JPH0670549A - 電圧形インバータ装置 - Google Patents
電圧形インバータ装置Info
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- JPH0670549A JPH0670549A JP4214038A JP21403892A JPH0670549A JP H0670549 A JPH0670549 A JP H0670549A JP 4214038 A JP4214038 A JP 4214038A JP 21403892 A JP21403892 A JP 21403892A JP H0670549 A JPH0670549 A JP H0670549A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 負荷に正弦波に近い電流を流すことが出来る
電圧形インバータ装置を提供する。 【構成】 従来の電圧形インバータ装置に、デッドタイ
ム補償回路８０と、パワー素子損失電圧補償回路９０
と、補正回路１００とを付加する。デッドタイム補償回
路８０は、ＰＷＭ出力電圧を検出して、デッドタイムを
補償するための誤差電圧を演算し、この誤差電圧を表す
誤差電圧信号を出力する。パワー素子損失電圧補償回路
９０は、パワースイッチング回路であるｕ相用逆変換部
２０ｕから負荷（誘導電動機）に流れる電流を検出し
て、パワー素子による損失を補償するための損失電圧を
演算し、この損失電圧を表す損失電圧信号を出力する。
補正回路（加算器）１００は、ｕ相電圧指令信号ｖu ＊
に誤差電圧信号と損失電圧信号とを加算して、補正した
ｕ相電圧指令信号をｕ相変調部５０ｕに供給する。
電圧形インバータ装置を提供する。 【構成】 従来の電圧形インバータ装置に、デッドタイ
ム補償回路８０と、パワー素子損失電圧補償回路９０
と、補正回路１００とを付加する。デッドタイム補償回
路８０は、ＰＷＭ出力電圧を検出して、デッドタイムを
補償するための誤差電圧を演算し、この誤差電圧を表す
誤差電圧信号を出力する。パワー素子損失電圧補償回路
９０は、パワースイッチング回路であるｕ相用逆変換部
２０ｕから負荷（誘導電動機）に流れる電流を検出し
て、パワー素子による損失を補償するための損失電圧を
演算し、この損失電圧を表す損失電圧信号を出力する。
補正回路（加算器）１００は、ｕ相電圧指令信号ｖu ＊
に誤差電圧信号と損失電圧信号とを加算して、補正した
ｕ相電圧指令信号をｕ相変調部５０ｕに供給する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、直流入力電圧をＰＷＭ
出力電圧に変換する電圧形インバータ装置に関し、特
に、誘導電動機等の交流電動機を駆動する為の電圧形イ
ンバータ装置に関する。
出力電圧に変換する電圧形インバータ装置に関し、特
に、誘導電動機等の交流電動機を駆動する為の電圧形イ
ンバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来から、誘導電動機を簡易に速度制御
するための装置として、電圧形インバータ装置が広く用
いられている。周知のように、電圧形インバータ装置は
パルス幅変調（以下、ＰＷＭと略称する）という変調法
を使用して、誘導電動機に正弦波を印加しようとするも
のである。
するための装置として、電圧形インバータ装置が広く用
いられている。周知のように、電圧形インバータ装置は
パルス幅変調（以下、ＰＷＭと略称する）という変調法
を使用して、誘導電動機に正弦波を印加しようとするも
のである。
【０００３】後に詳細に説明するように、電圧形インバ
ータ装置の出力段には、正電源端子と負電源端子との間
に、対のパワー素子（上下アーム）が上下に直列接続さ
れている。この上下アームの短絡を防止するために、デ
ッドタイム（短絡防止時間）ｔd が設けられる。以下に
おいて詳細に説明するように、このデッドタイムやパワ
ー素子の損失電圧のために、インバータ出力電圧（ＰＷ
Ｍ出力電圧）が歪んだり、誘導電動機でトルクリップル
が発生したり、不安定現象を生じたりする。
ータ装置の出力段には、正電源端子と負電源端子との間
に、対のパワー素子（上下アーム）が上下に直列接続さ
れている。この上下アームの短絡を防止するために、デ
ッドタイム（短絡防止時間）ｔd が設けられる。以下に
おいて詳細に説明するように、このデッドタイムやパワ
ー素子の損失電圧のために、インバータ出力電圧（ＰＷ
Ｍ出力電圧）が歪んだり、誘導電動機でトルクリップル
が発生したり、不安定現象を生じたりする。
【０００４】図３に三角波比較方式による電圧形インバ
ータの構成を示す。誘導電動機（以下、単にモータとも
略称する）Ｍは電力逆変換器（パワースイッチング回
路）２０が接続されている。ここで、誘導電動機Ｍは三
相誘導電動機であり、周知のように、互いに位相が１２
０°だけシフトしている、ｕ相、ｖ相、およびｗ相の電
圧が印加される。従って、電力逆変換器２０は、電源電
圧Ｅd の直流電源を受けるｕ相、ｖ相、およびｗ相用変
換部２０ｕ，２０ｖ，および２０ｗを有する。直流電源
は、電源電圧Ｅd を半分とする電圧の点を直流電源仮想
中性点Ｎとしてもつ。この直流電源仮想中性点Ｎに関し
て、直流電源は正電源端子と負電源端子とをもつ。
ータの構成を示す。誘導電動機（以下、単にモータとも
略称する）Ｍは電力逆変換器（パワースイッチング回
路）２０が接続されている。ここで、誘導電動機Ｍは三
相誘導電動機であり、周知のように、互いに位相が１２
０°だけシフトしている、ｕ相、ｖ相、およびｗ相の電
圧が印加される。従って、電力逆変換器２０は、電源電
圧Ｅd の直流電源を受けるｕ相、ｖ相、およびｗ相用変
換部２０ｕ，２０ｖ，および２０ｗを有する。直流電源
は、電源電圧Ｅd を半分とする電圧の点を直流電源仮想
中性点Ｎとしてもつ。この直流電源仮想中性点Ｎに関し
