KR20190124058A - 가변 샘플링 방법을 이용하는 모터 구동 장치 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 고조파 특성(WTHD)이 개선된 가변 샘플링 방법을 이용하는 모터 구동 장치에 관한 것이다. 상기 모터 구동 장치는, 하나의 주기 내에서 반전되어 대칭되는 캐리어와, 각 영역 마다 일정한 평균 전압을 갖는 듀티 신호를 이용하여 PWM 신호를 생성함으로써, 가변 샘플링 시 고조파 특성(WTHD)이 개선시킬 수 있다.

Description

가변 샘플링 방법을 이용하는 모터 구동 장치{Motor drive apparatus using variable sampling method}
본 발명은 고조파 특성(WTHD)이 개선된 가변 샘플링 방법을 이용하는 모터 구동 장치에 관한 것이다.
3상 인버터에서 전동기 구동 시 저속에서는 고정 샘플링을 이용하여 PWM(Pulse Width Modulation) 전압 합성이 가능하다. 다만, 고속에서는 1회전당 샘플링 오차가 상대적으로 크기 때문에 비트(beat) 현상이 발생하게 된다.
여기에서 비트 현상이란, 고속 운전을 하는 모터 구동 시 스위치 타이밍에 오차가 발생함에 따라 전압 오차가 발생하고, 이로 인하여 전류 리플 또는 토크 리플이 발생하는 현상을 의미한다.
이하에서는, 국내 출원 특허(KR 2017-0041413)를 참조하여, 종래의 모터 구동 장치에 대해 살펴보도록 한다.
도 1 및 도 2는 종래의 일 실시예에 따른 모터 구동 장치를 나타내는 도면이다.
도 1 및 도 2를 참조하면, 종래의 모터 구동 장치는 축변환부(31), 전류 보상부(32), 전류 지령 생성부(33), 전압 지령 생성부(34), 축변환부(35), 및 스위칭 제어신호 출력부(36)를 포함한다.
이때, 전류 보상부(32)는 출력 전류 검출부(E)에서 검출된 상 전류(Idc)의 샘플링 값 또는 샘플링 시점 중 적어도 하나를 보상할 수 있다.
축변환부(31)는 전류 보상부(32)에서 보상된 각각의 상전류(idc)에서, 정지좌표계의 2상 전류(id, iq)로 변환할 수 있으며, 전류 지령 생성부(33)는 토크 지령치(T*)에 기초하여, 전류 지령치(i*d, i*q)를 생성할 수 있다.　
이어서, 전압 지령 생성부(34)는, 축변환부에서 2상 회전 좌표계로 축변환된 d축 및 q축 전류(id, iq)와, 전류 지령 생성부(33)에서의 전류 지령치(i*d, i*q)에 기초하여, d축 및 q축 전압 지령치(v*d,v*q)를 생성한다.　
이어서, 축변환부(35)는 2상 정지 좌표계에서 3상 정지 좌표계로 변환을 수행하고, 스위칭 제어 신호 출력부(36)는 3상 출력 전압 지령치(v*a, v*b, v*c)에 기초하여 원 펄스(one pulse) 방식에 따른 인버터용 스위칭 제어 신호(Sic)를 생성하여 출력할 수 있다.
종래의 모터 구동 장치는 가변 샘플링 방식을 이용하기에, 스위치 타이밍이 정확하지 않아 발생하는 비트 현상을 제거할 수 있었다.
도 2를 참조하면, <A>는 고정 샘플링 방식에 의해 샘플링 시 전압 오차가 발생하는 경우를 나타내는 그래프이고, <B>는 가변 샘플링 방식을 이용함에 따라 스위치 타이밍에 맞추어 샘플링 타이밍을 조절하고 이를 통해 전압 오차를 제거할 수 있음을 나타낸다.
종래의 모터 구동 장치는 원 펄스 방식(즉, six-step 방식)을 이용하며, 모터의 회전에 동기하여 스위칭을 하는 가변 샘플링 방법을 이용한다.
다만, 종래의 모터 구동 장치는 하나의 토크 지령치(T*)를 기초로 전류 지령치(i*d, i*q)를 변환하기에 전류 지령치(i*d, i*q)에는 하나의 해만이 존재한다. 이러한 six-step 방식은 1-자유도를 가지므로 모터 구동 장치에는 약자속 전류가 흐르게 되어 도통 손실이 발생하는 문제가 있었다.
이하에서는, 이러한 문제를 해결하기 위한 다른 종래의 모터 구동 장치에 대해 살펴보도록 한다.
도 3 및 도 4는 종래의 다른 실시예에 따른 모터 구동 장치를 나타내는 도면이다.
도 3 및 도 4를 참조하면, 종래의 다른 실시예에 따른 모터 구동 장치는 2-자유도를 갖기 위해 펄스 수를 3 이상으로 갖는 가변 샘플링 방법을 이용한다.
이때, 상전압을 합성하기 위한 방법으로 연속 스위칭 방법(도 4의 A)과 경계 샘플링 방법(도 4의 B)이 이용될 수 있다. 여기에서, 펄스 수가 3인 경우, 스위칭 상태가 1인 구간은 한 주기에 3번 나타나게 된다. 다만, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니며, 더 많은 펄스 수(5, 7 …… 등)에 대한 가변 샘플링이 가능하다.
종래의 모터 구동 장치에서는 이러한 전압 펄스 방법과 가변 샘플링 방법을 이용하여 도 3과 같은 제어기가 구성된다.
