KR100487871B1 - 스위치식 자기 저항 기계를 제어하기 위한 방법 - Google Patents

Abstract

본 발명은 원하는 전류값에 되었을 때에 전류를 제어하면서 전류가 증가하는 기간동안에 자기 저항 기계의 상권선에 인가되는 평균 전압을 제어하고, 또한 기계의 효율을 향상시키기 위하여 전류가 감소하는 기간동안에 인가되는 전압을 제어하는 방법으로서, 결과적으로 기계에 의하여 생성되는 소리잡음과 원하지 않는 진동을 감소시키게 된다. 본 장치는 회로 및 관련된 구성 요소들을 포함하는데, 이것들은 권선에서 흐르는 전류를 증가시키거나, 유지시키거나, 또는 감소시키기 위하여, 포지티브 값의 DC 전압, 0 전압, 또는 네거티브 값의 DC 전압을 공급하는 회로내의 상권선을 스위칭할 수 있도록 동작한다. 스위칭 속도와 스위칭 타이밍은 자기 저항 기계의 회전자의 각도 위치 & 속도와, 기계의 토크 출력과, 및 원하는 속도 또는 토크에 따라 제어된다.

방법은, 특정 자기 저항 기계뿐만이 아니라 주어진 회전자의 위치와 속도와 및 토크가 주어져 있을 때에 그 기계의 특정 동작 파라미터들에 해당하는 듀티 사이클이 전류를 거의 0값에서 원하는 최고 전류값으로 증가시키기 위하여 전류가 증가하는 기간동안에 상권선에 전압을 인가하는 제어기에 의하여 계산된다. 부가적으로, 위상에서 전류가 단절될 때에 특정 자기 저항 기계 및 특정 동작 파라미터들에 해당되는 듀티 사이클을 계산되는 방법이 제공될 뿐만 아니라, 권선에서 흐르는 전류값을 0으로 또는 거의 0으로 만들기 위하여 듀티 사이클을 변화시키는 방법도 제공된다. 인가된 순 평균 전압을 제어하는, 자기 저항 기계의 특정 동작 조건들에 대한 적합한 듀티 사이클을 계산해보면 전류에서의 갑작스러운 변화가 감소하는 것을 알게 된다. 이러한 감소는 자속에서의 덜 갑작스럽게 변하는 변화량과 상관하여, 결과적으로 청각적인 잡음과 바람직하지 않은 진동을 감소시킨다.

Description

스위치식 자기 저항 기계를 제어하기 위한 방법{METHOD FOR CONTROLLING A SWITCHED RELUCTANCE MACHINE}

일반적으로, 자기 저항 기계(reluctance machine)는, 그것의 이동부가 여기된 권선의 자기 저항이 최소화(즉, 인덕턴스는 최대화된다)되는 위치로 이동하는 경향에 의해서 토크(torque)가 발생되는 전기 기계이다.

한 타입의 자기 저항 기계에 있어서, 상권선(phase winding)으로의 전류 인가(energization)는 제어 주파수로 발생한다. 상기 기계는 일반적으로 동기 자기 저항 기계로서 언급된다. 제 2 타입의 자기 저항 기계에 있어서, 회로는 회전자의 위치의 함수로서 회전자의 각도 위치를 탐지하고 상권선에 전류를 인가하기 위해 제공된다. 상기 제 2 타입의 자기 저항 기계는 일반적으로 스위치식 자기 저항 기계로서 알려져 있다. 본 발명의 상세한 설명이 스위치식 자기 저항 기계에 대한 내용을 다루고 있지만, 본 발명은, 스위치식 자기 저항 기계의 상권선 장치와 유사한 상권선 장치를 구비하는 다른 기계 뿐만 아니라, 동기적이면서 스위치식인 자기 저항 모터와 동기적이면서 스위치식인 자기 저항 발전기를 포함하는 자기 저항 기계의 모든 형태에 적용될 수 있다.

스위치식 자기 저항 기계의 디자인 및 작동의 일반적인 이론은, 예를 들면, 1993년 6월 21에서 24일에, 독일 누렘베르그에서 열린 PCIM '93 회의 및 박람회에 출품되어진 스테펜슨과 블레이크에 의한 스위치식 자기 저항 모터와 구동 장치의 특성, 디자인 및 적용(The Characteristics, Design and Applications of Switched Reluctance Motors and Drives)에서 잘 알려졌으며 토의되었다.

스위치식 자기 저항 기계가 낮은 속도나 정지 상태로 작동 중일 때는, 토크(torque)( 및 다른 기계 성능 매개변수)는 회전자가 "턴-온 각도(T_ON)"로서 언급되는 제 1각도의 위치에 있을 때 회전자의 위치를 감시하고, 하나 이상의 상권선에 전류를 인가함으로써, 그 다음에 회전자는 "턴-오프 각도(T_OFF)"로서 언급되는 제 2 각도의 위치에 따라 회전할 때 전류 인가된 권선에 전류를 제거함으로써 조정되어질 수 있다. 상기 턴-온 각도와 턴-오프 각도 사이의 각도 거리는 흔히 "도통 각도(conduction angle)"로서 언급된다.

정지 및 낮은 속도에서, 스위치식 자기 저항 기계의 토크는 T_ON과 T_OFF로서 정의되는 주기에 걸쳐서 전류가 인가되는 상권선의 전류 크기를 변경시킴으로써 제어될 수 있다. 상기 전류 제어는 전류 기준 값을 사용하여 상전류(phase current) 피드백으로 전류를 초핑(chopping)함으로써 달성될 수 있다. 상기 전류 제어는 "초핑 모드" 전류 제어로서 언급된다. 대안적으로, 펄스 폭 변조(PWM; Pulse Width Modulation) 전압 제어가 사용될 수 있다.

모터의 각속도가 증가함에 따라서, 각각의 위상 주기 동안 상권선으로 전달될 수 있는 전류량이 권선과 관련되어 신속히 증가하는 인덕턴스 및 카운터 기전력(emf)에 의해 제한되는 지점에 도달한다. 상기 속도에서의 펄스 폭 변조 또는 초핑 방법은 덜 바람직하며, 기계의 토크는 통상적으로 회전자의 위치에 대한 위상 주기동안 권선에 인가되는 전압 펄스의 지속시간을 제어함에 의해 제어된다. 전압의 단일 펄스가 각각의 위상 주기 동안 인가되기 때문에, 상기 제어의 형태는 "단일-펄스 제어(single-pulse control)"로서 언급된다.

스위치식 자기 저항 모터(또는 발전기)가 작동할 때, 자속은 기계의 다른 부품에서 연속적으로 증가 및 감소된다. 상기 변화하는 자속은 초핑 모드와 싱글-펄스 전류 제어 둘 다에서 발생한다. 상기 변화하는 자속은 기계의 강자성체 부품에 적용되어지는 자기력을 변동시킨다. 상기 자기력은 원치않는 잡음과 진동을 발생시킬 수 있다. 상기 자기력이 잡음을 발생시키는 하나의 주요 메카니즘은 에어-갭(air-gap)에 대해 법선인 자기력으로 기인되는 타원형의 고정자이다. 일반적으로, 자속이 고정자의 주어진 직경을 따라서 증가할 때, 고정자는 자기력에 의해 타원형 형태로 당겨질 수 있다. 자속이 감소할 때, 고정자는 변형되지 않은 형태로 당겨지거나 복귀된다. 상기 고정자의 타원화 및 복귀는 가청 잡음을 발생시키며 원치 않는 진동을 발생시킬 수 있다.

타원화하는 자기력에 의한 고정자의 변형 외에도, 음향 잡음과 원치 않는 진동은 모터에서의 갑작스러운 자기력 변화에 의해 또한 발생될 수 있다. 자속 변화도(즉, 시간에 따른 자속의 변화율)의 상기 갑작스런 변화는, 고정자에 대한 효과가 해머의 타격 효과와 유사하기 때문에, "해머 타격(hammer blows)"으로 언급된다. 해머 타격이 하나 이상의 고유 주파수(고정자의 질량과 탄성에 의해 결정됨)로 고정자를 진동시키는 것처럼, 자기력의 갑작스런 인가 또는 제거는 고정자가 하나 이상의 고유 주파수로 진동될 수 있게 한다. 일반적으로, 가장 낮은(또는 기본의) 고유 주파수는 더 높은 고조파가 적합한 주파수로 반복 여기됨에 의해 강조될 지라도 진동을 억제한다.

상기 기술된 타원화 및 해머 타격 현상으로부터 기인되는 고정자의 변형 외에도, 모터의 변동하는 자기력은 기계 시스템의 회전자 및 다른 부품을 변형시킬 뿐만 아니라 다른 방식으로 고정자를 변형시킬 수 있다. 예를 들면, 회전자의 변형은 회전자 폐관(end-shield) 공진을 일으킬 수 있다. 상기 추가적인 변형은 원치않는 진동과 잡음의 다른 잠재적인 원천이다.

원치않는 음향 잡음과 진동의 문제가 인식되었다고 할 지라도, 자기 저항 모터의 알려진 제어 시스템은 상기 문제를 충분히 해결하지 못한다. 예를 들면, 스위치식 자기 저항 모터 시스템의 가청 잡음에 대한 일반적인 문제는, C. Y. Wu and C. Pollock 에 의한 Proceedings of the IAS '93, pp.106-113(1993)에서, "스위치식 자기 저항 구동 장치의 진동 및 가청 잡음에 대한 분석 및 감소" 에 대해 토의되었다. 일반적으로, Wu 와 Pollock 에 의해 제안된 상기 방법은, 전류가 공진 사이클이 기계의 고유 주파수에 의해 한정되는 첫 번째 단계 이후에 공진 사이클의 대략 절반에서 발생하는 제 2의 스위칭 단계로 이루어진 두 개의 연속적인 스위칭 단계에서 제어되도록 하는 상권선의 전류 제어를 포함한다. 상기 접근 방법은 인가된 전압에서의 제 1단계적인 감소를 일으키기 위해 시간상 제 1지점에서 전력 장치중 하나를 스위칭 오프시키고 그런 후에 제 2의 전력 장치를 나중에 스위칭 오프시킴으로서 전형적으로 수행될 수 있다. 제 1스위칭 장치가 스위칭 오프되고 제 2스위칭 장치가 오프되는 순간 사이에, 전류는 자유회전(freewheeling) 다이오드와 제 2스위칭 장치를 통해 자유회전하도록 허용된다.

위에 토의된 스위치식 자기 저항 모터의 잡음 감소에 대한 두-단계적인 전압-감소 방법은 몇 가지 제한점과 단점을 갖는다. 하나의 그러한 제한점은 많은 경우에 두-단계적인 전압-감소 방법이 턴-온 및 턴-오프 각도(즉, 상권선에 전류가 인가되는 각도 간격)에 의해 한정되는 간격 내에 스위칭 장치의 정밀한 스위칭을 요구한다는 것이다. 또한 더욱이, 두-단계적인 전압-감소 방법은 각각의 위상 사이클에 대한 자유 회전 주기를 동적으로 조정하기 위한 유연성을 제한한다. 위에서 토의된 것처럼, 두-단계적인 전압-감소 방법에서, 자유 회전 주기의 지속시간은 단일의 기본 주파수로 시스템에 의해 발생되는 잡음을 감소시키도록 최적화된다. 다른 기준에 따라 자유 회전의 지속시간을 최적화하는 것이 바람직할 수 있는 많은 경우가 있다.

잡음을 감소시키기 위해 자유 회전을 이용하는 두-단계적인 전압-감소 방법 및 다른 방법에 대한 추가적인 제한점은, 상전류 인가 사이클 당 하나의 자유 회전 주기만이 있기 때문에, 자유 회전은 일반적으로 모터 시스템의 단일 주파수에 의해서만 발생되는 잡음을 감소시킨다는 것이다. 하나의 주파수에서 잡음을 감소시키기 위한 자유 회전은 다수의 공진 주파수를 갖는 모터 시스템에서 다른 주파수로 발생되는 잡음을 감소시키기 못한다. 따라서, 상기 방법은 원치않는 잡음의 많은 원인을 감소시키지 못한다. 자유 회전 방법이 갖는 또 다른 단점은 자유 회전을 단순히 허용하지 않는 몇 가지의 모터 제어 시스템(예를 들면, 스플릿 캐패시터를 구비하는 H-회로, 제 3레일 회로, 링 회로 등)에 존재한다. 상기 시스템은 잡음을 감소시키는 자유 회전을 사용할 수 없다.

본 발명은 알려진 시스템에 관련된 대부분의 제한점과 단점을 극복하며, 예컨대 원치않는 기계 잡음과 진동을 감소시키기 위해, 스위치식 자기 저항 기계의 상권선에서의 상전압(phase voltage)과 상권선 전류를 제어하기 위한 독자적인 방법과 장치를 제공한다.

도 1은 본 발명에 따른 자기 저항 기계 시스템을 도시하는 도면.

도 2는 상기 도 1의 자기 저항 기계(20)를 더 상세하게 도시하는 도면.

도 3a는 상기 도 1의 전력 컨버터(30)를 더 상세하게 도시하는 도면.

도 3b는 전력 컨버터(30)에 의해 자기 저항 기계의 상권선을 가로질러 설정될 수 있는 전압의 타입을 도시하는 도면.

도 4a 및 도 4b는 상기 도 1의 제어기(40)를 더 상세하게 도시하는 도면.

도 5a는 T_OFF 회전자 위치에서 초핑을 위한 하드-초핑 듀티 사이클을 선택하기 위해 제어기(40)에 의해 사용되는 방법을 도시하는 흐름도.

도 5b는 전형적으로 다양한 속도에 대해 최대로 적용되는 평균 전압(단순화된 HARD-RAMP-START 듀티 사이클로 정의됨) 대 토크 출력 계산을 도시하는 도면.

도 5c는 본 발명의 방법과 장치에 의해 상권선에 인가되는 전압과 그로 인해 상기 위상에서 발생되는 전류 파형을 도시하는 도면.

도 5d는 본 발명의 방법과 장치에 의해 상권선에 인가되는 순 평균 전압과 그로 인해 상기 위상에서 발생되는 전류 파형을 도시하는 도면.

도 6a는 제어기(40)가 상권선에 인가되는 순 평균 전압을 점차로 감소시킴에 의해서 상전류의 제어되는 RAMP-DOWN 을 수행하는 하나의 방법을 도시하는 흐름도.

도 6b는 기계의 속도와 토크에 따라, 권선에 인가되는 순 평균 전압의 변화율을 한정하는 RAMP-DOWN-GRADIENT를 선택하기 위한 예증적인 곡선을 도시하는 도면.

도 6c는 본 발명의 RAMP-DOWN 방법을 수행하기 위한 예증적인 회로를 도시하는 도면.

도 7a는 +HDVC 제로 전압의 소프트-초핑 스위칭 방법이 T_OFF에서 사용되고, 듀티 사이클이 제로로 램프 다운되며, 그리고 나서, 하드-초핑 스위칭 방법이 사용되는, 본 발명의 다른 실시예를 도시하는 도면.

