JPH02228262A - 三相電圧形インバータのｐｗｍ制御方式 - Google Patents
三相電圧形インバータのｐｗｍ制御方式Info
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- JPH02228262A JPH02228262A JP1048043A JP4804389A JPH02228262A JP H02228262 A JPH02228262 A JP H02228262A JP 1048043 A JP1048043 A JP 1048043A JP 4804389 A JP4804389 A JP 4804389A JP H02228262 A JPH02228262 A JP H02228262A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は三相電圧形インバータのＰＷＭ（パルス幅変調
）制御方式にかかり、詳しくは、いわゆる空間ベクトル
ＰＷＭ制御方式において、インバ−夕の出力電流リプル
を低減させるようにしたＰＷＭ制御方式に関する。
）制御方式にかかり、詳しくは、いわゆる空間ベクトル
ＰＷＭ制御方式において、インバ−夕の出力電流リプル
を低減させるようにしたＰＷＭ制御方式に関する。
（従来の技術）
従来、三相電圧形インバータのＰＷＭ制御方式として、
空間ベクトルの考えに基づいたいわゆる空間ベクトルＰ
ＷＭ制御方式が知られており、この制御方式は、例えば
“Ｄｅｓｉｇｎ Ａｎｄ ＥｘｐｅｒｉｍｅｎｔＲｅｓ
ｕｌｔｓ Ｏｆ Ａ Ｂｒｕｓｈｌｅｓｓ ＡＣ５ｅｒ
ｖｏ−Ｄｒｉｖｅ”（Ｇ。
空間ベクトルの考えに基づいたいわゆる空間ベクトルＰ
ＷＭ制御方式が知られており、この制御方式は、例えば
“Ｄｅｓｉｇｎ Ａｎｄ ＥｘｐｅｒｉｍｅｎｔＲｅｓ
ｕｌｔｓ Ｏｆ Ａ Ｂｒｕｓｈｌｅｓｓ ＡＣ５ｅｒ
ｖｏ−Ｄｒｉｖｅ”（Ｇ。
Ｐｆａｆｆ、ａｔ ａｌ、ＩＡＳ８２：２８Ｄ ）等に
紹介されている。
紹介されている。
その内容を第３図及び第４図を参照して略述する。まず
、第３図は三相電圧形インバータの主回路を示すもので
、同図においてＩＮＶはインＡ −タであり、＋、１．
ｖ、ｗ各相の上下アームを構成するスイッチング素子と
してのトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ、及び還流ダイオード
Ｄ０〜Ｄ６を備えてｂする。また、Ｅｄは直流型＠、Ｉ
Ｍは負荷としての誘導電動機をそれぞれ示している。
、第３図は三相電圧形インバータの主回路を示すもので
、同図においてＩＮＶはインＡ −タであり、＋、１．
ｖ、ｗ各相の上下アームを構成するスイッチング素子と
してのトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ、及び還流ダイオード
Ｄ０〜Ｄ６を備えてｂする。また、Ｅｄは直流型＠、Ｉ
Ｍは負荷としての誘導電動機をそれぞれ示している。
このようなインバータの各組上下アームを構成するトラ
ンジスタＴｒ、〜Ｔｒ、のスイッチングノ（ターンは全
部で８ （＝ ２３）種類あり、各スイッチングパター
ンに応じて第４図に示すような離散的な８種類の電圧ベ
クトル■。〜Ｖ、（π／ ３ （ｒａｄ）ずつ位相が異
なる電圧ベクトル■、〜ｖ６及び零電圧ベクトルＶ、、
Ｖ、）が考えられる。いま、第４図においてインバータ
が任意の電圧ベクトル（例えば電圧ベクトルｖ勺を出力
する場合には、前記８種類の電圧ベクトル■。〜■７の
うち目標出力電圧ベクトル■１に隣合う２つの電圧ベク
トルＶ８．Ｖ。
ンジスタＴｒ、〜Ｔｒ、のスイッチングノ（ターンは全
部で８ （＝ ２３）種類あり、各スイッチングパター
ンに応じて第４図に示すような離散的な８種類の電圧ベ
クトル■。〜Ｖ、（π／ ３ （ｒａｄ）ずつ位相が異
なる電圧ベクトル■、〜ｖ６及び零電圧ベクトルＶ、、
Ｖ、）が考えられる。いま、第４図においてインバータ
が任意の電圧ベクトル（例えば電圧ベクトルｖ勺を出力
する場合には、前記８種類の電圧ベクトル■。〜■７の
うち目標出力電圧ベクトル■１に隣合う２つの電圧ベク
トルＶ８．Ｖ。
と零電圧ベクトル■。、■７とを一定期間内で時分割し
て選択する。すなわち、これらの選択された電圧ベクト