て、直流電源は正電源端子と負電源端子とをもつ。
【０００５】電力逆変換器２０は第１乃至第６のスイッ
チング・トランジスタＱ1 ，Ｑ2 ，Ｑ3 ，Ｑ4 ，Ｑ5 ，
およびＱ6 と、第１乃至第６のフリーホイーリング・ダ
イオードＤ1 ，Ｄ2 ，Ｄ3 ，Ｄ4 ，Ｄ5 ，およびＤ6 と
から成っている。
チング・トランジスタＱ1 ，Ｑ2 ，Ｑ3 ，Ｑ4 ，Ｑ5 ，
およびＱ6 と、第１乃至第６のフリーホイーリング・ダ
イオードＤ1 ，Ｄ2 ，Ｄ3 ，Ｄ4 ，Ｄ5 ，およびＤ6 と
から成っている。
【０００６】詳細に説明すると、ｕ相用逆変換部２０ｕ
は、正電源端子と負電源端子との間に直列接続された第
１および第４のスイッチング・トランジスタＱ1 および
Ｑ4と、これら第１および第４のスイッチング・トラン
ジスタＱ1 およびＱ4 にそれぞれ並列に接続された第１
および第４のフリーホイーリング・ダイオードＤ1 およ
びＤ4 とから成る。第１および第４のスイッチング・ト
ランジスタＱ1 およびＱ4 の接続点（第１および第４の
フリーホイーリング・ダイオードＤ1 およびＤ4 の接続
点）は誘導電動機Ｍのｕ相入力端子に接続されている。
は、正電源端子と負電源端子との間に直列接続された第
１および第４のスイッチング・トランジスタＱ1 および
Ｑ4と、これら第１および第４のスイッチング・トラン
ジスタＱ1 およびＱ4 にそれぞれ並列に接続された第１
および第４のフリーホイーリング・ダイオードＤ1 およ
びＤ4 とから成る。第１および第４のスイッチング・ト
ランジスタＱ1 およびＱ4 の接続点（第１および第４の
フリーホイーリング・ダイオードＤ1 およびＤ4 の接続
点）は誘導電動機Ｍのｕ相入力端子に接続されている。
【０００７】同様に、ｖ相用逆変換部２０ｖは、正電源
端子と負電源端子との間に直列接続された第３および第
６のスイッチング・トランジスタＱ3 およびＱ6 と、こ
れら第３および第６のスイッチング・トランジスタＱ3
およびＱ6 にそれぞれ並列に接続された第３および第６
のフリーホイーリング・ダイオードＤ3 およびＤ6 とか
ら成る。第３および第６のスイッイング・トランジスタ
Ｑ3 およびＱ6 の接続点（第３および第６のフリーホイ
ーリング・ダイオードＤ3 およびＤ6 の接続点）は誘導
電動機Ｍのｖ相入力端子に接続されている。
端子と負電源端子との間に直列接続された第３および第
６のスイッチング・トランジスタＱ3 およびＱ6 と、こ
れら第３および第６のスイッチング・トランジスタＱ3
およびＱ6 にそれぞれ並列に接続された第３および第６
のフリーホイーリング・ダイオードＤ3 およびＤ6 とか
ら成る。第３および第６のスイッイング・トランジスタ
Ｑ3 およびＱ6 の接続点（第３および第６のフリーホイ
ーリング・ダイオードＤ3 およびＤ6 の接続点）は誘導
電動機Ｍのｖ相入力端子に接続されている。
【０００８】ｗ相用逆変換部２０ｗは、正電源端子と負
電源端子との間に直列接続された第５および第２のスイ
ッチング・トランジスタＱ5 およびＱ2 と、これら第５
および第２のスイッチング・トランジスタＱ5 およびＱ
2 にそれぞれ並列に接続された第５および第２のフリー
ホイーリング・ダイオードＤ5 およびＤ2 とから成る。
第５および第２のスイッチング・トランジスタＱ5 およ
びＱ2 の接続点（第５および第２のフリーホイーリング
・ダイオードＤ5 およびＤ2 の接続点）は誘導電動機Ｍ
のｗ相入力端子に接続されている。
電源端子との間に直列接続された第５および第２のスイ
ッチング・トランジスタＱ5 およびＱ2 と、これら第５
および第２のスイッチング・トランジスタＱ5 およびＱ
2 にそれぞれ並列に接続された第５および第２のフリー
ホイーリング・ダイオードＤ5 およびＤ2 とから成る。
第５および第２のスイッチング・トランジスタＱ5 およ
びＱ2 の接続点（第５および第２のフリーホイーリング
・ダイオードＤ5 およびＤ2 の接続点）は誘導電動機Ｍ
のｗ相入力端子に接続されている。
【０００９】尚、直流電源の正電源端子に接続されるス
イッチング・トランジスタは上アームと呼ばれ、負電源
端子に接続されるスイッチング・トランジスタは下アー
ムと呼ばれる。
イッチング・トランジスタは上アームと呼ばれ、負電源
端子に接続されるスイッチング・トランジスタは下アー
ムと呼ばれる。
【００１０】この電力逆変換器２０は駆動回路３０によ
って制御される。駆動回路３０は、電力逆変換器２０を
構成する第１乃至第６のスイッチイング・トランジスタ
Ｑ1〜Ｑ6 の各々のベースにオン・オフ信号を供給す
る。詳細に説明すると、駆動回路３０は、ｕ相用駆動部
３０ｕと、ｖ相用駆動部３０ｖと、ｗ相用駆動部３０ｗ
とから成る。ｕ相用駆動部３０ｕは、第１および第４の
スイッチング・トランジスタＱ1 およびＱ4 のベースに
オン・オフ信号を供給する。ｖ相用駆動部３０ｖは、第
３および第６のスイッチング・トランジスタＱ3 および
Ｑ6 のベースにオン・オフ信号を供給する。ｗ相用駆動
部３０ｗは第５および第２のスイッチング・トランジス
タＱ5 およびＱ2 のベースにオン・オフ信号を供給す
る。
って制御される。駆動回路３０は、電力逆変換器２０を
構成する第１乃至第６のスイッチイング・トランジスタ
Ｑ1〜Ｑ6 の各々のベースにオン・オフ信号を供給す
る。詳細に説明すると、駆動回路３０は、ｕ相用駆動部
３０ｕと、ｖ相用駆動部３０ｖと、ｗ相用駆動部３０ｗ
とから成る。ｕ相用駆動部３０ｕは、第１および第４の
スイッチング・トランジスタＱ1 およびＱ4 のベースに
オン・オフ信号を供給する。ｖ相用駆動部３０ｖは、第
３および第６のスイッチング・トランジスタＱ3 および
Ｑ6 のベースにオン・オフ信号を供給する。ｗ相用駆動
部３０ｗは第５および第２のスイッチング・トランジス
タＱ5 およびＱ2 のベースにオン・オフ信号を供給す
