振幅Ｖｔと乗算型
ＤＡ変換器の出力振幅Ｖｒとの割合である変調率ａ（＝
Ｖｒ／Ｖｔ）に比例して出力電圧が得られる。ここで三
角波の振幅を（１−Ｘ）倍すると、 ａ＝Ｖｒ／｛Ｖｔ（１−Ｘ）｝ （１） となる。（１）式はＸが小さい場合には近似的に ａ＝（Ｖｒ／Ｖｔ）×（１＋Ｘ） （２） となる。従って、出力電圧を増減するには、Ｘを増減す
れば良いことがわかる。
【００１８】正弦波信号と三角波とを比較してインバー
タを制御した際に、計算値通りに出力電圧が得られない
原因としては、インバータスイッチング素子のスイッチ
ング遅れ、フィルタリアクトルの電圧降下等があるが、
通常、１０％以内の変調率補正で、出力電圧振幅ＶLと
出力電圧振幅指令値ＶL＊とを一致させることができ
る。従って、三角波の振幅を（１）式にて操作する場合
も、Ｘは０．１以内となり、（２）式の近似が成立す
る。
タを制御した際に、計算値通りに出力電圧が得られない
原因としては、インバータスイッチング素子のスイッチ
ング遅れ、フィルタリアクトルの電圧降下等があるが、
通常、１０％以内の変調率補正で、出力電圧振幅ＶLと
出力電圧振幅指令値ＶL＊とを一致させることができ
る。従って、三角波の振幅を（１）式にて操作する場合
も、Ｘは０．１以内となり、（２）式の近似が成立す
る。
【００１９】そこで、図３に示すように、発振器１０１
の出力するクロックをカウンタ１０２にて分周し、カウ
ンタを３相インバータの出力電圧指令値の基本周波数で
動作させる。カウンタをアドレスとしてＲＯＭ１０３か
ら３相の正弦波データをそれぞれＤＡ変換器１１３、１
１４、１１５に与える。ＤＡ変換器１１３、１１４、１
１５からは振幅が一定の３相正弦波信号が出力され、そ
れぞれ比較器１０７、１０８、１０９に与えられ、乗算
型ＤＡ変換器１２０の出力する三角波信号と比較され
る。この比較信号Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗにより、３相フルブ
リッジ構成のインバータを制御する。インバータの出力
電圧振幅ＶLを出力電圧振幅指令値ＶL＊と一致させるた
め、加減算器１１０にて誤差を求め、ＰＩ演算器１１１
にてこの誤差を増幅して信号Ｘを得る。加減算器１１６
と定数器１１７にて（１−Ｘ）信号を求め、乗算型ＤＡ
変換器１２０にて三角波を（１−Ｘ）倍する。従って、
比較器１０７、１０８、１０９に与えられる三角波の振
幅は、出力電圧振幅ＶLが出力電圧振幅指令値ＶL＊より
低い場合は小さく、出力電圧振幅ＶLが出力電圧振幅指
令値ＶL＊より高い場合は大きくなり、定常的には出力
電圧振幅ＶLが出力電圧振幅指令値ＶL＊と一致する。ま
た、三角波の振幅を操作するための（１−Ｘ）信号は演
算増幅器等により安価に構成できる。
の出力するクロックをカウンタ１０２にて分周し、カウ
ンタを３相インバータの出力電圧指令値の基本周波数で
動作させる。カウンタをアドレスとしてＲＯＭ１０３か
ら３相の正弦波データをそれぞれＤＡ変換器１１３、１
１４、１１５に与える。ＤＡ変換器１１３、１１４、１
１５からは振幅が一定の３相正弦波信号が出力され、そ
れぞれ比較器１０７、１０８、１０９に与えられ、乗算
型ＤＡ変換器１２０の出力する三角波信号と比較され
る。この比較信号Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗにより、３相フルブ
リッジ構成のインバータを制御する。インバータの出力
電圧振幅ＶLを出力電圧振幅指令値ＶL＊と一致させるた
め、加減算器１１０にて誤差を求め、ＰＩ演算器１１１
にてこの誤差を増幅して信号Ｘを得る。加減算器１１６
と定数器１１７にて（１−Ｘ）信号を求め、乗算型ＤＡ
変換器１２０にて三角波を（１−Ｘ）倍する。従って、
比較器１０７、１０８、１０９に与えられる三角波の振
幅は、出力電圧振幅ＶLが出力電圧振幅指令値ＶL＊より
低い場合は小さく、出力電圧振幅ＶLが出力電圧振幅指
令値ＶL＊より高い場合は大きくなり、定常的には出力
電圧振幅ＶLが出力電圧振幅指令値ＶL＊と一致する。ま
た、三角波の振幅を操作するための（１−Ｘ）信号は演
算増幅器等により安価に構成できる。
【００２０】以上のように、従来例では三角波ＰＷＭで
の電圧制御を３相正弦波信号の振幅を乗算型ＤＡ変換器
３個にて操作していたのに対し、本実施の形態では安価
な回路で三角波の振幅を操作する（１−Ｘ）信号を作成
し、この（１−Ｘ）信号により三角波の振幅を操作する
ための乗算型ＤＡ変換器を１個のみ使用する構成とした
ので、制御回路を低コストにすることができる。
の電圧制御を３相正弦波信号の振幅を乗算型ＤＡ変換器
３個にて操作していたのに対し、本実施の形態では安価
な回路で三角波の振幅を操作する（１−Ｘ）信号を作成
し、この（１−Ｘ）信号により三角波の振幅を操作する
ための乗算型ＤＡ変換器を１個のみ使用する構成とした
ので、制御回路を低コストにすることができる。
【００２１】実施の形態２． 上記実施の形態１では、３相正弦波の振幅を操作する代
わりに、三角波の振幅を操作するよう構成したが、本実
施の形態では正弦波１相分の振幅を操作し、この正弦波
から３相の正弦波信号を得る構成について説明する。
わりに、三角波の振幅を操作するよう構成したが、本実
施の形態では正弦波１相分の振幅を操作し、この正弦波
から３相の正弦波信号を得る構成について説明する。
【００２２】以下、この発明の実施の形態２を図４に基
づいて説明する。図４は電圧制御回路１３の構成を示し
たブロック図であり、図において、１０１は発振器、１
０２はカウンタ、１０３は正弦波１相分のデータを記憶
させてあるＲＯＭ、１０４はディジタル値とアナログ入
力値とを乗算し、その結果をアナログ値として出力する
乗算型ＤＡ変換器、１０７、１０８、１０９は比較器、
１１０は加減算器、１１１は比例積分演算を行うＰＩ演
算器、１１２は三角波発生器である。１２１はΔ（デル
タ）変調器、１２２は低域通過フィルタ、１２３は２相
の信号から３相の信号を出力する２相／３相変換回路で
ある。
づいて説明する。図４は電圧制御回路１３の構成を示し
たブロック図であり、図において、１０１は発振器、１
０２はカウンタ、１０３は正弦波１相分のデータを記憶
させてあるＲＯＭ、１０４はディジタル値とアナログ入
力値とを乗算し、その結果をアナログ値として出力する
乗算型ＤＡ変換器、１０７、１０８、１０９は比較器、
１１０は加減算器、１１１は比例積分演算を行うＰＩ演
算器、１１２は三角波発生器である。１２１はΔ（デル
タ）変調器、１２２は低域通過フィルタ、１２３は２相
の信号から３相の信号を出力する２相／３相変換回路で
ある。
【００２３】次に動作について説明する。。発振器１０
１の出力するクロックをカウンタ１０２にて分周し、カ
ウンタを３相インバータの出力電圧指令値の基本周波数
で動作させる。カウンタをアドレスとしてＲＯＭ１０３
から正弦波データを乗算型ＤＡ変換器１０４に与える。
インバータの出力電圧振幅ＶLを出力電圧振幅指令値ＶL
＊と一致させるため、加減算器１１０にて誤差を求め、
ＰＩ演算器１１１にてこの誤差を増幅し、乗算型ＤＡ変
換器１０４のアナログ入力値としている。従って、出力
電圧振幅ＶLが出力電圧振幅指令値ＶL＊より低い場合
は、乗算型ＤＡ変換器１０４の出力は増加し、出力電圧
振幅ＶLが出力電圧振幅指令値ＶL＊より高い場合は、乗
算型ＤＡ変換器１０４の出力は減少する。乗算型ＤＡ変
換器１０４の出力Ｖ1（第１の正弦波信号）から、Δ変
調器１２１および低域通過フィルタ１２２により、第１
の正弦波信号Ｖ1より９０度位相の進んだ第２の正弦波
信号Ｖ2を得る（後述）。そして、２相／３相変換回路
１２３は第１および第２の正弦波信号Ｖ1、Ｖ2を基に、
次の演算を行うことにより３相の正弦波信号を得る。 Ｖｕ＝Ｖ1 （３） Ｖｖ＝（-1/2）×Ｖ1−（√3/2）×Ｖ2 （４） Ｖｗ＝（-1/2）×Ｖ1＋（√3/2）×Ｖ2 （５）
１の出力するクロックをカウンタ１０２にて分周し、カ
ウンタを３相インバータの出力電圧指令値の基本周波数
で動作させる。カウンタをアドレスとしてＲＯＭ１０３
から正弦波データを乗算型ＤＡ変換器１０４に与える。
インバータの出力電圧振幅ＶLを出力電圧振幅指令値ＶL
＊と一致させるため、加減算器１１０にて誤差を求め、
ＰＩ演算器１１１にてこの誤差を増幅し、乗算型ＤＡ変
換器１０４のアナログ入力値としている。従って、出力
電圧振幅ＶLが出力電圧振幅指令値ＶL＊より低い場合
は、乗算型ＤＡ変換器１０４の出力は増加し、出力電圧
振幅ＶLが出力電圧振幅指令値ＶL＊より高い場合は、乗