구체적으로, 전류 제어 블럭(51)은 x-y 좌표계에서 전류 지령치(i*d, i*q)를 전압 지령치(v*d, v*q)로 변환한다. 좌표 변환 블럭(52)은 좌표 변환을 통하여 전압 크기(|v|) 및 전압 각도 변화량(Δθv)을 계산한다.
이때, 종래의 모터 구동 장치는 지령 생성 인버터 블럭(55)의 출력을 보상하는 오프셋 보상 블럭(54)을 이용해 샘플링 시간과 듀티를 조정할 수 있다.
이러한 가변 샘플링 방법은 2-자유도를 가지므로, d축과 q축 전류를 각각 제어할 수 있다.
다만, 이러한 방식을 이용하는 경우, 모터 구동 장치의 고조파 특성(WTHD)이 나빠진다는 단점이 있다.
또한, 종래의 모터 구동 장치는 좌표계 변환(x-y 좌표계에서 극좌표계로 변환)과정이 있어 제어기의 분석이 어려운 문제점이 있다.
또한, 종래의 모터 구동 장치는 좌표 변환에서 생기는 오차 누적을 오프셋 보상을 통해 보상하는데, 이 과정에서 저차 대역 필터가 사용되기에 제어기의 대역폭이 제한되는 문제점이 있었다.
본 발명의 목적은, 고조파 특성(WTHD)이 개선된 가변 샘플링 방법을 이용하는 모터 구동 장치를 제공하는 것이다.
또한, 본 발명의 목적은, 좌표계의 변환 없이 가변 샘플링 제어기를 구성함으로써, 수식적 분석을 통해 최적의 게인 설정이 가능한 모터 구동 장치를 제공하는 것이다.
또한, 본 발명의 목적은, 디커플링 제어기를 포함함으로써 전류 지령치에 오버슛이 생기는 것을 방지할 수 있는 모터 구동 장치를 제공하는 것이다.
본 발명의 목적들은 이상에서 언급한 목적으로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 본 발명의 다른 목적 및 장점들은 하기의 설명에 의해서 이해될 수 있고, 본 발명의 실시예에 의해 보다 분명하게 이해될 것이다. 또한, 본 발명의 목적 및 장점들은 특허 청구 범위에 나타낸 수단 및 그 조합에 의해 실현될 수 있음을 쉽게 알 수 있을 것이다.
본 발명에 따른 모터 구동 장치는, 하나의 주기 내에서 반전되어 대칭되는 캐리어와, 각 영역 마다 일정한 평균 전압을 갖는 듀티 신호를 이용하여 PWM 신호를 생성함으로써, 가변 샘플링 시 고조파 특성(WTHD)이 개선시킬 수 있다.
또한, 본 발명에 따른 모터 구동 장치는, 모터의 d축 상전류와 d축 전류 지령치를 기초로 기본파(V1)의 크기를 산출하는 d축 전류 제어기와, 상기 모터의 q축 상전류와 q축 전류 지령치를 기초로 샘플링 주기(Tsamp)를 산출하는 q축 전류 제어기를 포함함으로써, 좌표계의 변환 없이 수식적 분석을 통해 최적의 게인을 설정할 수 있다.
또한, 본 발명에 따른 모터 구동 장치는, q축 전류 제어기로부터 입력받은 신호를 기초로 상기 d축 전류 제어기에 피드백 신호를 제공하는 디커플링 제어기를 포함함으로써, 전류 지령치에 오버슛이 생기는 것을 방지할 수 있다.
본 발명에 따른 모터 구동 장치는, 하나의 주기 내에서 반전되어 대칭되는 캐리어와, 각 영역 마다 일정한 평균 전압을 갖는 듀티 신호를 이용하여 PWM 신호를 생성함으로써, 전압 변조 지수(Mi)가 1 이하인 목표 영역에서의 고조파 특성(WTHD)을 개선시킬 수 있다.
또한, 본 발명에 따른 모터 구동 장치는, 좌표계의 변환 없이 수식적 분석을 통해 최적의 게인을 설정할 수 있다. 추가적으로, 정확한 수식 분석을 통해 각 전류 지령치의 커플링 문제, 공진 오버슛, 안티 와인드업 등의 문제를 해결함으로써 모터 구동 장치의 성능을 향상시킬 수 있다.
또한, 본 발명에 따른 모터 구동 장치는, 디커플링 제어기를 포함함으로써, 전류 지령치에 오버슛이 생기는 것을 방지할 수 있으며, 모터 구동 장치의 안정성을 향상시킬 수 있다.
상술한 효과와 더불어 본 발명의 구체적인 효과는 이하 발명을 실시하기 위한 구체적인 사항을 설명하면서 함께 기술한다.
도 1 및 도 2는 종래의 일 실시예에 따른 모터 구동 장치를 나타내는 도면이다.
도 3 및 도 4는 종래의 다른 실시예에 따른 모터 구동 장치를 나타내는 도면이다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 모터 구동 장치를 나타내는 블럭도이다.
도 6은 도 5의 인버터를 설명하기 위한 회로도이다.
도 7은 도 5의 제어유닛의 구성요소를 나타내는 블록도이다.
도 8 내지 도 11은 도 5의 제어유닛의 펄스 합성 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 12 내지 도 14는 본 발명의 실시예에 따른 모터 구동 장치의 성능 실험 결과를 나타내는 그래프이다.
