JPH077959A - Ｐｗｍインバータの制御方法 - Google Patents
Ｐｗｍインバータの制御方法Info
- Publication number
- JPH077959A JPH077959A JP5142291A JP14229193A JPH077959A JP H077959 A JPH077959 A JP H077959A JP 5142291 A JP5142291 A JP 5142291A JP 14229193 A JP14229193 A JP 14229193A JP H077959 A JPH077959 A JP H077959A
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- inverter
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ＰＷＭインバータのディジタル制御系におい
て、演算時間の影響を無くすため、制御量を予測するこ
とによって高速応答且つ高精度の出力電圧制御を実現す
ることを目的とする。 【構成】 ＰＷＭインバータとＬＣフィルタとで構成さ
れたディジタル制御系において、出力電圧や電流をサン
プリング時間毎に検出する。それらの検出値とＰＷＭイ
ンバータの電圧出力パターンの情報とより、１サンプリ
ング先のフィルタコンデンサ電流を予測し、ディジタル
制御系の演算時間の遅れの影響を無くす。周期的な非線
形負荷に対しては負荷電流を一周期分記録し、繰り返し
制御を行うことにより性能を向上する。
て、演算時間の影響を無くすため、制御量を予測するこ
とによって高速応答且つ高精度の出力電圧制御を実現す
ることを目的とする。 【構成】 ＰＷＭインバータとＬＣフィルタとで構成さ
れたディジタル制御系において、出力電圧や電流をサン
プリング時間毎に検出する。それらの検出値とＰＷＭイ
ンバータの電圧出力パターンの情報とより、１サンプリ
ング先のフィルタコンデンサ電流を予測し、ディジタル
制御系の演算時間の遅れの影響を無くす。周期的な非線
形負荷に対しては負荷電流を一周期分記録し、繰り返し
制御を行うことにより性能を向上する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明の制御方法を応用した電圧
形インバータは、制御系の演算時間の影響を受けずに、
フィルタコンデンサ電流を指令値に追従できるため、高
性能な制御特性が得られる。従って、本発明は電圧形イ
ンバータを使用している産業機械、家電製品などの分野
で効用し得るものである。
形インバータは、制御系の演算時間の影響を受けずに、
フィルタコンデンサ電流を指令値に追従できるため、高
性能な制御特性が得られる。従って、本発明は電圧形イ
ンバータを使用している産業機械、家電製品などの分野
で効用し得るものである。
【０００２】
【従来の技術】電圧形ＰＷＭインバータは用途に応じて
様々な制御方法が考案されている。図２は従来より使用
されているＰＷＭ電圧形インバータ制御法の一例であ
り、図３はその波形図である。
様々な制御方法が考案されている。図２は従来より使用
されているＰＷＭ電圧形インバータ制御法の一例であ
り、図３はその波形図である。
【０００３】図３に示すように、電圧指令値ｖu * 、ｖ
v * 、ｖw * と三角波ｖc とを比較し、ヒステリシスコ
ンパレータを通してベースドライブ回路の信号を作る。
電圧指令値の振幅値を調整することにより、出力電圧振
幅値を変化させることができる。図３の最上部に、波高
Ｖc を有する三角波ｖc と、各相電圧指令値ｖu * 、ｖ
v * 、ｖw * との比較の状況の波形図を示し、ｖuN、ｖ
vN、ｖwNはそれぞれ各相の中性点との間の電圧波形を示
し、ｖuv、ｖvw、ｖwuは各相間の電圧波形を示してお
り、Ｅd は直流電源の電圧である。インバータはそれぞ
れダイオードが逆並列接続されたスイッチング素子２〜
７（例えばトランジスタ）を三相ブリッジ接続し、仮想
中性点を有する２個の直列接続されたそれぞれＥd ／２
の電圧を有する直流電源１，１′により直流電圧Ｅd を
直流入力端子に給電し、各相交流出力端子にフィルタリ
アクトル８，９及び10を直列接続し、Ｙ接続したフィル
タコンデンサ11, 12及び13を並列接続して、交流出力を