ル■□、Ｖ、、Ｖ。、■７を時分割で出力するようにス
イッチングパターンを決めることにより、目標出力電圧
ベクトルｖＩＩに相当する電圧をインバータから出力さ
せるものである。なお、第４図において、１〜■は目標
出力電圧ベクトルｖ１１が属する領域を示している。
て選択する。すなわち、これらの選択された電圧ベクト
ル■□、Ｖ、、Ｖ。、■７を時分割で出力するようにス
イッチングパターンを決めることにより、目標出力電圧
ベクトルｖＩＩに相当する電圧をインバータから出力さ
せるものである。なお、第４図において、１〜■は目標
出力電圧ベクトルｖ１１が属する領域を示している。
このような空間ベクトルＰＷＭ制御方式において、第５
図に示す如く目標出力電圧ベクトル■１に隣合う２つの
電圧ベクトルＶ工、■３のうち一方（例えば■３）から
の目標出力電圧ベクトルｖ１１の相対角度をψとすると
、１サンプリング期間Ｔｓ内の前記電圧ベクトルＶ３．
Ｖ１の出力時間Ｔ ａ ｇ Ｔ ｂ及び零電圧ベクトル
■。、Ｖ７の合計出力時間Ｔ、は。
図に示す如く目標出力電圧ベクトル■１に隣合う２つの
電圧ベクトルＶ工、■３のうち一方（例えば■３）から
の目標出力電圧ベクトルｖ１１の相対角度をψとすると
、１サンプリング期間Ｔｓ内の前記電圧ベクトルＶ３．
Ｖ１の出力時間Ｔ ａ ｇ Ｔ ｂ及び零電圧ベクトル
■。、Ｖ７の合計出力時間Ｔ、は。
次式によって一義的に求めることができる。
Ｔ、＝Ｔｓ−（Ｔａ＋Ｔｂ） ・・・・・・（３
）ここで、Ｅｄは直流電源電圧を示す。
）ここで、Ｅｄは直流電源電圧を示す。
従来においては、第６図に示すように上記Ｔ ａ ＨＴ
ｂに従って電圧ベクトルＶ、、Ｖ１を出力すると共に、
零電圧ベクトルＶ、、Ｖ７の各出力時間Ｔ０１゜Ｔｌ１
２に関しては、目標出力電圧ベクトル■１の大きさや位
相に拘りなく合計出力時間Ｔ０を単に二等分したＴｌ１
１＝Ｔ、□＝’ｒｅ／２として制御を行うのが一般的で
あった。
ｂに従って電圧ベクトルＶ、、Ｖ１を出力すると共に、
零電圧ベクトルＶ、、Ｖ７の各出力時間Ｔ０１゜Ｔｌ１
２に関しては、目標出力電圧ベクトル■１の大きさや位
相に拘りなく合計出力時間Ｔ０を単に二等分したＴｌ１
１＝Ｔ、□＝’ｒｅ／２として制御を行うのが一般的で
あった。
（発明が解決しようとする課題）
上述した制御方式によると、目標出力電圧ベクトルＶ″
に応じて各電圧ベクトルの出力時間が一義的に定まる。
に応じて各電圧ベクトルの出力時間が一義的に定まる。
しかるに、スイッチングパターンの時間配分によっては
、同一の目標出力電圧ベクトルｖ１′を出力するときで
も電流リプルをより小さくできる場合が存在するにも拘
らず、従来ではスイッチングパターンの時間配分が一定
であるために電流リプルをある値以下にすることができ
なかった。このため、電流リプルに起因するトルクリプ
ルや電磁騒音等が大きな問題となっていた。
、同一の目標出力電圧ベクトルｖ１′を出力するときで
も電流リプルをより小さくできる場合が存在するにも拘
らず、従来ではスイッチングパターンの時間配分が一定
であるために電流リプルをある値以下にすることができ
なかった。このため、電流リプルに起因するトルクリプ
ルや電磁騒音等が大きな問題となっていた。
本発明は上記問題点を解決するために提案されたもので
、その目的とするところは、１サンプリング期間内の２
つの零電圧ベクトルの出力時間の配分比を変えることに
より、電流リプルを低減し、トルクリプルや電磁騒音等
を解消するようにした三相電圧形インバータのＰＷＭ制
御方式を提供することにある。
、その目的とするところは、１サンプリング期間内の２
つの零電圧ベクトルの出力時間の配分比を変えることに
より、電流リプルを低減し、トルクリプルや電磁騒音等
を解消するようにした三相電圧形インバータのＰＷＭ制
御方式を提供することにある。
（課題を解決するための手段）
上記目的を達成するため、本発明は、三相電圧形インバ
ータの空間ベクトルＰＷＭ制御方式において、目標出力
電圧ベクトルの大きさと、この目標出力電圧ベクトルに
隣合う２つの電圧ベクトルの一方を基準とした目標出力
電圧ベクトルの相対角度とに応じて、１サンブリジグ期
間における２つの零電圧ベクトルの出力時間の配分比を
可変としたことを２／３とする。