도 7b는 +HVDC 제로 전압의 소프트-초핑 스위칭 방법이 T_OFF에서 사용되고, 듀티 사이클이 제로로 램프 다운되며, 그리고 나서, -HVDC-제로 전압의 소프트-초핑 스위칭 방법이 사용되는, 본 발명의 또 다른 실시예를 도시하는 도면.

도 8a는 제어기(40)가 (i) 상전류의 제어된 RAMP-UP과 (ii) 액티브 사이클에서 효과적으로 고정된 주파수 초핑 회로를 수행하는 방법을 도시하는 흐름도.

도 8b는 RAMP-UP 중에 상권선의 전류와 인가되는 전압 펄스의 듀티 사이클을 도시하는 도면.

도 8c는 본 발명의 RAMP-UP과 RAMP-DOWN 제어 방법을 수행하기 위한 예증적인 회로를 도시하는 도면.

도 9a와 도 9b는 본 발명의 방법과 장치의 사용을 통해 발생되는 전류 파형(도 9b)과 전통적인 전류 파형(도 9a)을 비교하는 도면.

본 발명의 한가지 양상은, 위상 또는 하나 이상의 인접한 전류 인가 위상과 관련되는 상전류(phase current) 및 자속의 갑작스런 변화를 줄임으로써 기계 성능을 개선하기 위해, 전류 증가의 주기 및 전류 감소의 주기 동안, 기계, 특히 자기저항 기계의 상권선(phase winding)에 인가되는 평균 전압을 제어하기 위한 방법과 장치에 관련된다. 상기 개선된 성능의 한가지 양상은 기계에 의해 발생되는 가청 잡음과 진동의 감소이다. 가청 잡음과 진동은 기계 부품을 변형시키거나 타원형화시키는 경향이 있는 자속의 신속한 변화의 결과로서 부분적으로 자기 저항 기계에서 발생된다. 권선이, 제로 또는 제로에 가까운 전압 상태로부터 최대 전압 상태까지, 또는 최대 전압 상태로부터 제로 또는 제로에 가까운 전압 상태까지 전류가 인가되는 주기 동안, 상권선의 전압과 전류의 변화율을 제어하는 것은 자속에 있어서 덜 신속한 변화를 발생시킴으로써 가청 잡음과 진동을 감소시킨다.

본 발명의 예증적인 장치는 제어기 및 관련 회로에 관련된다. 본 발명의 방법은, 자기 저항 기계의 속도, 토크 출력 및 필요 조건에 따라, 전류 증가 및 전류 감소 동안 상권선에 적용되는 전압 펄스의 듀티(duty) 사이클을 조절하는 제어기에 의해 수행되는 일련의 단계들에 관련된다.

상기 제어기는 몇 가지의 분명한 모드로 작용할 수 있는 회로를 포함한다. 다른 모드는 시스템의 출력 필요 조건, 예를 들면, 속도 또는 토크 필요 조건에 기초하여 선택될 수 있다. 제어기는, 단일 모드로 작동할 수 있거나, 기계의 실제적인 작동 특성에 기초하여 모드를 변경하도록 프로그램될 수 있다. 다른 모드는 기계의 바람직한 속도 및/또는 토크 성능에 따라서 상권선에 전류가 인가되고 전류 인가가 중단되는 최적의 회전자 각도 위치를 한정한다. 제어기는, 바람직한 최대 전류에 도달할 때까지, 권선이 전류 인가되는 때 위상에 적용되는 전압을 제어하는 회로를 또한 포함한다. 회로는 기계의 실제 속도와 토크를 나타내는 피드백 신호에 기초하여 상권선에서의 바람직한 최대 전류를 결정하는 마이크로프로세서를 포함할 수 있다.

하나의 예증적인 실시예로, 위상이 인가되는 때로부터 최대 전류가 위상에 도달될 때까지, 권선에 인가되는 평균 전압은 소프트 초핑(soft chopping) 기술을 이용함으로써, 즉 제로 전압을 인가하는 회로와 포지티브 DC 전압을 인가하는 회로의 사이에 상권선을 스위칭함으로써 제어되고, 그럼으로써 상권선 내의 전류가 천천히 자유 회전하고 감소되도록 허용된다. 상기 실시예에서, 소프트 초핑 듀티 사이클은 회전자의 각속도와, 기계에 의해 발생되는 토크, 및 기계의 바람직한 속도 또는 토크에 따라 계산된다. 그 결과, 상권선에서 전류 증가의 변화율은 기계의 속도 및 토크에 따라 변화된다.

다른 실시예에서는, 위상이 그것의 바람직한 최대 전류에 있을 때로부터, 위상이 인가 중단되는 때까지, 소프트 초핑 기술은 바람직한 레벨로 전류를 계속 유지시키도록 된다. 하드 초핑(hard chopping) 기술과 같은 상기 전류 레벨을 제어하는 선택적인 방법이 적용될 수 있으며, 그에 따라서, 위상은 포지티브 DC 전압을 인가하는 회로와 네거티브 DC 전압을 인가하는 회로 사이에서 스위칭되며, 따라서, 권선의 전류를 재빨리 제로로 유도한다.

예증적인 실시예로, 위상이 인가 중단될 때로부터, 위상의 전류가 제로 또는 제로에 가까울 때까지, 권선에 적용되는 평균 전압은 하드 초핑 기술을 사용함에 의해 제어된다. 상기 실시예의 양상은 최종 소프트 초핑 듀티 사이클의 함수인 인가되는 전압 펄스에 대한 초기 듀티 사이클을 계산하고, 위상에 전류가 인가되는 것이 중단되는 때 순(net) 평균 전압과 같은 순 평균 전압을 제 1의 하드-초핑 듀티 사이클에서 상권선에 인가하는 것이다. 하드 초핑 펄스의 듀티 사이클은, 위상의 전류가 감소되는 시간 주기 동안, 권선의 전류가 제로 또는 제로에 가까운 바람직한 값에 도달할 때까지, 권선에 적용되는 순 평균 전압이 포지티브 DC 전압으로부터 제로 전압, 네거티브 전압까지 변화되도록 변경되고 제어된다. 듀티 사이클의 변화율은 회전자의 각속도와 기계에 의해 발생되는 토크, 및 기계에 의한 바람직한 속도 또는 토크에 따라 변화된다. 그 결과, 상권선의 전류 감소 변화율은 기계의 속도 및 토크에 따라 변화된다.

전류 인가 중단에 앞서 상전류가 하드 초핑 또는 소프트 초핑 중 어느 하나에 의해 제어되는 다른 예증적인 실시예에서는, 전류 인가 중단에 앞서 최종 완전한 듀티 사이클 또는 순 평균 전압이 포착되며, 동일한 하드 초핑 또는 소프트 초핑 스위칭 방법이 포지티브 순 평균 전압으로부터 제로 또는 순 네거티브 전압까지 램프 다운(ramped down)되는 듀티 사이클로 계속된다. 그 이후에, 듀티 사이클이 램프 다운되는 주기 동안, 한번 이상의 예정된 횟수나 하나 이상의 미리 선택된 위치에서 듀티 사이클이 다시 포착될 수 있으며, 스위칭 방법은 다시 변경될 수 있다. 이것은, 앞선 듀티 사이클과 동일한 순 평균 전압으로 시작하면서, 하드 초핑 듀티 사이클이 적용되지만 다른 속도로 램프 다운되거나 양측의 스위치가 비-도통 상태로 스위칭하여 완전 네거티브 전압을 적용하는 스위칭 방법을 변화시키는 것을 포함한다. 본 발명의 제어기는, 위에 토의된 것들과 다른 많은 가능한 조합 내에서 상권선으로의 전류 인가가 중단된 후 주어진 주기 동안, 다양한 가능한 스위칭 방법을 조합할 수 있다는 것은 당업자에게 자명해질 것이다.

본 발명의 제어기는 전류가 회전자 위치에 따라 제어되는 자기 저항 기계 또는 다른 장치의 단일 상권선에서나 다수의 상권선에서의 전류 증가와 전류 감소의 속도를 제어하기 위해 상기 방법을 수행할 수 있다. 상기 제어 장치와 방법은, 회전자 속도와 기계 토크가 요구되는 인가 전압 펄스의 듀티 사이클로 인자화(factored)되기 때문에, 위상에 전류가 인가되고 전류가 인가 중단되는 회전자 위치를 결정하는 임의의 방법 및 임의의 작동 방법에 적용될 수 있다.

본 발명의 다른 양상 및 이점은 다음의 상세한 설명을 읽고 및 도면을 참조함으로써 자명해질 것이다.

동일한 참조 부호는 몇 가지의 도면을 통한 동일한 부분을 나타낸다.

본 발명이 자기 저항 기계를 포함하는 시스템에 대해서 토의되었지만, 상기 방법과 장치는, 전류가 다양한 인덕턴스 모터 시스템, 스텝 모터 시스템, 및 다른 모터 또는 발전기 시스템을 포함하여, 회전자 또는 전기자(armature) 위치에 따라 권선 또는 코일에 인가되는, 다른 많은 기계 시스템에 적용될 수 있다. 도면으로 돌아가서 도 1을 참조하면, 본 발명의 방법을 실행하는데 사용될 수 있는 시스템(10)의 한 예가 블록도로 도시되어 있다.

도시된 것처럼, 전자 제어기(40)는 회전자 위치 변환기(RPT; Rotor Position Transducer)(3)로부터 신호를 수신한다. 상기 RPT(3)는, 자기 저항 기계(20) 회전자의 각도 위치를 탐지하고, 제어기(40)에 회전자 위치를 나타내는 신호를 제공한다. RPT(3)는, 광 또는 자기 센서(들)를 포함할 수 있고, 종래 구성으로 이루어질 수 있다. 실시예는 상권선(phase winding)의 전기 특성을 감시하는 회로로 대체될 수 있으며, 위치 센서의 사용없이 회전자의 각도 위치 및/또는 속도를 나타내는 신호를 제공하는 것으로 상상되어진다. 상기 센서없이 제어하는 방법은, 1995년 11월 27일자로 출원되고, 본 발명의 양수인에게 양도된, "기계 코일들의 사이에 커플링을 사용하는 다이나모일렉트릭(dynamoelectric) 기계의 회전자 위치 센싱"이라는 명칭의 현재 계류중인 출원 번호 08/549,457에 개시되어 있다.

도 1의 실시예에서, 제어기(40)는 상기 RPT(3)에 의해서 제공되는 위치 정보를 적절하게 처리함에 의해 자기 저항 기계(20) 회전자의 각속도의 표시를 도출한다. 대안적인 실시예는 별도의 타코미터(tachometer) 또는 비슷한 장치가 제어기(40)에 속도 정보를 제공하는 것으로 상상되어진다.

기계의 회전자 위치와 각속도에 관련하여 RPT(3)로부터 발생되는 신호를 수신하는 것 외에도, 제어기(40)는 전력 컨버터(30)로부터 선(4)을 거쳐 피드백 신호를 또한 수신한다. 일실시예로, 피드백 신호는 전력 컨버터(30)에 의해 회전자의 상권선으로 공급되는 전류를 나타낸다. 제어기는 기계(20)의 요구되는 토크 또는 속도에 상응하는, 선(2) 상의 외적으로 발생된 신호를 또한 수신한다.

RPT(3)로부터 발생되는 회전자 위치 신호, 전력 컨버터(30)로부터의 피드백 신호 및 선(2) 상의 토크/속도 명령에 응답하여, 제어기(40)는 선(4a-4c)을 거쳐 스위칭 신호{때때로 개시 신호(firing signals)로서 언급됨}를 전력 컨버터(30)를 포함하는 다수의 전력 스위칭 장치에 제공한다. 전력 컨버터(30)의 스위칭 장치는 3상 스위치식 자기 저항 기계(20)의 3상권선(A, B 및 C)측으로 선(5a-5c)을 거쳐 접속된다. 기계(A, B 및 C)의 3상권선은 도 1에 개략적으로 도시되어 있다. 당업자는, 비록 3상 기계가 예시를 위해 도시되었지만 3상권선보다 더 많거나 더 적은 권선을 구비하는 기계가 사용될 수 있다는 것을 인식할 것이다. 본 발명은 상기 기계들에 균등하게 적용된다.

일반적으로, 전자 제어기(40)는, 상권선(A, B 및 C)이 바람직한 위치에서 토크를 발생시키기 위해 회전자 회전의 각도 주기에 걸쳐서 적절한 순서로 전류 인가되도록, 전력 컨버터(30)의 전력 장치를 스위칭시키기 위해 모터의 3상 각각에 대해 개시 신호를 발생시킴으로써 상기 RPT(3)로부터 위치 신호에 응답한다.

도 2는 도 1의 3상 자기 저항 기계(20)를 더 상세히 도시한다.

일반적으로, 자기 저항 기계(20)는 알려진 기술에 따라 12개의 내측으로 돌출되는 고정자 폴(23)을 한정하는 고정자 적층 스택으로 구성된 고정자(22)로 구성된다. 상기 폴들은 주요 고정자 축(도 2로부터 바깥측으로 확장하는)을 한정한다. 회전자(24)는 고정자의 주축과 동축을 이루는 회전 가능한 샤프트(미도시됨)에 결합된다. 샤프트는, 베어링 상에 장착되고 회전이 자유롭다. 회전자(24)는 8개의 바깥측으로 돌출하는 회전자 폴(25)을 한정하는 회전자 적층 스택으로 형성된다.

각각의 고정자 폴(23)은 와이어(26A, 26B, 및 26C)의 권선 코일과 결합된다. 대향되는 고정자 폴의 코일은, 대향되는 고정자 폴에 흐르는 전류가 내측 방향으로 향하는 반대 극성의 전자기를 형성하도록 위치된다.

도 2의 자기 저항 기계에서, 대향되는 고정자 폴(23)과 결합되는 코일 세트들은 각각의 상권선이 4개의 코일(26)로 구성되며 각각의 위상이 4개의 고정자 폴(23)과 결합되는 3상권선(A, B 및 C)을 형성하도록 함께 결합된다. 3상권선(A, B 및 C)의 종단부는 접속선(5a,5b 및 5c)을 거쳐 전력 컨버터(30)의 출력부와 결합된다.

전류가 주어진 위상{예를 들면, 상권선(A)}의 상권선을 통해 흐를 때, 반대 극성의 대향되는 두 세트의 전자기가 기계 내에서 설정될 것이다. 이것은, 전류가 상권선(A)의 주어진 방향으로 흐를 때, 설정되는 N극의 위상 A와 S극의 위상 A를 갖는 전자기에 대해서 도 2에 설명되었다. 상기 전류에 의해 설정되는 전자기는 토크를 발생시키는 전류 인가된 고정자 폴(23)과 회전자 폴(25) 사이에 인력을 발생시킨다. 하나의 상권선으로부터 다른 상권선으로 전류 인가를 스위칭함으로써, 바람직한 토크는 회전자의 각도 위치에 상관없이 유지될 수 있다. 포지티브 토크를 발생시키기 위해 상권선에 전류 인가를 스위칭함에 의해서, 기계는 모터처럼 작동될 수 있으며; 네거티브 토크를 발생시키기 위해 상권선으로의 전류 인가를 함에 의해서, 기계는 브레이크 또는 발전기처럼 작동될 수 있다. 발생된 토크의 크기는 설정된 전자-자기장의 강도를 제어하는 전류 인가된 상권선의 전류를 제어함에 의해 제어되어질 수 있다.