負荷に供給する。
v * 、ｖw * と三角波ｖc とを比較し、ヒステリシスコ
ンパレータを通してベースドライブ回路の信号を作る。
電圧指令値の振幅値を調整することにより、出力電圧振
幅値を変化させることができる。図３の最上部に、波高
Ｖc を有する三角波ｖc と、各相電圧指令値ｖu * 、ｖ
v * 、ｖw * との比較の状況の波形図を示し、ｖuN、ｖ
vN、ｖwNはそれぞれ各相の中性点との間の電圧波形を示
し、ｖuv、ｖvw、ｖwuは各相間の電圧波形を示してお
り、Ｅd は直流電源の電圧である。インバータはそれぞ
れダイオードが逆並列接続されたスイッチング素子２〜
７（例えばトランジスタ）を三相ブリッジ接続し、仮想
中性点を有する２個の直列接続されたそれぞれＥd ／２
の電圧を有する直流電源１，１′により直流電圧Ｅd を
直流入力端子に給電し、各相交流出力端子にフィルタリ
アクトル８，９及び10を直列接続し、Ｙ接続したフィル
タコンデンサ11, 12及び13を並列接続して、交流出力を
負荷に供給する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】図２の三相電圧形イン
バータにおいて、出力電圧は指令値と三角波により決ま
るが、直流入力電圧の変動や負荷変動に対してかなりの
負荷変動が生じる。フィードバック制御を導入すれは誤
差は減少できるものの、安定性などの新たな問題を生じ
かねない。また、直流入力電圧のリップルもそのまま出
力電圧に悪影響を与えることになる。さらに、図２から
も見られるように三相が独立に制御されるため、スイッ
チング周波数を上げずに出力電圧のリップル低減策が難
しい。
バータにおいて、出力電圧は指令値と三角波により決ま
るが、直流入力電圧の変動や負荷変動に対してかなりの
負荷変動が生じる。フィードバック制御を導入すれは誤
差は減少できるものの、安定性などの新たな問題を生じ
かねない。また、直流入力電圧のリップルもそのまま出
力電圧に悪影響を与えることになる。さらに、図２から
も見られるように三相が独立に制御されるため、スイッ
チング周波数を上げずに出力電圧のリップル低減策が難
しい。
【０００５】一方、瞬時空間ベクトルを用いて、インバ
ータの出力電圧パターンを電圧ベクトルとして直接演算
する方法も考案されてきた。いわゆる瞬時制御を行うこ
とにより、インバータの制御特性を向上させる。しか
し、瞬時制御を行う場合は複雑な演算が必要なため、マ
イクロプロセッサやディジタルシグナルプロセッサ（Ｄ
ＳＰ）を用いることが多い。その場合、演算時間の影響
で検出値は常にサンプリング時間だけの遅れがあり、制
御性能の劣化を招く。
ータの出力電圧パターンを電圧ベクトルとして直接演算
する方法も考案されてきた。いわゆる瞬時制御を行うこ
とにより、インバータの制御特性を向上させる。しか
し、瞬時制御を行う場合は複雑な演算が必要なため、マ
イクロプロセッサやディジタルシグナルプロセッサ（Ｄ
ＳＰ）を用いることが多い。その場合、演算時間の影響
で検出値は常にサンプリング時間だけの遅れがあり、制
御性能の劣化を招く。
【０００６】
【課題を解決するための手段】ＰＷＭインバータと交流
ＬＣフィルタとで構成された系において、フィルタコン
デンサ電流を指令値に追従させるようインバータの電圧
パターンを出力し、フィルタコンデンサ電圧を制御す
る。フィルタコンデンサ電流はサンプリング時間毎に検
出した出力量と現在の電圧パターンなどの情報により予
測する。いわゆる予測制御を行うことによってディジタ
ル制御系の演算時間の影響を無くす。周期的な非線形負
荷の場合は負荷電流の一周期分のサンプリングデータを
記録し、繰り返し制御を施せば解決できる。
ＬＣフィルタとで構成された系において、フィルタコン
デンサ電流を指令値に追従させるようインバータの電圧
パターンを出力し、フィルタコンデンサ電圧を制御す
る。フィルタコンデンサ電流はサンプリング時間毎に検
出した出力量と現在の電圧パターンなどの情報により予
測する。いわゆる予測制御を行うことによってディジタ
ル制御系の演算時間の影響を無くす。周期的な非線形負
荷の場合は負荷電流の一周期分のサンプリングデータを
記録し、繰り返し制御を施せば解決できる。
【０００７】瞬時空間電圧ベクトルに基づく出力電圧制