算型ＤＡ変換器１０４の出力は減少する。乗算型ＤＡ変
換器１０４の出力Ｖ1（第１の正弦波信号）から、Δ変
調器１２１および低域通過フィルタ１２２により、第１
の正弦波信号Ｖ1より９０度位相の進んだ第２の正弦波
信号Ｖ2を得る（後述）。そして、２相／３相変換回路
１２３は第１および第２の正弦波信号Ｖ1、Ｖ2を基に、
次の演算を行うことにより３相の正弦波信号を得る。 Ｖｕ＝Ｖ1 （３） Ｖｖ＝（-1/2）×Ｖ1−（√3/2）×Ｖ2 （４） Ｖｗ＝（-1/2）×Ｖ1＋（√3/2）×Ｖ2 （５）
【００２４】２相／３相変換回路１２３の出力は、それ
ぞれ比較器１０７、１０８、１０９に与えられ、三角波
発生器１１２の出力する三角波と比較する。この比較信
号Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗにより、３相フルブリッジ構成のイ
ンバータを制御する。Ｖ1は出力電圧振幅ＶLと出力電圧
振幅指令値ＶL＊とが一致するよう操作されており、こ
のＶ1からＶｕ、Ｖｖ、Ｖｗが作成されているので、３
相ともに変調率ａが制御され、定常的には出力電圧振幅
ＶLが出力電圧振幅指令値ＶL＊と一致する。
ぞれ比較器１０７、１０８、１０９に与えられ、三角波
発生器１１２の出力する三角波と比較する。この比較信
号Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗにより、３相フルブリッジ構成のイ
ンバータを制御する。Ｖ1は出力電圧振幅ＶLと出力電圧
振幅指令値ＶL＊とが一致するよう操作されており、こ
のＶ1からＶｕ、Ｖｖ、Ｖｗが作成されているので、３
相ともに変調率ａが制御され、定常的には出力電圧振幅
ＶLが出力電圧振幅指令値ＶL＊と一致する。
【００２５】図５（ａ）はΔ変調器１２１のブロック図
であり、２０１はサンプラ、２０２は加減算器、２０３
は比較器、２０４は１サンプル遅延器、２０５は１ｂｉ
ｔのＤＡ変換器、２０６は積分時定数Ｔの積分器であ
る。Δ変調器１２１は一定サンプリング毎にサンプラ２
０２を動作させ、入力信号と積分器２０６の出力信号と
の誤差を加減算器２０２にて求め、誤差の正負に応じて
比較器２０３により１、０の信号を出力するものであ
る。比較器２０３の出力を１サンプル遅延器２０４によ
り１サンプル時間だけ遅延させ、ＤＡ変換器２０５にて
１、０の信号を例えば１、―１の信号に変換し、これを
積分器２０６にて積分する。
であり、２０１はサンプラ、２０２は加減算器、２０３
は比較器、２０４は１サンプル遅延器、２０５は１ｂｉ
ｔのＤＡ変換器、２０６は積分時定数Ｔの積分器であ
る。Δ変調器１２１は一定サンプリング毎にサンプラ２
０２を動作させ、入力信号と積分器２０６の出力信号と
の誤差を加減算器２０２にて求め、誤差の正負に応じて
比較器２０３により１、０の信号を出力するものであ
る。比較器２０３の出力を１サンプル遅延器２０４によ
り１サンプル時間だけ遅延させ、ＤＡ変換器２０５にて
１、０の信号を例えば１、―１の信号に変換し、これを
積分器２０６にて積分する。
【００２６】図５（ｂ）はΔ変調器１２１の動作波形例
を示すものである。ここで、入力信号Ｖ1が積分器２０
６の出力より大きければ、比較器２０３は１を出力し、
ＤＡ変換器２０５より１サンプリング間１が出力され、
積分器２０６の出力は増加していく。もし、逆に入力信
号Ｖ1が積分器２０６の出力より小さければ、比較器２
０３は０を出力し、ＤＡ変換器２０５より、１サンプリ
ング間−１が出力され、積分器２０６の出力は減少す
る。従って、図に示すように、入力信号に対して積分器
２０６の出力は、その差が最小になるように動作する。
を示すものである。ここで、入力信号Ｖ1が積分器２０
６の出力より大きければ、比較器２０３は１を出力し、
ＤＡ変換器２０５より１サンプリング間１が出力され、
積分器２０６の出力は増加していく。もし、逆に入力信
号Ｖ1が積分器２０６の出力より小さければ、比較器２
０３は０を出力し、ＤＡ変換器２０５より、１サンプリ
ング間−１が出力され、積分器２０６の出力は減少す
る。従って、図に示すように、入力信号に対して積分器
２０６の出力は、その差が最小になるように動作する。
【００２７】サンプリング周波数が入力信号に対して十
分に高ければ、積分器２０６の出力に含まれる高調波成
分が低減し、入力電圧とほぼ等しくなる。一般的に、Δ
変調器はアナログ入力信号Ｖ1に応じたディジタル信号
ＶDを得る用途で使われている。但し、ここでは、積分
器２０６の出力がΔ変調器の入力Ｖ1と等しくなること
から、積分器２０６への入力信号ＶΔがΔ変調器の入力
信号Ｖ1に対して９０度位相進みとなることを利用す
る。例えば、信号Ｖ1の周波数が６０Ｈｚの場合は、積
分器２０６の積分時定数Ｔを１／（２π×６０）とする
ことにより、信号Ｖ1とＶΔの基本波成分は振幅が同
一、位相差９０度の信号となる。但し、ＶΔは振幅１、
―１のパルス出力であるため、低域通過フィルタ１２２
にてその高調波成分を除去する。サンプリング周波数を
高く（例えば１０ｋＨｚ以上）選定すれば、低域通過フ
ィルタ１２２の基本波に対する影響もほとんど無く、第
１の正弦波信号Ｖ1に対して９０度位相を進めた第２の
正弦波信号Ｖ2が得られる。
分に高ければ、積分器２０６の出力に含まれる高調波成
分が低減し、入力電圧とほぼ等しくなる。一般的に、Δ
変調器はアナログ入力信号Ｖ1に応じたディジタル信号
ＶDを得る用途で使われている。但し、ここでは、積分
器２０６の出力がΔ変調器の入力Ｖ1と等しくなること
から、積分器２０６への入力信号ＶΔがΔ変調器の入力
信号Ｖ1に対して９０度位相進みとなることを利用す
る。例えば、信号Ｖ1の周波数が６０Ｈｚの場合は、積
分器２０６の積分時定数Ｔを１／（２π×６０）とする
ことにより、信号Ｖ1とＶΔの基本波成分は振幅が同
一、位相差９０度の信号となる。但し、ＶΔは振幅１、
―１のパルス出力であるため、低域通過フィルタ１２２
にてその高調波成分を除去する。サンプリング周波数を
高く（例えば１０ｋＨｚ以上）選定すれば、低域通過フ
ィルタ１２２の基本波に対する影響もほとんど無く、第
１の正弦波信号Ｖ1に対して９０度位相を進めた第２の
正弦波信号Ｖ2が得られる。
【００２８】以上のように、従来例では三角波ＰＷＭで
の電圧制御のため３相正弦波信号の振幅を乗算型ＤＡ変
換器３個にて操作していたのに対し、ここでは、正弦波
１相分の振幅を乗算型ＤＡ変換器１個にて操作し、Δ変
調器にて９０度位相の進んだ信号を発生してから、２相
／３相変換回路にて３相の正弦波信号を作成し、三角波
と比較しているので、制御回路を低コストにすることが
できる。
の電圧制御のため３相正弦波信号の振幅を乗算型ＤＡ変
換器３個にて操作していたのに対し、ここでは、正弦波
１相分の振幅を乗算型ＤＡ変換器１個にて操作し、Δ変
調器にて９０度位相の進んだ信号を発生してから、２相
／３相変換回路にて３相の正弦波信号を作成し、三角波
と比較しているので、制御回路を低コストにすることが
できる。
【００２９】実施の形態３．上記実施の形態２では、正
弦波１相分の振幅を操作し、Δ変調器にて９０度位相の
進んだ信号を発生してから、２相／３相変換回路にて３
相の正弦波信号を作成していたのに対し、本実施の形態
ではその出力電圧を瞬時値制御するＬＣ（Ｒ）模擬回路
より９０度位相の進んだ信号を得る構成について説明す
る。
弦波１相分の振幅を操作し、Δ変調器にて９０度位相の
進んだ信号を発生してから、２相／３相変換回路にて３
相の正弦波信号を作成していたのに対し、本実施の形態
ではその出力電圧を瞬時値制御するＬＣ（Ｒ）模擬回路
より９０度位相の進んだ信号を得る構成について説明す
る。
【００３０】以下、この発明の実施の形態３を図６に基
づいて説明する。上記実施の形態２と異なる点は、Δ変
調器１２１、低域通過フィルタ１２２の代わりに、９０
度移相回路１２４がある点である。移相回路を通常のア
ナログフィルタにて構成する場合、入力信号の変化に対
して応答時間が比較的長くなるが、ここではＬＣ（Ｒ）
フィルタモデルを作成し、その出力電圧を瞬時に制御す
るフィードバック構成のＬＣ模擬回路を設けることによ
り、応答時間の短い９０度移相回路１２４を実現してい
る。これより、正弦波１相分の振幅が変化すると、瞬時
に３相の正弦波信号の振幅を同様に変化させることがで
きる。
づいて説明する。上記実施の形態２と異なる点は、Δ変
調器１２１、低域通過フィルタ１２２の代わりに、９０
度移相回路１２４がある点である。移相回路を通常のア