본 발명의 이점 및 특징, 그리고 그것들을 달성하는 방법은 첨부되는 도면과 함께 상세하게 후술되어 있는 실시예들을 참조하면 명확해질 것이다. 그러나 본 발명은 이하에서 개시되는 실시예들에 한정되는 것이 아니라 서로 다른 다양한 형태로 구현될 수 있으며, 단지 본 실시예들은 본 발명의 개시가 완전하도록 하고, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 발명의 범주를 완전하게 알려주기 위해 제공되는 것이며, 본 발명은 청구항의 범주에 의해 정의될 뿐이다. 명세서 전체에 걸쳐 동일 참조 부호는 동일 구성 요소를 지칭한다.
다른 정의가 없다면, 본 명세서에서 사용되는 모든 용어(기술 및 과학적 용어를 포함)는 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 공통적으로 이해될 수 있는 의미로 사용될 수 있을 것이다. 또한, 일반적으로 사용되는 사전에 정의되어 있는 용어들은 명백하게 특별히 정의되어 있지 않은 한 이상적으로 또는 과도하게 해석되지 않는다.
이하에서는, 도 5 내지 도 14를 참조하여, 본 발명의 실시예에 따른 모터 구동 장치를 설명하도록 한다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 모터 구동 장치를 나타내는 블럭도이다.
도 5를 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 모터 구동 장치는, 모터(110), 인버터(120) 및 제어유닛(130)을 포함할 수 있다.
모터(110)는 3상 코일(미도시)이 권선된 스테이터(stator) 및 스테이터 내에 배치되며 3상 코일에서 발생된 자기장에 의해 회전하는 로터(rotor)를 포함할 수 있다.
인버터(120)로부터 3상 교류 전압(Vua, Vvb, Vwc)이 3상 코일로 공급되면, 모터(110)에서는 3상 코일에서 발생된 자계에 따라 로터에 포함된 영구자석이 회전한다.
다만, 본 발명의 실시예에 따른 모터(110)가 3상 코일에 의해 동작하는 3상 모터에 한정되는 것은 아니다. 예를 들어, 모터(110)는 단상 코일을 이용하는 단상 모터를 더 포함할 수 있다.
다만, 이하에서는, 3상 모터를 기준으로 본 발명의 특징을 설명하도록 한다.
모터(110)는 유도 모터(induction motor), BLDC 모터(blushless DC motor), 릴럭턴스 모터(reluctance motor) 등을 포함할 수 있다.
예를 들어, 모터(110)는 표면 부착형 영구자석 동기 모터(Surface-Mounted Permanent-Magnet Synchronous Motor; SMPMSM), 매입형 영구자석 동기 모터(Interior Permanent Magnet Synchronous Motor; IPMSM), 및 동기 릴럭턴스 모터(Synchronous Reluctance Motor; Synrm) 등을 포함할 수 있다.
인버터(120)는 3상 스위치 소자들을 포함할 수 있다. 3상 스위치 소자들은 제어유닛(130)으로 공급된 동작 제어 신호(이하, 'PWM(Pulse Width Modulation) 신호)가 입력되면, 스위치 온 및 오프로 동작하여 입력된 직류 전압(Vdc)을 3상 교류 전압(Vua, Vvb, Vwc)로 변환하여 3상 코일로 공급할 수 있다. 3상 스위치 소자들에 대한 자세한 설명은 도 6을 참조하여 자세히 후술하기로 한다.
제어유닛(130)는 목표 지령값 입력시, 목표 지령값 및 로터의 전기각 위치를 기초로 3상 스위치소자들 각각의 온 동작에 대한 온 시간구간 및 오프동작에 대한 오프 시간구간을 결정하는 PWM 신호(PWMS)를 출력할 수 있다.
모터 구동 장치는 입력 전류 검출부(A), 직류단 전압 검출부(B), 직류단 커패시터(C), 전동기 전류 검출부(E), 입력 전압 검출부(F), 및 인덕터(L1, L2) 등을 더 포함할 수 있다. 다만, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니며, 앞의 추가적인 구성요소 중 일부는 생략되어 실시될 수 있다.
입력 전류 검출부(A)는, 상용 교류 전원(101)으로부터 입력되는 입력 전류(ig)를 검출할 수 있다. 이를 위하여, 입력 전류 검출부(A)로, CT(current trnasformer), 션트 저항 등이 사용될 수 있다. 검출되는 입력 전류(ig)는, 펄스 형태의 이산 신호(discrete signal)로서, 전력 제어를 위해 제어유닛(130)에 입력될 수 있다.
입력 전압 검출부(F)는, 상용 교류 전원(101)으로부터 입력되는 입력 전압(vg)을 검출할 수 있다. 이를 위하여, 입력 전압 검출부(F)는 저항 소자, 증폭기 등을 포함할 수 있다. 검출되는 입력 전압(vg)은, 펄스 형태의 이산 신호(discrete signal)로서, 전력 제어를 위해 제어유닛(130)에 입력될 수 있다.
인덕터(L1, L2)는, 상용 교류 전원(101)과 정류부(105) 사이에 배치되어, 노이즈 제거 등의 동작을 수행할 수 있다.
정류부(105)는, 인덕터(L1, L2)를 거친 상용 교류 전원(101)을 정류하여 출력한다. 예를 들어, 정류부(105)는, 4개의 다이오드가 연결된 풀 브릿지 다이오드를 구비할 수 있으나, 다양하게 변형되어 적용될 수 있다.