예시를 위해서, 12개의 고정자 폴과 8개의 회전자 폴(즉, 12/8 기계)을 구비하는 3상 기계가 도시되었다. 당업자는 다른 조합(예를 들면, 6/2, 6/4, 기타 등등)이 가능하며, 3상권선보다 더 많거나 더 적은 권선을 구비하는 기계가 사용될 수 있다는 것을 인식할 것이다. 본 발명은 상기 기계에 동등하게 적용한다. 더욱이, 본 발명은, 고정자가 외측으로 회전하는 회전자의 내경부 내에 위치되는 인버트 기계 및 회전자가 고정자에 대해 선형적으로 움직이는 선형 기계에 적용될 수 있다.

도 1과 관련하여 토의되는 것처럼, 자기 저항 기계의 상권선은 전력 컨버터(30)에 의해 상권선측으로 전력을 인가함으로써 전류가 인가되어질 수 있다. 전력 컨버터(30)는 도 3a에 더 상세히 도시된다.

도 3a로 돌아가서, AC 전력은 입력선(AC+, AC-)에 의해 전력 컨버터(30)로 공급된다. 어스 그라운드부는 GND 선을 거쳐 전력 컨버터(30)에 또한 적용될 수 있다. 적절한 사이즈의 전자기 간섭(EMI) 필터(31)는 전파 정류기(32)에 전력을 공급하기 전에 입력 AC 전력을 수용하고 조절한다.

도 3a에 도시되지 않았지만, 전단부의 전력 보호 회로가 전력 컨버터(30)의 구성 요소에 손상을 주는 것을 방지하도록 사용될 수 있다. 예를 들면, 최대의 허용 가능한 전류량과 관련된 퓨즈는 AC+ 또는 AC- 전력선 중 하나와 직렬로 연속되게 위치될 수 있거나, 극도로 높은 온도가 기계(20) 또는 전력 컨버터(30)의 인접부에서 탐지되는 경우에 모터의 열 컷오프가 자기 저항 기계(20)로 흐르는 전력을 끊도록 전자기 간섭 필터(31)에 결합될 수 있다.

전파 정류기(32)는 고전압 DC전력이 고전압 DC 버스 라인(+HVDC 및 HVDC_COMMON) 상에서 입수될 수 있도록 AC 전력을 수용하여 DC 전력으로 변환한다. 병렬 연결된 DC 버스 캐패시터(34)는 전파 정류기(32)의 출력을 필터링시키며, 고전압 DC 버스에 DC 전압을 제공하는데 사용된다. DC 버스에 제공되는 DC 전압의 절대 크기는 주어진 전력 컨버터의 전력 정격에 따라 변경되어지는 반면에, 고전압 DC 버스에 걸리는 DC 전압은 110 볼트의 AC 입력에 대해 160 볼트의 레벨에 도달하고, 220 볼트의 AC 입력에 대해 300 볼트에 도달할 수 있다.

적절한 사이즈의 저항기들의 스트링으로 구성되는 보조 DC 전력 공급기는 고전압 DC 버스로부터 가동되어질 수 있다. 도 3a의 예에서, 제어기(40)에 전력을 인가하기 위한 5볼트 V_CC 신호는 저항기 체인(33A)에 의해 제공된다. 비슷한 저항기 체인(33B)이 RPT(3)에 5볼트 전력 소스를 제공한다.

도 3a에 도시되지 않았지만 추가적인 EMI나 적절한 전압하의 검출기(예를 들면, 저항/용량성 부하를 갖는 저항 체인)는 고전압 DC 버스 양단에 결합될 수 있다. 상기 소자는, 본 개시의 주요 내용에 특히 관련되지 않으며, 당업자에게 이해될 수 있으며, 따라서, 여기에 상세히 토의되지 않는다.

고전압 DC 버스 양단에 결합되는 것은 각각의 그룹이 자기 저항 기계(20)의 3상 중의 하나와 관련되는 전력 스위칭 장치와 다이오드 "그룹"이다. 특히, 각각의 그룹은 상부 전력 스위칭 장치(35), 하부 전력 스위칭 장치(36), 상부 플라이-백(fly-back) 다이오드(37), 및 하부 플라이-백 다이오드(38)를 포함한다. 전류를 측정하는 센스 저항기 배치부(39)는 전력 스위칭 장치 그룹의 각각과 관련된다. 전류를 측정하는 센스 저항기 배치부(39A,39B, 및 39C)는 각각의 배치부와 관련되는 상권선을 흐르는 전류에 상응하는 전압을 제공한다. 아래에 더 충분히 토의되는 것처럼, 상기 "전류 피드백" 신호는 상권선의 전류를 제어하도록 제어기(40)에 의해 사용되어질 수 있다.

도 3a의 실시예에서, 전류를 측정하는 센스 저항기 배치부(39A,39B, 및 39C) 각각은 다수의 병렬 접속된 저항기로 구성된다. 상기 배치부는 낮은 전력 정격(따라서 덜 비싼)의 저항기 사용을 허용하기 때문에 몇 가지 적용에 있어 유익하다. 적절한 값의 단일 저항기는 또한 사용될 수 있다.

전력 스위칭 장치(35,36)는 MOSFETs, IGBTs, 양극 트랜지스터, SCRs, 또는 상기의 조합과 같은 임의의 적합한 전력 스위칭 장치를 포함할 수 있다. 예를 들면, 만일 상부 스위치만 전류 제어를 위해 조정된다면, 그에 따라서, 빠른 스위칭 전력 MOSFETs 는 상부 스위칭 장치(35)를 위해 사용될 수 있으며, 더 느린 스위칭(더 낮은 손실) IGBT 장치는 낮은 전력 스위칭 장치(36)를 위해 사용될 수 있다.

전력 스위칭 장치(35,36)의 작동을 조절함에 의해서, 다른 전압 전위가 적절한 그룹이 결합되는 상권선에 설정될 수 있다.

도 3b는 도 3a의 전력 스위칭 그룹 중의 하나에 결합되는 상권선에 설정될 수 있는 전압의 타입을 도시한다. 예로서 A 위상 그룹을 사용하여, 도 3b(I)는 상부 전력 스위칭 장치(35A)와 하부 전력 스위칭 장치(36A) 둘 모두가 도통(또는 폐쇄) 상태로 작동할 때 A 상권선에 설정되는 전압을 도시한다. 스위치(35A,36A)가 그렇게 작동할 때, 상권선은 고전압 DC 버스 양단에 결합되고 (스위칭 장치에 의해서 도입되는 손실을 무시한 상태에서)상권선(A)에 걸리는 전압은 고전압 DC 버스 전압(+HVDC)과 실제적으로 동일하다.

도 3b(Ⅱ)는 전류가 A 상권선으로 흐를 때 전력 스위칭 장치(35A,36A) 둘 모두가 비-도통(또는 "개방")되는 형태로 작동되는 경우 A 상권선 양단에 나타날 전압을 도시한다. 상권선의 큰 인덕턴스 때문에, 권선의 전류는 순간적으로 변할 수 없고, 따라서, 전류는 플라이-백 다이오드(37a,38a)를 거쳐 권선을 통해 계속해서 흐른다. 상부 플라이-백 다이오드와 하부 플라이-백 다이오드 둘 모두가 이러한 배치에 있어서 도통되기 때문에, A 상권선을 가로질러 인가되는 전압은 고전압 DC 버스 전압(-HVDC)에 대해 실제적으로 네거티브이다.

도 3b(Ⅲ)는, 상부 전력 스위칭 장치(35A) 또는 하부 전력 스위칭 장치(36A) 중 어느 하나(둘 모두는 아님)는 비도통 상태로 작동되는 반면 다른 하나는 도통 상태인 상황에서 전류가 A 상권선에 흐를 때, 상기 A 상권선 양단에 나타내는 전압을 도시한다. 이러한 장치에서, 전류는 순간적으로 변할 수 없기 때문에, 전류는 도통 상태인 전력 스위칭 장치 및 상기 전력 도통 장치와 결합된 플라이백 다이오드를 통해 계속해서 흐를 것이다. 예를 들면, 만약 하부 전력 스위칭 장치(36A)가 비도통 상태로 작동된다면, 전류는 상부 전력 스위칭 장치(35A) 및 상부 플라이백 다이오드(37A)를 통해 계속해서 흐를 것이다. 마찬가지로, 만약 상부 전력 스위칭 장치(35A)가 비도통 상태로 작동된다면, 전류는 하부 전력 스위칭 장치(36A) 및 하부 플라이백 다이오드(38A)를 통해 계속해서 흐를 것이다. 어느 장치에 있어서나, (역시 스위칭 장치 및 다이오드에 의해 도입되는 손실이 무시되는 상황에서) A 상권선에 걸리는 전체 전압은 대략 0볼트가 될 것이다. 대략 0볼트가 걸리는 상기 권선을 통해 전류가 순환되는 상기 장치는 전류가 권선을 통해 "자유회전"하기 때문에, 때때로 "자유회전" 장치라 한다.

전력 스위칭 장치의 작동을 제어함으로써, 다양한 스위칭 방식을 수행하는 것이 가능하다. 예를 들면, 도 3b(IV)에 도시된 것처럼, 상부 및 하부 스위칭 장치는 도통 및 비도통 상태로 번갈아 작동되어, 동시에 상권선에 걸린 전압이 +HVDC에서 -HVDC로 변화하도록 한다. 이러한 방식을 때때로 "하드-초핑(hard-chopping)"이라 한다. +HVDC 전압이 -HVDC 전압에 반대되는 것으로서 상권선에 인가되어 있는 동안의 시간율을 적절하게 선택함으로써, 상권선에 인가된 순 평균 전압은 상권선의 전류가 증가하거나 감소하도록 제어될 수 있도록 포지티브 또는 네거티브일 수 있다.

도 3b(V)는 상권선에 인가된 평균 전압을 제어하기 위해 사용될 수 있는 대안적인 스위칭 방법을 도시한다. 이러한 스위칭 방법에서, (ⅰ) 상부 전력 스위칭 장치(35A)가 도통 상태로 남아있는 반면, 하부 전력 스위칭 장치(36A)는 도통 상태에서 비도통 상태에서 번갈아 스위칭되거나 (ⅱ) 하부 전력 스위칭 장치가 도통 상태로 유지되는 반면, 상부 전력 스위칭 장치(35A)는 도통 상태와 비도통 상태로 번갈아 작동한다. 또한, 도통 상태로 남아 있는 전력 스위칭 장치와, 도통 상태와 비도통 상태에서 스위칭되는 전력 스위칭 장치는 서로 바뀔 수 있다. 예를 들면, 상부 전력 스위칭 장치(35A)는 한 사이클 동안 도통 상태로 유지되는 반면, 하부 전력 스위칭 장치(36A)는 번갈아 개방 및 닫히며, 그 다음의 사이클에서는 하부 전력 스위칭 장치(35A)는 도통 상태를 유지하는 반면, 상부 전력 스위칭 장치(36A)는 번갈아 개방 및 닫히게 된다. 대안적으로, 자유회전은 다른 사이클 단위에 기초하여 수행될 수 있다. 전력 스위칭 장치의 이러한 교체는 스위칭 빈도(frequency)를 감소시키고, 장치의 유효 수명을 연장시키고, 스위칭과 시스템 손실을 감소시키고, 더 느린 스위칭 장치의 사용을 허용한다.

이러한 스위칭 방법에서, 상권선에 인가된 전압은 +HVDC에서 0볼트로 변한다. 상기 전압이 주어진 값에서 0으로 변하는 상기 타입의 스위칭 방법은 때때로 "소프트-초핑"이라 지칭된다. 상권선에 걸린 전압이 +HVDC에서 0볼트로 변하는 도 3b(V)의 소프트-초핑 방법에서, 상권선에 인가된 순(net) 평균 전압은 네거티브 값이 아니라 바람직한 포지티브 값으로 제어될 수 있다.

도 3b(Ⅵ)는, 전류가 상권선에 흐르고 있는 동안에, (i) 하부 전력 스위칭 장치(36A)가 번갈아 도통 상태에서 비도통 상태로 스위칭되고 있는 동안에 상부 전력 스위칭 장치(35A)는 비도통 상태로 있거나 (ii) 상부 전력 스위칭 장치(35A)가 교대로 도통 상태에서 비도통 상태로 스위칭되고 있는 동안에 하부 전력 스위칭 장치는 비도통 상태로 있는, 소프트-초핑 방식을 도시한다. 비도통 상태로 있는 전력 스위칭 장치와, 위에서 언급한 도통 상태와 비도통 상태 사이에서 스위칭되는 전력 스위칭 장치를 교체하는 것은 결국 동일한 이점을 제공하면서 본 스위칭 방식에 똑같이 적용된다. 이러한 스위칭 방식에서, 상권선에 공급된 전압은 -HVDC에서 0 볼트로 변한다. 상권선에 걸린 전압이 -HVDC에서 0 볼트로 변화하는, 도 3b(VI)에 제시된 소프트-초핑 방식에 있어서, 상권선에 인가된 순 평균 전압은 포지티브 값이 아닌 원하는 네거티브 값이 되도록 제어될 수 있다.

도 3a에서의 전력 컨버터에 있는 전력 스위칭 장치들(35A-C, 36A-C)을 작동시키기 위하여 사용되는 특정의 스위칭 방식은 제어기(40)의 전력 스위칭 장치들의 게이트들에 공급되는 스위칭 신호들에 의하여 결정된다. 제어기(40)는 도 4a 및 도 4b에서 더욱 상세하게 도시되어 있다.

도 4a를 참조하자면, 제어기(40)는 반도체 집적 회로 칩(41)(점선에 의하여 표시되어 있음)과 관련된 외부 회로를 포함한다. 도 4a에 따른 실시예에서, 반도체 집적 회로 칩(41)은 비교기들(43, 44a-44c)을 포함하는 부가적인 회로 구성 요소들이 둘러싸고 있는 디지털 코어(42)를 포함한다. 비교기들(43, 44a-44c)은 비교기들의 출력이 논리 레벨 1(비교기의 +input 단에서의 전압이 -input에서보다 클 때)이거나 또는 그 반대일 때에 논리 레벨 0이 된다는 측면에서 "디지털 비교기들"이다.

제어 칩(41)은 적합하게 프로그래밍된 마이크로프로세서나 마이크로제어기를 포함하는 집적 회로 칩일 수 있다. 한 실시예에서, 제어 칩(41)은 ASIC 내의 제어기를 동작시킬 수 있는 동작 데이터와 명령어들을 포함하고 있는 외부 EEPROM(external Electrically Erasable Programmable Read Only Memory)에 연결되어 있는 ASIC(Application Specific Integrated Circuit Chip)를 포함한다.

도 4에서 제시하는 실시예가 칩(41)상에 위치한 제어기의 많은 구성 요소들을 도시하고 있지만, 제어기의 구성 요소들은 다수개의 이산적인 칩들에 배치될 수 있거나, 또는 아날로그 회로가 사용될 수 있다.