ナログフィルタにて構成する場合、入力信号の変化に対
して応答時間が比較的長くなるが、ここではＬＣ（Ｒ）
フィルタモデルを作成し、その出力電圧を瞬時に制御す
るフィードバック構成のＬＣ模擬回路を設けることによ
り、応答時間の短い９０度移相回路１２４を実現してい
る。これより、正弦波１相分の振幅が変化すると、瞬時
に３相の正弦波信号の振幅を同様に変化させることがで
きる。
【００３１】図７にＬＣ（Ｒ）フィルタモデルの説明図
を示す。ＶAはＬＣ（Ｒ）フィルタへの入力電圧であ
り、ＩAはリアクトル（Ｌ）３０１の電流、ＶCはコンデ
ンサ（Ｃ）３０２の電圧、ＩCはコンデンサ３０２の電
流、ＩLは抵抗負荷（Ｒ）３０３の電流である。
を示す。ＶAはＬＣ（Ｒ）フィルタへの入力電圧であ
り、ＩAはリアクトル（Ｌ）３０１の電流、ＶCはコンデ
ンサ（Ｃ）３０２の電圧、ＩCはコンデンサ３０２の電
流、ＩLは抵抗負荷（Ｒ）３０３の電流である。
【００３２】図８に図７の回路のベクトル図を示す。コ
ンデンサ電圧ＶCを１とすると、Ｃを１ｐｕに設定すれ
ば、コンデンサ電流ＩCはＶCに対して９０度位相が進
み、その大きさは１となる。そこで、コンデンサ電圧Ｖ
Cを入力ＶI（Ｖ1）と一致させるよう、ＬＣ（Ｒ）フィ
ルタモデルにフィードバック制御系を備えたＬＣ模擬回
路を構成し、ＶIから９０度進んだ信号を得る。
ンデンサ電圧ＶCを１とすると、Ｃを１ｐｕに設定すれ
ば、コンデンサ電流ＩCはＶCに対して９０度位相が進
み、その大きさは１となる。そこで、コンデンサ電圧Ｖ
Cを入力ＶI（Ｖ1）と一致させるよう、ＬＣ（Ｒ）フィ
ルタモデルにフィードバック制御系を備えたＬＣ模擬回
路を構成し、ＶIから９０度進んだ信号を得る。
【００３３】図９に９０度移相回路１２４のブロック図
を示す。３５４はリアクトル３０１を模擬する積分器、
３５６はコンデンサ３０２を模擬する積分器、３５７は
負荷抵抗３０３を模擬する係数器であり、３５３、３５
５は加減算器である。点線より右側が、図７で示した回
路を模擬している。ここで、Ｃは１ｐｕ、Ｌは０．１〜
０．２ｐｕ、ＲはＬＣ（Ｒ）フィルタのダンピングファ
クタが良くなるよう０．５〜１ｐｕ程度に選定する。こ
こで、入力信号ＶIとコンデンサ電圧ＶCとの誤差を加減
算器３５１にて求め、この誤差をＰＩ演算器３５２にて
増幅し、ＬＣ（Ｒ）フィルタへの入力信号ＶAとする。
ＰＩ演算器３５２は、電圧制御応答が数千〜数万ｒａｄ
／ｓｅｃとなるように選定する。これにより、コンデン
サ電圧は高速に入力信号ＶIに追従し、コンデンサ電流
ＩCはコンデンサ電圧より９０度位相が進んだ信号とな
る。従って、コンデンサ電流ＩCは入力信号（第１の正
弦波信号）Ｖ1に対しても９０度位相が進んだ信号とな
り、これを９０度移相回路１２４の出力信号（第２の正
弦波信号）Ｖ2とする。信号Ｖ2が得られてからは、上記
実施の形態２と同様にして３相の正弦波信号を作成し、
三角波と比較してインバータを駆動する。
を示す。３５４はリアクトル３０１を模擬する積分器、
３５６はコンデンサ３０２を模擬する積分器、３５７は
負荷抵抗３０３を模擬する係数器であり、３５３、３５
５は加減算器である。点線より右側が、図７で示した回
路を模擬している。ここで、Ｃは１ｐｕ、Ｌは０．１〜
０．２ｐｕ、ＲはＬＣ（Ｒ）フィルタのダンピングファ
クタが良くなるよう０．５〜１ｐｕ程度に選定する。こ
こで、入力信号ＶIとコンデンサ電圧ＶCとの誤差を加減
算器３５１にて求め、この誤差をＰＩ演算器３５２にて
増幅し、ＬＣ（Ｒ）フィルタへの入力信号ＶAとする。
ＰＩ演算器３５２は、電圧制御応答が数千〜数万ｒａｄ
／ｓｅｃとなるように選定する。これにより、コンデン
サ電圧は高速に入力信号ＶIに追従し、コンデンサ電流
ＩCはコンデンサ電圧より９０度位相が進んだ信号とな
る。従って、コンデンサ電流ＩCは入力信号（第１の正
弦波信号）Ｖ1に対しても９０度位相が進んだ信号とな
り、これを９０度移相回路１２４の出力信号（第２の正
弦波信号）Ｖ2とする。信号Ｖ2が得られてからは、上記
実施の形態２と同様にして３相の正弦波信号を作成し、
三角波と比較してインバータを駆動する。
【００３４】以上のように、９０度移相回路１２４を演
算増幅器等で容易に構成できる回路とし、その応答を高
速にすることができたので、上記実施の形態２よりも更
に制御回路を低コストにすることができる。
算増幅器等で容易に構成できる回路とし、その応答を高
速にすることができたので、上記実施の形態２よりも更
に制御回路を低コストにすることができる。
【００３５】実施の形態４． なお、上記実施の形態３では、９０度移相回路１２４を
ＰＩ演算器３５２を備えたＬＣ模擬回路の瞬時電圧制御
系から構成する場合について述べたが、図１０に示すよ
うに、ＰＩ演算器３５２の出力に９０度移相回路１２４
への入力信号ＶIを加算器３５８にて加算し、これをＬ
Ｃ（Ｒ）フィルタモデルへの入力信号ＶAとする、指令
値フィードフォワード構成をとることにより、電圧制御
系の応答を更に改善することができ、９０度移相回路１
２４の即応性が増し、正弦波１相分の振幅の操作に対
し、３相の正弦波信号が瞬時に応答する。
ＰＩ演算器３５２を備えたＬＣ模擬回路の瞬時電圧制御
系から構成する場合について述べたが、図１０に示すよ
うに、ＰＩ演算器３５２の出力に９０度移相回路１２４
への入力信号ＶIを加算器３５８にて加算し、これをＬ
Ｃ（Ｒ）フィルタモデルへの入力信号ＶAとする、指令
値フィードフォワード構成をとることにより、電圧制御
系の応答を更に改善することができ、９０度移相回路１
２４の即応性が増し、正弦波１相分の振幅の操作に対
し、３相の正弦波信号が瞬時に応答する。
【００３６】なお、図７、図９、図１０ではＲ（抵抗）
を含めた模擬回路としているが、このＲはなくても９０
度移相の機能自体は損なわれない。
を含めた模擬回路としているが、このＲはなくても９０
度移相の機能自体は損なわれない。
【００３７】実施の形態５． 上記実施の形態３では、正弦波１相分の振幅を操作し、
９０度位相回路１２４にて９０度位相の進んだ信号を発
生してから、２相／３相変換回路にて３相の正弦波信号
を作成していたのに対し、本実施の形態ではＬＣ（Ｒ）
フィルタモデルの出力電圧を瞬時値制御する回路より直
接１２０度位相の遅れた信号（Ｖ相分）を得る構成につ
いて説明する。
９０度位相回路１２４にて９０度位相の進んだ信号を発
生してから、２相／３相変換回路にて３相の正弦波信号
を作成していたのに対し、本実施の形態ではＬＣ（Ｒ）
フィルタモデルの出力電圧を瞬時値制御する回路より直
接１２０度位相の遅れた信号（Ｖ相分）を得る構成につ
いて説明する。
【００３８】以下、この発明の実施の形態５を図１１に
基づいて説明する。図１１は電圧制御回路１３の構成を
示したブロック図であり、図において、上記実施の形態
３と異なる点は乗算型ＤＡ変換器１０４の出力である第
１の正弦波信号Ｖｕ（Ｕ相分指令）から１２０度移相回
路１２５を介して第２の正弦波信号（Ｖ相分指令）Ｖｖ
を得、ＶｕとＶｖとから３相正弦波演算回路としての加
減算器１２６により下記演算を行いＷ相分指令Ｖｗを作
成している点である。 Ｖｗ＝−Ｖｕ−Ｖｖ （６）
基づいて説明する。図１１は電圧制御回路１３の構成を
示したブロック図であり、図において、上記実施の形態
３と異なる点は乗算型ＤＡ変換器１０４の出力である第
１の正弦波信号Ｖｕ（Ｕ相分指令）から１２０度移相回
路１２５を介して第２の正弦波信号（Ｖ相分指令）Ｖｖ
を得、ＶｕとＶｖとから３相正弦波演算回路としての加
減算器１２６により下記演算を行いＷ相分指令Ｖｗを作
成している点である。 Ｖｗ＝−Ｖｕ−Ｖｖ （６）
【００３９】１２０度移相回路１２５は、上記実施の形
態３と同様なＬＣ（Ｒ）フィルタモデルを作成し、その
出力電圧を瞬時値制御するフィードバック構成を備えた
ＬＣＲ模擬回路とすることにより、応答時間の短い１２
０度移相回路を実現している。図１２にこのＬＣ（Ｒ）
フィルタモデルのベクトル図を示す。コンデンサ電圧Ｖ
Cを１とすると、Ｃを（√３／２）ｐｕ、Ｒを０．５ｐ
ｕに設定すれば、リアクトル電流ＩAはＶCに対して６０
度位相が進み、その大きさは１となる。従って、−ＩA
はコンデンサ電圧ＶCを１２０度遅らせた信号となる。
そこで、コンデンサ電圧ＶCを１２０度移相回路１２５
の入力信号Ｖｕと一致させるようフィードバック制御系
を構成し、Ｖｕから１２０度遅れた信号を得る。
態３と同様なＬＣ（Ｒ）フィルタモデルを作成し、その
出力電圧を瞬時値制御するフィードバック構成を備えた
ＬＣＲ模擬回路とすることにより、応答時間の短い１２