커패시터(C)는, 입력되는 전원을 저장한다. 도면에서는, 직류단 커패시터(C)로 하나의 소자를 예시하나, 복수개가 구비되어, 소자 안정성을 확보할 수도 있다.
직류단 전압 검출부(B)는 커패시터(C)의 양단인 직류단 전압(Vdc)을 검출할 수 있다. 이를 위하여, 직류단 전압 검출부(B)는 저항 소자, 증폭기 등을 포함할 수 있다. 검출되는 직류단 전압(Vdc)은, 펄스 형태의 이산 신호(discrete signal)로서, PWM 신호(PWMS)의 생성을 위해 제어유닛(130)에 입력될 수 있다.
전동기 전류 검출부(E)는, 인버터(120)와 3상 모터(110) 사이에 흐르는 출력전류(io)를 검출한다. 즉, 3상 모터(110)에 흐르는 전류를 검출한다.
전동기 전류 검출부(E)는 각 상의 출력 전류(ia, ib, ic)를 모두 검출할 수 있으며, 또는 3상 평형을 이용하여 두 상의 출력 전류를 검출할 수도 있다.
전동기 전류 검출부(E)는 인버터(120)와 3상 모터(110) 사이에 위치할 수 있으며, 전류 검출을 위해, CT(current trnasformer), 션트 저항 등이 사용될 수 있다.
검출된 출력전류(io)는, 펄스 형태의 이산 신호(discrete signal)로서, 제어유닛(130)에 인가될 수 있으며, 검출된 출력전류(io)에 기초하여 PWM 신호(PWMS)가 생성된다. 이하에서는 검출된 출력전류(io)가 3상의 출력 전류(ia,ib,ic)인 것으로 하여 기술한다.
이에, 제어유닛(130)는, 입력 전류 검출부(A)에서 검출되는 입력 전류(ig)와 입력 전압 검출부(F)에서 검출되는 입력 전압(vg), 직류단 전압 검출부(B)에서 검출되는 직류단 전압(Vdc), 전동기 전류 검출부(E)에서 검출되는 출력전류(io)를 이용하여 인버터(120)의 동작 제어를 수행할 수 있다.
도 6은 도 5의 인버터를 설명하기 위한 회로도이다.
도 6을 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 인버터(120)는 3상 스위치소자들을 포함할 수 있으며, 제어유닛(130)으로부터 공급된 PWM 신호(PWMS)에 의해 스위치 온 및 오프 동작하여 입력된 직류 전압(Vdc)을 소정 주파수 또는 듀티를 갖는 3상 교류 전압(Vua, Vvb, Vwc)으로 변환하여 모터(110)로 출력할 수 있다.
3상 스위치소자들은 서로 직렬 연결되는 제1 내지 제3 상암 스위치(Sa, Sb, Sc) 및 제1 내지 제3 하암 스위치(S'a, S'b, S'b)가 서로 한 쌍이 되며, 총 세쌍의 제1 내지 제3 상암 스위치 및 제1 내지 제3 하암 스위치((Sa&S'a, Sb&S'b, Sc&S'c)가 서로 병렬 연결될 수 있다.
즉, 제1 상암 및 하암 스위치(Sa, S'a)는 모터(110)의 3상 코일(La, Lb, Lc) 중 제1 상 코일(La)로 3상 교류 전압(Vua, Vvb, Vwc) 중 제1 상 교류 전압(Vua)를 공급한다.
또한, 제2 상암 및 하암 스위치(Sb, S'b)는 제2 상 코일(Lb)로 제2 상 교류 전압(Vvb)을 공급하며, 제3 상암 및 하암 스위치(Sc, S'c)는 제3 상 코일(Lc)로 제3 상 교류 전압(Vwc)를 공급할 수 있다.
여기서, 제1 내지 제3 상암 스위치(Sa, Sb, Sc) 및 제1 내지 제3 하암 스위치(S'a, S'b, S'b) 각각은 로터의 일 회전당, 입력된 PWM 신호(PWMS)에 따라 한번 온 및 오프로 동작하여, 3상 코일(La, Lb, Lc) 각각으로 3상 교류 전압(Vua, Vvb, Vwc)을 공급함으로써, 모터(110)의 동작을 제어할 수 있다.
제어유닛(130)은 제1 내지 제3 상암 스위치(Sa, Sb, Sc) 및 제1 내지 제3 하암 스위치(S'a, S'b, S'b) 각각으로 PWM 신호(PWMS)를 전달하여, 3상 코일(La, Lb, Lc)로 3상 ac 전압(Vua, Vvb, Vwc)이 공급되게 제어할 수 있다.
도 7은 도 5의 제어유닛의 구성요소를 나타내는 블록도이다.
도 7을 참조하면, 제어유닛(130)은 전류 지령 생성부(210), d축 전류 제어기(220), q축 전류 제어기(230), 디커플링 제어기(240), 듀티 생성기(250) 및 축 변환부(260)를 포함한다.
전류 지령 생성부(210)는 토크 지령치(T*)에 기초하여, 각각의 전류 지령치(i*d, i*q)를 생성한다.
예를 들어, 전류 지령 생성부(210)는, 토크 지령치(T*)에 기초하여 PI 제어를 수행함으로써 각각의 전류 지령치(i*d, i*q)를 생성할 수 있다.