ータの空間ベクトルＰＷＭ制御方式において、目標出力
電圧ベクトルの大きさと、この目標出力電圧ベクトルに
隣合う２つの電圧ベクトルの一方を基準とした目標出力
電圧ベクトルの相対角度とに応じて、１サンブリジグ期
間における２つの零電圧ベクトルの出力時間の配分比を
可変としたことを２／３とする。
（作用）
本発明によれば、目標出力電圧ベクトルに応じて２つの
零電圧ベクトルの出力時間の配分比を変えることにより
、その配分比の選び方によっては電流リプルを最小にす
ることができる。
零電圧ベクトルの出力時間の配分比を変えることにより
、その配分比の選び方によっては電流リプルを最小にす
ることができる。
（実施例）
以下、図に沿って本発明の詳細な説明する。
第１図は１本発明の第１実施例を説明するためのもので
、第４図に示した電圧ベクトル図の領域■に対応してい
る。この第１図は、目標出力電圧ベクトル■８の大きさ
ＩＶ”ｌと、この電圧ベクトル■８に隣合う２つの電圧
ベクトルＶ１．Ｖ、のうち一方を基準とした目標出力電
圧ベクトル■１の相対角度ψとにより、１サンプリング
期間Ｔｓにおける２つの零電圧ベクトル■。、■７の合
計出力時間Ｔ０内で、各零電圧ベクトルＶ、、Ｖ、の出
力時間をどのように配分するかを示している。
、第４図に示した電圧ベクトル図の領域■に対応してい
る。この第１図は、目標出力電圧ベクトル■８の大きさ
ＩＶ”ｌと、この電圧ベクトル■８に隣合う２つの電圧
ベクトルＶ１．Ｖ、のうち一方を基準とした目標出力電
圧ベクトル■１の相対角度ψとにより、１サンプリング
期間Ｔｓにおける２つの零電圧ベクトル■。、■７の合
計出力時間Ｔ０内で、各零電圧ベクトルＶ、、Ｖ、の出
力時間をどのように配分するかを示している。
すなわち、第１図は、領域Ｉに含まれる多数の目標出力
電圧ベクトル■１に対して、電流リプルを最小にするよ
うな零電圧ベクトルＶ、、Ｖ、の出力時間の配分比ｋを
に＝Ｔｏｚ／Ｔａ（Ｔ＠ｌは零電圧ベクトル■。の出力
時間）として求め、これらの配分比ｋが等しい目標出力
電圧ベクトルｖ１１の先端を等配分比線図として結んだ
ものである１例えば。
電圧ベクトル■１に対して、電流リプルを最小にするよ
うな零電圧ベクトルＶ、、Ｖ、の出力時間の配分比ｋを
に＝Ｔｏｚ／Ｔａ（Ｔ＠ｌは零電圧ベクトル■。の出力
時間）として求め、これらの配分比ｋが等しい目標出力
電圧ベクトルｖ１１の先端を等配分比線図として結んだ
ものである１例えば。
目標出力電圧ベクトルが第１図に示すように■＾８であ
る場合、 ｋ＝０．５２５すなわちＴ−１＝０．５２５
Ｔ、。
る場合、 ｋ＝０．５２５すなわちＴ−１＝０．５２５
Ｔ、。
Ｔｌ１ｇ ＝０．４７５Ｔ−（Ｔａｇは零電圧ベクトル
■７の出力時間）の時間比で各零電圧ベクトルＶ、、Ｖ
、を出力することにより、出力電流リプルを最小にする
ことができる。この時、目標出力電圧ベクトルｖＡ１１
に隣合う電圧ベクトルＶ、、Ｖ、の出力時間は、従来と
同様に前記（１）、（２）式によって求められる。
■７の出力時間）の時間比で各零電圧ベクトルＶ、、Ｖ
、を出力することにより、出力電流リプルを最小にする
ことができる。この時、目標出力電圧ベクトルｖＡ１１
に隣合う電圧ベクトルＶ、、Ｖ、の出力時間は、従来と
同様に前記（１）、（２）式によって求められる。
次に、第２図は本発明の第２実施例を説明するためのも
のであり、この実施例は、目標出力電圧ベクトル■１の
相対角度すが、領域■内でψ＝π／ ６ ［ｒａｄｌを
境とした二領域のどちら側にあるかによって２つの零電
圧ベクトルＶ、、Ｖ、のうち何れか一方の零電圧ベクト
ルのみを用いるように配分比ｋを決めたものである。こ
の実施例では１例えば目標出力電圧ベクトルがＶＢ”で
ある場合にはに＝ｏ、すなわち零電圧ベクトル■７のみ
を使用し、目標出力電圧ベクトルがＶｃ”である場合に
はに＝１、すなわち零電圧ベクトルＶ。のみを使用する
こととしている。
のであり、この実施例は、目標出力電圧ベクトル■１の
相対角度すが、領域■内でψ＝π／ ６ ［ｒａｄｌを
境とした二領域のどちら側にあるかによって２つの零電
圧ベクトルＶ、、Ｖ、のうち何れか一方の零電圧ベクト
ルのみを用いるように配分比ｋを決めたものである。こ
の実施例では１例えば目標出力電圧ベクトルがＶＢ”で
ある場合にはに＝ｏ、すなわち零電圧ベクトル■７のみ