제어 칩(41)은 입력으로서 회전자의 각도 위치를 나타내는 RPT3의 출력을 수신한다. RPT 입력이 취하는 정확한 형태는 회전자의 위치를 검출하는데 사용되는 특정 형태의 RPT에 따라 변한다. 예를 들자면, RPT 입력은 회전자의 실제상의 위치를 나타내는 디지털 워드나 또는 단순하게 회전자가 사전에 정한 각도 주기(angular period) 동안에 회전되는 것을 나타내는 펄스들을 포함할 수 있다. 임의의 경우에, 회전자의 위치와 각속도에 관한 정보를 제공하기 위한 RPT의 다양하고 가능한 형태와 RPT 신호의 수신은 당업자들에게 잘 공지되어 있으므로 여기에서는 상세하게 설명하지 않기로 한다.

입력으로서 RPT 신호를 수신하는 것 외에도, 제어 칩(41)은 또한 라인(2)을 경유하여 기계의 원하는 속도나 토크를 나타내는 외부로부터 유도된 신호를 수신한다. 비록 당업자들은 여기에서 설명하고 있는 제어 방법 및 장치가 또한 속도 제어 신호들에 적용될 수도 있다는 것을 알 수 있지만, 설명을 위해, 라인(2)상의 외부로부터 공급된 신호는 기계의 바람직한 토크 출력을 나타낸 것으로 가정하기로 한다.

도 4a에서, 상기 기계의 원하는 토크 출력을 나타내는 외부에서 생성된 신호는 라인(2)을 경유하여 칩(41)에 의하여 수신되고 라인(2')상에서 변경된 토크 요구 신호를 생성하기 위하여 비교기(43)에서 기준 전압(VREF)과 비교된다. 도 4a의 실시예에서, 외부에서 제공된 토크 요구 신호는 펄스폭 변조(PWM ; Pulse Width Modulated)신호의 듀티 사이클이 기계로부터 입수될 수 있는 최대 토크 대 상기 요구된 토크의 비율과 일치하는 PWM 신호임을 추정한다. 이 실시예에서, V_REF전압 신호의 크기는 PWM 신호를 정의하는 논리 0과 논리 1 레벨 사이의 레벨로 설정된다. 따라서, 라인(2')상에 나타나는 신호는 라인(2) 상에서 수신되는 외부로부터 제공된 PWM 토크 요구 신호의 듀티 사이클(duty cycle)과 일치하는 듀티 사이클을 갖는 PWM 토크 요구 신호이다.

특정 시스템에 대하여, 라인(2)상에 외부로부터 제공된 토크 요구 신호는 PWM 신호가 아니라 그 대신에 상기 시스템의 원하는 토크 출력과 일치하는 전압 크기를 가지는 아날로그 신호일 것이다. 본 발명의 제어기는 거의 변경되지 않는 그러한 신호를 수신하고 그러한 신호로 인해 작동될 수 있다. 본 발명의 제어기(40)가 아날로그 신호를 수신하게 하는 회로는 도 4b에 보다 상세하게 도시되어 있다.

도 4b에는 외부로부터 제공된 토크 요구 신호의 수신에 관련된 도 4a의 일부분만이 도시된다. 일반적으로, 도 4b의 회로는 비교기(43)의 인버터 출력단과 연결된 레지스터/캐패시터("RC") 필터링 네트워크(45)를 제외하면 도 4a의 회로와 동일하다. 예시를 위해, 비교기(43)의 반전된 출력은 인버터(46)에 의해 제공되는 것으로 도시된다. 이 반전된 신호는 제어 칩(41)의 디지털 코어(42)에서 교대로 생성되어질 것이고, 외부 핀을 경유하여 제공된다. 비교기(43)의 비반전 단자에서의 전압보다 더 큰 아날로그 신호가 라인(2)을 통해 수신될 때, 비교기(43)의 상기 반전된 출력은 논리적으로 하이(high) 즉 포지티브이다. 이 포지티브 전압은 네트워크(45)의 RC 시상수에 의해 정의된 속도로 캐패시터를 충전하면서 RC 네트워크(45)로 전기 전류가 흐르도록 한다. 결국, 캐패시터에 걸리는 전압(비반전 단자에 인가됨)은 제어 칩(41)의 입력 아날로그 전압을 초과할 것이고, 비교기(43)의 출력은 반전된 출력이 논리 0(접지)이 되도록 야기함으로써 캐패시터의 방전을 유도(drain)하는 상태를 스위칭할 것이다. 결과적으로 캐패시터를 통과하는 전압은 라인(2)에 인가되는 아날로그 전압으로 떨어질 것이고 컨버터(43)의 출력은 다시 상태를 변경할 것이다.

일실시예에서, 라인(2')상의 신호는 주어진 주파수에서 클록킹되는 업/다운 카운터에 제어 신호로서 인가되고, 라인(2) 상에서 신호가 논리적으로 하이 일 때 카운터는 카운트 업되며, 신호가 논리적으로 로우(low)일 때 카운트 다운된다. 이 실시예에서, 카운터에서의 출력은 속도 또는 토크 명령 신호와 일치한다.

도 4a를 다시 참조하면, 제어기(40)의 디지털 코어(42)는 RPT 정보 및 라인(2) 상에서 PWM 토크 명령을 수신하고, 이 정보에 기초하여서 라인(5a, 5b, 및 5c)을 경유하여 전력 컨버터(30)의 전력 스위칭 장치에 제공되어질 적절한 개시 신호(firing signal)를 결정한다. 상기 제어 회로가 개시 신호를 생성하는 정확한 방식은 제어 칩이 동작하는 제어모드에 의존한다.

제어 칩(41)은 (1) "L_MIN/L_MAX 모드" 및 (2) "2/3 모드", 및 (3) "최고 각도 제어 모드"를 포함하는 수 개의 특별한 모드로 동작할 수 있다. 제어 칩(41)이 동작하는 정확한 모드는 전력 컨버터(30)에서 전력 스위칭 장치로 인가되는 개시 신호의 유형을 결정한다.

L_MIN/L_MAX 모드에서 상권선에 전류를 인가하는 것은 미리 결정된 T_ON 및 T_OFF 각도에 의해 한정된 "액티브 사이클"로 이루어진다. L_MIN/L_MAX 모드가 선택되면, 주어진 상권선에 대한 T_ON 각도는 상권선의 인덕턴스가 거의 최소값(L_MIN)일 때 고정자에 대한 회전자의 각 위치와 일치한다. 이 모드에서, 상권선에 대한 T_OFF 각도는 상권선의 인덕턴스가 거의 최대값(L_MAX)일 때 회전자의 각 위치와 일치한다. 본 발명의 일 실시예에서 세 개의 상권선의 각도 L_MIN 또는 L_MAX 지점은 RPT(3)으로부터의 특정 출력 신호와 결합된다. 그러한 실시예에서, 제어기(L_MIN/L_MAX 모드에서 동작함)는 상기 상권선에 대한 L_MIN 신호가 수신될 때 주어진 상권선에 대한 액티브 사이클을 개시하고, 적절한 L_MAX 신호가 수신될 때 액티브 사이클을 종결시킨다.

상권선에 대한 T_ON 각도와 T_OFF 각도가 설정된 채로 L_MIN/L_MAX 모드에서 변화하지 않고 있는 동안에, 액티브 사이클 동안 각 상권선에서 흐르도록 되어 있는 최고 전류값은 라인(2)상의 디지털 코어가 수신하는 토크 요구 신호에 따라 변하도록 되어 있다. 특히, 디지털 코어(42)는 I_REF(PWM) 신호를 선택하기 위한 회로를 포함하는데, 상기 I_REF(PWM) 신호는 주어진 속도/토크 조합에 대해 원하는 최고 전류를 한정하는 원하는 PWM 듀티 사이클에 해당한다. 당업자들이 이해할 수 있는 바와 같이, 자기 저항 기계에서의 토크와 전류간의 관계는 비선형적이며, 또한 기계의 속도에 따라 변할 수 있다. 마찬가지로, 제어기(40)는 토크 요구 및 속도 정보를 수신하고 적합한 I_REF(PWM)를 선택하는 회로를 포함한다.

제어기(40)의 한 실시예에서, 다양한 속도와 토크 지점에 대한 I_REF(PWM) 데이터는 제어기(40)에 액세스할 수 있는 메모리에 저장되어 있는 스파아스 매트릭스(sparse matrix)에 저장된다. 이러한 실시예에서, 속도/토크 정보는 매트릭스 메모리를 어드레스 지정하는데 사용된다. 저장된 데이터가 없는 속도/토크 지점에 있어서, 보간 루틴들은 적합한 I_REF(PWM) 데이터를 계산하는데 사용될 수 있다.

I_REF(PWM) 듀티 사이클 신호가 속도와 토크 데이터에서 계산되거나, 또는 측정된 데이터에 기초한 I_REF(PWM)에 대한 등식을 정의하기 위하여 곡선 맞춤 기술(curve fitting techniques)들이 사용되는 다른 대안적인 실시예들이 고려될 수 있다.

도 4a를 참조하면, 디지털 코어가 생성하는 I_REF(PWM) 신호는 제어 칩(41)에 있는 핀을 경유하여 외부 RC 필터링 네트워크(47)측으로 공급되고, 그 결과 바람직한 최고 액티브 사이클의 전류 I_REF(DC)에 해당되는 아날로그 신호가 생성되게 된다. RC 네트워크(47)의 정확한 크기와 구조는 특정 응용에서의 I_REF(PWM)의 주파수와 크기에 따라 변화한다. 일실시예에서, I_REF(PWM) 신호의 주파수는 대략 40 KHz이며, RC 네트워크(47)는 저항(48a-48d)과 두 개의 캐패시터(49)를 포함하는데, 여기서 저항 값은 각각 2.2 킬로옴, 100 킬로옴, 20 킬로옴, 및 20 킬로옴이며, 캐패시터(49)의 캐패시턴스 값은 100 나노 패러드이다.

바람직한 최고 전류 값을 나타내는 단일의 아날로그 신호는 입력 핀을 경유하여 비교기(44a, 44b, 및 44c)들 측으로 공급되는데, 여기서 이 신호는 세 개의 상권선(A, B, 및 C)으로부터의 피드백 전류 신호와 비교된다. 비교기들(44a, 44b, 및 44c)은 각각의 상전류값(phase current value)이 I_REF(DC) 신호에 의해 반영되는 바람직한 최고 전류값보다 크거나 작은지에 대한 표시를 제공한다. 상권선 전류들 각각과 비교되는 단일 I_REF(DC) 신호를 수신하기 위하여 단일 핀을 사용하는 것은 구조를 간단하게 하고 제어 칩(41)의 비용을 감소한다는 것을 주목해야 하는데, 그 이유는 각각의 전류 기준값들이 각각의 서로 다른 상권선들에 대하여 필요하지 않기 때문이다.

이하에서 더욱 상세하게 토론되는 바와 같이, L_MIN/L_MAX 모드에서, 제어 칩(41)은 전류 비교 신호를 수신하여 전력 스위칭 장치에 대한 개시 신호를 제어함으로써, 결과적으로 위상이 액티브 사이클에 있을 때에 상권선에서의 전류가 I_REF(DC) 신호에 해당되는 레벨과 대략 동일한 레벨로 유지된다. 본 발명의 한 실시예에서, 액티브 사이클동안에 상권선에서의 전류가 고정 주파수 소프트 초핑 기술에 의하여 유지되는데, 여기서, 상권선에서의 전류가 I_REF(DC)에 의해 반영된 바람직한 최고 레벨 미만일 때에는, 액티브 상권선과 관련된 전력 스위칭 장치는 둘 다 도통상태로 진입하며, 또한 액티브 상권선에서의 전류가 바람직한 최고 전류 레벨을 초과할 때에는 전력 스위치들 중 하나가 자유회전(freewheeling)이 이루어지도록 비도통 상태로 된다.

위에서 설명한 고정 주파수 소프트-초핑 제어 방식은 액티브 사이클 동안에 전류 제어가 이루어질 수 있게 하는 한 방법일 뿐이다. 하드-초핑 기술들도 사용될 수 있지만, 이러한 하드-초핑 기술들이 동일한 개수의 "초프(chop)"에 대하여 약 두 배의 스위칭 손실의 결과를 초래하는데, 그 이유는 두 개의 스위치가 각각의 초프를 위하여 액티브 상태에 있어야 하기 때문이다. 소프트 초핑의 다른 형태가 또한 사용될 수 있다. 예를 들자면, 도통 상태에 있는 전력 스위칭 장치와, 도통 상태와 비도통 상태간에 스위칭되는 전력 스위칭 장치는 스위칭 시스템의 손실을 감소시키고, 장치들의 수명을 연장하며, 더 느린 스위칭 장치의 사용을 허용하도록 하기 위하여 서로 교체될 수 있다.

위에서 설명한 L_MIN/L_MAX 모드는 상대적으로 느린 속도로의 자기 저항 기계(20)의 동작을 위하여 가장 적합한데, 여기서 인덕턴스는 상대적으로 느리게 증가하여, 권선에서의 전류는 비교적 신속하게 증가하게 된다. 인덕턴스가 시간상 더욱 신속하게 변화되는 빠른 속도에서, L_MIN과 L_MAX간의 고정된 듀티 사이클 펄스의 응용은 너무 느리게 증가하고 감소하는 위상에서의 전류 프로파일의 결과를 초래하여, 결국 토크가 쉽게 제어되지 않는다. L_MIN/L_MAX 모드는 비교적 느린 속도에서만 사용되도록 제한될 수 있다. 예를 들자면, 본 발명에 따른 제어 시스템의 한 응용에 있어서, L_MIN/L_MAX 모드는 375 RPM까지의 회전 속도에서 사용된다.

회전자의 회전 속도가 증가함에 따라, L_MAX 지점 이후에 전류가 인가된 상권선에 남아 있는 전류에 의하여 생성되는 네거티브 토크는 모터의 성능이 비효율적이게 한다. 이로써, 회전자의 회전 속도가 증가하기 시작할 때, L_MAX 지점이 되기 전에 주어진 상권선의 액티브 사이클을 종료시키는 것이 바람직하다. 2/3 모드에서, 본 발명에 따른 제어기(40)는 각각의 상권선에 대한 T_OFF 각도가 L_MIN 지점과 L_MAX 지점간의 각도 간격의 2/3인 회전자 위치가 되도록 한정함으로써 이러한 것이 이루어지는 것을 보장하여 준다. L_MAX 이전에 일어나는 상기 2/3 지점에서, 상기 권선에서의 전류는 신속하게 0으로 유도되기보다는 비교적 느리게 감소되는 동시에 법선력(normal force)은 작게 된다. 본 발명에 따른 시스템의 한 실시예에서, 상기 2/3 지점은 특정 RPT 출력 신호에 해당된다. 한 실시예에서, 2/3 모드에서의 액티브 위상에 대한 T_ON 각도는 L_MIN/L_MAX(즉, L_MIN) 모드에서와 동일하지만, L_MIN/L_MAX 모드에 관계없이 선택될 수도 있다.

T_ON 지점과 T_OFF 지점이 2/3 모드에서 고정되는데 반해서, 바람직한 최고 전류값은 토크 요구 신호에 따라 변하도록 되어 있다. 바람직한 최고 전류값을 설정하고 주어진 상권선 전류가 그 값을 초과하는 지를 알려주기 위해서 제어기(40)에 의해 사용하는 방법은 L_MIN/L_MAX 모드와 연관하여 위에서 설명한 것과 동일하다.