御法原理の詳細については、本出願人が先に平成５年２
月16日付で出願した特願平5-26646 号「ＰＷＭインバー
タ制御方法」に開示している。ここでは以下にその概念
を援用する。
御法原理の詳細については、本出願人が先に平成５年２
月16日付で出願した特願平5-26646 号「ＰＷＭインバー
タ制御方法」に開示している。ここでは以下にその概念
を援用する。
【０００８】図１は本発明の原理図であり、（ａ）はＰ
ＷＭインバータシステムの構成を示し、（ｂ）はその制
御原理を示している。図２と同一符号は同一部分を示
し、制御回路によりベースドライブ回路を制御しインバ
ータを駆動している。原理図である図１（ｂ）におい
て、θS は１サンプリング時間で電流ベクトルが回転す
べき角度、ωは回転角周波数である。
ＷＭインバータシステムの構成を示し、（ｂ）はその制
御原理を示している。図２と同一符号は同一部分を示
し、制御回路によりベースドライブ回路を制御しインバ
ータを駆動している。原理図である図１（ｂ）におい
て、θS は１サンプリング時間で電流ベクトルが回転す
べき角度、ωは回転角周波数である。
【０００９】 出力電圧の制御原理 ＰＷＭインバータの出力量を３相／２相変換し、電流電
圧はベースとして取り扱うことができる。また、一般に
知られているように、三相電圧形インバータは２つのゼ
ロ電圧ベクトルを含め、８つの電圧ベクトルがある。図
１（ａ）の出力電圧電流ベクトル方程式は
圧はベースとして取り扱うことができる。また、一般に
知られているように、三相電圧形インバータは２つのゼ
ロ電圧ベクトルを含め、８つの電圧ベクトルがある。図
１（ａ）の出力電圧電流ベクトル方程式は
【数１】 のように得られる。ｖは任意の出力電圧ベクトルであ
り、ｖc はコンデンサ電圧ベクトル、ｉ，ｉc とｉL は
それぞれフィルタリアクトル電流ベクトル，コンデンサ
電流ベクトルと負荷電流ベクトルである。
り、ｖc はコンデンサ電圧ベクトル、ｉ，ｉc とｉL は
それぞれフィルタリアクトル電流ベクトル，コンデンサ
電流ベクトルと負荷電流ベクトルである。
【００１０】三相正弦波相出力電圧を二相の座標上で考
えると、速度一定の円軌跡を描く。従って、負荷コンデ
ンサの基本波電流も円軌跡でなければならない。
えると、速度一定の円軌跡を描く。従って、負荷コンデ
ンサの基本波電流も円軌跡でなければならない。
【００１１】いま、サンプリング期間を次式のように定
義する。
義する。
【数２】 ＴS ＝Ｔ／ｋ （２） ここで、Ｔはインバータの基本波周期であり、ｋは一周
期のサンプリング数である。即ち、サンプリング時間Ｔ
S 内に電流ベクトルは指令値の円に沿って移動すればよ
い。
期のサンプリング数である。即ち、サンプリング時間Ｔ
S 内に電流ベクトルは指令値の円に沿って移動すればよ
い。
【００１２】次に、６つの非ゼロ電圧ベクトルに対応し
たスイッチング領域を図４のように60度毎に６つの空間
領域セクターに分割する。各セクターに対応した出力電
圧ベクトルは以下の表に定義する。
たスイッチング領域を図４のように60度毎に６つの空間
領域セクターに分割する。各セクターに対応した出力電
圧ベクトルは以下の表に定義する。
【表１】
【００１３】上記の各セクターに応じた２つの非ゼロ電
圧ベクトルと２つのゼロ電圧ベクトルを用いてサンプリ
ング時間内で電流は指令値に追従させることができる。
圧ベクトルと２つのゼロ電圧ベクトルを用いてサンプリ
ング時間内で電流は指令値に追従させることができる。
【００１４】式（１）により、
【数３】 但し、ｔo ＋ｔi ＋ｔj ＋ｔ7 ＝ＴS 、ｉ，ｊ（ｉ，ｊ
＝１〜６）は非ゼロ電圧ベクトルの番号である。ΔｉL
は負荷電流の変化量で、負荷急変の無い場合は無視して
もよい。
＝１〜６）は非ゼロ電圧ベクトルの番号である。ΔｉL
は負荷電流の変化量で、負荷急変の無い場合は無視して
もよい。
【００１５】例えば、セクターＩにおいて、電圧ベクト
ルを、図１（ｂ）に示したごとく Ｖ7 →Ｖ6 →Ｖ1 →Ｖ0 または、 Ｖ0 →Ｖ1 →Ｖ6 →Ｖ7 と、図５のように決められた期間で出力し、１サンプリ
ング時間内でコンデンサ電流を指令値に追従できる。
ルを、図１（ｂ）に示したごとく Ｖ7 →Ｖ6 →Ｖ1 →Ｖ0 または、 Ｖ0 →Ｖ1 →Ｖ6 →Ｖ7 と、図５のように決められた期間で出力し、１サンプリ