０度移相回路を実現している。図１２にこのＬＣ（Ｒ）
フィルタモデルのベクトル図を示す。コンデンサ電圧Ｖ
Cを１とすると、Ｃを（√３／２）ｐｕ、Ｒを０．５ｐ
ｕに設定すれば、リアクトル電流ＩAはＶCに対して６０
度位相が進み、その大きさは１となる。従って、−ＩA
はコンデンサ電圧ＶCを１２０度遅らせた信号となる。
そこで、コンデンサ電圧ＶCを１２０度移相回路１２５
の入力信号Ｖｕと一致させるようフィードバック制御系
を構成し、Ｖｕから１２０度遅れた信号を得る。
【００４０】図１３に１２０度移相回路１２５のブロッ
ク図を示す。上記実施の形態３と異なる点は、Ｃを（√
３／２）ｐｕ、Ｒを０．５ｐｕに選定し、リアクトル電
流ＩAを係数器３５９にて−１倍したものを、１２０度
移相回路１２５の出力信号Ｖｖとしている点である。こ
れより、コンデンサ電圧は高速に入力信号Ｖｕに追従
し、リアクトル電流ＩAはコンデンサ電圧ＶCより６０度
位相が進んだ信号となる。従って、リアクトル電流ＩA
を−１倍した信号は入力信号（第１の正弦波信号）Ｖｕ
に対して１２０度位相が遅れた信号（第２の正弦波信
号）Ｖｖとなり、信号ＶｕとＶｖから信号Ｖｗを加減算
器１２６にて容易に求めることができる。
ク図を示す。上記実施の形態３と異なる点は、Ｃを（√
３／２）ｐｕ、Ｒを０．５ｐｕに選定し、リアクトル電
流ＩAを係数器３５９にて−１倍したものを、１２０度
移相回路１２５の出力信号Ｖｖとしている点である。こ
れより、コンデンサ電圧は高速に入力信号Ｖｕに追従
し、リアクトル電流ＩAはコンデンサ電圧ＶCより６０度
位相が進んだ信号となる。従って、リアクトル電流ＩA
を−１倍した信号は入力信号（第１の正弦波信号）Ｖｕ
に対して１２０度位相が遅れた信号（第２の正弦波信
号）Ｖｖとなり、信号ＶｕとＶｖから信号Ｖｗを加減算
器１２６にて容易に求めることができる。
【００４１】以上のように、１２０度移相回路１２５を
演算増幅器等で容易に構成できる回路とし、その応答を
高速にすることができたのに加え、２相／３相変換回路
を不要とすることができたので、上記実施の形態３より
も更に制御回路を低コストにすることができる。
演算増幅器等で容易に構成できる回路とし、その応答を
高速にすることができたのに加え、２相／３相変換回路
を不要とすることができたので、上記実施の形態３より
も更に制御回路を低コストにすることができる。
【００４２】実施の形態６． なお、上記実施の形態５では、１２０度移相回路１２５
をＰＩ演算器３５２によるＬＣ（Ｒ）フィルタモデルの
瞬時電圧制御系から構成する場合について述べたが、図
１４に示すように、ＰＩ演算器３５２の出力に１２０度
移相回路１２５への入力信号Ｖｕを加算器３５８にて加
算し、これをＬＣ（Ｒ）フィルタモデルへの入力信号Ｖ
Aとする、指令値フィードフォワード構成をとることに
より、電圧制御系の応答を更に改善することができ、１
２０度移相回路１２５の即応性が増し、正弦波１相分の
振幅の操作に対し、３相の正弦波信号が瞬時に応答す
る。
をＰＩ演算器３５２によるＬＣ（Ｒ）フィルタモデルの
瞬時電圧制御系から構成する場合について述べたが、図
１４に示すように、ＰＩ演算器３５２の出力に１２０度
移相回路１２５への入力信号Ｖｕを加算器３５８にて加
算し、これをＬＣ（Ｒ）フィルタモデルへの入力信号Ｖ
Aとする、指令値フィードフォワード構成をとることに
より、電圧制御系の応答を更に改善することができ、１
２０度移相回路１２５の即応性が増し、正弦波１相分の
振幅の操作に対し、３相の正弦波信号が瞬時に応答す
る。
【００４３】実施の形態７． なお、上記実施の形態３では、９０度移相回路１２４を
ＬＣ（Ｒ）フィルタモデルの瞬時電圧制御系から構成す
る場合について述べたが、本実施の形態ではリアクトル
モデルの電流を瞬時値制御してなるＬ模擬回路により９
０度位相が進んだ信号を得る構成について説明する。
ＬＣ（Ｒ）フィルタモデルの瞬時電圧制御系から構成す
る場合について述べたが、本実施の形態ではリアクトル
モデルの電流を瞬時値制御してなるＬ模擬回路により９
０度位相が進んだ信号を得る構成について説明する。
【００４４】図１５にリアクトルモデルの説明図を示
す。ＶAはリアクトル（Ｌ）４０１への印加電圧であ
り、ＩAはリアクトル（Ｌ）４０１の電流である。図１
６に図１５の回路のベクトル図を示す。ＶAを１とする
と、Ｌを１ｐｕに設定すれば、リアクトル電流ＩAはＶA
に対して９０度位相が遅れ、その大きさは１となる。そ
こで、リアクトル電流ＩAを９０度移相回路１２４の入
力ＶIと一致させるようフィードバック制御系を構成
し、リアクトル電流ＩAから９０度進んだリアクトルへ
の印加電圧ＶAを得る。
す。ＶAはリアクトル（Ｌ）４０１への印加電圧であ
り、ＩAはリアクトル（Ｌ）４０１の電流である。図１
６に図１５の回路のベクトル図を示す。ＶAを１とする
と、Ｌを１ｐｕに設定すれば、リアクトル電流ＩAはＶA
に対して９０度位相が遅れ、その大きさは１となる。そ
こで、リアクトル電流ＩAを９０度移相回路１２４の入
力ＶIと一致させるようフィードバック制御系を構成
し、リアクトル電流ＩAから９０度進んだリアクトルへ
の印加電圧ＶAを得る。
【００４５】図１７に９０度移相回路（Ｌ模擬回路）１
２４のブロック図を示す。４５３はリアクトル４０１を
模擬する積分器であり、点線より右側が、図１５で示し
た回路を模擬している。ここで、Ｌを１ｐｕに選定す
る。また、入力信号ＶIとリアクトル電流ＩAとの誤差を
加減算器４５１にて求め、この誤差をＰＩ演算器４５２
にて増幅し、リアクトルへの印加電圧ＶAとする。ＰＩ
演算器４５２は、電流制御応答が数千〜数万ｒａｄ／ｓ
ｅｃとなるように選定する。これより、リアクトル電流
は高速に入力信号ＶIに追従し、リアクトルへの印加電
圧ＶAはリアクトル電流より９０度位相が進んだ信号と
なる。従って、リアクトルへの印加電圧は入力信号ＶI
に対しても９０度位相が進んだ信号となり、これを９０
度移相回路１２４の出力信号（第２の正弦波信号）Ｖ2
とする。Ｖ2が得られてからは、上記実施の形態３と同
様にして３相の正弦波信号を作成し、三角波と比較して
インバータを駆動する。
２４のブロック図を示す。４５３はリアクトル４０１を
模擬する積分器であり、点線より右側が、図１５で示し
た回路を模擬している。ここで、Ｌを１ｐｕに選定す
る。また、入力信号ＶIとリアクトル電流ＩAとの誤差を
加減算器４５１にて求め、この誤差をＰＩ演算器４５２
にて増幅し、リアクトルへの印加電圧ＶAとする。ＰＩ
演算器４５２は、電流制御応答が数千〜数万ｒａｄ／ｓ
ｅｃとなるように選定する。これより、リアクトル電流
は高速に入力信号ＶIに追従し、リアクトルへの印加電
圧ＶAはリアクトル電流より９０度位相が進んだ信号と
なる。従って、リアクトルへの印加電圧は入力信号ＶI
に対しても９０度位相が進んだ信号となり、これを９０
度移相回路１２４の出力信号（第２の正弦波信号）Ｖ2
とする。Ｖ2が得られてからは、上記実施の形態３と同
様にして３相の正弦波信号を作成し、三角波と比較して
インバータを駆動する。
【００４６】以上のように、９０度移相回路を上記実施
の形態３よりも更にシンプルに構成することができ、制
御回路を低コストにすることができる。
の形態３よりも更にシンプルに構成することができ、制
御回路を低コストにすることができる。
【００４７】実施の形態８． なお、上記実施の形態７では、９０度移相回路１２４を
ＰＩ演算器４５２によるリアクトルモデルの瞬時電流制
御系から構成する場合について述べたが、図１８に示す
ように、誤差を増幅する積分器４５４、リアクトル電流
を増幅する比例演算器４５５、これらの信号を加減算す
る加減算器４５６によるＩＰ制御系として構成し、加減
算器４５６の出力をリアクトルモデルへの印加電圧ＶA
としている。
ＰＩ演算器４５２によるリアクトルモデルの瞬時電流制
御系から構成する場合について述べたが、図１８に示す
ように、誤差を増幅する積分器４５４、リアクトル電流
を増幅する比例演算器４５５、これらの信号を加減算す
る加減算器４５６によるＩＰ制御系として構成し、加減
算器４５６の出力をリアクトルモデルへの印加電圧ＶA
としている。
【００４８】一般に、ＰＩ制御系では制御応答が比例項
（Ｐ）により設けられ、定常偏差を無くすことを目的と
した積分項（Ｉ）は安定性のため応答の遅いものとな
る。これに対し、図１８に示すＩＰ制御系では、積分項
（Ｉ）により制御応答が設計されるので、応答の速い積
分器となり外乱に対する電流制御系の応答を更に改善す