L_MIN/L_MAX 모드가 시스템의 높은 토크 출력이 중요하게 고려되는 저속(low speed)에 대해 가장 적합한 반면에, 속도가 빠른 것이 예상되면서 시스템의 효율성이 가장 중요한 경우의 동작에 대해서는 2/3 동작 모드가 가장 적합하다. 2/3 모드에서, 회전자의 각속도는, L_MIN/L_MAX 모드를 사용하여 생성된 네거티브 토크가 모터의 성능에 대한 효율성을 감소시키기 시작하는 속도보다 더 크지만, 충분한 개수의 전류 초프가 수행되기에 T_ON 및 T_OFF 시점 사이에는 충분한 시간이 있을 정도로 충분히 느려서 신뢰할 수 있는 전류 제어가 보장된다. 한 예로서, 본 발명에 따른 한 응용에 있어서, 2/3 모드는 375 RPM보다는 크고 1000RPM보다는 작은 회전자 속도를 위하여 사용된다. 다른 응용에서는, 2/3 모드가 더 나은 효율성과 더 낮은 RMS 상전류를 위하여 L_MIN/L_MAX 모드대신에 매우 낮은 회전자 속도로 사용될 수 있다.

회전자의 회전 속도가 더욱 증가함에 따라, 생성된 모터 인덕턴스와 카운터의 emf가 위에서 설명한 바와 같이 2/3 모드나 또는 L_MIN/L_MAX 모드를 사용하여 상권선에 설정될 수 있는 전류의 양을 제한하는 지점에 이르게 된다. 더 나아가서, 만약에 상권선이 L_MAX와 L_MIN의 회전 간격의 2/3나 L_MA가 되는 T_OFF 지점에서 전류 인가가 중단된다면, 권선의 그 다음 전류 인가 사이클이 되기 전의 최대 인덕턴스가 되는 시점 후에 권선에 여전히 남아 있는 전류를 제거하는 것은 어려운 일이다. 초핑은 이러한 속도에서 이루어질 수 있지만, 스스로 적합한 전류 제어를 제공하지 않는다. 이러한 상황에서, 자기 저항 기계는 "각도 제어 모드"에서 제어될 수 있는데, 이 모드에서는 상권선의 전류 인가가 서로 다른 회전자의 위치나 각도에 대해 서로 다른 스위칭 방법을 이용하여 정의된다. 비록 다른 더 복잡한 실시예들이 서로 다른 각도들, 즉 세 개 정도의 각도들을 이용하여 고려되었지만, 한 실시예로서 세 개의 각도들이 +HVDC 방식과, 자유회전 방식과, -HVDC 방식을 한정하기 위하여 사용되었다. 상기의 "세 개의 각도" 예에서, 각도 제어 모드에서 제어되는 상권선으로의 전류 인가를 한정하는 세 개의 각도들은 (i) 액티브 사이클의 개시를 한정하는 T_ON 각도; (ii) 전력 스위칭 장치들 중의 하나와 권선에 관련되는 플라이백 다이오드들 중의 하나를 이용하여, 상권선에서의 전류가 자유 회전하도록 허용되는 자유회전 각도(FW); (iii) 액티브 사이클의 종료를 한정하는 T_OFF각도이다. L_MIN/L_MAX 모드와 2/3 모드와는 달리, T_ON 각도와, T_OFF각도 {및 자유회전 각도(FW)}들이 고정되어 있지 않고, 각도 제어 모드에서 모터의 속도와 토크의 요구에 따라 변한다. 더욱이, T_ON 각도, T_OFF 각도 및 FW 각도와 관련된 회전자 위치가 특정 RPT 신호와 종종 대응하지 않아서, 방법들은 연속적인 RPT 신호 변화 사이에서 회전자의 위치를 추정하도록 사용되어야 한다.

T_ON 각도와, T_OFF각도, 및 자유회전 각도(FW)들은 회전자의 각속도와 기계의 토크나 속도의 요구에 따라 변하기 때문에, 제어기에는 각도 제어 모드에서 동작하고 있을 때의 회전자 속도나 토크의 각 조합을 위한 적합한 각도 파라미터들을 제공(또는 생성)해야 한다. 이러한 정보를 제공하는 한가지 방법은 각도 제어 모드에서 모터를 실험적으로 작동시켜보고 또한 다양한 시점들에서 바람직한 동작 성능을 제공하는 몇몇 속도/토크 지점에서의 적합한 T_ON 각도와, T_OFF각도, 및 자유회전 각도(FW)를 결정함으로서 모터를 특징짓는다. 그 다음에 데이터는 제어 칩(41)에 관련된 디지털 메모리{다시 말해서, 칩에 있는 메모리(41)나 디지털 제어 코어에 의하여 사용되는 제어 칩(41)에 어드레스 지정될 수 있고 또한 액세스될 수 있는 외부 메모리}에 저장된다. 한 실시예에서, 선택된 각도 파라미터들은 제어 칩(41)에 액세스할 수 있는 메모리에 저장되어 있는 스파아스 매트릭스에 저장된다. 제어기는 실제상의 속도/토크 지점에 가장 가까운 속도/토크와 관련된 각도 파라미터들로 동작하거나 또는 실제상의 속도/토크 동작 지점에 대한 적합한 각도 파라미터 데이터를 선택하는 보간 알고리즘을 사용한다. T_ON 각도와, T_OFF각도, 및 자유회전 각도(FW)들이 제어기(40)가 이용가능한 속도와 토크 정보로부터 유도되거나 그렇지 않으면 계산되는 대안적인 실시예들이 고려되었다.

각도 제어 모드에서 동작하는 모터를 특징짓기 위하여 사용되어야 하는 정확한 방법은 모터마다 다르고 제어기마다 다르다. 특징적인 기능을 실행하는 일반적인 기술들은 당업계에서 공지되어 있어서, 여기에서 상세하게 언급하지 않을 것이다.

각도 제어 모드는 기계가 고속으로 동작할 때에, 다시 말해서 기계가 최대 동작 속도의 주어진 퍼센트(즉, 1/3과 1/2 사이)이상으로 동작할 때에 가장 적합하다. 한 예로서, 본 발명에 따른 한 응용에서, 각도 제어 모드는 회전자의 각속도가 1000RPM을 초과할 때에 제어를 할 목적으로 사용되었다.

본 발명에서의 제어기(40)는 위에서 설명한 동작 모드중의 하나로만 동작하게끔 구성되어지거나 또는 기계의 회전 속도에 따라 다르게 결정되는 동작 모드에서 동작하도록 구성될 수 있다. 후자의 방식이 바람직할 때에, 제어기는 제어기(40)내의 디지털 메모리 위치에서 모드 변환이 일어나게 하는 속도를 저장함으로서 적합하게 프로그래밍될 수 있다.

위에서 설명한 바와 같이, 자기 저항 기계내에서 자속의 갑작스러운 변화는 원하지 않는 소리 잡음과 진동을 초래한다. 이러한 갑작스러운 변화의 대부분은, 상권선에서 흐르는 전류가 액티브 사이클에서의 크기로부터 거의 0(전류 파형의 '후단부')으로 감소될 때, 및 액티브 상권선에 흐르는 전류가 거의 0에서부터 액티브 사이클에서의 최고값(전류 파형의 '전단부')으로 증가할 때에 일어난다. 증가하는 전류는 전류가 인가된 권선의 자속에서뿐만 아니라, 전류가 빠져나가고 있는 권선이나 전류가 인가되는 근접한 권선의 자속에 대한 변화를 초래할 수 있다. 본 발명에 따른 제어기(40)는 전에 설명한 모드에서 액티브 사이클에 있을 때에 상권선에서의 전류에 공급되는 순 평균 전압을 제어할 수 있어서, 결과적으로 액티브 상권선이나 근접한 상권선에서의 자속에 대한 변화가 감소되게 되며, 이것은 원하지 않는 기계 잡음과 진동을 감소시킨다.

본 전류 제어는 제어 방식으로 전류를 "램프-업(ramping-up)"함으로써 전류 파형의 전단부에서 이루어지고, 제어 방식으로 "램프-다운(ramping-down)"함으로써 전류 파형의 후단부에서 이루어진다. 설명을 할 목적으로, 전류 파형을 "램프-다운"시키기 위하여 제어기(40)에서 사용하는 방법 및 장치에 대하여 우선 설명하기로 한다. 이하에 나오는 설명은 모든 동작 모드들에 적용 가능하며, T_ON 각도와 T_OFF각도가 한정되거나 선택되는 방식에 의존하지 않는다.

해당 권선에 대한 액티브 사이클이 종료되고 있을 때에 액티브 상권선에서 흐르는 전류를 낮추는 가장 간단한 방법은, 회전자가 그 액티브 사이클에서의 T_OFF 지점에 도달할 때에 그 권선과 관련된 두 개의 전력 스위칭 장치를 비도통 상태로 작동시키는 것이다. 그러나 이러한 기술은 T_OFF에서 상권선측으로 거의 최고(full) -HVDC 전압 레벨의 적용, 및 권선에 공급되는 순 평균 전압에 대한 포지티브의 순전압값(바람직한 액티브 사이클 전류를 설정하기 위하여 사용되었던 모든 전압)으로부터 -HVDC 값으로의 극적인 변화로 귀착된다. 갑작스러운 전압의 변화는 갑작스러운 자속 변화를 초래하고 원하지 않는 모터 잡음과 진동이 생기는 결과를 가져온다.

제어기(40)는, 액티브 상권선에서의 전류의 변화가 갑작스럽지는 않으나, 그 위상에서의 전류가 거의 0으로 감소될 때까지 회전자가 액티브 위상에 대하여 T_OFF 각도에 도달하는 지점으로부터 제어되도록 하는 사전 결정된 방식으로 전류가 "램프-다운"되는 것을 허용하도록 구성된다. 일반적으로 이러한 것은 스위칭 방식을 사용함으로써 달성되는데, 이 스위칭 방식을 사용하면 T_OFF가 막 끝나고 나서 상권선에 공급되는 순 평균 전압이 T_OFF에서와 동일하도록 T_OFF에서의 듀티 사이클은 계산되거나 또는 포착된다. 그 다음에 권선에 공급되는 전압 펄스의 지속기간은, 상권선에서의 전류가 거의 0이 될 때까지, 권선에 공급되는 순 평균 전압이 T_OFF에서의 포지티브 값에서 0으로 바뀌고 그 후에 네거티브 값으로 또 바뀌도록 제어하는 방식으로 변화하도록 제어된다. 권선에 공급된 전압 펄스를 제어한 결과로서 전류와 자속(magnetic flux)은 순조롭게 감소 램핑 다운되는 반면에, T_OFF가 끝나고 나서 동일한 순 평균 전압을 공급한 결과는 권선에 흐르는 전류가 권선에서 제거되기 시작하는 시점부터 전류가 거의 0이 되는 시점까지 전류 파형에서 작은 변화가 생기게 된다. 이렇게 제어되는 전류 변화는 시스템에서의 청취 가능한 잡음과 원하지 않는 진동을 감소시킨다.

한 실시예에서, 제어기(40)는 상권선에 흐르는 전류가 액티브상태의 동작 사이클 동안 바람직한 최고치를 유지하도록 소프트-초핑 방식(soft-chopping scheme)을 사용한다. 이 실시예에서, T_OFF에서, 제어기(40)는 전류를 0으로 감소시키기 위해 전압 펄스를 제어된 형태로 공급하는 하드-초핑 방식(hard-chopping scheme)을 개시할 것이다. 여기에서 상술하는 시스템의 한 실시예에서는, T_OFF에서 권선에 공급된 하드 초핑 전압 펄스의 듀티 사이클은, 고정된 PWM 주파수의 퍼센트로서, T_OFF에서의 소프트 초핑 전압 펄스에 대한 듀티 사이클의 절반, 즉 +50 %이다. 이하에 나오는 설명이 이 실시예에서의 제어기(40)에 대한 상세한 설명에 국한되어 있지만, 여기에서 논하고 있는 본 장치와 기술이 다른 초핑 방식 또는 전류 제어 방식과 연관하여 사용될 수 있다는 것은 당업자에게 자명하다.

도 5a는, 본 발명의 제어 시스템이 상권선에 인가되는 순 평균 전압으로 하여금 갑작스럽지 않고 제어된 방식을 이용하여 T_OFF에서 인가되는 거의 순 평균 전압을 HVDC로 바꾸도록 야기하는 방법(50)을, 순서도 형태로 나타내고 있다. 제어기(40)는 우선 T_OFF에서 공급되는 순 평균 전압값에 근사하거나 그 값에 동일한 순 평균 전압에 해당되는, 하드-초핑 전압 펄스의 초기 듀티 사이클을 결정함으로써, 이러한 것을 달성시킨다. 상기 초기 듀티 사이클은 그 다음에 상권선에 공급되는 순 평균 전압을 제어하고 또한 하드-초핑 전압 펄스를 이용한 제어 응용을 이용하여 전류가 흐르지 않는 상권선의 전류가 램핑 다운되도록 조정된다.

상권선이 액티브 사이클에 진입하기 전에, 제어기(40)의 디지털 코어(digital core)(42)는 T_OFF에서 시작하는 하드-초핑 펄스의 초기 듀티 사이클을 계산한다. 이것은 도 5a의 단계(51-53)에서 이루어진다. 상권선에서 원하는 전류 크기를 설정하기 위하여 필요한 순 평균 전압이 최적의 잡음 감소를 위하여 기계의 속도와 토크에 따라 변하기 때문에, 하드-초핑이 T_OFF(이것은 T_OFF에서의 순 평균 전압을 한정함)에서 시작하여야 하는 듀티 사이클은 회전자(rotor)의 속도와 기계의 토크 출력에 따라 변해야 한다. 그러한 것으로서, 본 발명에 따른 제어기(40)는 단계(51)에서 출력 모터 토크 대 최대 가능 회전자 토크의 비율에 따라 "HARD-RAMP-START" 듀티 사이클에 대한 기여도(다시 말하자면 T_OFF에서의 순 평균 전압에 대한 기여도)를 계산한다. 도 5a에서 제시한 특별한 예에서, "HARD-RAMP-START" 듀티 사이클에 대한 토크 관련 기여도는 토크 출력의 선형 함수를 통해 디지털 코어(42)에 있는 프로세서에 의하여 계산되는데, 여기에서 HARD-RAMP-START_{TORQUE CONTROL}=T_OUT/T_MAX*OFFSET이며, M은 대표적인 선형 커브의 원하는 기울기를 나타내며 OFFSET는 원하는 오프셋을 나타낸다. M과 OFFSET의 정확한 값은 기계에 따라 다르며 상기에서 설명한 "특징화(characterizing)"처리와 유사한 방식으로 실험을 통하여 결정될 수 있고, 여기에서 서로 다른 M과 OFFSET의 값은 테스트되어 주어진 기계에서 M과 OFFSET의 최적값들이 결정된다. M과 OFFSET값은 속도와 토크에 따라 변화할 수 있으며 OFFSET값은 몇몇 응용에서 0이 될 수 있다. 특징화되는 기술들은 유리한데, 왜냐하면 속도 및 토크와 T_OFF에서의 원하는 순 평균 전압간의 최적 관계(HARD-RAMP-START에 의해 정해짐)가 자주 선형은 아니지만, 대신에 고차(higher order) 다항식에 의하여 제한되기 때문이다.