ング時間内でコンデンサ電流を指令値に追従できる。
【００１６】ゼロ電圧ベクトルの選択は、スイッチング
回数を減らす観点からＶ1 ，Ｖ3 ，Ｖ5 の切り換えはＶ
0 を使い、Ｖ2 ，Ｖ4 ，Ｖ6 の切り換えはＶ7 を使う。
回数を減らす観点からＶ1 ，Ｖ3 ，Ｖ5 の切り換えはＶ
0 を使い、Ｖ2 ，Ｖ4 ，Ｖ6 の切り換えはＶ7 を使う。
【００１７】 コンデンサ電流予測制御 出力すべき電圧ベクトルとその時間幅を演算するには演
算時間が必要なため、実際の検出値は常にサンプリング
時間だけ遅れる。特にフィルタコンデンサ電流は高周波
で変化するため、演算時間の影響で大きな誤差を生じ
る。そこで、現時点の検出値と電圧ベクトルの情報よ
り、１サンプリング先の電流を予測する。
算時間が必要なため、実際の検出値は常にサンプリング
時間だけ遅れる。特にフィルタコンデンサ電流は高周波
で変化するため、演算時間の影響で大きな誤差を生じ
る。そこで、現時点の検出値と電圧ベクトルの情報よ
り、１サンプリング先の電流を予測する。
【００１８】式（１）によれば、電流予測値は、
【数４】 のように得られる。式（４）に添字０を付けたものは現
時点の値を表す。
時点の値を表す。
【００１９】 電圧ベクトルの出力期間 次に、インバータの出力電圧ベクトルの時間幅の決定法
を示す。
を示す。
【００２０】電流指令値をα−β２相座標上で展開し、
次式のように与えられる。
次式のように与えられる。
【数５】 上式における添字ａ，ｂはα−β座標上の成分を表す。
電流振幅の指令値ＩC *は電圧振幅の指令値ＶC * を用
いることにより求められる。
電流振幅の指令値ＩC *は電圧振幅の指令値ＶC * を用
いることにより求められる。
【数６】
【００２１】また、式（４）をα−β座標上で展開する
と、次の方程式が得られる。
と、次の方程式が得られる。
【数７】 ここで、Ｖは出力電圧ベクトルの振幅値であり、Ｃa ，
Ｃb は定数である。上式により、
Ｃb は定数である。上式により、
【数８】 が得られる。ｔ0 とｔ7 は電流リップルを最小にするよ
う決める必要があるが、ここでは簡単のため、
う決める必要があるが、ここでは簡単のため、
【数９】 とすることができる。
【００２２】過渡状態などの時に、ｔi あるいはｔj が
マイナスになる場合がある。そのような場合は逆方向の
電圧ベクトルを出力すればよい。さらに、急激な負荷変
動の場合は１サンプリング時間内では追従できないこと
があるので、
マイナスになる場合がある。そのような場合は逆方向の
電圧ベクトルを出力すればよい。さらに、急激な負荷変
動の場合は１サンプリング時間内では追従できないこと
があるので、
【数１０】 になることも考えられる。そのような場合は電流誤差 （Δｉca 2 ＋Δｉcb 2 ）1/2 が最小となるよう電圧ベクトルを選択すればよい。
【００２３】電流誤差ベクトルは
【数１１】 となり、
【数１２】 であり、そのｔi,ｔj は式（11）、式（12）を誤差電流
ベクトルが最小になるように解くと、式（13）となる。
ベクトルが最小になるように解くと、式（13）となる。
【数１３】 従って、出力電圧ベクトルはそれぞれ決められた時間で
出力すればよい。
出力すればよい。
【００２４】式（４）によれば、フィルタコンデンサ電
流の予測演算式には負荷電流の変化分も含まれているた
め、負荷電流が急激に変化するような場合でも、演算時
間の影響で、演算精度が悪くなる。そこで、整流器負荷
のような周期的な非線形負荷では、負荷電流を一周期記
録し、次の周期にこれらのデータを用いてコンデンサ電
流を正確に予測することができる。
流の予測演算式には負荷電流の変化分も含まれているた
め、負荷電流が急激に変化するような場合でも、演算時
間の影響で、演算精度が悪くなる。そこで、整流器負荷
のような周期的な非線形負荷では、負荷電流を一周期記
録し、次の周期にこれらのデータを用いてコンデンサ電
流を正確に予測することができる。
【００２５】
【作用】ＰＷＭインバータのディジタル制御系におい
て、現時点の検出量と出力電圧パターンより、１サンプ
リング先のコンデンサ電流を予測し、コンデンサ電流を
指令値に追従させることによって、ＰＷＭインバータの