る。
【００１１】駆動回路３０は、デッドタイム生成回路４
０に接続されている。デッドタイム生成回路４０は電力
逆変換器２０の各相で直列に接続された２つのスイッチ
ング・トランジスタが同時にオンすることによって直流
電源短絡を引き起こし、スイッチング・トランジスタが
破壊することを防止するためのものである。
０に接続されている。デッドタイム生成回路４０は電力
逆変換器２０の各相で直列に接続された２つのスイッチ
ング・トランジスタが同時にオンすることによって直流
電源短絡を引き起こし、スイッチング・トランジスタが
破壊することを防止するためのものである。
【００１２】デッドタイム生成回路４０は、ｕ相用デッ
ドタイム生成部４０ｕと、ｖ相用デッドタイム生成部４
０ｖと、ｗ相用デッドタイム生成部４０ｗとから成る。
ｕ相用デッドタイム生成部４０ｕは第１および第４のス
イッチング・トランジスタＱ1 およびＱ4 が同時にオン
するのを防止するためのものである。ｖ相用デッドタイ
ム生成部４０ｖは、第３および第６のスイッチング・ト
ランジスタＱ3 およびＱ6 が同時にオンするのを防止す
るためのものである。ｗ相用デッドタイム生成部４０ｗ
は、第５および第２のスイッチング・トランジスタＱ5
およびＱ2 が同時にオンするのを防止するためのもので
ある。
ドタイム生成部４０ｕと、ｖ相用デッドタイム生成部４
０ｖと、ｗ相用デッドタイム生成部４０ｗとから成る。
ｕ相用デッドタイム生成部４０ｕは第１および第４のス
イッチング・トランジスタＱ1 およびＱ4 が同時にオン
するのを防止するためのものである。ｖ相用デッドタイ
ム生成部４０ｖは、第３および第６のスイッチング・ト
ランジスタＱ3 およびＱ6 が同時にオンするのを防止す
るためのものである。ｗ相用デッドタイム生成部４０ｗ
は、第５および第２のスイッチング・トランジスタＱ5
およびＱ2 が同時にオンするのを防止するためのもので
ある。
【００１３】デッドタイム生成回路４０には、ＰＷＭ変
調回路５０からＰＷＭ変調信号が供給される。ＰＷＭ変
調回路５０には、ｕ相，ｖ相，およびｗ相電圧指令信号
ｖu ＊，ｖv ＊，およびｖw ＊が供給される。ｕ相およ
びｖ相電圧指令信号ｖu ＊およびｖv ＊は、図示しない
電圧指令発生回路から供給される。ｗ相電圧指令信号ｖ
w ＊はｕ相電圧指令信号ｖu ＊の符号反転信号−ｖu ＊
とｖ相電圧指令信号ｖv ＊符号反転信号−ｖv ＊とを加
算するｗ相指令用加算器６０ｗから供給される。
調回路５０からＰＷＭ変調信号が供給される。ＰＷＭ変
調回路５０には、ｕ相，ｖ相，およびｗ相電圧指令信号
ｖu ＊，ｖv ＊，およびｖw ＊が供給される。ｕ相およ
びｖ相電圧指令信号ｖu ＊およびｖv ＊は、図示しない
電圧指令発生回路から供給される。ｗ相電圧指令信号ｖ
w ＊はｕ相電圧指令信号ｖu ＊の符号反転信号−ｖu ＊
とｖ相電圧指令信号ｖv ＊符号反転信号−ｖv ＊とを加
算するｗ相指令用加算器６０ｗから供給される。
【００１４】また、ＰＷＭ変調回路５０には三角波発生
回路７０から三角波信号（キャリア）ｖc が供給され
る。三角波発生回路７０から発生される三角波信号ｖc
は、振幅がＶc で、三角波周波数がｆc の信号である。
回路７０から三角波信号（キャリア）ｖc が供給され
る。三角波発生回路７０から発生される三角波信号ｖc
は、振幅がＶc で、三角波周波数がｆc の信号である。
【００１５】ＰＷＭ変調回路５０は、ｕ相、ｖ相、およ
びｗ相用変調部５０ｕ，５０ｖ，および５０ｗを有す
る。ｕ相用変調部５０ｕは、ｕ相電圧指令信号ｖu ＊か
ら三角波信号ｖc を減算するｕ相用減算器と、このｕ相
用減算器の減算結果をｕ相用ＰＷＭ変調信号として出力
するｕ相用ヒステリシスコンパレータとから成る。同様
に、ｖ相用変調部５０ｖは、ｖ相電圧指令信号ｖv ＊か
ら三角波信号ｖc を減算するｖ相用減算器と、このｖ相
用減算器の減算結果をｖ相用ＰＷＭ変調信号として出力
するｖ相用ヒステリシスコンパレータとから成る。ｗ相
用変調部５０ｗは、ｗ相電圧指令信号ｖw ＊から三角波
信号ｖc を減算するｗ相用減算器と、このｗ相用減算器
の減算結果をｗ相用ＰＷＭ変調信号として出力するｗ相
用ヒステリシスコンパレータとから成る。
びｗ相用変調部５０ｕ，５０ｖ，および５０ｗを有す
る。ｕ相用変調部５０ｕは、ｕ相電圧指令信号ｖu ＊か
ら三角波信号ｖc を減算するｕ相用減算器と、このｕ相
用減算器の減算結果をｕ相用ＰＷＭ変調信号として出力
するｕ相用ヒステリシスコンパレータとから成る。同様
に、ｖ相用変調部５０ｖは、ｖ相電圧指令信号ｖv ＊か
ら三角波信号ｖc を減算するｖ相用減算器と、このｖ相
用減算器の減算結果をｖ相用ＰＷＭ変調信号として出力
するｖ相用ヒステリシスコンパレータとから成る。ｗ相
用変調部５０ｗは、ｗ相電圧指令信号ｖw ＊から三角波
信号ｖc を減算するｗ相用減算器と、このｗ相用減算器
の減算結果をｗ相用ＰＷＭ変調信号として出力するｗ相
用ヒステリシスコンパレータとから成る。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】このように、従来の電
圧形インバータ装置では、デッドタイム生成回路４０に
おいて、上下アームの直流短絡を防止するために、デッ
ドタイム（短絡防止時間）ｔd を設けている。このた
め、従来の電圧形インバータ装置は、電力逆変換器２０
の出力電圧に歪みを生じ、誘導電動機Ｍに流れる電流も
歪んでしまう。以下、デッドタイムｔd を設ける理由
と、その影響について説明する。
圧形インバータ装置では、デッドタイム生成回路４０に
おいて、上下アームの直流短絡を防止するために、デッ
ドタイム（短絡防止時間）ｔd を設けている。このた
め、従来の電圧形インバータ装置は、電力逆変換器２０
の出力電圧に歪みを生じ、誘導電動機Ｍに流れる電流も
歪んでしまう。以下、デッドタイムｔd を設ける理由