を使用し、目標出力電圧ベクトルがＶｃ”である場合に
はに＝１、すなわち零電圧ベクトルＶ。のみを使用する
こととしている。
これによると、第１実施例のように２つの零電圧ベクト
ル■。、ｖ７を使用する場合に比べて、１サンプリング
期間Ｔｓ内に時分割で選択される電圧ベクトルがＶ、、
Ｖ、及び１つの零電圧ベクトルｖ７または■。の３つと
なり、その結果、第１実施例に比べてインバータのスイ
ッチング回数が２／３となる。これは、インバータを構
成するスイッチング素子のスイッチング損失が２／３に
なることを意味しており、かかるスイッチング損失を２
つの零電圧ベクトル■。、ｖ７を使用する場合と同程度
まで許容するならば、各スイッチングパターンをするサ
ンプリング期間Ｔｓを２／３にすることができる。
ル■。、ｖ７を使用する場合に比べて、１サンプリング
期間Ｔｓ内に時分割で選択される電圧ベクトルがＶ、、
Ｖ、及び１つの零電圧ベクトルｖ７または■。の３つと
なり、その結果、第１実施例に比べてインバータのスイ
ッチング回数が２／３となる。これは、インバータを構
成するスイッチング素子のスイッチング損失が２／３に
なることを意味しており、かかるスイッチング損失を２
つの零電圧ベクトル■。、ｖ７を使用する場合と同程度
まで許容するならば、各スイッチングパターンをするサ
ンプリング期間Ｔｓを２／３にすることができる。
ここで上記サンプリング期間Ｔｓは、いわゆる三角波比
較方式によるＰＷＭ制御のキャリア周波数Ｔｃの１／２
に相当しており、上述の如くサンプリング期間Ｔｓを２
／３にできることは、キャリア周波数Ｔｃを１．５倍に
できることと等価であって出力電流リプルの一層の低減
が可能となる。
較方式によるＰＷＭ制御のキャリア周波数Ｔｃの１／２
に相当しており、上述の如くサンプリング期間Ｔｓを２
／３にできることは、キャリア周波数Ｔｃを１．５倍に
できることと等価であって出力電流リプルの一層の低減
が可能となる。
なお、上記各実施例では、目標出力電圧ベクトル■３が
領域Ｉに存在する場合を説明したが、他の領域■〜■に
ついても同様に考えることができる。
領域Ｉに存在する場合を説明したが、他の領域■〜■に
ついても同様に考えることができる。
（発明の効果）
以上のように本発明によれば、インバータの目標出力電
圧ベクトルの大きさ及び相対角度に応じて１サンプリン
グ期間内における零電圧ベクトルの出力時間の配分比を
変えるようにしたので、出力電流リプルを大幅に低減す
ることができ、併せてトルクリプルや電磁騒音も解消す
ることができるという効果がある。
圧ベクトルの大きさ及び相対角度に応じて１サンプリン
グ期間内における零電圧ベクトルの出力時間の配分比を
変えるようにしたので、出力電流リプルを大幅に低減す
ることができ、併せてトルクリプルや電磁騒音も解消す
ることができるという効果がある。
第１図は本発明の第１実施例を説明するための電圧ベク
トル領域Ｉにおける等配分比線図、第２図は本発明の第
２実施例を説明するための電圧ベクトル領域Ｉにおける
電圧ベクトル図、第３図は三相電圧形インバータの主回
路構成図、第４図は出力電圧ベクトル図、第５図は電圧
ベクトル領域ｌにおける電圧ベクトル図、第６図は従来
の技術を説明するための電圧ベクトルの出力時間の説明
図である。 Ｔｒ、〜Ｔｒ、・・・トランジスタ ｖ１１・・・目標出力電圧ベクトル ｖ６〜ｖ７・・・電圧ベクトル
トル領域Ｉにおける等配分比線図、第２図は本発明の第
２実施例を説明するための電圧ベクトル領域Ｉにおける
電圧ベクトル図、第３図は三相電圧形インバータの主回
路構成図、第４図は出力電圧ベクトル図、第５図は電圧
ベクトル領域ｌにおける電圧ベクトル図、第６図は従来
の技術を説明するための電圧ベクトルの出力時間の説明
図である。 Ｔｒ、〜Ｔｒ、・・・トランジスタ ｖ１１・・・目標出力電圧ベクトル ｖ６〜ｖ７・・・電圧ベクトル
Claims (3)
- （１）三相電圧形インバータの各相上下アームのスイッ
チングパターンに応じて出力されるπ／３〔ｒａｄ〕ず
つ角度が異なる６つの電圧ベクトルと２つの零電圧ベク
トルのうち、目標出力電圧ベクトルに隣合う２つの電圧
ベクトルと前記２つの零電圧ベクトルとを、１サンプリ
ング期間内の所定の配分比で時分割により順次選択して