ることができ、９０度移相回路の即応性が増し、正弦波
１相分の振幅の操作に対し、３相の正弦波信号が瞬時に
応答する。
（Ｐ）により設けられ、定常偏差を無くすことを目的と
した積分項（Ｉ）は安定性のため応答の遅いものとな
る。これに対し、図１８に示すＩＰ制御系では、積分項
（Ｉ）により制御応答が設計されるので、応答の速い積
分器となり外乱に対する電流制御系の応答を更に改善す
ることができ、９０度移相回路の即応性が増し、正弦波
１相分の振幅の操作に対し、３相の正弦波信号が瞬時に
応答する。
【００４９】実施の形態９． なお、上記実施の形態５では、１２０度移相回路１２５
をＬＣ（Ｒ）フィルタモデルの瞬時電圧制御系から構成
する場合について述べたが、本実施の形態ではリアクト
ルモデルの電流を瞬時値制御してなるＬＲ模擬回路によ
り１２０度位相が進んだ信号を得る構成について説明す
る。
をＬＣ（Ｒ）フィルタモデルの瞬時電圧制御系から構成
する場合について述べたが、本実施の形態ではリアクト
ルモデルの電流を瞬時値制御してなるＬＲ模擬回路によ
り１２０度位相が進んだ信号を得る構成について説明す
る。
【００５０】図１９にリアクトルモデルの説明図を示
す。ＶAはリアクトルモデルへの印加電圧であり、ＩAは
リアクトル（Ｌ）４０１の電流、４０２はリアクトルに
直列接続された抵抗Ｒである。図２０に図１９の回路の
ベクトル図を示す。ＶAを１とすると、ＬとＲの直列回
路を力率０．５に設定すれば、リアクトル電流ＩAはＶA
に対して６０度位相が進み、その大きさは１となる。従
って、−ＶAはリアクトル電流ＩAを１２０度遅らせた信
号となる。そこで、リアクトル電流ＩAを１２０度移相
回路１２５の入力信号（第１の正弦波信号）Ｖｕと一致
させるようフィードバック制御系を構成し、リアクトル
電流ＩAから１２０度遅れた信号（第２の正弦波信号）
−ＶAを得る。
す。ＶAはリアクトルモデルへの印加電圧であり、ＩAは
リアクトル（Ｌ）４０１の電流、４０２はリアクトルに
直列接続された抵抗Ｒである。図２０に図１９の回路の
ベクトル図を示す。ＶAを１とすると、ＬとＲの直列回
路を力率０．５に設定すれば、リアクトル電流ＩAはＶA
に対して６０度位相が進み、その大きさは１となる。従
って、−ＶAはリアクトル電流ＩAを１２０度遅らせた信
号となる。そこで、リアクトル電流ＩAを１２０度移相
回路１２５の入力信号（第１の正弦波信号）Ｖｕと一致
させるようフィードバック制御系を構成し、リアクトル
電流ＩAから１２０度遅れた信号（第２の正弦波信号）
−ＶAを得る。
【００５１】図２１に１２０度移相回路（ＬＲ模擬回
路）１２５のブロック図を示す。４５３はリアクトル４
０１を模擬する積分器、４５８は抵抗４０２を模擬する
係数器、４５７は加減算器であり、点線より右側が図１
９で示した回路を模擬している。ここで、力率を０．５
とするために、Ｌを（√３／２）ｐｕ、Ｒを０．５ｐｕ
に選定する。また、入力信号Ｖｕとリアクトル電流ＩA
との誤差を加減算器４５１にて求め、この誤差をＰＩ演
算器４５２にて増幅し、リアクトルモデルへの印加電圧
ＶAとする。ＰＩ演算器４５２は、電流制御応答が数千
〜数万ｒａｄ／ｓｅｃとなるように選定する。これよ
り、リアクトル電流は高速に入力信号Ｖｕに追従し、リ
アクトルモデルへの印加電圧ＶAを係数器４５９にて−
１倍した信号は、リアクトル電流より１２０度位相が遅
れた信号となる。従って、−ＶAは入力信号Ｖｕに対し
ても１２０度位相が遅れた信号となり、これを１２０度
移相回路１２５の出力信号（第２の正弦波信号）Ｖｖと
する。Ｖｖが得られてからは、上記実施の形態５と同様
にして３相の正弦波信号を作成し、三角波と比較してイ
ンバータを駆動する。
路）１２５のブロック図を示す。４５３はリアクトル４
０１を模擬する積分器、４５８は抵抗４０２を模擬する
係数器、４５７は加減算器であり、点線より右側が図１
９で示した回路を模擬している。ここで、力率を０．５
とするために、Ｌを（√３／２）ｐｕ、Ｒを０．５ｐｕ
に選定する。また、入力信号Ｖｕとリアクトル電流ＩA
との誤差を加減算器４５１にて求め、この誤差をＰＩ演
算器４５２にて増幅し、リアクトルモデルへの印加電圧
ＶAとする。ＰＩ演算器４５２は、電流制御応答が数千
〜数万ｒａｄ／ｓｅｃとなるように選定する。これよ
り、リアクトル電流は高速に入力信号Ｖｕに追従し、リ
アクトルモデルへの印加電圧ＶAを係数器４５９にて−
１倍した信号は、リアクトル電流より１２０度位相が遅
れた信号となる。従って、−ＶAは入力信号Ｖｕに対し
ても１２０度位相が遅れた信号となり、これを１２０度
移相回路１２５の出力信号（第２の正弦波信号）Ｖｖと
する。Ｖｖが得られてからは、上記実施の形態５と同様
にして３相の正弦波信号を作成し、三角波と比較してイ
ンバータを駆動する。
【００５２】以上のように、１２０度移相回路を上記実
施の形態５よりも更にシンプルに構成することができ、
制御回路を低コストにすることができる。
施の形態５よりも更にシンプルに構成することができ、
制御回路を低コストにすることができる。
【００５３】実施の形態１０． なお、上記実施の形態９では、１２０度移相回路１２５
をＰＩ演算器４５２によるリアクトルモデルの瞬時電流
制御系から構成する場合について述べたが、図２２に示
すように、誤差を増幅する積分器４５４、リアクトル電
流を増幅する比例演算器４５５、これらの信号を加減算
する加減算器４５６によるＩＰ制御系として構成し、加
減算器４５６の出力をリアクトルモデルへの印加電圧Ｖ
Aとすることにより、電流制御系の応答を更に改善する
ことができ、１２０度移相回路の即応性が増し、正弦波
１相分の振幅の操作に対し、３相の正弦波信号が瞬時に
応答する。
をＰＩ演算器４５２によるリアクトルモデルの瞬時電流
制御系から構成する場合について述べたが、図２２に示
すように、誤差を増幅する積分器４５４、リアクトル電
流を増幅する比例演算器４５５、これらの信号を加減算
する加減算器４５６によるＩＰ制御系として構成し、加
減算器４５６の出力をリアクトルモデルへの印加電圧Ｖ
Aとすることにより、電流制御系の応答を更に改善する
ことができ、１２０度移相回路の即応性が増し、正弦波
１相分の振幅の操作に対し、３相の正弦波信号が瞬時に
応答する。
【００５４】また、上記実施の形態１では、三角波をＵ
Ｐ／ＤＯＷＮカウンタ１１９と乗算型Ｄ／Ａ変換器１２
０を用いて作成しているが、アナログ回路で作成した三
角波に対しても、同様に（１−Ｘ）信号を乗算して三角
波の振幅を操作するように構成すれば同様の効果を得る
ことができる。
Ｐ／ＤＯＷＮカウンタ１１９と乗算型Ｄ／Ａ変換器１２
０を用いて作成しているが、アナログ回路で作成した三
角波に対しても、同様に（１−Ｘ）信号を乗算して三角
波の振幅を操作するように構成すれば同様の効果を得る
ことができる。
【００５５】また、上記実施の形態１ないし１０では、
パルス幅変調の搬送波を三角波として構成しているが、
搬送波は三角波だけでなく一般に使用されている、のこ
ぎり波、正弦波等でも、勿論良い。
パルス幅変調の搬送波を三角波として構成しているが、
搬送波は三角波だけでなく一般に使用されている、のこ
ぎり波、正弦波等でも、勿論良い。
【００５６】また、上記実施の形態１では、３相インバ
ータに適用しているが、２相以上の多相インバータにも
同様の考え方で適用することができ、同等の効果を奏す
る。また、上記実施の形態２ないし１０では、３相の正
弦波電圧指令値を作成する場合について説明している
が、３相の電力変換器であれば正弦波電流指令値を作成
する場合についても同様の構成をとることができる。更
に、以上の各実施の形態では、いずれも各回路要素の組
合せにより発明を構成しているが、同様の機能をコンピ
ュータ上で動作するソフトウェアで実現するようにして
もよいことは勿論である。
ータに適用しているが、２相以上の多相インバータにも
同様の考え方で適用することができ、同等の効果を奏す
る。また、上記実施の形態２ないし１０では、３相の正
弦波電圧指令値を作成する場合について説明している
が、３相の電力変換器であれば正弦波電流指令値を作成
する場合についても同様の構成をとることができる。更
に、以上の各実施の形態では、いずれも各回路要素の組
合せにより発明を構成しているが、同様の機能をコンピ
ュータ上で動作するソフトウェアで実現するようにして
もよいことは勿論である。
【００５７】
【発明の効果】以上のように、請求項１に係る電力変換
装置は、信号波と搬送波との比較に基づき電気弁を開閉