이때, 전류 지령 생성부(210)는 각각의 전류 지령치(i*d, i*q)가 허용 범위를 초과하지 않도록 그 레벨을 제한하는 리미터(미도시)를 더 구비할 수 있다.
한편, 축 변환부(260)는 모터(110)에 인가되는 상전류를 센싱 또는 추정하고, 센싱 또는 추정된 상전류를 회전좌표계의 2상 상전류(id, iq)로 변환한다.
축 변환부(260)에서 출력되는 d축 상전류(id)는 d축 전류 제어기(220)에 입력되고, q축 상전류(iq)는 q축 전류 제어기(230)에 입력된다.
d축 전류 제어기(220)는 d축 전류 지령치(i*d)와 모터(110)에서 측정된 d축 상전류(id)를 기초로, 듀티 생성기(250)에 입력되는 전압의 크기(|V|)를 산출한다.
참고로, d축 전류 제어기(220)는 PWM 신호 생성에 필요한 전압 기본파(V1)의 크기를 산출하여 듀티 생성기(250)에 제공할 수 있다.
여기에서, 전압 기본파(V1)는 지령 전압을 합성하기 위한 각 상의 듀티를 계산하는데 이용된다. 이에 대한 자세한 설명은 이하에서 후술하도록 한다.
d축 전류 제어기(220)는 d축 피드백 제어기(221), 제1 노치 패스 필터(223), 리미터(225), 및 안티-와인드업(227)을 포함한다.
d축 피드백 제어기(221)는 d축 전류 지령치(i*d)와, 모터(110)에서 측정된 d축 상전류(id)를 입력받아 P 제어 또는 PI 제어를 수행하고, 제1 노치 패스 필터(223)에 출력값을 전달한다.
제1 노치 패스 필터(223)는 특정 주파수 대역의 성분을 제거한다.
제1 노치 패스 필터(223)는 d축 피드백 제어기(221)의 출력 신호와 디커플링 제어기(240)의 출력 신호를 입력 받아, 리미터(225)에 특정 주파수 대역의 성분이 제거된 신호를 출력한다.
여기에서, 제1 노치 패스 필터(223)는 간섭파 또는 고조파 같은 사용자가 원하지 않는 신호를 제거할 수 있다. 예를 들어, 제어 대역폭을 높이기 위해 디커플링 제어기(240)의 게인을 증가시키는 경우 공진점이 발생할 수 있는데, 제1 노치 패스 필터(223)는 오버슛 폴의 댐핑 계수를 조정함으로써 이러한 현상을 방지할 수 있다.
리미터(225)는 제1 노치 패스 필터(223)의 출력 신호를 입력 받아, 특정 대역의 주파수만을 통과할 수 있도록 출력 신호에 대한 주파수 대역을 제한한다. 참고로, 리미터(225)는 본 발명의 실시예에서 생략되어 실시될 수 있다.
안티-와인드업(227)은 전압 크기의 제한으로 d축 피드백 제어기(221)가 포화되지 않도록 한다. 안티-와인드업(227)은 리미터(225)의 출력 신호와 입력 신호를 이용하여 특정 게인을 갖는 피드백 신호를 d축 피드백 제어기(221)에 제공한다.
q축 전류 제어기(230)는 q축 전류 지령치(i*q)와, 모터(110)에서 측정된 q축 상전류(iq)를 기초로 듀티 생성기(250)에 입력되는 전압의 위상을 산출한다.
참고로, q축 전류 제어기(230)는 PWM 신호 생성에 필요한 전압 각도 변화량(Δθv) 또는 샘플링 주기(Tsamp)를 산출하여 듀티 생성기(250)에 제공할 수 있다.
여기에서, 샘플링 주기(Tsamp)는 지령 전압을 합성하기 위한 각 상의 듀티를 계산하는데 이용되며 이에 대한 자세한 설명은 이하에서 후술하도록 한다.
구체적으로, q축 전류 제어기(230)는 q축 피드백 제어기(231), 제2 노치 패스 필터(233)를 포함한다.
q축 피드백 제어기(231)는 q축 전류 지령치(i*q)와, 모터(110)에서 측정된 q축 상전류(iq)를 입력받아 P 제어 또는 PI 제어를 수행하고, 제2 노치 패스 필터(233)에 출력값을 전달한다.
제2 노치 패스 필터(233)는 특정 주파수 대역의 성분을 제거한다.
제2 노치 패스 필터(233)는 q축 피드백 제어기(231)의 출력 신호를 입력 받아, 듀티 생성기(250)에 특정 주파수 대역의 성분이 제거된 신호를 출력한다.
디커플링 제어기(240)는 q축 전류의 변화에 의해 발생하는 d축 전류의 커플링을 상쇄시킨다.
디커플링 제어기(240)의 입력단은 q축 피드백 제어기(231)와 제2 노치 패스 필터(233) 사이에 연결되고, 디커플링 제어기(240)의 출력단은 d축 피드백 제어기(221)와 제1 노치 패스 필터(223) 사이에 연결된다.
디커플링 제어기(240)는 다음과 같은 <수학식 (1)>의 함수로 정의될 수 있다.