出力特性を向上できる。
て、現時点の検出量と出力電圧パターンより、１サンプ
リング先のコンデンサ電流を予測し、コンデンサ電流を
指令値に追従させることによって、ＰＷＭインバータの
出力特性を向上できる。
【００２６】
【実施例】以上述べた原理をＣＶＣＦ（定電圧定周波）
インバータに応用した例を具体的に示す。回路の構成は
図１に示したものと同じである。負荷はＹ接続三相抵抗
負荷、あるいは三相整流器負荷とする。
インバータに応用した例を具体的に示す。回路の構成は
図１に示したものと同じである。負荷はＹ接続三相抵抗
負荷、あるいは三相整流器負荷とする。
【００２７】ディジタル制御回路は図１に示すようにＤ
ＳＰ（ディジタルシクナルプロセッサ）とＡ／Ｄ変換器
とから成る。ここでは、３個の電圧入力（ｖC ）と２個
の電流入力（ｉC ）、及び３個の電流入力（ｉL ）のＡ
／Ｄ変換器を示している。Ａ／Ｄ変換器はＤＳＰによっ
て制御され、サンプリング時間毎に直流入力電圧Ｖdcの
他に、三相負荷電流ｉL 、コンデンサ電流ｉC 、及びコ
ンデンサ電圧ｖC をディジタル量としてＤＳＰに入力す
る。ＤＳＰは前述の制御原理に基づいた制御アルゴリズ
ムを高速に実行する。
ＳＰ（ディジタルシクナルプロセッサ）とＡ／Ｄ変換器
とから成る。ここでは、３個の電圧入力（ｖC ）と２個
の電流入力（ｉC ）、及び３個の電流入力（ｉL ）のＡ
／Ｄ変換器を示している。Ａ／Ｄ変換器はＤＳＰによっ
て制御され、サンプリング時間毎に直流入力電圧Ｖdcの
他に、三相負荷電流ｉL 、コンデンサ電流ｉC 、及びコ
ンデンサ電圧ｖC をディジタル量としてＤＳＰに入力す
る。ＤＳＰは前述の制御原理に基づいた制御アルゴリズ
ムを高速に実行する。
【００２８】実施例では出力電圧の基本波周波数は60Hz
で、サンプリング周波数を10.8kHzにし、その場合、定
常時のスイッチ周波数は5.4kHzとなる。 100％負荷急変
や整流器負荷ともに良好な結果を得ることができた。
で、サンプリング周波数を10.8kHzにし、その場合、定
常時のスイッチ周波数は5.4kHzとなる。 100％負荷急変
や整流器負荷ともに良好な結果を得ることができた。
【００２９】
【発明の効果】本発明は、現時点のサンプリング検出値
と電圧出力ベクトルとを用いて１サンプリング先のフィ
ルタコンデンサ電流を予測し、その予測値を指令値に追
従させることによって、出力電圧は演算時間の影響を受
けずに制御できる。よって、出力電圧の波形は大幅に改
善され、制御精度も格段に向上することができる。
と電圧出力ベクトルとを用いて１サンプリング先のフィ
ルタコンデンサ電流を予測し、その予測値を指令値に追
従させることによって、出力電圧は演算時間の影響を受
けずに制御できる。よって、出力電圧の波形は大幅に改
善され、制御精度も格段に向上することができる。
【図１】本発明の原理図であり、（ａ）はＰＷＭインバ
ータの構成を示す図、（ｂ）はその制御原理を示す図で
ある。
ータの構成を示す図、（ｂ）はその制御原理を示す図で
ある。
【図２】従来より使用されているＰＷＭインバータの制
御方法の一例の原理図である。
御方法の一例の原理図である。
【図３】図２の各部波形図を示している。
【図４】電圧ベクトルに対応した空間領域セクターを示
す図である。
す図である。
【図５】領域Ｉにおける電圧ベクトルの出力順序を示す
図である。
図である。
１ 直流電源 ２〜７ スイッチング素子 ８〜10 フィルタリアクトル 11〜13 フィルタコンデンサ ｖuN，ｖvN，ｖwN 各相の中性点との間の電圧波形 ｖuv，ｖvw，ｖwu 各相間の電圧波形 ｖu * ，ｖv * ，ｖw * 電圧指令値 ｖc 三角波の波形 Ｖc 三角波の波高 Ｅd は直流電源の電圧 Ｖ0 ，Ｖ7 ゼロ電圧ベクトル Ｖ1 〜Ｖ6 非ゼロ電圧ベクトル ｖ 任意の出力電圧ベクトル ｖc コンデンサ電圧ベクトル ｉ フィルタリアクトル電流ベクトル ｉc コンデンサ電流ベクトル ｉL 負荷電流ベクトル ＴS サンプリング時間 Ｔ インバータの基本波周期 ｋ 一周期のサンプリング数 ＩC * 電流振幅の指令値 ＶC * 電圧振幅の指令値 Ｃa ，Ｃb 定数 Ｖdc 直流入力電圧 ΔｉL 負荷電流の変化量
Claims (1)
- 【請求項１】 三相電圧形インバータと交流ＬＣフィル