と、その影響について説明する。
【００１７】図４にその様子を示す。ｕ相、ｖ相、およ
びｗ相の各相に関して、同様であるので、ここでは、ｕ
相についてのみ説明する。
びｗ相の各相に関して、同様であるので、ここでは、ｕ
相についてのみ説明する。
【００１８】短絡防止時間ｔd は、スイッチング・トラ
ンジスタのオン信号を遅らせるように設けてある。短絡
防止時間ｔd の期間は、第１および第４のスイッチング
・トランジスタＱ1 およびＱ4 の両方がオフしているの
で、誘導電動機Ｍの電流はフリーホイーリング・ダイオ
ードＤ1 およびＤ4 に流れる。実際には、スイッチング
・トランジスタのスイッチング遅れを考慮する必要があ
るが、ここでは無視する。電流が正のときには直流電源
の負側に接続されたフリーホイーリング・ダイオードＤ
4 が導通するので、インバータ出力電圧ｖuNは−Ｅd ／
２になる。逆に負のときには直流電源の正側に接続され
たフリーホイーリング・ダイオードＤ1が導通するの
で、インバータ出力電圧ｖuNはＥd ／２になる。なお、
短絡防止時間中、偶然にも電流が０になることもある。
この場合の出力電圧はモータ端子に誘起している電圧が
表れる。
ンジスタのオン信号を遅らせるように設けてある。短絡
防止時間ｔd の期間は、第１および第４のスイッチング
・トランジスタＱ1 およびＱ4 の両方がオフしているの
で、誘導電動機Ｍの電流はフリーホイーリング・ダイオ
ードＤ1 およびＤ4 に流れる。実際には、スイッチング
・トランジスタのスイッチング遅れを考慮する必要があ
るが、ここでは無視する。電流が正のときには直流電源
の負側に接続されたフリーホイーリング・ダイオードＤ
4 が導通するので、インバータ出力電圧ｖuNは−Ｅd ／
２になる。逆に負のときには直流電源の正側に接続され
たフリーホイーリング・ダイオードＤ1が導通するの
で、インバータ出力電圧ｖuNはＥd ／２になる。なお、
短絡防止時間中、偶然にも電流が０になることもある。
この場合の出力電圧はモータ端子に誘起している電圧が
表れる。
【００１９】図５は短絡防止時間ｔd の影響を１周期に
わたってみたものである。実際のインバータ出力電圧ｖ
uNは短絡防止時間ｔd の影響によって生じる出力電流と
逆方向で、短絡防止時間ｔd の幅を持つｖuN成分と理想
的なｖuN成分の加算として得られる。短絡防止時間ｔd
により生じるｖuN成分は近似的に方形波電圧とみなすこ
とができる。その振幅ΔＶは、下記の数式１で表され、
位相は出力電流と逆位相である。
わたってみたものである。実際のインバータ出力電圧ｖ
uNは短絡防止時間ｔd の影響によって生じる出力電流と
逆方向で、短絡防止時間ｔd の幅を持つｖuN成分と理想
的なｖuN成分の加算として得られる。短絡防止時間ｔd
により生じるｖuN成分は近似的に方形波電圧とみなすこ
とができる。その振幅ΔＶは、下記の数式１で表され、
位相は出力電流と逆位相である。
【００２０】
【数１】
【００２１】普通、短絡防止時間ｔd や三角波周波数ｆ
c は一定値であるから振幅ΔＶも一定値である。スイッ
チング・トランジスタとしてバイポーラ・トランジスタ
を使用するとして、短絡防止時間ｔd ＝１５μｓ，三角
波周波数ｆc ＝３ｋＨｚとすると、電源電圧Ｅd ＝２８
０Ｖのとき、振幅ΔＶは１２．６Ｖになる。
c は一定値であるから振幅ΔＶも一定値である。スイッ
チング・トランジスタとしてバイポーラ・トランジスタ
を使用するとして、短絡防止時間ｔd ＝１５μｓ，三角
波周波数ｆc ＝３ｋＨｚとすると、電源電圧Ｅd ＝２８
０Ｖのとき、振幅ΔＶは１２．６Ｖになる。
【００２２】次に、パワー素子であるスイッチング・ト
ランジスタの損失電圧による出力電圧に与える影響につ
いて説明する。ここで、パワー素子がＩＧＢＴ（端子バ
イポーラＭＯＳ複合半導体素子）である場合について説
明する。また、使用する符号を下記の表１で示す。
ランジスタの損失電圧による出力電圧に与える影響につ
いて説明する。ここで、パワー素子がＩＧＢＴ（端子バ
イポーラＭＯＳ複合半導体素子）である場合について説
明する。また、使用する符号を下記の表１で示す。
【００２３】
【表１】
【００２４】以上のような条件のもとで、ＩＧＢＴ損失
電圧（順電圧Ｖｆ，エミッタ・コレクタ電圧Ｖｃｅ（ｓ
ａｔ））の平均出力電圧に与える影響を考察する。
電圧（順電圧Ｖｆ，エミッタ・コレクタ電圧Ｖｃｅ（ｓ
ａｔ））の平均出力電圧に与える影響を考察する。
【００２５】１）転流方向正（電流出力）時 図６より転流方向正の時の平均出力電圧Ｖａｖｒは、下
記の数式２のように表現される。
記の数式２のように表現される。
【００２６】
【数２】
【００２７】２）転流方向負（電流入力）時 図７より転流方向負の時の平均出力電圧Ｖａｖｒは、下
記の数式３のように表現される。
記の数式３のように表現される。
【００２８】
【数３】
【００２９】以上より、転流方向によりＩＧＢＴ損失電
圧による誤差電圧の方向が変わることがわかる。
圧による誤差電圧の方向が変わることがわかる。
【００３０】又、図８にパワー素子の特性例を示す。こ
の図８から、パワー素子に流れる電流、ダイオードに流
れる電流により、エミッタ・コレクタ電圧Ｖce、順電圧
Ｖfの大きさが変わることが分かる。
の図８から、パワー素子に流れる電流、ダイオードに流
れる電流により、エミッタ・コレクタ電圧Ｖce、順電圧
Ｖfの大きさが変わることが分かる。
【００３１】図２（ａ）に、電圧形インバータ装置に何
の補償も加えずに、モータを駆動した時の電流波形を示
す。デッドタイム及びパワー素子の損失電圧の影響で、
正常な電圧がインバータ出力電圧がモータに印加され
ず、電流波形の歪む様子がわかる。この影響により、モ
ータ低速回転時に、モータにトルクリップルが生じた
り、不安定現象を生じたりする。
の補償も加えずに、モータを駆動した時の電流波形を示