Figure pat00001
--- (1)
여기에서, Cdcpl,d(z)는 디커플링 제어기(240)의 함수를 나타내고, |Vo|는 전압 지령의 초기값을 나타내며, Rs는 시스템 저항 성분을 나타내고, Lqs는 시스템 인덕턴스 성분을 나타내고, Vds는 d축 전압 지령을 나타내고, Vqs는 q축 전압 지령을 나타내고, WHPF는 시스템의 고주파 필터 주파수값을 의미한다.
일반적으로 q축 전류 제어가 이루어질 때 디커플링이 발생하여 d축 제어에 영향을 주므로, 디커플링 제어기(240)는 이를 전향 보상함으로써 d축과 q축이 독립 제어가 가능하도록 한다.
이를 통해 디커플링 제어기(240)는 모터 구동 장치에서 2-자유도를 확보하고, 요구되는 제어 성능을 확보할 수 있다.
듀티 생성기(250)는 산출된 전압의 크기와 위상에 기초하여 NS-N 펄스(Near state N펄스) 합성 방법에 따른 인버터용 스위칭 제어 신호를 생성하여 출력할 수 있다.
출력되는 인버터 스위칭 제어 신호는, 게이트 구동부(미도시)에서 게이트 구동 신호로 변환되어, 인버터(120) 내의 각 스위칭 소자의 게이트에 입력될 수 있다. 이에 의해, 인버터(120) 내의 각 스위칭 소자들(Sa,S'a,Sb,S'b,Sc,S'c)이 스위칭 동작을 하게 된다.
이하에서는 NS-N 펄스(Near state N펄스) 합성 방법에 대해 자세히 설명하도록 한다.
도 8 내지 도 11은 도 5의 제어유닛의 펄스 합성 방법을 설명하기 위한 도면이다. 이하에서는 도 8 내지 도 11을 참조하여, NS-N 펄스(Near state N펄스) 합성 방법에 대해 설명하도록 한다.
우선 도 8 내지 도 10을 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 모터 구동 장치의 제어유닛(130)은, NS-N 펄스 합성 방법을 이용하여 PWM 신호를 생성한다.
이때, 제어유닛(130)의 듀티 생성기(250)는 입력받은 전압의 크기(|V|)와 전압 각도 변화량(Δθv)을 기초로 PWM 신호를 생성한다.
구체적으로, 제어유닛(130)은 하나의 주기 내에서 반전되어 대칭되고, 1/N(N은 자연수) 주기를 갖는 캐리어와, 상기 1/N 주기 마다 일정한 평균 전압을 갖도록 형성되는 듀티 신호를 이용하여 상기 PWM 신호를 생성한다.
NS-N 펄스 합성 방법은 가변 샘플링 방식에 해당하며, 0 벡터를 사용하지 않고 연속된 3개의 유효 벡터를 이용하여 전압을 합성하는 방법이다.
예를 들어, NS-N 펄스 합성 방법은 3 펄스, 7 펄스 또는 11 펄스를 이용한다. 이때, 3 펄스, 7 펄스 또는 11 펄스를 사용하는 경우, 제어유닛(130)은 각각 1/6, 1/12, 또는 1/18 주기의 캐리어를 이용하게 된다.
도 9는 NS-3 펄스 합성 방법을 이용한 A상의 듀티, 스위칭 상태 및 상전압의 그래프를 나타내고, 도 10은 NS-7 펄스 합성 방법을 이용한 A상의 듀티, 스위칭 상태 및 상전압의 그래프를 나타낸다.
이하에서는 NS-3 펄스 합성 방법을 예로 들어 설명하도록 한다.
캐리어(C)는 하나의 주기 내에서 반전되어 대칭을 이루도록 배치된다. 예를 들어, 도 9에서 캐리어(C)는 삼각파로 구성되며, (5π/6) 주기와 (11π/6) 주기에서 대칭될 수 있다. 참고로, 캐리어(C)의 대칭점은 다양하게 변형되어 실시될 수 있다.
듀티 신호는 각 영역에서 평균 전압의 크기(|V*avg|)가 일정하도록 형성되며, 전압 기본파(V1)를 기초로 값이 정해질 수 있다.
평균 전압의 크기(|V*avg|)와 전압 기본파(V1)의 관계는 <수학식 (2)>와 같다.
Figure pat00002
--- (2)
여기에서, |V*avg|는 평균 전압의 크기를 나타내고, Vdc는 인버터 DC 링크의 전압을 나타낸다.
또한, 하나의 주기의 각 영역에서 평균 전압의 크기(|V*avg|)와 듀티(T1, T2)의 관계는 <수학식 (3)>과 같다.
Figure pat00003
--- (3)
여기에서, |V*avg|는 평균 전압의 크기를 나타내고, Vdc는 인버터 DC 링크의 전압을 나타내고, T1 및 T2는 특정 상의 듀티(duty)를 나타내고, Tsamp는 샘플링 주기를 나타낸다.
예를 들어, 도 8을 참조하면, 공간 전압 벡터 평면 내에서 전압 벡터는 101에서 100을 거쳐 110으로 이동한다. 이때, NS-3 펄스 합성 방법은 인접한 3개의 벡터의 합을 이용하여 평균 전압의 크기(|V*avg|)를 산출할 수 있다.
이어서, 제어유닛(130)은 상기 수학식 (2) 및 (3)을 이용하여 각 영역에서의 듀티 신호를 계산한다.
