KR20010066586A - 인버터장치의 펄스폭변조신호발생방법 - Google Patents

인버터장치의 펄스폭변조신호발생방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 인버터장치의 PWM신호발생방법에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 삼각파 캐리어를 이용하여 원 칩 마이크로컴퓨터에서 인버터장치의 PWM신호를 발생할 수 있는 PWM신호발생방법에 관한 것이다. 본 발명의 PWM신호발생방법은, 톱니파 또는 삼각파 변조에 따른 PWM주기를 설정하는 단계와; 사인파 1주기를 12구간으로 구분하는 단계와; sin0。에서 sin90。까지의 sin 테이블을 작성하는 단계와;현재주파수에 따른 구간을 결정하고, 각 구간에서 현재주파수에 따른 sin 테이블 값에 V/F 상수를 곱하고, 이것을 256으로 나눈 값으로 PWM신호를 생성하는 단계를포함하여 구성된다.

Description

인버터장치의 펄스폭변조신호발생방법{Method for PWM signal generation in inverter apparatus}
본 발명은 인버터장치의 PWM신호발생방법에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 삼각파 캐리어를 이용하여 원 칩 마이크로컴퓨터에서 인버터장치의 PWM신호를 발생할 수 있는 PWM신호발생방법에 관한 것이다.
인버터장치는 직류전압을 3상 교류전압으로 변환하도록 온/오프 제어되는 복수의 스위칭소자를 갖는 장치이다. 이러한 인버터장치의 스위칭소자들의 온/오프 동작을 시간비 제어하기 위한 PWM신호가 필요하다.
일반적으로 종래의 인버터장치에서 사용되고 있는 PWM신호발생장치는 아날로그방식과 디지탈방식이 혼합된 로직회로로 구현이 되고 있다. 그러나 이 경우, 특정 소자들로 구성된 하드웨어의 특성상 높은 전압을 발생하는 것이 불가능한 문제점이 있었다. 또한, 종래의 PWM신호발생장치는, 적절한 PWM신호 발생을 위한 전기적소자들을 다수개 구비해야 하기 때문에, 제품의 부피 및 제조비용이 증가되는 문제점이 있었다.
따라서 본 발명의 목적은, 삼각파 캐리어를 이용하여 원 칩 마이크로컴퓨터에서 인버터장치의 PWM신호를 발생할 수 있는 PWM신호발생방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은, 톱니파 캐리어를 이용하여 원 칩 마이크로컴퓨터에서 인버터장치의 PWM신호를 발생할 수 있는 PWM신호발생방법을 제공함에 있다.
도 1은 본 발명에 따른 3상 인버터장치의 결선도,
도 2는 톱니파 변조 방식의 파형도,
도 3은 삼각파 변조 방식의 파형도,
도 4는 3상 삼각파 변조 방식의 파형도,
도 5는 본 발명에 따른 인버터장치의 PWM신호 발생을 위한 동작 과정도,
도 6은 본 실시예에서 적용되고 있는 삼각파 변조의 PWM주기,
도 7은 사인파 1주기를 12구간으로 구분하고 있는 상태도,
도 8은 본 발명에 따른 각 영역에서 각 상의 값을 결정하기 위한 표,
도 9는 본 발명에 따른 현재운전주파수에 따른 PWM신호 결정을 위한 동작 흐름도,
도 10은 1구간에서의 U상,V상,W상의 결정을 위한 과정도.
* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명 *
10 : 3상 AC 유도모터 20 : 마이크로컴퓨터
Q1~Q6 : 인버터 스위칭소자
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 인버터장치의 PWM신호발생방법은, 톱니파 또는 삼각파 변조에 따른 PWM주기를 설정하는 단계와; 사인파 1주기를 12구간으로 구분하는 단계와; sin 0。에서 sin 90。까지의 sin 테이블을 작성하는 단계와; 현재주파수에 따른 구간을 결정하고, 각 구간에서 현재주파수에 따른 sin 테이블 값에 V/F 상수를 곱하고, 이것을 256으로 나눈 값으로 PWM신호를 생성하는 단계를 포함하여 구성된다.