す。デッドタイム及びパワー素子の損失電圧の影響で、
正常な電圧がインバータ出力電圧がモータに印加され
ず、電流波形の歪む様子がわかる。この影響により、モ
ータ低速回転時に、モータにトルクリップルが生じた
り、不安定現象を生じたりする。
【００３２】したがって、本発明の目的は、負荷に正弦
波に近い電流を流すことが出来るインバータ出力電圧補
正装置を提供することにある。
波に近い電流を流すことが出来るインバータ出力電圧補
正装置を提供することにある。
【００３３】本発明の他の目的は、デッドタイムの補償
とパワー素子の損失電圧の補償を行えるインバータ出力
電圧補正装置を提供することにある。
とパワー素子の損失電圧の補償を行えるインバータ出力
電圧補正装置を提供することにある。
【００３４】
【課題を解決するための手段】本発明による電圧形イン
バータ装置は、オン・オフ信号に応答して、直流入力電
圧を直列接続された対のパワー素子を交互にオン・オフ
させてＰＷＭ出力電圧を出力するパワースイッチング回
路と、電圧指令信号を発生する電圧指令発生回路と、キ
ャリア信号で電圧指令信号をＰＷＭ変調して、ＰＷＭ変
調信号を出力するＰＷＭ変調回路と、ＰＷＭ変調信号に
対のパワー素子が同時にオンするのを防止するためのデ
ッドタイムを設けるデッドタイム生成回路と、このデッ
ドタイムが設けられたＰＷＭ変調信号に応答して、オン
・オフ信号をパワースイッチング回路へ供給する駆動回
路とを有する電圧形インバータ装置に於いて、ＰＷＭ出
力電圧パルス幅を検出して、デッドタイムによる出力電
圧誤差を補償するための誤差電圧を演算し、この誤差電
圧を表す誤差電圧信号を出力するデッドタイム補償手段
と、パワースイッチング回路から負荷に流れる電流を検
出して、パワー素子による損失電圧を補償するための損
失電圧を演算し、この損失電圧を表す損失電圧信号を出
力するパワー素子損失電圧補償手段と、電圧指令信号に
誤差電圧信号と損失電圧信号とを加算して、補正した電
圧指令信号をＰＷＭ変調回路に供給する補正手段とを有
することを特徴とする。
バータ装置は、オン・オフ信号に応答して、直流入力電
圧を直列接続された対のパワー素子を交互にオン・オフ
させてＰＷＭ出力電圧を出力するパワースイッチング回
路と、電圧指令信号を発生する電圧指令発生回路と、キ
ャリア信号で電圧指令信号をＰＷＭ変調して、ＰＷＭ変
調信号を出力するＰＷＭ変調回路と、ＰＷＭ変調信号に
対のパワー素子が同時にオンするのを防止するためのデ
ッドタイムを設けるデッドタイム生成回路と、このデッ
ドタイムが設けられたＰＷＭ変調信号に応答して、オン
・オフ信号をパワースイッチング回路へ供給する駆動回
路とを有する電圧形インバータ装置に於いて、ＰＷＭ出
力電圧パルス幅を検出して、デッドタイムによる出力電
圧誤差を補償するための誤差電圧を演算し、この誤差電
圧を表す誤差電圧信号を出力するデッドタイム補償手段
と、パワースイッチング回路から負荷に流れる電流を検
出して、パワー素子による損失電圧を補償するための損
失電圧を演算し、この損失電圧を表す損失電圧信号を出
力するパワー素子損失電圧補償手段と、電圧指令信号に
誤差電圧信号と損失電圧信号とを加算して、補正した電
圧指令信号をＰＷＭ変調回路に供給する補正手段とを有
することを特徴とする。
【００３５】上記電圧形インバータ装置において、デッ
ドタイム補償手段は、ＰＷＭ出力電圧のオン区間を電流
制限抵抗を介して検出して、オン電圧信号を出力するフ
ォトカプラと、オン電圧信号のオン時間を測定し、オン
時間信号を出力するオン時間測定回路と、補正した電圧
指令信号からオン時間信号を減算して、減算した信号を
出力する減算器と、この減算した信号をサンプル遅延し
て、サンプル遅延した信号を誤差電圧信号として出力す
るサンプル遅れ回路とを有することが望ましい。
ドタイム補償手段は、ＰＷＭ出力電圧のオン区間を電流
制限抵抗を介して検出して、オン電圧信号を出力するフ
ォトカプラと、オン電圧信号のオン時間を測定し、オン
時間信号を出力するオン時間測定回路と、補正した電圧
指令信号からオン時間信号を減算して、減算した信号を
出力する減算器と、この減算した信号をサンプル遅延し
て、サンプル遅延した信号を誤差電圧信号として出力す
るサンプル遅れ回路とを有することが望ましい。
【００３６】また、上記電圧形インバータ装置におい
て、パワー素子損失電圧補償手段は、負荷に流れる電流
を検出し、電流検出信号を出力する電流検出手段と、電
流検出信号からパワー素子による損失電圧を演算するパ
ワー素子損失電圧演算回路とを有することが好ましい。
て、パワー素子損失電圧補償手段は、負荷に流れる電流
を検出し、電流検出信号を出力する電流検出手段と、電
流検出信号からパワー素子による損失電圧を演算するパ
ワー素子損失電圧演算回路とを有することが好ましい。
【００３７】
【実施例】次に、本発明の実施例について図面を参照し
て説明する。図１に本発明の一実施例による電圧形イン
バータ装置のｕ相電圧制御部の構成を示す。ｖ相及びｗ
相電圧制御部は、ｕ相電圧制御部と同じ構成なので、そ
の説明は省略する。本実施例のｕ相電圧制御部では、後
述するように、デッドタイムの補償と、パワー素子の損
失電圧の補償をディジタル的方式で行っている。
て説明する。図１に本発明の一実施例による電圧形イン
バータ装置のｕ相電圧制御部の構成を示す。ｖ相及びｗ
相電圧制御部は、ｕ相電圧制御部と同じ構成なので、そ
の説明は省略する。本実施例のｕ相電圧制御部では、後
述するように、デッドタイムの補償と、パワー素子の損
失電圧の補償をディジタル的方式で行っている。
【００３８】本実施例のｕ相電圧制御部は、図３に示す
従来のものと同様に、ｕ相用逆変換部２０ｕと、ｕ相用
駆動部３０ｕと、ｕ相用デッドタイム生成部４０ｕと、
ｕ相用変調部５０ｕと、ｕ相用電圧指令発生回路６０ｕ
とを有すると共に、更に、デッドタイム補償回路８０