예를 들어, 도 9를 참조하면, 제어유닛(130)의 듀티 생성기(250)는 하나의 주기 내에서 반전되는 캐리어(C)와 앞에서 계산된 듀티 신호를 비교하여 PWM 신호를 생성한다. 이어서, 인버터(120)는 생성된 PWM 신호에 따라 스위칭을 하게 되고, 모터(110)에는 도 9에 도시된 것과 같은 상전압이 발생된다.
이 경우, 본 발명의 제어유닛(130)은 백터 평면 상에서 '0' 벡터를 사용하지 않게 된다.
NS-N 펄스 합성 방법의 가변 샘플링을 이용하는 경우, 제어유닛(130)은 전압 변조 지수(Mi)가 1 미만의 전압을 합성할 수 있다.
즉, NS-N 펄스 합성 방법을 이용하는 경우, 0 벡터를 사용하는 종래의 모터 구동 장치에 비해 특정 영역에서의 고조파 특성(WTHD)이 개선된다.
도 11을 참조하면, 도 11은 전압 변조 지수(Mi)가 0.85에서 1까지 변함에 따라 전압 합성 방법에 따른 상전압의 고조파 특성(WTHD)를 나타낸다.
여기에서, NS는 NS-N 펄스 합성 방법을 나타내고, CVCS는 종래의 연속 스위칭 방법을 나타내며, Optimal은 종래의 최적 PWM 방법을 나타낸다.
최적 PWM 방법은 목적함수인 고조파 특성(WTHD)를 최소로 하는 이상적인 펄스 방법이나, 실시간 제어가 불가능하므로 비교 대상에서 제외한다.
전압 변조 지수(Mi)가 0.85에서 0.94의 경우 5 또는 7펄스의 연속 스위칭에 비해 NS-7 펄스 합성 방법은 낮은 고조파 특성(WTHD)을 갖는다.
한편, 전압 변조 지수(Mi)가 0.94에서 1일 경우 NS-3 펄스 합성 방법(이때, 최적 PWM 방법과 같음)은 3펄스 연속 스위칭 방법에 비해 낮은 WTHD를 갖는 다. 즉, NS-3 펄스 합성 방법은 종래의 3펄스 연속 스위칭 방법에 비해 향상된 고조파 특성(WTHD)을 갖는다.
이를 통해, 본 발명의 실시예에 따른 모터 구동 장치는 전압 변조 지수(Mi)가 1 이하인 목표 영역에서 고조파 특성(WTHD)을 개선시킬 수 있다.
도 12 내지 도 14는 본 발명의 실시예에 따른 모터 구동 장치의 성능 실험 결과를 나타내는 그래프이다.
우선, 도 12는 본 발명의 실시예에 따른 제어유닛(130)에서 d축 전류 제어기(220)와 q축 전류 제어기(230)를 연결하는 디커플링 제어기(240)에 따른 성능을 나타내는 그래프이다.
<A>는 제어유닛(130)에서 디커플링 제어기(240)를 적용하기 전 파형이다. <A>에서 q축 전류 지령치(iq)가 변화하는 경우, d축 전류 지령치(id)에는 오버슛(over shoot)이 발생된다.
<B>는 디커플링 제어기(240)를 적용했을 때의 파형이다. <B>에서 q축 전류 지령치(iq)가 변화하는 경우에도, d축 전류 지령치(id)에는 오버슛이 발생되지 않는 것을 확인할 수 있다.
즉, 본 발명에서 디커플링 제어기(240)는 전류 지령치에 오버슛이 생기는 것을 방지할 수 있다.
도 13은 디커플링 제어기(240)와, 제1 및 제2 노치 패스 필터(223, 233)의 성능을 나타내는 그래프이다.
<A>를 참조하면, 제어 대역폭을 높이기 위해 피드백 게인을 높였을 때, 디커플링 제어기(240)를 사용하는 경우, 전류 지령치(id, iq)가 안정적으로 유지된다. 반면, 디커플링 제어기(240)를 사용하지 않는 경우, 전류 지령치(id, iq)에 공진 성분이 생기면서 제어가 제대로 이루지지 않는 것을 확인할 수 있다.
또한, <B>를 참조하면, 제어 대역폭을 높이기 위해 피드백 게인을 높였을 때, 제1 및 제2 노치 패스 필터(223, 233)를 사용하는 경우, 전류 지령치(id, iq)가 안정적으로 유지된다. 반면, 제1 및 제2 노치 패스 필터(223, 233)를 사용하지 않는 경우, 전류 지령치(id, iq)에 공진 성분이 생기면서 제어가 제대로 이루어지지 않는 것을 확인할 수 있다.
도 14는 d축 전류 제어기(220) 내의 안티-와인드업(227)의 성능을 나타내는 그래프이다.
<A>를 참조하면, 안티-와인드업(227)를 이용하지 않는 경우, six-step 방식으로 운전시 제어유닛(130)에는 적분기의 값이 포화되어 N 펄스 합성 방식으로 전환되는데 지연 시간이 발생하게 된다.
반면, <B>를 참조하면, 안티-와인드업(227)을 이용하는 경우, 제어유닛(130)에는 적분기의 값이 쌓이지 않기 때문에 Six-step 방식에서 곧바로 N 펄스 합성 방식으로 전환할 수 있다.
이를 통해, 본 발명의 모터 구동 장치는 d축 전류와 q축 전류를 모두 제어할 수 있어 2-자유도를 갖는다. 또한, 2개의 변수를 제어를 함으로써 생기는 상호간섭 문제와 공진 문제를 해결할 수 있어, 모터 구동 장치의 성능이 향상되고, 시스템의 안정성도 높아질 수 있다.