단계(52)에서 HARD-RAMP-START 듀티 사이클에 대한 토크 기여도를 계산한 후에, 본 발명의 제어기(40)는 단계(52)에서 HARD-RAMP-START 듀티 사이클에 대한 속도 기여도를 계산한다. 이것은 HARD-RAMP-START 듀티 사이클에 대한 토크 기여도와 연계하여 전술한 방식과 유사한 방식으로 수행될 수 있다.

단계(53)에서는 HARD-RAMP-START 듀티 사이클에 대한 토크와 속도의 영향은 주어진 속도와 토크에 대한 바람직한 HARD-RAMP-START값을 생성하기 위하여 합산된다. HARD-RAMP-START값은 또한 상기 두 개의 인자를 본질적으로 결합하는 단일 함수를 사용하여 대안적으로 계산될 수 도 있다.

위에서 선형 함수를 사용하여 HARD-RAMP-START듀티 사이클을 계산하는 방법들을 설명하고 있지만, 다른 방법들도 사용될 수 있다. 예를 들자면, 고차(higher order) 등식들이 계산을 할 용도로 사용될 수 있거나, 다양한 속도와 토크점에 대한 HARD-RAMP-START 데이터가 사전에 결정되고 제어기(40)에 있는 스파아스 매트릭스에 저장될 수 있다. 상기에서 언급한 각도 파라미터에서와 같이, 보간(interpolation) 루틴이 스파아tm 매트릭스에 사전에 저장되지 않은 토크/속도 점들에 대한 HARD-RAMP-START값들을 계산하는데 사용될 수 있다.

상기의 예는 기계의 속도와 토크에 따라 선형적으로 변화하는 HARD-RAMP-START 듀티 사이클을 반영하는 반면에, 비선형적인 관계 또한 추정(estimation)이나 적응 제어 방법도 사용될 수 있다. 상기와 같은 대안적인 방법들은 더욱 많은 계산의 오버헤드를 필요로 하지만 더 나은 결과를 제공할 수 있다. 도 5b는 다양한 속도와 다양한 토크 출력 레벨에 대하여 몇 몇 가능한 HARD-RAMP-START 듀티 사이클 곡선을 도시한다. 기계에 의하여 생성되는 잡음과 전압을 감시하고 또한 주어진 속도와 토크의 점에 대하여 원하지 않는 잡음을 가장 적게 생성하는 HARD-RAMP-START 듀티 사이클을 선택함으로써 주어진 자기저항 기계에 대한 이러한 곡선들이 실험을 통하여 결정되었다. 도 5b에 도시된 이러한 곡선들은 실험을 통하여 얻어지고, 그 다음에는 제어기(40)의 디지털 코어(42)에 액세스할 수 있는 메모리에 저장될 수 있으며, 또는 곡선-맞춤(curve-fitting) 기술들이 실험을 통하여 결정된 데이터에 가장 근접하게 맞는 등식을 결정하는데 사용될 수 있다.

본 발명에 따른 제어기(40)에서, T_OFF에서 HARD-RAMP-START 듀티 사이클에서 하드 초핑하는 것은 T_OFF에서의 전류 프로파일에 있는 볼록한 부분 즉 "둥근 코너"를 생성하면서 시작된다. 이러한 둥근 코너를 생성함으로써, 권선에 공급된 전압과 유도된 전류 및 자속에 대하여 일어나는 빠른 변화가 일어나는 것이 회피될 수 있으며, 자속 변화율을 감소시킨다. 위에서 설명한 바와 같이, 자속에서 일어나는 빠른 변화는 청취 가능한 잡음과 바람직하지 않은 진동의 주요한 소스이다. 하드-초핑 듀티 사이클은 그 다음에 상권선에 공급되는 순 평균 전압을 제어하도록 조정되어 결과적으로 그러한 순 평균 전압은 T_OFF에서의 포지티브 값으로부터 상권선에서의 전류가 0이 될 수 있게 하는 네거티브 값으로 순조롭게 천이 된다.

도 5c는 상권선(55)에서의 상전류와 상권선(56)에 걸린 전압을 도시한다. 도 5d는 권선(55)에서의 상전류와 상권선(58)에 걸린 순 평균 전압을 나타낸다. 도시된 2/3 모드에서, 제어된 램핑 다운은 T_OFF에서 영역(57)에 있는 순조로운 천이부분 즉 둥근 코너를 생성한다.

도 6a는 본 발명에 따른 제어기(40)에 의하여 제어된 램핑 다운이 이루어지는 한 방법(60)을 순서도에서 나타내고 있다. 단계(50)의 초기에 제어기는 실제상의 속도와 토크 파라미터들에 대한 적합한 HARD-RAMP-START 듀티 사이클을 결정한다. 이러한 것은 도 5a와 연관하여 설명된 방법(50)이나, 위에서 설명한 HARD-RAMP-START를 결정하는 다른 방법들 중 임의의 방법에 의하여 이루어질 수 있다.

HARD-RAMP-START가 선택된 후에, 제어기는 그 다음으로서 단계(61)에서 램프-다운(ramp-down)에서 사용된 듀티 사이클의 변화율을 제어하는 RAMPDOWN-GRADIENT 파라미터를 선택한다. RAMPDOWN-GRADIENT 파라미터는 상권선에 걸린 순 평균 전압이 포지티브 값에서 네거티브 값으로 변하게 되는 변화율을 제어하는데, 그 결과 상권선에서의 전류 변화율과 그로 인해 기계에서 생기는 자속 변화율도 제어하게 된다.

RAMPDOWN-GRADIENT 파라미터는 HARD-RAMP-START 듀티 사이클을 계산하는 것과 연관하여 위에서 설명된 것과 유사한 방식으로 회전자의 속도와 기계의 토크에 따라 계산될 수 있다. 앞에서와 같이, 회전자의 속도와 토크 또는 RAMPDOWN-GRADIENT를 함수로서 한정하는 선형 등식의 기울기 값과 오프셋 값은 실험을 통하여 결정될 수 있다. HARD-RAMP-START 값의 결정과 관련하여 위에서 언급한 다른 방법들도 또한 RAMPDOWN-GRADIENT를 결정하기 위하여 사용될 수도 있다. 도 6b는 몇 몇 부가적인 선형 및 높은 차수(high order)의 곡선 맞춤뿐만 아니라 주어진 자기 저항 기계에 대해서 RAMPDOWN-GRADIENT에 대한 실험으로 유추되어진 몇 몇 값들을 나타낸다. 언급된 바와 같이, 비록 선형 근사 방식이 제어를 단순화하기 위하여 사용될 수 있다 하더라도, 최적의 RAMPDOWN-GRADIENT와 속도 및 토크간의 관계는 비선형적이다. 도 6b에 제시된 한 예에서, RAMPDOWN-GRADIENT 값은 기계의 회전 속도에 반비례한다. 일반적으로, RAMPDOWN-GRADIENT값은 기계 속도가 증가함에 따라 램프 다운시의 전류의 네거티브 기울기가 증가하도록 선택되어야 한다. 또한 RAMPDOWN-GRADIENT값은 토크가 기계의 효율성을 향상시키기 위하여 증가할 때에 램프-다운시에 전류의 네거티브 기울기가 변화하도록 선택될 수 도 있다.

RAMPDOWN-GRADIENT값이 단계(61)에서 선택된 후에, 제어기(40)는 그 다음으로 회전자가 적합한 상권선에 대하여 T_OFF 지점에 도달했는지의 여부를 결정한다. 이러한 것은 회전자 위치(RPT신호에서 유도됨)를 나타내는 디지털 값을 L_MIN/L_MAX와 2/3 모드를 위하여 고정되었거나 또는 각도 제어 모드(Angle Control Mode)에 대하여 제어기에 제공되거나 또는 제어기가 계산한 T_OFF 값을 나타내는 디지털 값과 비교함으로써 이루어진다. 일단 제어기는, 회전자가 T_OFF 지점에 도달했다고 결정하고 나면, 제어기는 그 다음으로서 PWM-HARD 듀티 사이클 파라미터를 HARD-RAMP-START에 설정하고 또한 PWM-HARD 파라미터에 해당되는 듀티 사이클에서 적합한 상권선측으로 전력을 공급하는 것을 시작한다. 이어서 제어기는 단계(65)에서 RAMPDOWN-GRAD에 따라 상권선에 공급되는 전압을 감소시키기 위해 반복적으로 PWM-HARD 듀티 사이클을 조정하는 루프로 들어가고, 새롭게 감소된 PWM-HARD에서 적합한 상권선측으로 전압을 인가하는 것을 시작하는 단계(64)로 귀환한다. 이러한 사이클은 PWM-HARD 파라미터가 0% 듀티 사이클에 해당되어 결과적으로 최고 -HVDC 전압이 상권선에 공급되어 질 때까지 계속되어 지거나 또는 회전자의 위치가 -HVDC가 공급되는 지점에 도달할 때까지 계속된다.

제어기(40)의 한 실시예에서, HARD-RAMP-START와 RAMPDOWN-GRAD 파라미터들은 적합한 개시(firing) 신호를 생성하기 위하여 다양한 카운터와 비교기들이 사용하는 번호이다. 본 실시예에 해당되는 회로는 도 6c에 나타나 있다. 이 회로는 제어 칩(41)의 디지털 코어(42)내에 포함되어 있거나 또는 적합하게 프로그래밍된 마이크로프로세서나 마이크로제어기를 사용함으로써 에뮬레이팅될 수 있다.

도 6c에 참조하자면, 8-비트 비교기(66)는 8-비트 업 카운터(67)의 출력을 자신의 A 입력단에서 수신하며, 자신의 B 입력단에서 8-비트 다운 카운터(68)의 출력을 수신한다. 비교기(66)는 도 6b에서 제시한 실시예에서 A 입력단에서의 8 비트값이 B 입력단에서의 값보다 적으면 언제나 포지티브 값(논리적으로 하이)이 되며 그렇지 않으면 대략 접지가 되는(논리적으로 로우) 출력 신호(HARD-CHOP-FIRING-SIGNAL)를 제공한다. 이어서 HARD-CHOP-FIRING 신호는 HARD-CHOP-FIRING 신호가 하이일 때 해당 상권선과 관련된 양 전력 스위칭 장치들을 도통 상태로 작동시키고, HARD-CHOP-FIRING 신호가 로우일 때에 양 전력 스위칭 장치들을 비도통 상태로 만드는 다른 회로(구동 회로, 미도시됨)에서 사용될 수 있다.

업 카운터(67)는 카운터가 0에서 최대 카운팅 값까지 카운팅하고 그런 다음에 자신을 CLK신호의 주파수에 해당되는 비율로 리셋팅할 수 있게끔 구성된다. 따라서, 업 카운터(67)의 출력과 비교기(66)의 A 입력단(PWM-COUNT라고 언급됨)은 고정된 주파수 하에 0으로부터 최대값까지 순환한다.

다운-카운터(68)는 제어기에 의하여 결정된HARD-RAMP-START 값에 해당되는 디지털 값을 자신의 데이터 입력단에서 수신한다. 따라서, 이하에서 제시한 바와 같이 RAMPDOWN-GRAD에 의하여 인에이블되면, 다운-카운터(68)는 CLK신호에 의하여 한정되는 비율로 HARD-RAMP-START에서 0값까지 카운팅 다운된다. 다운 카운터(68)측으로의 인에이블 신호는 다른 8-비트 다운 카운터(69)의 0 출력과 동일한 카운트로 제공된다. 다운-카운터(69)는 (RAMPDOWN-GRAD인) 값 데이터에서 0까지 반복적으로 카운팅 다운하도록 구성된다. 카운터가 0에 도달하면, 다운-카운터는 CO 펄스를 생성하는데 이것은 다운 카운터(68)의 인에이블 입력단과 다운 카운터(69)의 로드 입력단으로 제공된다. 따라서 다운- 카운터(69)는 RAMPDOWN-GRAD값에 반비례하는 비율로 단일 클록 펄스에 대하여 다운 카운터(68)를 인에이블시킬 것이다. 따라서, RAMPDOWN-GRAD이 낮아지면 낮아질수록, CO 펄스들은 더욱 빈번하게 발생되고 또한 다운 카운터(68)는 카운팅을 더욱 빨리 한다. 다운-카운터(68)가 카운팅을 빨리 하면 할수록 하드-초핑 펄스의 듀티 사이클도 더욱 빠르게 떨어지고, 또한 상권선에 공급된 순 평균 전압도 포지티브 값에서 네거티브 값으로 더욱 빠르게 변한다. 도 6c에서 제시한 회로는 모든 상권선에 다 있음을 주목하기로 하자.

위에서 언급한 램프-다운 기술들은 제어기(40)와 사용될 수 있는 램프 다운 기술의 유형에 대한 예를 나타낸 것이다. 특히 위에서 언급한 램프다운 기술들은 T_OFF에서 시작되는 하드-초핑 방식과 관련되어 있다. HARD-RAMP-START 듀티 사이클에서 하드-초핑 방식의 초핑이 제공될 때 결국 동일한 순 평균 전압이 T_OFF 지점에서 인가되는, 도 3b(V)에 따라 T_OFF에서 소프트-초핑 방식을 이용하기 시작하는 유사하게 제어되는 상전류의 램프다운을 실현하고, 그런 후에 적절한 상권선에 인가되는 순 평균 전압이 0이거나 또는 원하는 값이 0을 초과할 때까지 위에서 언급한 것들과 유사한 기술들을 사용하여 소프트 초핑 듀티 사이클을 램핑 다운하는 것이 가능하다. 제어기는 그 다음에 순 평균 전압을 네거티브 값으로 하기 위하여 하드-초핑 방식으로 전환될 수 있거나 또는 동일한 기능을 달성하기 위하여 도 3b(VI)에 따라 소프트-초핑 방식으로 전환 될 수 있다.

예를 들자면, 도 7a는 권선(70)에서의 상전류와 권선(71)에 인가된 전압을 나타내는데, 여기에서 소프트-초핑 스위칭 방법이 T_OFF(72)에서 공급되고, 듀티 사이클은 0으로 램핑되고, 그 다음에 하드-초핑 방법이 영역(73)에서 사용된다.

도 7b는 권선(75)에서의 상전류와 권선(76)에 인가되는 전압을 나타내는데, 여기에서 포지티브의 HVDC 전압 및 0의 값에 해당되는 전압값을 공급하는 소프트-초핑 스위칭 방법은 T_OFF(77)에서 공급되고, 소프트-초핑 듀티 사이클은 0으로 램핑되고, 그 다음에 네거티브 HVDC 전압 및 0의 값에 해당되는 전압값을 공급하는 소프트-초핑 스위칭 방법은 영역(78)에서 사용된다.