と、パワー素子損失電圧補償回路９０と、補正回路１０
０とを有する。
従来のものと同様に、ｕ相用逆変換部２０ｕと、ｕ相用
駆動部３０ｕと、ｕ相用デッドタイム生成部４０ｕと、
ｕ相用変調部５０ｕと、ｕ相用電圧指令発生回路６０ｕ
とを有すると共に、更に、デッドタイム補償回路８０
と、パワー素子損失電圧補償回路９０と、補正回路１０
０とを有する。
【００３９】デッドタイム補償回路８０は、ＰＷＭ出力
電圧パルス幅を検出して、デッドタイムによる出力電圧
誤差を補償するための誤差電圧を演算し、この誤差電圧
を表す誤差電圧信号を出力する。パワー素子損失電圧補
償回路９０は、パワースイッチング回路であるｕ相用逆
変換部２０ｕから負荷（誘導電動機）（図示せず）に流
れる電流を検出して、パワー素子による電圧損失を補償
するための損失電圧を演算し、この損失電圧を表す損失
電圧信号を出力する。補正回路１００は、ｕ相電圧指令
信号ｖu ＊に誤差電圧信号と損失電圧信号とを加算し
て、補正したｕ相電圧指令信号をｕ相変調部５０ｕに供
給する。補正回路１００は加算器から成る。
電圧パルス幅を検出して、デッドタイムによる出力電圧
誤差を補償するための誤差電圧を演算し、この誤差電圧
を表す誤差電圧信号を出力する。パワー素子損失電圧補
償回路９０は、パワースイッチング回路であるｕ相用逆
変換部２０ｕから負荷（誘導電動機）（図示せず）に流
れる電流を検出して、パワー素子による電圧損失を補償
するための損失電圧を演算し、この損失電圧を表す損失
電圧信号を出力する。補正回路１００は、ｕ相電圧指令
信号ｖu ＊に誤差電圧信号と損失電圧信号とを加算し
て、補正したｕ相電圧指令信号をｕ相変調部５０ｕに供
給する。補正回路１００は加算器から成る。
【００４０】デッドタイム補償回路８０は、ｕ相ＰＷＭ
出力電圧のオン区間を電流制限抵抗８１を介して検出し
て、ＰＷＭオン電圧信号を出力する高速フォトカプラ８
２と、ＰＷＭオン電圧信号のオン時間を測定し、ＰＷＭ
オン時間信号を出力するＰＷＭオン時間測定回路８３
と、補正したｕ相電圧指令信号からオン時間信号を減算
して、減算した信号を出力する減算器８４と、この減算
した信号をサンプル遅延して、サンプル遅延した信号を
誤差電圧信号として出力するサンプル遅れ回路８５とを
有する。
出力電圧のオン区間を電流制限抵抗８１を介して検出し
て、ＰＷＭオン電圧信号を出力する高速フォトカプラ８
２と、ＰＷＭオン電圧信号のオン時間を測定し、ＰＷＭ
オン時間信号を出力するＰＷＭオン時間測定回路８３
と、補正したｕ相電圧指令信号からオン時間信号を減算
して、減算した信号を出力する減算器８４と、この減算
した信号をサンプル遅延して、サンプル遅延した信号を
誤差電圧信号として出力するサンプル遅れ回路８５とを
有する。
【００４１】また、パワー素子損失電圧補償回路９０
は、負荷に流れる電流を検出し、電流検出信号を出力す
る電流検出部と、電流検出信号からパワー素子による損
失電圧を演算するパワー素子損失電圧演算回路９３とか
ら成る。電流検出部は、カレントセンサ９１と電流検出
回路９２とから成る。
は、負荷に流れる電流を検出し、電流検出信号を出力す
る電流検出部と、電流検出信号からパワー素子による損
失電圧を演算するパワー素子損失電圧演算回路９３とか
ら成る。電流検出部は、カレントセンサ９１と電流検出
回路９２とから成る。
【００４２】次に、本実施例のｕ相電圧制御部の動作に
ついて説明する。ｕ相用電圧指令発生回路６０ｕはｕ相
電圧指令信号ｖu ＊を発生する。補正回路（加算器）１
００は、ｕ相電圧指令信号ｖu ＊に誤差電圧信号と損失
電圧信号とを加算して、補正したｕ相電圧指令信号を出
力する。ｕ相用変調部５０ｕは、三角波信号（キャリア
信号）ｖc でｕ相電圧指令信号ｖu ＊をＰＷＭ変調し
て、ｕ相ＰＷＭ変調信号を出力する。ｕ相用デッドタイ
ム生成部４０ｕは、ｕ相ＰＷＭ変調信号に対のパワー素
子Ｑ1 およびＱ4 が同時にオンするのを防止するための
デッドタイムを設ける。ｕ相用駆動部３０ｕは、このデ
ッドタイムが設けられたｕ相ＰＷＭ変調信号に応答し
て、オン・オフ信号をｕ相用逆変換部（パワースイッチ
ング回路）２０ｕへ供給する。
ついて説明する。ｕ相用電圧指令発生回路６０ｕはｕ相
電圧指令信号ｖu ＊を発生する。補正回路（加算器）１
００は、ｕ相電圧指令信号ｖu ＊に誤差電圧信号と損失
電圧信号とを加算して、補正したｕ相電圧指令信号を出
力する。ｕ相用変調部５０ｕは、三角波信号（キャリア
信号）ｖc でｕ相電圧指令信号ｖu ＊をＰＷＭ変調し
て、ｕ相ＰＷＭ変調信号を出力する。ｕ相用デッドタイ
ム生成部４０ｕは、ｕ相ＰＷＭ変調信号に対のパワー素
子Ｑ1 およびＱ4 が同時にオンするのを防止するための
デッドタイムを設ける。ｕ相用駆動部３０ｕは、このデ
ッドタイムが設けられたｕ相ＰＷＭ変調信号に応答し
て、オン・オフ信号をｕ相用逆変換部（パワースイッチ
ング回路）２０ｕへ供給する。
【００４３】これにより、図示しない誘導電動機（負
荷）にｕ相ＰＷＭ出力電圧が印加される。ｕ相ＰＷＭ出
力電圧がオンの期間、電流制限抵抗８１を通して高速フ
ォトカプラ８２が駆動され、高速フォトカプラ８２はＰ
ＷＭオン電圧信号を出力する。このＰＷＭオン電圧信号
はＰＷＭオン時間測定回路８３に送られる。ＰＷＭオン
時間測定回路８３は、基準クロック発生回路やクロック
等で構成される。ＰＷＭオン時間測定回路８３は、誘導
電動機に印加されているＰＷＭ出力電圧の期間（パルス
幅）を測定して、ＰＷＭオン時間信号を出力する。減算
器８４は、ｕ相用変調部５０ｕに印加される補正したｕ
相電圧指令信号からオン時間信号を減算して、減算した
信号を出力する。この減算した信号はサンプル遅れ回路
８５を通して誤差電圧信号として補正回路１００に供給
される。
荷）にｕ相ＰＷＭ出力電圧が印加される。ｕ相ＰＷＭ出
力電圧がオンの期間、電流制限抵抗８１を通して高速フ