制御し直流電力を２以上の相数の交流電力に変換する電
力変換装置において、上記信号波は振幅が一定の上記相
数の信号波とし、上記電力変換装置の指令値と出力値と
の偏差に基づき上記搬送波の振幅を制御する搬送波制御
手段を備え、この搬送波制御手段からの搬送波と上記各
相信号波との比較に基づき電気弁を開閉制御するように
し、かつ、その搬送波制御手段は、振幅が一定の搬送波
を発生する搬送波発生回路、電力変換装置の指令値と出
力値との偏差を入力として動作する比例積分演算回路、
この比例積分演算回路からの出力のＰＵ値Ｘを１から減
算した値（１−Ｘ）を上記搬送波発生回路からの搬送波
に乗算する乗算回路を備えたので、相数の如何にかかわ
らず、指令値と出力値との偏差に基づく振幅の制御を行
う対象が単一の搬送波の信号のみで済み、この振幅制御
に係る構成が簡便安価となり、搬送波の振幅制御を確実
に実現することができる。
装置は、信号波と搬送波との比較に基づき電気弁を開閉
制御し直流電力を２以上の相数の交流電力に変換する電
力変換装置において、上記信号波は振幅が一定の上記相
数の信号波とし、上記電力変換装置の指令値と出力値と
の偏差に基づき上記搬送波の振幅を制御する搬送波制御
手段を備え、この搬送波制御手段からの搬送波と上記各
相信号波との比較に基づき電気弁を開閉制御するように
し、かつ、その搬送波制御手段は、振幅が一定の搬送波
を発生する搬送波発生回路、電力変換装置の指令値と出
力値との偏差を入力として動作する比例積分演算回路、
この比例積分演算回路からの出力のＰＵ値Ｘを１から減
算した値（１−Ｘ）を上記搬送波発生回路からの搬送波
に乗算する乗算回路を備えたので、相数の如何にかかわ
らず、指令値と出力値との偏差に基づく振幅の制御を行
う対象が単一の搬送波の信号のみで済み、この振幅制御
に係る構成が簡便安価となり、搬送波の振幅制御を確実
に実現することができる。
【００５８】請求項２に係る電力変換装置は、３相正弦
波信号と搬送波との比較に基づき電気弁を開閉制御し直
流電力を３相交流電力に変換する電力変換装置におい
て、振幅が一定の１相分の正弦波信号を発生する正弦波
信号発生回路、上記電力変換装置の指令値と出力値との
偏差に応じた制御出力と上記正弦波信号発生回路からの
１相分の正弦波信号とを乗算し第１の正弦波信号として
出力する乗算回路、この乗算回路からの第１の正弦波信
号の位相を９０度進めた第２の正弦波信号を作成する９
０度移相回路、および上記第１の正弦波信号と第２の正
弦波信号との２相信号を３相に変換して上記３相正弦波
信号として出力する２相／３相変換回路を備え、かつ、
その９０度移相回路は、第１の正弦波信号を入力として
動作するデルタ変調回路、およびこのデルタ変調回路の
積分器への入力信号の低域周波数成分のみを導出して第
２の正弦波信号として出力する低域通過フィルタを備え
たので、指令値と出力値との偏差に基づく振幅の制御を
行う対象が１相分の正弦波信号のみで済み、この振幅制
御に係る構成が簡便安価となり、正弦波信号の９０度移
相を確実に実現することができる。
波信号と搬送波との比較に基づき電気弁を開閉制御し直
流電力を３相交流電力に変換する電力変換装置におい
て、振幅が一定の１相分の正弦波信号を発生する正弦波
信号発生回路、上記電力変換装置の指令値と出力値との
偏差に応じた制御出力と上記正弦波信号発生回路からの
１相分の正弦波信号とを乗算し第１の正弦波信号として
出力する乗算回路、この乗算回路からの第１の正弦波信
号の位相を９０度進めた第２の正弦波信号を作成する９
０度移相回路、および上記第１の正弦波信号と第２の正
弦波信号との２相信号を３相に変換して上記３相正弦波
信号として出力する２相／３相変換回路を備え、かつ、
その９０度移相回路は、第１の正弦波信号を入力として
動作するデルタ変調回路、およびこのデルタ変調回路の
積分器への入力信号の低域周波数成分のみを導出して第
２の正弦波信号として出力する低域通過フィルタを備え
たので、指令値と出力値との偏差に基づく振幅の制御を
行う対象が１相分の正弦波信号のみで済み、この振幅制
御に係る構成が簡便安価となり、正弦波信号の９０度移
相を確実に実現することができる。
【００５９】また、請求項３に係る電力変換装置は、そ
の９０度移相回路を、それぞれ積分要素で模擬したＬ
（リアクトル）とＣ（コンデンサ）との直列体からなり
その出力と入力とを一致させるフィードバック制御系を
備えたＬＣ模擬回路で構成し、第１の正弦波信号を上記
ＬＣ模擬回路における上記Ｃの電圧信号に対応させるこ
とにより上記ＬＣ模擬回路における上記Ｃの電流信号を
第２の正弦波信号として出力するようにしたので、簡便
安価な構成で、正弦波信号の９０度移相を確実に実現す
ることができる。
の９０度移相回路を、それぞれ積分要素で模擬したＬ
（リアクトル）とＣ（コンデンサ）との直列体からなり
その出力と入力とを一致させるフィードバック制御系を
備えたＬＣ模擬回路で構成し、第１の正弦波信号を上記
ＬＣ模擬回路における上記Ｃの電圧信号に対応させるこ
とにより上記ＬＣ模擬回路における上記Ｃの電流信号を
第２の正弦波信号として出力するようにしたので、簡便
安価な構成で、正弦波信号の９０度移相を確実に実現す
ることができる。
【００６０】また、請求項４に係る電力変換装置の９０
度移相回路を、積分要素で模擬したＬ（リアクトル）か
らなりその出力と入力とを一致させるフィードバック制
御系を備えたＬ模擬回路で構成し、第１の正弦波信号を
上記Ｌ模擬回路における上記Ｌの電流信号に対応させる
ことにより上記Ｌ模擬回路における上記Ｌの電圧信号を
第２の正弦波信号として出力するようにしたので、簡便
安価な構成で、正弦波信号の９０度移相を確実に実現す
ることができる。
度移相回路を、積分要素で模擬したＬ（リアクトル）か
らなりその出力と入力とを一致させるフィードバック制
御系を備えたＬ模擬回路で構成し、第１の正弦波信号を
上記Ｌ模擬回路における上記Ｌの電流信号に対応させる
ことにより上記Ｌ模擬回路における上記Ｌの電圧信号を
第２の正弦波信号として出力するようにしたので、簡便
安価な構成で、正弦波信号の９０度移相を確実に実現す
ることができる。
【００６１】請求項５係る電力変換装置は、３相正弦波
信号と搬送波との比較に基づき電気弁を開閉制御し直流
電力を３相交流電力に変換する電力変換装置において、
振幅が一定の１相分の正弦波信号を発生する正弦波信号
発生回路、上記電力変換装置の指令値と出力値との偏差
に応じた制御出力と上記正弦波信号発生回路からの１相
分の正弦波信号とを乗算し第１の正弦波信号として出力
する乗算回路、この乗算回路からの第１の正弦波信号の
位相を１２０度遅らせた第２の正弦波信号を作成する１
２０度移相回路、および上記第１の正弦波信号と第２の
正弦波信号とから上記３相正弦波信号を作成する３相正
弦波演算回路を備え、その１２０度移相回路を、それぞ
れ積分要素で模擬したＬ（リアクトル）とＣ（コンデン
サ）との直列体および乗算要素で模擬し上記Ｃと並列に
接続されたＲ（抵抗）からなりその出力と入力とを一致
させるフィードバック制御系を備えたＬＣＲ模擬回路で
構成し、第１の正弦波信号を上記ＬＣＲ模擬回路におけ
る上記Ｃの電圧信号に対応させることにより上記ＬＣＲ
模擬回路における上記Ｌの電流信号を極性反転させた信
号を第２の正弦波信号として出力するようにしたので、
指令値と出力値との偏差に基づく振幅の制御を行う対象
が１相分の正弦波信号のみで済み、この振幅制御に係る
構成が簡便安価となり、正弦波信号の１２０度移相を確
実に実現することができる。
信号と搬送波との比較に基づき電気弁を開閉制御し直流
電力を３相交流電力に変換する電力変換装置において、
振幅が一定の１相分の正弦波信号を発生する正弦波信号
発生回路、上記電力変換装置の指令値と出力値との偏差
に応じた制御出力と上記正弦波信号発生回路からの１相
分の正弦波信号とを乗算し第１の正弦波信号として出力
する乗算回路、この乗算回路からの第１の正弦波信号の
位相を１２０度遅らせた第２の正弦波信号を作成する１
２０度移相回路、および上記第１の正弦波信号と第２の
正弦波信号とから上記３相正弦波信号を作成する３相正
弦波演算回路を備え、その１２０度移相回路を、それぞ
れ積分要素で模擬したＬ（リアクトル）とＣ（コンデン
サ）との直列体および乗算要素で模擬し上記Ｃと並列に
接続されたＲ（抵抗）からなりその出力と入力とを一致
させるフィードバック制御系を備えたＬＣＲ模擬回路で
構成し、第１の正弦波信号を上記ＬＣＲ模擬回路におけ
る上記Ｃの電圧信号に対応させることにより上記ＬＣＲ