タとで構成された系において、ディジタル制御を行う場
合、出力電圧や電流をサンプリング時間毎に検出し、現
時点の検出値とＰＷＭ出力パターンとの情報より１サン
プリング先のフィルタコンデンサ電流を予測し、インバ
ータの８つの出力電圧ベクトルのうち最適な２つの非ゼ
ロ電圧ベクトルと２つのゼロ電圧ベクトルとを用いるこ
とによって決められたサンプリング時間内でフィルタコ
ンデンサの予測値電流を指令値電流に追従させ、出力電
圧（フィルタコンデンサの電圧）を演算時間の影響無し
に制御することを特徴とするＰＷＭインバータの制御方
法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5142291A JP2703711B2 (ja) | 1993-06-14 | 1993-06-14 | Ｐｗｍインバータの制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5142291A JP2703711B2 (ja) | 1993-06-14 | 1993-06-14 | Ｐｗｍインバータの制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH077959A true JPH077959A (ja) | 1995-01-10 |
| JP2703711B2 JP2703711B2 (ja) | 1998-01-26 |
Family
ID=15311968
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5142291A Expired - Lifetime JP2703711B2 (ja) | 1993-06-14 | 1993-06-14 | Ｐｗｍインバータの制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2703711B2 (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5827205A (en) * | 1995-10-26 | 1998-10-27 | Matsushita Electric Works, Ltd. | Foot vibrator massager having a pair of solinoids |
| EP1531543A3 (de) * | 2003-11-11 | 2006-09-13 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren zur Stromversorgung eines mehrsträngigen, durch Pulsweitenmodulation gesteuerten Elektromotors |
| JP2010220469A (ja) * | 2001-05-25 | 2010-09-30 | Texas Instr Japan Ltd | 複数のエネルギー貯蔵装置におけるエネルギーを管理する方法及び装置 |
| JP2013059145A (ja) * | 2011-09-07 | 2013-03-28 | Denso Wave Inc | ロボットを制御する制御装置 |
| JP2015070702A (ja) * | 2013-09-30 | 2015-04-13 | 株式会社日立産機システム | 電力変換装置および制御方法 |
| JP2017093228A (ja) * | 2015-11-13 | 2017-05-25 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 電気ブレーキユニット |
| CN108023493A (zh) * | 2017-12-28 | 2018-05-11 | 徐州中矿大传动与自动化有限公司 | 碳化硅逆变器共模电压幅值减小的方法和装置 |
-
1993
- 1993-06-14 JP JP5142291A patent/JP2703711B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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