ォトカプラ８２が駆動され、高速フォトカプラ８２はＰ
ＷＭオン電圧信号を出力する。このＰＷＭオン電圧信号
はＰＷＭオン時間測定回路８３に送られる。ＰＷＭオン
時間測定回路８３は、基準クロック発生回路やクロック
等で構成される。ＰＷＭオン時間測定回路８３は、誘導
電動機に印加されているＰＷＭ出力電圧の期間（パルス
幅）を測定して、ＰＷＭオン時間信号を出力する。減算
器８４は、ｕ相用変調部５０ｕに印加される補正したｕ
相電圧指令信号からオン時間信号を減算して、減算した
信号を出力する。この減算した信号はサンプル遅れ回路
８５を通して誤差電圧信号として補正回路１００に供給
される。
【００４４】一方、誘導電動機に流れる電流は、カレン
トセンサ９１により検出され、電流検出回路９２を通し
てパワー素子損失電圧演算回路９３に送られる。パワー
素子損失電圧演算回路９３では、電流検出信号で表され
る電流値の大きさに基づいて、図８に示すパワー素子の
特性表に従って、順電圧Ｖf とエミッタ・コレクタ電圧
Ｖceとを演算して求める。また、パワー素子損失電圧演
算回路９３は、転流方向により損失電圧の方向を判断
し、上記数式２および３の右辺の最後の項に従って、パ
ワー素子の損失電圧を演算する。
トセンサ９１により検出され、電流検出回路９２を通し
てパワー素子損失電圧演算回路９３に送られる。パワー
素子損失電圧演算回路９３では、電流検出信号で表され
る電流値の大きさに基づいて、図８に示すパワー素子の
特性表に従って、順電圧Ｖf とエミッタ・コレクタ電圧
Ｖceとを演算して求める。また、パワー素子損失電圧演
算回路９３は、転流方向により損失電圧の方向を判断
し、上記数式２および３の右辺の最後の項に従って、パ
ワー素子の損失電圧を演算する。
【００４５】図２（ｂ）および（ｃ）に、それぞれ、デ
ッドタイム補償のみを行った場合と、デッドタイム補償
とパワー素子損失電圧補償の両方を行った場合の電流波
形を示す。図２（ｃ）から明らかなように、デッドタイ
ム補償とパワー素子損失電圧補償の両方を行うと、補償
なし（図２（ａ））やデッドタイム補償のみ（図２
（ｂ））の場合に比較して、電流波形が正弦波に近づい
ている様子が分かる。この結果、誘導電動機のトルクリ
ップルを低減し、不安定現象を解消することが出来る。
ッドタイム補償のみを行った場合と、デッドタイム補償
とパワー素子損失電圧補償の両方を行った場合の電流波
形を示す。図２（ｃ）から明らかなように、デッドタイ
ム補償とパワー素子損失電圧補償の両方を行うと、補償
なし（図２（ａ））やデッドタイム補償のみ（図２
（ｂ））の場合に比較して、電流波形が正弦波に近づい
ている様子が分かる。この結果、誘導電動機のトルクリ
ップルを低減し、不安定現象を解消することが出来る。
【００４６】尚、本発明では、パワースイッチング回路
を構成するパワー素子に関しては、トランジスタ、ＦＥ
Ｔ、ＩＧＢＴなどの種類を問わず、補償可能である。ま
た、上記実施例では、デッドタイムの補償とパワー素子
の損失電圧の補償をディジタル的方式で行っているが、
アナログ的方式で行っても良いのは勿論である。さら
に、本電圧形インバータ装置は、誘導電動機のような交
流電動機を駆動するためだけでなく、他の負荷にも使用
可能であるのは勿論である。
を構成するパワー素子に関しては、トランジスタ、ＦＥ
Ｔ、ＩＧＢＴなどの種類を問わず、補償可能である。ま
た、上記実施例では、デッドタイムの補償とパワー素子
の損失電圧の補償をディジタル的方式で行っているが、
アナログ的方式で行っても良いのは勿論である。さら
に、本電圧形インバータ装置は、誘導電動機のような交
流電動機を駆動するためだけでなく、他の負荷にも使用
可能であるのは勿論である。
【００４７】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、デッドタ
イム補償ばかりでなくパワー素子の損失電圧の補償をも
行っているので、負荷に流す電流の波形を正弦波に近づ
けることができる。この結果、負荷がモータの場合に
は、トルクリップルの低減と不安定現象の解消を行える
という利点がある。
イム補償ばかりでなくパワー素子の損失電圧の補償をも
行っているので、負荷に流す電流の波形を正弦波に近づ
けることができる。この結果、負荷がモータの場合に
は、トルクリップルの低減と不安定現象の解消を行える
という利点がある。
【図１】本発明の一実施例による電圧形インバータ装置
のｕ相電圧制御部の構成を示すブロック図である。
のｕ相電圧制御部の構成を示すブロック図である。
【図２】誘導電動機に流れる電流の波形を示す波形図
で、（ａ）は補償無し、（ｂ）はデッドタイム補償の
み、（ｃ）はデッドタイム補償＋パワー素子損失電圧補
償の場合をそれぞれ示す。
で、（ａ）は補償無し、（ｂ）はデッドタイム補償の
み、（ｃ）はデッドタイム補償＋パワー素子損失電圧補
償の場合をそれぞれ示す。
【図３】従来の電圧形インバータ装置の構成を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図４】デッドタイムの出力電圧に与える影響を説明す
るための図である。
るための図である。
【図５】デッドタイムの影響を１周期にわたってみた波
形図である。
形図である。
【図６】電流出力時のＩＧＢＴ損失電圧の影響を説明す
るための図である。
るための図である。
【図７】電流入力時のＩＧＢＴ損失電圧の影響を説明す
るための図である。
るための図である。
【図８】パワー素子の特性例を示す図である。
２０ｕ ｕ相用逆変換部 ３０ｕ ｕ相用駆動部 ４０ｕ ｕ相用デッドタイム生成部 ５０ｕ ｕ相用変調部 ６０ｕ ｕ相用電圧指令発生回路 ８０ デッドタイム補償回路 ８１ 電流制限抵抗 ８２ 高速フォトカプラ ８３ ＰＷＭオン時間測定回路 ８４ 減算器 ８５ サンプル遅れ回路 ９０ パワー素子損失電圧補償回路 ９１ カレントセンサ ９２ 電流検出回路 ９３ パワー素子損失電圧演算回路 １００ 補正回路