出力させるべく、前記各相上下アームのスイッチングを
行って前記目標出力電圧ベクトルに相当する電圧を出力
させる空間ベクトルＰＷＭ制御方式において、 前記１サンプリング期間における前記２つの零電圧ベク
トルの出力時間の合計値に対する各零電圧ベクトルの出
力時間の配分比を、前記目標出力電圧ベクトルの大きさ
と、この目標出力電圧ベクトルに隣合う前記２つの電圧
ベクトルの一方を基準とした前記目標出力電圧ベクトル
の相対角度とに応じて可変としたことを特徴とする三相
電圧形インバータのＰＷＭ制御方式。 - （２）目標出力電圧ベクトルの相対角度が、この目標出
力電圧ベクトルに隣合う２つの電圧ベクトルによって挾
まれる領域内でπ／６〔ｒａｄ〕を境とした二領域のう
ちどちらに属するかに応じて、２つの零電圧ベクトルの
うち何れか一方の出力時間の配分比をゼロとした請求項
（１）記載の三相電圧形インバータのＰＷＭ制御方式。 - （３）零電圧ベクトルの出力時間において、２つの零電
圧ベクトルのうち何れか一方のみが使われる時は、前記
サンプリング期間を２／３とする請求項（１）または（
２）記載の三相電圧形インバータのＰＷＭ制御方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1048043A JP2689575B2 (ja) | 1989-02-28 | 1989-02-28 | 三相電圧形インバータのｐｗｍ制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1048043A JP2689575B2 (ja) | 1989-02-28 | 1989-02-28 | 三相電圧形インバータのｐｗｍ制御方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02228262A true JPH02228262A (ja) | 1990-09-11 |
| JP2689575B2 JP2689575B2 (ja) | 1997-12-10 |
Family
ID=12792296
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1048043A Expired - Lifetime JP2689575B2 (ja) | 1989-02-28 | 1989-02-28 | 三相電圧形インバータのｐｗｍ制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2689575B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002136152A (ja) * | 2000-10-18 | 2002-05-10 | Yaskawa Electric Corp | Ｐｗｍ制御インバータおよびその制御方法 |
| JP2008061494A (ja) * | 2006-08-04 | 2008-03-13 | Gm Global Technology Operations Inc | 電気駆動での電流サンプリング誤差を最小にする、電圧源インバータのｐｗｍ制御の方法及びシステム |
-
1989
- 1989-02-28 JP JP1048043A patent/JP2689575B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002136152A (ja) * | 2000-10-18 | 2002-05-10 | Yaskawa Electric Corp | Ｐｗｍ制御インバータおよびその制御方法 |
| JP2008061494A (ja) * | 2006-08-04 | 2008-03-13 | Gm Global Technology Operations Inc | 電気駆動での電流サンプリング誤差を最小にする、電圧源インバータのｐｗｍ制御の方法及びシステム |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2689575B2 (ja) | 1997-12-10 |
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