模擬回路における上記Ｌの電流信号を極性反転させた信
号を第２の正弦波信号として出力するようにしたので、
指令値と出力値との偏差に基づく振幅の制御を行う対象
が１相分の正弦波信号のみで済み、この振幅制御に係る
構成が簡便安価となり、正弦波信号の１２０度移相を確
実に実現することができる。
【００６２】また、請求項６に係る電力変換装置は、そ
の１２０度移相回路を、積分要素で模擬したＬ（リアク
トル）と乗算要素で模擬したＲ（抵抗）との直列体から
なりその出力と入力とを一致させるフィードバック制御
系を備えたＬＲ模擬回路で構成し、第１の正弦波信号を
上記ＬＲ模擬回路における上記Ｌの電流信号に対応させ
ることにより上記ＬＲ模擬回路における入力電圧信号を
極性反転させた信号を第２の正弦波信号として出力する
ようにしたので、簡単安価な構成で、正弦波信号の１２
０度移相を確実に実現することができる。
の１２０度移相回路を、積分要素で模擬したＬ（リアク
トル）と乗算要素で模擬したＲ（抵抗）との直列体から
なりその出力と入力とを一致させるフィードバック制御
系を備えたＬＲ模擬回路で構成し、第１の正弦波信号を
上記ＬＲ模擬回路における上記Ｌの電流信号に対応させ
ることにより上記ＬＲ模擬回路における入力電圧信号を
極性反転させた信号を第２の正弦波信号として出力する
ようにしたので、簡単安価な構成で、正弦波信号の１２
０度移相を確実に実現することができる。
【００６３】また、請求項７に係る電力変換装置は、そ
のフィードバック制御系は、それを構成するＰＩ（比例
積分）演算器の出力側に入力指令値を加算する指令値フ
ィードフォワード制御系を備えたので、模擬回路の制御
対応が向上する。
のフィードバック制御系は、それを構成するＰＩ（比例
積分）演算器の出力側に入力指令値を加算する指令値フ
ィードフォワード制御系を備えたので、模擬回路の制御
対応が向上する。
【００６４】また、請求項８に係る電力変換装置は、そ
のフィードバック制御系は、その入力指令値と出力値と
の偏差を入力として動作するＩ（積分）演算器、および
上記出力値を入力として動作するＰ（比例）演算器を備
えてなるＩＰ制御系としたので、模擬回路の制御応答が
向上する。
のフィードバック制御系は、その入力指令値と出力値と
の偏差を入力として動作するＩ（積分）演算器、および
上記出力値を入力として動作するＰ（比例）演算器を備
えてなるＩＰ制御系としたので、模擬回路の制御応答が
向上する。
【図１】 この発明の実施の形態１における電力変換装
置を示すブロック図である。
置を示すブロック図である。
【図２】 この発明の実施の形態１に用いる電力変換器
の一例を示す回路図である。
の一例を示す回路図である。
【図３】 この発明の実施の形態１における電力変換装
置の電圧制御回路を示すブロック図である。
置の電圧制御回路を示すブロック図である。
【図４】 この発明の実施の形態２における電力変換装
置の電圧制御回路を示すブロック図である。
置の電圧制御回路を示すブロック図である。
【図５】 この発明の実施の形態２に用いるΔ変調器の
構成および動作を示す図である。
構成および動作を示す図である。
【図６】 この発明の実施の形態３における電力変換装
置の電圧制御回路を示すブロック図である。
置の電圧制御回路を示すブロック図である。
【図７】 この発明の実施の形態３に用いるＬＣ（Ｒ）
フィルタモデルを示す回路図である。
フィルタモデルを示す回路図である。
【図８】 この発明の実施の形態３に用いるＬＣ（Ｒ）
フィルタモデルを示すベクトル図である。
フィルタモデルを示すベクトル図である。
【図９】 この発明の実施の形態３に用いる９０度移相
回路を示すブロック図である。
回路を示すブロック図である。
【図１０】 この発明の実施の形態４に用いる９０度移
相回路を示すブロック図である。
相回路を示すブロック図である。
【図１１】 この発明の実施の形態５における電力変換
装置の電圧制御回路を示すブロック図である。
装置の電圧制御回路を示すブロック図である。
【図１２】 この発明の実施の形態５に用いるＬＣ
（Ｒ）フィルタモデルのベクトル図である。
（Ｒ）フィルタモデルのベクトル図である。
【図１３】 この発明の実施の形態５に用いる１２０度
移相回路を示すブロック図である。
移相回路を示すブロック図である。
【図１４】 この発明の実施の形態６に用いる１２０度
移相回路を示すブロック図である。
移相回路を示すブロック図である。
【図１５】 この発明の実施の形態７に用いるリアクト
ルモデルを示す回路図である。
ルモデルを示す回路図である。
【図１６】 この発明の実施の形態７に用いるリアクト
ルモデルのベクトル図である。
ルモデルのベクトル図である。
【図１７】 この発明の実施の形態７に用いる９０度移
相回路を示すブロック図である。
相回路を示すブロック図である。
【図１８】 この発明の実施の形態８に用いる９０度移
相回路を示すブロック図である。
相回路を示すブロック図である。
【図１９】 この発明の実施の形態９に用いるリアクト
ルモデルを示す回路図である。
ルモデルを示す回路図である。
【図２０】 この発明の実施の形態９に用いるリアクト
ルモデルのベクトル図である。
ルモデルのベクトル図である。
【図２１】 この発明の実施の形態９に用いる１２０度
移相回路を示すブロック図である。
移相回路を示すブロック図である。
【図２２】 この発明の実施の形態１０に用いる１２０
度移相回路を示すブロック図である。
度移相回路を示すブロック図である。
【図２３】 従来方式の電力変換装置の構成を示すブロ
ック図である。
ック図である。
１ ３相インバータ、２ 直流電源、１１ 電圧セン
サ、１２ 電圧指令値発生回路、１３ 電圧制御回路、
１０４，１２０ 乗算型ＤＡ変換器、１０７，１０８，
１０９ 比較器、１１０，１１６ 加減算器、１１１，
ＰＩ 演算器、１１２ 三角波発生器、１１７ 定数
器、１１８ 発振器、１２１ Δ変調器、１２２ 低域
通過フィルタ、１２３ ２相／３相変換回路、１２４
９０度移相回路、１２５ １２０度移相回路、２０６
積分器、３０１（３５４），４０１（４５３） リアク
トル、３０２（３５６） コンデンサ、３０３（３５
７），４０２（４５８） 抵抗、Ｑ１〜Ｑ６ トランジ
スタ、ＶL＊ 出力電圧振幅指令値、ＶL 出力電圧振
幅、Ｖ1，Ｖｕ 第１の正弦波信号、Ｖ2，Ｖｖ 第２の
正弦波信号。
サ、１２ 電圧指令値発生回路、１３ 電圧制御回路、
１０４，１２０ 乗算型ＤＡ変換器、１０７，１０８，
１０９ 比較器、１１０，１１６ 加減算器、１１１，
ＰＩ 演算器、１１２ 三角波発生器、１１７ 定数
器、１１８ 発振器、１２１ Δ変調器、１２２ 低域
通過フィルタ、１２３ ２相／３相変換回路、１２４
９０度移相回路、１２５ １２０度移相回路、２０６
積分器、３０１（３５４），４０１（４５３） リアク
トル、３０２（３５６） コンデンサ、３０３（３５
７），４０２（４５８） 抵抗、Ｑ１〜Ｑ６ トランジ
スタ、ＶL＊ 出力電圧振幅指令値、ＶL 出力電圧振
幅、Ｖ1，Ｖｕ 第１の正弦波信号、Ｖ2，Ｖｖ 第２の
正弦波信号。
Claims (8)
- 【請求項１】 信号波と搬送波との比較に基づき電気弁
を開閉制御し直流電力を２以上の相数の交流電力に変換
する電力変換装置において、 上記信号波は振幅が一定の上記相数の信号波とし、上記
電力変換装置の指令値と出力値との偏差に基づき上記搬
送波の振幅を制御する搬送波制御手段を備え、この搬送
波制御手段からの搬送波と上記各相信号波との比較に基
づき電気弁を開閉制御するようにし、かつ、 上記搬送波制御手段は、振幅が一定の搬送波を発生する
搬送波発生回路、電力変換装置の指令値と出力値との偏
差を入力として動作する比例積分演算回路、この比例積
分演算回路からの出力のＰＵ値Ｘを１から減算した値
（１−Ｘ）を上記搬送波発生回路からの搬送波に乗算す
る乗算回路を備えたことを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項２】 ３相正弦波信号と搬送波との比較に基づ
き電気弁を開閉制御し直流電力を３相交流電力に変換す
る電力変換装置において、 振幅が一定の１相分の正弦波信号を発生する正弦波信号
発生回路、上記電力変換装置の指令値と出力値との偏差
に応じた制御出力と上記正弦波信号発生回路からの１相
分の正弦波信号とを乗算し第１の正弦波信号として出力
する乗算回路、この乗算回路からの第１の正弦波信号の
位相を９０度進めた第２の正弦波信号を作成する９０度
移相回路、および上記第１の正弦波信号と第２の正弦波