다른 램프다운-경사값(RAMPDOWN-GRADEINT values)이 다른 소프트-초프와 하드-초프 부분을 위해 사용될 수 있다. 주어진 하드-초핑 듀티 사이클에 대해, 동일한 순 평균 전압이 하드-초핑 듀티 사이클에서 듀티 사이클의 전체 기간의 50%를 뺀 값의 두 배와 같은 소프트-초핑 듀티 사이클에 의해 생성되는 것을 주지해야 한다. 상기 개시의 이익을 갖는 당업자는 이 교체 램프다운 기술을 수행할 수 있어야 한다. 상기 기술된 램프다운 기술의 수행은 T_OFF 지점으로부터 주로 볼록형 파형, 즉 감소된 잡음을 야기하는 것이 알려졌던 "둥근 모서리"로 귀착된다.

제어기(40)의 램프다운 특징은 모든 모터 토크와 속도 점에서 모든 제어 모드를 위해 잡음과 불필요한 진동을 감소시키는데 유리하다. 그러나, 높은 회전 속도에서, 주어진 상권선의 전류를 네거티브 토크의 생성을 회피하기 위해 상기 상권선을 위한 회전자가 T_OFF 각도에 도달한 다음에 가능한 한 빨리 0으로 유도하는 것이 바람직할 수도 있다. 속도가 증가함에 따라, 램프다운-기울기는 0으로 감소될 수 있으며, 높은 속도에서 램프다운 기능을 효과적으로 디스에이블시키고, 제어기로 하여금 T_OFF 에서 상권선에 관련된 비도통 상태의 전력 스위칭 장치 둘 모두를 비도통이 되도록 하여, 최고 -HVDC 전압을 권선에 가로질러 인가하고, 상권선 전류를 가능한 한 빨리 0으로 구동하게 한다. 본 발명의 시스템에 대한 일 실시예에서, 램프다운 회로는 1450 RPM 이상 회전자 속도에서 디스에이블된다.

전류 파형의 제어된 램프다운을 제공하는 것과 더불어, 제어기(40)는 또한 일단 바람직한 최고 전류에 도달하면, 액티브 사이클 동안 상권선 전류의 제어된 램프업과 상권선의 효과적인 고정 주파수 초핑 제어를 허용한다. 제어기(40)가 램프-업과 최고 전류 제어를 위해 사용되는 기본적인 방법이 도 8a에 흐름도 형태로 도시되어 있다.

도 8a를 참조하여, 액티브 사이클의 개시 전에, 제어기는 라인(2')상의 신호에 따라 액티브 사이클 동안 초핑 펄스의 최대 폭을 한정하는 액티브 사이클을 위한 최대 초핑 펄스 지속기간을 결정한다. 일 실시예에서, 상기 매개변수는 미리 기술된 HARD-RAMP-START 듀티 사이클에 대해 선택된 듀티와 같은 순 평균 전압 또는 약간 더 큰 순 평균 전압을 인가하는 소프트-초프 펄스폭에 상응한다. 상기 실시예에서, 이러한 PWM-SOFT-MAX 듀티 사이클 매개변수가 HARD-RAMP-START 듀티 사이클에서 고정 주파수 기간의 50%를 뺀 값의 두 배인 것으로 계산된다. 이러한 PWM-SOFT-MAX 값은 단계(81)에서 계산된다.

HARD-RAMP-START에 상응하는 PWM-SOFT-MAX의 사용은 PWM-SOFT-MAX를 결정하기 위하여 상세한 계산을 요구하지 않는다는 점에서 시스템의 상대 복잡성을 줄이기 때문에 이롭다. 그러나, 일부 적용에서는, 다른 속도 및 토크 조합에 대한 적절한 HARD-RAMP-START의 전개를 위해 미리 언급된 방법을 사용하여 HARD-RAMP-START와는 상관없이 PWM-SOFT-MAX를 결정하는 것이 바람직할 수 있다. 다음의 설명이 HARD-RAMP-START값에 상응하는 PWM-SOFT-MAX 값과 관련되지만, PWM-SOFT-MAX값이 별개로 결정되고, HARD-RAMP-START 값은 PWM-SOFT-MAX값으로부터 결정되는 것이 이해되어져야 한다.

단계(81)에서 PWM-SOFT-MAX를 결정한 후, 제어기는 상기 상권선에 대한 T_ON 위치가 도달되었는지의 여부를 각 상권선에 대해 결정한다. RPT(3)로부터 유도된 위치 정보가 상권선에 대한 T_ON 이 도달되었음을 알려줄 때, 제어기(40)는 도통 상태로 상권선과 관련된 전력 스위칭 장치 둘 모두를 작동시켜서, PWM-SOFT-MAX에 상응하는 주파수와 듀티 사이클에서 최고 +HVDC 버스 전압을 관련 상권선에 인가하기 위해 개시 신호를 발생시킨다.

아래에 보다 완전히 설명된 것처럼, 고정 주파수 초핑이 카운팅을 시작하고, 다시 카운팅을 시작하기 위해서만 듀티 사이클의 끝에서 그 최대값에 도달하는 카운터의 사용을 통해 수행된다. 사이클-카운트(CYCLE-COUNT)라 하는 상기 카운터의 출력은 안정한 고정식 주파수 펄스폭 변조를 제공하기 위해 본 발명의 제어기(40)에 사용된다.

일단 T_ON 이 도달되고 전력 스위칭 장치 둘 모두가 도통 상태이면, 최고 +HVDC 전력은 2개의 이벤트 중 하나가 발생될 때까지 관련 상권선에 인가될 것이다. 제어기는 관련 상권선의 전류가 최대 바람직한 최고 상권선 전류를 한정하는 I_REF(DC)을 초과했는지 여부를 결정하기 위해 각 상권선(도 4a참조)에 대해 전류 비교기(44)의 출력을 연속적으로 모니터한다. 상전류가 단계(84)에서 결정된, 바람직한 최대값을 초과했다면, 제어기는 스위칭 장치 중 하나의 스위칭 장치를 비도통 상태(단계 85)로 작동시키고, 전류가 도통 전력 장치 및 적절한 플라이백 다이오드를 통해 자유 회전할 때 천천히 감소하게 한다. 전력 스위칭 장치는 CYCLE-COUNT 카운터를 한정하는 카운터가 단계(86)에서 리세트될 때까지 상기 자유 회전 상태로 남아 있을 것이다. 카운터를 리세트할 때, 전력 스위칭 장치 둘 다 다시 도통 상태(단계 83)로 작동되고, 제어 사이클은 반복할 것이다.

만약 상전류가 최대 바람직한 값 이하이면, 전력 스위칭 장치 둘 모두는 CYCLE-COUNT가 PWM-SOFT-MAX 카운트를 초과할 때까지 도통 상태를 유지할 것이다. CYCLE-COUNT가 PWM-SOFT-MAX(단계 87)를 초과하면, 전력 스위칭 장치는 자유 회전 장치로 작동되고, CYCLE-COUNT 카운터가 리세트될 때까지 상기 장치의 상태로 남아 있다.

본 발명의 제어기(40)에서, 상권선의 전류가 0으로부터 증가하기 시작할 때 T_ON 직후, PWM-SOFT-MAX 카운트는 주어진 CYCLE-COUNT의 전류가 I_REF(DC)값을 초과하기 전에 도달될 것이다. 따라서, 상기 램프-업 지역에서, PWM-SOFT-MAX는 상권선의 전류가 증가하는 비율을 제한하는 기능을 제공한다. 결국, 상권선의 전류는, 각 CYCLE-COUNT에 대해 상전류가 PWM-SOFT-MAX 카운트가 도달되기 전에 I_REF(DC)값을 초과하는 시점에 도달할 것이다. 더욱이, 인덕턴스는 T_ON 지점이 도달되기 바로 전 또는 도달된 바로 후부터 증가하기 때문에, 상권선이 I_REF(DC)을 초과하는 CYCLE-COUNT의 시점이 PWM 사이클의 시작값에 더 가까운 값으로부터(상권선 인덕턴스가 낮을 때) 상권선 인덕턴스가 그 최대값에 접근함에 따라 가까운 또는 지나간 PWM-SOFT-MAX 지점까지 이동될 것이다. 따라서, 작동 중에, 상권선에 인가된 소프트-초핑 펄스폭은 전류 파형의 램프-업 사이클 동안 PWM-SOFT-MAX에 의해 한정된 듀티 사이클로부터, 위상 인덕턴스가 낮을 때(I_REF(DC)의 효과를 제한하기 때문에) 보다 좁은 듀티 사이클로, 즉 T_OFF 시점에서 거의 PWM-SOFT-MAX인 듀티 사이클로 변할 것이다. 도 8b는 전류가 I_REF(DC)을 초과할 때까지 일정한 PWM-SOFT-MAX 듀티 사이클로 증가하는 상권선(88)의 전류를 도시한다.

상전류의 RAMP-UP를 제어하는데 이점을 제공하는 것 외에도, 액티브 사이클동안 최대 초핑 듀티 사이클을 제한하는 본 발명의 제어기는 전류 프로그래밍 불안정성이 없는 고정 주파수 초핑 방식을 허용하기 때문에 이롭다. 당업자가 인식할 수 있는 바와 같이, 고정 주파수 컨버터는 고정 주파수 초핑이 유지되지 않게 되는 펄스를 빼먹거나 건너뛰게 되거나 펄스 또는 갑자기 변화는 듀티 사이클을 야기할 수 있는 잠재적 전류 프로그래밍 불안정을 겪게 된다. 이러한 문제는 예를 들면, 슈 등에 의해 1979년에 전자산업 전문가 회의에서 제시된 "DC-DC 스위칭 컨버터 모델링과 분석 및 일정한 주파수 전류 프로그램 모드"에서 잘 인식되고 설명되어 있다. 전형적으로, 복잡한 아날로그 경사 보상 회로가 상기 문제를 다루기 위해 사용된다.

본 발명의 제어기는 제어기(40)에 의해 수행되는 선택된 스위칭 방법과 PWM-SOFT-MAX 제한기의 사용을 통해 전류 프로그래밍 불안정성 문제를 해결한다. 특히, 액티브 지역의 초핑 펄스는 특정의 최대 듀티 사이클로 제한되기 때문에, 고정 주파수 초핑은 항상 발생할 것이다. 더욱이, 제어기(40)에 적합한 특정 방식의 사용은 바람직한 전류와 실제 상전류간의 임의의 변동은 시간에 대해 최소화될 것을 보장한다. 이것은 PWM-SOFT-MAX값이 고정 주파수 듀티 사이클의 50% 미만으로 설정됨을 보장함으로써 낮은 속도에서 달성된다. 더 큰 듀티 사이클이 요구되는 더 높은 속도와 더 높은 전류에서, 불안정성이 액티브 사이클에서 소프트 초핑의 사용을 통해 회피된다. 이러한 소프트 초핑은 소프트 초핑 방식에서 전류 증가의 변화율은 자유 회전 동안 전류 감소의 변화율보다 더 크기 때문에, 불안정성 문제를 해결한다. 전류 증가와 전류 감소 부분의 경사의 상기 차이점은 불안정성 문제를 해결한다.

도 8c는 위에서 기술된 RAMP-UP와 RAMP-DOWN 제어 기능 모두를 수행하기 위한 예시적 회로를 도시한다. 일반적으로, 도 8c는 DOWN-COUNTER(68')의 출력과 PWM-SOFT-MAX값에 상응하는 디지털 신호를 입력으로 수신하는 멀티플렉서(81)가 부가된 것을 제외하고는 도 6c의 회로와 비슷하다. 제어 입력부(82)는 멀티플렉서(81)의 어느 입력이 비교기(66')의 B 입력부를 통해 지나가는지를 결정한다. 작동동안, 도시되지 않은 회로는 도 8c의 회로에 상응하는 상권선이 액티브 사이클{(T_ON)위치에 도달하는 회전자의 검출에 의해 한정됨} 인지의 여부를 검출한다. 액티브 사이클이 검출될 때, 멀티플렉서(81)로의 입력(82)은 PWM-SOFT-MAX값이 멀티플렉서(81)를 통해 비교기(66')의 B 입력부를 지나도록 설정된다. 따라서, 이러한 점으로부터, 비교기는 PWM-SOFT-MAX값에 의해 한정되는 폭을 갖는 펄스를 생성할 것이다. 비교기(66')의 출력을 (ⅰ) 상전류가 I_REF(DC)에 상응하는 디지털 값에 도달하는 지점, 또는 (ⅱ) PWM-SOFT-MAX값 중 더 작은 쪽에 의해 한정되는 듀티 사이클을 갖는 소프트 초핑 펄스로 전환하는 미도시된 회로에 비교기(66')의 출력이 제공될 수 있다. T_OFF 위치의 검출에 의해 반영되는 것처럼, 일단 액티브 사이클이 끝나면, 멀티플렉서(81)로의 제어 입력부(82)는 다운 카운터(68')에 의해 제공된 디지털 값이 멀티플렉서(81)를 통해 비교기(66')의 B 입력으로 지나가도록 변화할 것이다. 적절한 인에이블 신호는 다음에 DOWN-COUNTER(69')가 T_OFF 위치가 검출된 후에만 인에이블 되도록 DOWN-COUNTER(69')에 인가될 수 있다. DOWN-COUNTER(69')가 작동할 때, 도 8c의 회로는 도 6c와 관련하여 이미 기술된 방식으로 상전류를 RAMP-DOWN에 제공할 것이다.

도 8c의 회로는 T_OFF 위치에서 펄스폭 또는 초핑 듀티 사이클을 한정하기 위해 HARD-RAMP-START값을 사용하는 반면, 대안적인 실시예에서, 종료되는 T_OFF 바로 전에 초핑 펄스가 검출되는 사이클 카운트는 RAMP-DOWN이 시작할 때 HARD-RAMP-START 값 대신에 사용된다. 액티브 사이클의 마지막 완료 초핑 펄스가 발생하는 시간에서 사이클 카운트의 검출은 단순한 회로를 통해 모니터되고 T_OFF 이전에 HARD-RAMP-START으로 로딩된다. 약간 더 복잡하지만 상기 회로의 사용은 턴-오프 전 및 후에 상권선에 인가된 순 평균 전압의 변화는 전혀 없음을 보장한다.

상기 설명은 일반적으로 고정 주파수 하드-초핑 및 소프트-초핑 기술에 관한 것이지만, 당업자는 다른 스위칭 방법이 상권선에 인가된 전압을 제어하기 위해 사용될 수 있다는 것을 인식할 것이다. 이러한 스위칭 방법은 고정 온-타임 또는 고정 오프-타임 가변 주파수 기술, 전압 노칭(notching) 기술 등을 포함한다. 또한, 대안적인 실시예가 고려되며 전류 제어 기술이 본 실시예에 의해 사용된 전압 제어 방법 대신에 적용되는 것을 당업자가 인식할 것이다.