Claims (3)
- 【請求項１】 オン・オフ信号に応答して、直流入力電
圧を直列接続された対のパワー素子を交互にオン・オフ
させてＰＷＭ出力電圧を出力するパワースイッチング回
路と、電圧指令信号を発生する電圧指令発生回路と、キ
ャリア信号で前記電圧指令信号をＰＷＭ変調して、ＰＷ
Ｍ変調信号を出力するＰＷＭ変調回路と、前記ＰＷＭ変
調信号に前記対のパワー素子が同時にオンするのを防止
するためのデッドタイムを設けるデッドタイム生成回路
と、該デッドタイムが設けられた前記ＰＷＭ変調信号に
応答して、前記オン・オフ信号を前記パワースイッチン
グ回路へ供給する駆動回路とを有する電圧形インバータ
装置に於いて、 前記ＰＷＭ出力電圧パルス幅を検出して、前記デッドタ
イムによる出力電圧誤差を補償するための誤差電圧を演
算し、該誤差電圧を表す誤差電圧信号を出力するデッド
タイム補償手段と、 前記パワースイッチング回路から負荷に流れる電流を検
出して、前記パワー素子による損失電圧を補償するため
の損失電圧を演算し、該損失電圧を表す損失電圧信号を
出力するパワー素子損失電圧補償手段と、 前記電圧指令信号に前記誤差電圧信号と前記損失電圧信
号とを加算して、補正した電圧指令信号を前記ＰＷＭ変
調回路に供給する補正手段とを有することを特徴とする
電圧形インバータ装置。 - 【請求項２】 前記デッドタイム補償手段が、 前記ＰＷＭ出力電圧のオン区間を電流制限抵抗を介して
検出して、オン電圧信号を出力するフォトカプラと、 前記オン電圧信号のオン時間を測定し、オン時間信号を
出力するオン時間測定回路と、 前記補正した電圧指令信号から前記オン時間信号を減算
して、減算した信号を出力する減算器と、 該減算した信号をサンプル遅延して、サンプル遅延した
信号を前記誤差電圧信号として出力するサンプル遅れ回
路とを有することを特徴とする請求項１記載の電圧形イ
ンバータ装置。 - 【請求項３】 前記パワー素子損失電圧補償手段が、 前記負荷に流れる電流を検出し、電流検出信号を出力す
る電流検出手段と、 前記電流検出信号から前記パワー素子による前記損失電
圧を演算するパワー素子損失電圧演算回路とを有するこ
とを特徴とする請求項１記載の電圧形インバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4214038A JPH0670549A (ja) | 1992-08-11 | 1992-08-11 | 電圧形インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4214038A JPH0670549A (ja) | 1992-08-11 | 1992-08-11 | 電圧形インバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0670549A true JPH0670549A (ja) | 1994-03-11 |
Family
ID=16649250
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4214038A Withdrawn JPH0670549A (ja) | 1992-08-11 | 1992-08-11 | 電圧形インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0670549A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19808104B4 (de) * | 1996-11-28 | 2014-08-07 | Okuma Corp. | Wechselrichter-Steuerungsvorrichtung |
| JP2015216727A (ja) * | 2014-05-08 | 2015-12-03 | ダイキン工業株式会社 | モータ制御方法及びモータ制御装置 |
| CN109581221A (zh) * | 2019-01-23 | 2019-04-05 | 北斗航天汽车（北京）有限公司 | 一种pwm激励源永磁电机效率的精确测试方法 |
| CN117335682A (zh) * | 2023-12-02 | 2024-01-02 | 浙江艾罗网络能源技术股份有限公司 | 逆变器、逆变器控制方法及光伏储能系统 |
-
1992
- 1992-08-11 JP JP4214038A patent/JPH0670549A/ja not_active Withdrawn
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19808104B4 (de) * | 1996-11-28 | 2014-08-07 | Okuma Corp. | Wechselrichter-Steuerungsvorrichtung |
| JP2015216727A (ja) * | 2014-05-08 | 2015-12-03 | ダイキン工業株式会社 | モータ制御方法及びモータ制御装置 |
| CN109581221A (zh) * | 2019-01-23 | 2019-04-05 | 北斗航天汽车（北京）有限公司 | 一种pwm激励源永磁电机效率的精确测试方法 |
| CN117335682A (zh) * | 2023-12-02 | 2024-01-02 | 浙江艾罗网络能源技术股份有限公司 | 逆变器、逆变器控制方法及光伏储能系统 |
| CN117335682B (zh) * | 2023-12-02 | 2024-02-06 | 浙江艾罗网络能源技术股份有限公司 | 逆变器、逆变器控制方法及光伏储能系统 |
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