전술한 본 발명은, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 있어 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지 치환, 변형 및 변경이 가능하므로 전술한 실시예 및 첨부된 도면에 의해 한정되는 것이 아니다.
110: 모터 120: 인버터
130: 제어유닛 210: 전류 지령 생성부
220: d축 전류 제어기 230: q축 전류 제어기
240: 디커플링 제어기 250: 듀티 생성기
260: 축 변환부

Claims (11)

  1. 교류 전압을 이용하여 모터를 구동시키는 인버터; 및
    상기 인버터에 포함된 스위칭 소자의 동작을 제어하는 PWM 신호를 출력하는 제어유닛을 포함하되,
    상기 제어유닛은,
    상기 모터의 d축 상전류와 d축 전류 지령치를 기초로 전압 기본파(V1)의 크기를 산출하는 d축 전류 제어기와,
    상기 모터의 q축 상전류와 q축 전류 지령치를 기초로 샘플링 주기(Tsamp)를 산출하는 q축 전류 제어기와,
    상기 q축 전류 제어기로부터 입력받은 신호를 기초로 상기 d축 전류 제어기에 피드백 신호를 제공하는 디커플링 제어기를 포함하는
    모터 구동 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 디커플링 제어기는, 상기 모터 구동 장치의 저항(R), 인덕턴스(L), 및 고주파 필터 주파수값(WHPF)을 기초로 상기 피드백 신호를 생성하는
    모터 구동 장치.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 d축 전류 제어기는, 제1 제어기와 제1 노치 패스 필터를 포함하고,
    상기 q축 전류 제어기는, 제2 제어기와 제2 노치 패스 필터를 포함하되,
    상기 디커플링 제어기의 입력단은, 상기 제2 제어기와 상기 제2 노치 패스 필터 사이에 연결되고,
    상기 디커플링 제어기의 출력단은, 상기 제1 제어기와 상기 제1 노치 패스 필터 사이에 연결되는
    모터 구동 장치.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 d축 전류 제어기는, 상기 제1 노치 패스 필터의 출력 신호에 대한 주파수 대역을 제한하는 리미터(limiter)와,
    상기 리미터의 입력 신호와 출력 신호를 이용하여 상기 제1 제어기에 피드백 신호를 제공하는 안티-와인드업(AWd)을 더 포함하는
    모터 구동 장치.
  5. 제3항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 제어기는, 입력받은 신호를 PI 제어하고,
    상기 제1 및 제2 노치 패스 필터는, 특정 대역의 주파수를 제거하는
    모터 구동 장치.
  6. 제1항에 있어서,
    입력받은 토크 지령치를 기초로 상기 d축 상전류 및 상기 q축 상전류를 생성하는 전류 지령 생성부와,
    상기 모터에 대한 상전류를 상기 d축 상전류 및 상기 q축 상전류로 변환하는 축 변환부를 더 포함하는
    모터 구동 장치.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 제어유닛은,
    상기 d축 전류 제어기에서 출력되는 상기 기본파(V1)의 크기와, 상기 q축 전류 제어기에서 출력되는 상기 샘플링 주기(Tsamp)을 기초로 상기 PWM 신호를 생성하는 듀티 생성기를 더 포함하는
    모터 구동 장치.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 듀티 생성기는,
    하나의 주기 내에서 반전되어 대칭되고, 1/N(N은 자연수) 주기를 갖는 캐리어와,
    상기 1/N 주기 마다 일정한 평균 전압을 갖도록 형성되는 듀티 신호를 이용하여 상기 PWM 신호를 생성하는
    모터 구동 장치.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 듀티 생성기는,
    1/6, 1/12, 또는 1/18 주기의 캐리어와,
    상기 기본파(V1)와, 상기 1/N 주기에 대한 평균 전압(Vavg)을 기초로 생성된 듀티 신호를 이용하는
    모터 구동 장치.
  10. 제1항에 있어서,
    상기 모터는, 3상 코일이 권선된 스테이터와, 상기 스테이터 내에 배치되며 상기 3상 코일에서 발생된 자기장에 의해 회전하는 로터를 포함하고,
    상기 인버터는, 상기 3상 코일로 3상 교류 전압을 공급 또는 차단하도록 상기 PWM 신호에 의해 온 및 오프동작하는 3상 스위치소자들을 포함하는
    모터 구동 장치.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 3상 코일은,
    상기 3상 교류 전압 중 제1 상 교류 전압이 공급되는 제1 상 코일과, 상기 3상 교류 전압 중 제2 상 교류 전압이 공급되는 제2 상 코일과, 상기 3상 교류 전압 중 제3 상 교류 전압이 공급되는 제3 상 코일을 포함하고,
    상기 3상 스위치소자들은,
    상기 제1 상 교류 전압이 공급되게 온 및 오프 동작하며, 상기 제1 상 코일과 병렬 연결된 제1 상암 스위치 및 제1 하암 스위치와,
    상기 제2 상 교류 전압이 공급되게 온 및 오프 동작하며, 상기 제2 상 코일과 병렬 연결된 제2 상암 스위치 및 제2 하암 스위치와,
    상기 제3 상 교류 전압이 공급되게 온 및 오프 동작하며, 상기 제3 상 코일과 병렬 연결된 제3 상암 스위치 및 제3 하암 스위치를 포함하는
    모터 구동 장치.
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