도 9a 및 도 9b는 위에서 기술된 RAMP-UP 및 RAMP-DOWN 기술을 통해서 모터를 작동시키고 RAMP-UP 및 RAMP-DOWN 기술 없이 모터를 작동하기 위한 대표적 전류 파형을 도시한다. 도 9a는 일반적으로 전류가 0값에서 가장 최고값으로 지역(80)에서 상당히 상승하는 전류 파형을 도시한다. 초핑은 다음에 상권선의 턴-온 지점이 82에 도달될 때까지 최고 상전류를 제어하기 위해 개시된다. 상권선과 관련된 전압 스위칭 장치들은 그 다음에 비도통 상태가 되고, 전류는 0으로 급격히 아래로 드라이브된다. 도 9a에서 다시 지적한 바와 같이, 불필요한 잡음과 진동을 생성하는 경향이 있는 전류 파형의 전단부와 테일 단부 모두에 급격한 전류 변화가 있다. 도 9b는 본 발명의 RAMP-UP 및 RAMP-DOWN 기술이 지역(80')에 T_ON 지점 이후에 적용되었던 전류 파형을 반영한다. 전류는 빠르게 증가하지 않고 대신에 가장 최고 전류 값으로 제어된 방식으로 증가한다. 또한, T_OFF 지점(82') 이후에, 테일 전류는 갑자기 강하하지 않고, 대신에 인가된 전압의 급격한 변화, 상권선 및 자속의 전류의 급격한 변화가 감소되도록 천천히 램핑 다운되어, 그 결과 불필요한 잡음과 진동이 감소된다. 도 9b는 또한 하나의 RAMP-DOWN-GRADIENT값에 상응하는 전류 테일 부분(84)을 도시한다.

본 발명의 상기 설명과 몇 가지 실시예는 예에 의해서 이루어져 있을 뿐, 제한의 목적을 위해 이루어져 있지는 않다. 많은 변경이 본 발명의 범주와 사상을 벗어남이 없이 본 명세서에 개시된 실시예로 이루어질 수 있다. 예를 들면, 상기 기술이 특정의 스위치식 자기저항 모터 시스템과 제어 장치에 관한 것이지만, 본 발명은 폴의 수, 폴 형상 및 일반적 배치에 관계없이 자기저항 기계의 임의의 형태에 적용할 수 있고, 별개의 디지털 구성요소 또는 아날로그 회로를 통해 구성된 제어기를 포함한 기계 시스템에 적용할 수 있다. 본 발명은 다음의 청구항의 범주와 사상에 의해서만 제한되도록 의도된다.

상술한 바와 같이, 본 발명은 스위치식 자기 저항 기계의 것들에 유사한 상권선 장치를 구비하는 다른 기계뿐만 아니라, 동기되는 스위치식 자기 저항 모터와, 동기되는 스위치식 자기 저항 발전기를 포함하는, 자기 저항 기계의 모든 형태에 적용될 수 있다.

Claims (30)

1. 전력 스위칭 장치에 의해서 DC 전압의 소스에 연결되는, 자기저항 기계의 상권선(phase winding)의 전류 변화율을 제어하기 위한 방법에 있어서,

   상기 상권선에 인가하기 위해, 가용 DC 전압 미만의 최대 순(net) 평균 전압을 선택하는 단계로서, 상기 최대 순 평균 전압은 회전자의 각속도에 따라 선택되는, 선택 단계와,

   회전자가 고정자에 대해 미리 결정된 각도 위치에 도달할 때, 상기 상권선에 상기 최대 순 평균 전압을 인가하는 단계를 포함하는, 전류 변화율 제어 방법.
2. 제 1항에 있어서, 상기 최대 순 평균 전압은 비선형 방식으로 상기 회전자의 각속도의 증가에 따라 증가하는, 전류 변화율 제어 방법.
3. 제 1항에 있어서,

   상기 기계의 바람직한 토크 출력의 표시를 수신하는 단계와,

   상기 기계의 바람직한 토크 출력 표시에 따라 상기 최대 순 평균 전압을 선택하는 단계를 더 포함하는, 전류 변화율 제어 방법.
4. 제 1항에 있어서,

   상기 상권선의 전류를 모니터하고, 상기 상권선의 전류의 표시(representation)를 바람직한 최고 상전류(phase current)의 표시와 비교하는 단계와,

   상기 회전자가 제 1각도 위치에 도달하는 지점으로부터 상기 상전류의 상기 표시가 상기 바람직한 최고 상전류의 상기 표시에 도달하는 지점까지 상기 상권선에 상기 최대 순 평균 전압을 인가하는 단계와,

   상기 이후의 주기 동안, (ⅰ) 상기 바람직한 최고 전류와 대략 동일한 레벨로 상기 상전류를 유지하는데 필요한 상기 순 평균 전압 또는 (ⅱ) 상기 최대 순 평균 전압 중에 더 작은 쪽을 인가하는 단계를 더 포함하는, 전류 변화율 제어 방법.
5. 제 1항에 있어서, 상기 회전자가 상기 고정자에 대해 미리 결정된 각도 위치에 도달할 때, 상기 상권선에 상기 최대 순 평균 전압을 인가하는 단계는 상기 상권선에 펄스폭 변조된 전압 신호를 인가함으로써 달성되는데, 상기 펄스폭 변조된 신호의 상기 최고 전압 크기는 대략 상기 가용 DC 전압의 크기이고, 상기 펄스폭 변조된 전압의 듀티 사이클(duty cycle)은 상기 바람직한 순 평균 전압에 상응하는, 전류 변화율 제어 방법.
6. 고정 주파수 초핑(chopping)의 사용을 통해 전기 기계의 상권선의 전류를 제어하기 위한 방법에 있어서,

   인접한 전압 펄스의 개시간의 간격이 고정 주파수 듀티 사이클을 한정하는, 모터에 전압 펄스를 인가하기 위한 고정 초핑 주파수를 설정하는 단계와,

   바람직한 최대 듀티 사이클이 상기 고정 주파수 듀티 사이클 보다 작은, 상기 바람직한 최대 듀티 사이클을 선택하는 단계와,

   고정 주파수 듀티 사이클의 개시에서 상기 상권선에 전압을 인가하는 단계와,

   상기 상권선으로부터 전압의 인가를 제거하는 단계로서,

   (ⅰ) 상전류가 바람직한 최고 전류값에 도달하거나,

   (ⅱ) 상기 바람직한 최대 듀티 사이클의 종료 중 더 빠른 시점에 상기 상권선으로부터 전압의 인가를 제거하는 단계를 포함하는, 상권선의 전류 제어 방법.
7. 제 5항에 있어서, 상기 전기 기계는 회전자를 포함하고, 상기 바람직한 최대 듀티 사이클은 상기 회전자의 각속도에 따라 선택되는, 상권선의 전류 제어 방법.
8. 제 6항에 있어서, 상기 장치는 상기 기계의 상기 바람직한 토크 출력의 표시를 수신하고, 상기 바람직한 최대 듀티 사이클은 상기 기계의 상기 바람직한 토크 출력에 따라 선택되는, 상권선의 전류 제어 방법.
9. 제 5항에 있어서, 상기 바람직한 최대 듀티 사이클은 상기 고정 주파수 듀티 사이클의 50% 보다 작은, 상권선의 전류 제어 방법.
10. 제 5항에 있어서, 상기 전기 기계는 스위치식(switched) 자기저항 기계이고, 상기 상권선은 전력 스위칭 장치에 의해 DC 버스 양단에 연결되고, 상기 상권선으로부터 전압의 인가를 제거하는 단계는 상기 상권선을 자유 회전 상태에 두기 위해, 상기 전력 스위칭 장치를 작동시키는 단계를 포함하는, 상권선의 전류 제어 방법.
11. 제 5항에 있어서, 상기 전기 기계는 스위치식 자기저항 기계이고, 상기 상권선은 전력 스위칭 장치 및 플라이백 다이오드에 의해 DC 버스 양단에 연결되고, 상기 상권선에 전압을 인가하는 단계는 포지티브 DC 버스 전압을 상기 상권선에 인가하도록 상기 전력 스위칭 장치를 작동시키는 단계를 포함하고, 상기 상권선으로부터의 전압 인가를 제거하는 단계는 네거티브 DC 버스 전압을 상기 플라이백 다이오드를 통해 상기 상권선에 인가하도록 상기 전력 스위칭 장치를 작동시키는 단계를 포함하는, 상권선의 전류 제어 방법.
12. 회전자와 상권선을 구비한 자기저항 기계를 포함한 스위치식 자기저항 기계 시스템의 잡음을 감소시키는 방법에 있어서,

    상전류가 대략 0 암페어의 값으로부터 바람직한 최고 전류값으로 상승하는 간격 동안, 상기 기계의 자속 변화율을 제어하는 단계를 포함하는, 잡음 감소 방법.
13. 제 12항에 있어서, 상기 기계의 상기 자속 변화율은 상기 한정된 간격 동안 상기 상권선에 인가된 순 평균 전압을 제어함으로써 제어되는, 잡음 감소 방법.
14. 제 13항에 있어서, 상기 한정된 간격 동안 인가된 상기 순 평균 전압이 상기 기계의 속도에 따라 선택되는, 잡음 감소 방법.
15. 제 13항에 있어서, 상기 한정된 간격 동안 인가된 상기 순 평균 전압이 상기 기계의 바람직한 출력 토크에 따라 선택되는, 잡음 감소 방법.
16. 제 12항에 있어서, 상기 기계의 상기 자속 변화율은 상기 한정된 간격 동안 상기 상권선의 상기 전류 변화율을 제어함으로써 제어되는, 잡음 감소 방법.
17. 전력 스위칭 장치를 통해 DC 버스에 연결된 상권선과 회전자를 포함한 자기 저항 기계 시스템의 성능을 증진시키기 위한 방법에 있어서,

    (a) 제 1각도 회전자 위치와 제 2각도 회전자 위치에 의해 한정된 간격 동안 상기 상권선의 상기 전류를 제어하는 단계와,

    (b) 상기 제 2각도 회전자 위치에 의해 한정된 지점에서 상기 상권선에 선택된 순 포지티브 전압을 인가하는 단계와,

    (c) 상기 상권선에 인가된 상기 순 평균 전압의 변화율이 상기 제 2 각도 회전자 위치에 의해 한정된 지점에서 인가된 상기 선택된 순 포지티브 전압으로부터 미리 설정된 전압값으로 제어된 방식으로 전이하도록 시간에 따라 상기 상권선에 인가된 상기 순 평균 전압을 제어하는 단계를 포함하는, 성능 증진 방법.
18. 제 17항에 있어서, 상기 미리 설정된 전압값은 네거티브 DC 버스 전압값인, 성능 증진 방법.
19. 제 17항에 있어서, 상기 상권선에 인가된 상기 순 평균 전압을 제어하는 단계는 상기 포지티브 DC 버스 전압 및 상기 네거티브 DC 버스 전압을 상기 상권선에 번갈아 인가하는 단계를 포함하는, 성능 증진 방법.
20. 제 17항에 있어서, 상기 상권선에 인가되는 상기 순 평균 전압을 제어하는 단계는 (ⅰ) 상기 상권선에 상기 포지티브 DC 버스 전압을 인가하는 것과, (ⅱ) 상기 상권선을 자유 회전 배열로 두는 것을 번갈아 수행하는 단계를 포함하는, 성능 증진 방법.
21. 제 17항에 있어서, 상기 상권선에 인가되는 상기 순 평균 전압을 제어하는 단계는 (ⅰ) 상기 상권선에 상기 네거티브 DC 버스 전압을 인가하는 것과, (ⅱ) 상기 상권선을 자유 회전 배열로 두는 것을 번갈아 수행하는 단계를 포함하는, 성능 증진 방법.
22. 제 17항에 있어서, 상기 선택된 순 포지티브 전압은 상기 기계의 상기 바람직한 토크 출력에 따라 선택되는, 성능 증진 방법.
23. 전력 스위칭 장치에 의해 전압 버스에 연결된 상권선과 회전자를 포함한 자기저항 기계 시스템의 성능을 증진시키기 위한 방법에 있어서,

    (a) 선택된 순 평균 전압 레벨을 상기 자기저항 기계의 작동 매개변수에 따라 선택하는 단계와,

    (b) 상기 회전자가 제 1미리 설정된 각도 위치에 도달할 때 상기 상권선에 상기 선택된 순 평균 전압을 인가하는 단계와,

    (c) 상기 상권선의 전류를 모니터하고, 일단 상전류가 바람직한 최고 전류값을 초과하면, 상기 상권선의 상기 전류를 상기 바람직한 최고 전류값에 가깝도록 제어하는 단계와,

    (d) 상기 회전자가 제 2미리 설정된 각도 위치에 도달할 때 상기 상권선에 상기 선택된 순 평균 전압을 인가하는 단계와,

    (e) 상기 순 평균 전압이 제어된 형태로 상기 선택된 순 평균값으로부터 미리 설정된 전압 레벨로 변하도록, 상기 상권선에 인가된 상기 순 평균 전압을 시간에 따라 제어하는 단계를 포함하는, 성능 증진 방법.
24. 제 23항에 있어서, 상기 미리 설정된 전압 레벨은 상기 버스의 네거티브 전압인, 성능 증진 방법.
25. 제 23항에 있어서, 상기 상권선에 인가된 상기 순 평균 전압이 시간의 선형 함수에 따라 상기 선택된 순 평균 전압으로부터 상기 미리 설정된 전압 레벨로 변하는, 성능 증진 방법.
26. 제 23항에 있어서, 상기 선택된 순 평균 전압 레벨이 상기 기계의 속도에 따라 선택되는, 성능 증진 방법.
27. 회전자와 하나 이상의 상권선을 포함한 자기저항 기계의 상권선에 전류를 인가하는 것(energization)을 제어하는 방법에 있어서,

    (a) 제 1미리 결정된 각도의 회전자 위치에 의해 한정된 지점에서 시작하고, 상기 상권선의 전류가 바람직한 최고 전류값을 처음으로 초과할 때 끝나는 제 1전압-제어 간격 동안 상기 상권선에 인가된 전압을 제어하는 단계와,

    (b) 상기 상권선의 상기 전류가 상기 바람직한 최고 전류값을 처음으로 초과하고, 상기 회전자가 제 2미리 결정된 각도 위치에 도달할 때 끝나는 지점에 의해 한정되는 전류-제어 간격 동안 바람직한 최고 전류값 근처로 상기 상권선의 상기 전류를 제어하는 단계와,

    (c) 상기 회전자가 제 2미리 결정된 각도 위치에 도달할 때 시작하고, 상기 상권선에 인가된 상기 순 평균 전압이 미리 설정된 전압 레벨에 도달할 때 끝나는 제 2전압-제어 간격 동안 상기 상권선에 인가된 상기 전압을 제어하는 단계를 포함하는, 전류 인가 제어 방법.
28. 제 27항에 있어서, 상기 상권선에 인가된 상기 순 평균 전압은 일정한 선택된 순 평균 전압 레벨인, 전류 인가 제어 방법.
29. 제 28항에 있어서, 상기 제 2전압-제어 간격의 초기에 상기 상권선에 인가된 상기 순 평균 전압은 상기 선택된 순 평균 전압 레벨과 같은, 전류 인가 제어 방법.
30. 제 29항에 있어서, 상기 상권선은 전력 스위칭 장치에 의해 DC 버스에 연결되고, 상기 미러 설정된 전압 레벨은 상기 DC 버스의 네거티브 레벨이고, 제 2전압-제어 간격 동안 상기 상권선에 인가된 상기 순 평균 전압은 상기 선택된 순 평균 전압 레벨로부터 상기 DC 버스의 상기 네거티브 레벨로 시간에 걸쳐 선형적으로 변하는, 전류 인가 제어 방법.