信号との２相信号を３相に変換して上記３相正弦波信号
として出力する２相／３相変換回路を備え、 上記９０度移相回路は、上記第１の正弦波信号を入力と
して動作するデルタ変調回路、およびこのデルタ変調回
路の積分器への入力信号の低域周波数成分のみを導出し
て上記第２の正弦波信号として出力する低域通過フィル
タを備えたことを特徴とする 電力変換装置。 - 【請求項３】 ３相正弦波信号と搬送波との比較に基づ
き電気弁を開閉制御し直流電力を３相交流電力に変換す
る電力変換装置において、 振幅が一定の１相分の正弦波信号を発生する正弦波信号
発生回路、上記電力変換装置の指令値と出力値との偏差
に応じた制御出力と上記正弦波信号発生回路からの１相
分の正弦波信号とを乗算し第１の正弦波信号として出力
する乗算回路、この乗算回路からの第１の正弦波信号の
位相を９０度進めた第２の正弦波信号を作成する９０度
移相回路、および上記第１の正弦波信号と第２の正弦波
信号との２相信号を３相に変換して上記３相正弦波信号
として出力する２相／３相変換回路を備え、 上記９０度移相回路を、それぞれ積分要素で模擬したＬ
（リアクトル）とＣ（コンデンサ）との直列体からなり
その出力と入力とを一致させるフィードバック制御系を
備えたＬＣ模擬回路で構成し、上記第１の正弦波信号を
上記ＬＣ模擬回路における上記Ｃの電圧信号に対応させ
ることにより上記ＬＣ模擬回路における上記Ｃの電流信
号を上記第２の正弦波信号として出力するようにしたこ
とを特徴とする 電力変換装置。 - 【請求項４】 ３相正弦波信号と搬送波との比較に基づ
き電気弁を開閉制御し直流電力を３相交流電力に変換す
る電力変換装置において、 振幅が一定の１相分の正弦波信号を発生する正弦波信号
発生回路、上記電力変換装置の指令値と出力値との偏差
に応じた制御出力と上記正弦波信号発生回路からの１相
分の正弦波信号とを乗算し第１の正弦波信号として出力
する乗算回路、この乗算回路からの第１の正弦波信号の
位相を９０度進めた第２の正弦波信号を作成する９０度
移相回路、および上記第１の正弦波信号と第２の正弦波
信号との２相信号を３相に変換して上記３相正弦波信号
として出力する２相／３相変換回路を備え、 上記９０度移相回路を、積分要素で模擬したＬ（リアク
トル）からなりその出力と入力とを一致させるフィード
バック制御系を備えたＬ模擬回路で構成し、上記第１の
正弦波信号を上記Ｌ模擬回路における上記Ｌの電流信号
に対応させることにより上記Ｌ模擬回路における上記Ｌ
の電圧信号を上記第２の正弦波信号として出力するよう
にしたことを特徴とする 電力変換装置。 - 【請求項５】 ３相正弦波信号と搬送波との比較に基づ
き電気弁を開閉制御し直流電力を３相交流電力に変換す
る電力変換装置において、 振幅が一定の１相分の正弦波信号を発生する正弦波信号
発生回路、上記電力変換装置の指令値と出力値との偏差
に応じた制御出力と上記正弦波信号発生回路からの１相
分の正弦波信号とを乗算し第１の正弦波信号として出力
する乗算回路、この乗算回路からの第１の正弦波信号の
位相を１２０度遅らせた第２の正弦波信号を作成する１
２０度移相回路、および上記第１の正弦波信号と第２の
正弦波信号とから上記３相正弦波信号を作成する３相正
弦波演算回路を備え、 上記１２０度移相回路を、それぞれ積分要素で模擬した
Ｌ（リアクトル）とＣ（コンデンサ）との直列体および
乗算要素で模擬し上記Ｃと並列に接続されたＲ（抵抗）
からなりその出力と入力とを一致させるフィードバック
制御系を備えたＬＣＲ模擬回路で構成し、上記第１の正
弦波信号を上記ＬＣＲ模擬回路における上記Ｃの電圧信
号に対応させることにより上記ＬＣＲ模擬回路における
上記Ｌの電流信号を極性反転させた信号を上記第２の正
弦波信号として出力するようにしたことを特徴とする 電
力変換装置。 - 【請求項６】 ３相正弦波信号と搬送波との比較に基づ
き電気弁を開閉制御し直流電力を３相交流電力に変換す
る電力変換装置において、 振幅が一定の１相分の正弦波信号を発生する正弦波信号
発生回路、上記電力変換装置の指令値と出力値との偏差
に応じた制御出力と上記正弦波信号発生回路からの１相
分の正弦波信号とを乗算し第１の正弦波信号として出力
する乗算回路、この乗算回路からの第１の正弦波信号の
位相を１２０度遅らせた第２の正弦波信号を作成する１
２０度移相回路、および上記第１の正弦波信号と第２の
正弦波信号とから上記３相正弦波信号を作成する３相正
弦波演算回路を備え、 上記１２０度移相回路を、積分要素で模擬したＬ（リア
クトル）と乗算要素で模擬したＲ（抵抗）との直列体か
らなりその出力と入力とを一致させるフィードバック制
御系を備えたＬＲ模擬回路で構成し、上記第１の正弦波
信号を上記ＬＲ模擬回路における上記Ｌの電流信号に対
応させることにより上記ＬＲ模擬回路における入力電圧
信号を極性反転させた信号を上記第２の正弦波信号とし
て出力するようにしたことを特徴とする 電力変換装置。 - 【請求項７】 請求項３または５記載の電力変換装置に
おいて、 フィードバック制御系は、それを構成するＰＩ（比例積
分）演算器の出力側に 入力指令値を加算する指令値フィ
ードフォワード制御系を備えたことを特徴とする 電力変
換装置。 - 【請求項８】 請求項４または６記載の電力変換装置に
おいて、 フィードバック制御系は、その入力指令値と出力値との
偏差を入力として動作するＩ（積分）演算器、および上
記出力値を入力として動作するＰ（比例）演算器を備え
てなるＩＰ制御系としたことを特徴とする 電力変換装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP35309097A JP3354465B2 (ja) | 1997-12-22 | 1997-12-22 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP35309097A JP3354465B2 (ja) | 1997-12-22 | 1997-12-22 | 電力変換装置 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002230697A Division JP3500380B2 (ja) | 2002-08-08 | 2002-08-08 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11187670A JPH11187670A (ja) | 1999-07-09 |
| JP3354465B2 true JP3354465B2 (ja) | 2002-12-09 |
Family
ID=18428501
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP35309097A Expired - Fee Related JP3354465B2 (ja) | 1997-12-22 | 1997-12-22 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3354465B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4517116B2 (ja) * | 1999-12-02 | 2010-08-04 | 学校法人東京電機大学 | 正弦波インバータ |
| JP2005341752A (ja) * | 2004-05-28 | 2005-12-08 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 電力変換装置 |
| JP2007135280A (ja) * | 2005-11-09 | 2007-05-31 | Doshisha | Ｌｃフィルタ付三相ｐｗｍインバータの制御方法、及び同方法に従って動作するインバータ装置 |
| CN102312737B (zh) * | 2011-03-15 | 2013-06-19 | 隆鑫通用动力股份有限公司 | 一种内燃机驱动发电机的倍频逆变方法和装置 |
-
1997
- 1997-12-22 JP JP35309097A patent/JP3354465B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| JPH11187670A (ja) | 1999-07-09 |
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