본 발명의 PWM주기 설정은, 톱니파인 경우, 주파수 캐리어 카운터 값에 2를 승산하고, 이것을 외부 발진주파수로 제산하여 산출하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 PWM주기 설정은, 삼각파인 경우, 주파수 캐리어 카운터 값에 4를 승산하고, 이것을 외부 발진주파수로 제산하여 산출하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 사인파 1주기의 12구간 구분은, Π/2까지의 최대 샘플링수를 1998로 설정하고, Π/6 간격으로 666의 배수로 설정하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 sin 테이블 값은, sin[(Π/2) * (N/1998)] * 250에 의해서 산출되는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 현재주파수의 구간 결정은, 이전 데이터에 현재주파수를 가산하고 다시 666으로 제산하여 결정하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 현재주파수에 따른 각 상의 PWM값은, 오프셋 값이 가감되는 것을 특징으로 한다.
이하 첨부한 도면을 참조하여 본 발명에 따른 인버터장치의 PWM신호발생방법에 대해서 설명한다.
도 1은 본 발명에 따른 3상 인버터장치의 결선도를 도시하고 있다.
본 발명의 3상 인버터장치는, 전원(E)을 연결하고 있는 두개의 전원라인 사이에 6개의 스위칭소자(Q1~Q6)를 접속하고 있다. 상기 스위칭소자(Q1~Q6)는 상하 두개씩 쌍으로 이루어지며, 어느 하나의 스위칭소자가 온되었을때 다른 하나의 스위칭소자는 오프상태가 되도록 구성된다. 그리고 스위칭소자(Q1~Q6)에 3상 AC 유도모터(10)의 각 암(U,V,W)이 연결되고 있다.
상기 스위칭소자(Q1~Q6)들은 마이크로컴퓨터(20)에서 출력되는 3상 PWM신호에 의해서 온/오프 동작에 따른 듀티비가 조절된다. 즉, 상기 3상 AC 유도모터(10)의 부하에 흐르는 전류는, 인가되는 전압의 시간 적분의 양으로 된다. 따라서 일정주기 중에 점유되는 상기 스위칭소자(Q1~Q6)들의 듀티비를 변화시켜서 상기 3상 AC 유도모터(10)의 등가전압을 가변하는 것이 가능하다.
다음은 본 발명에 따른 인버터장치에서 PWM신호 발생에 따른 원리에 대해서 살펴본다.
단상 인버터의 경우, 기본파 성분의 실효치는 100% 변조시 Edc/√2이고, 3상 인버터의 경우, 기본파 성분의 실효치(3상 삼각파 변조시 등가전압의 실효치)는 100% 변조시 Edc/2√2이다. 이때, 선간전압은 √3 * Edc/2√2 로, 약 0.612 *Edc(Vrms)를 얻을 수 있다.
도 2는, 단상의 톱니파 변조방식을 도시하고 있고, 도 3은 단상의 삼각파 변조방식을 도시하고 있다. 따라서 3상 삼각파를 변조하면, 도 4와 같이 표현된다.
이러한 톱니파 변조의 경우, 선간전압의 변화횟수가 삼각파 변조보다 1/2 줄지만, 삼각파 변조가 주요 고조파성분의 주파수가 높게되어 보다 좋은 전압파형을 얻을 수 있다. 그리고 톱니파 캐리어를 이용하면, 스위칭 로스(loss)는 삼각파보다 1/2로 줄지만, 선간 전류의 왜곡이 많아, 모터 효율이 떨어지는 특징이 있다.
또한, 캐리어와 선간전류 파형과의 관계를 살펴보면, 캐리어 주파수가 낮으면 낮을수록 선간전압의 진폭은 낮아지고, 전류파형의 왜곡도 크게 되며, 크면 클수록 전류파형의 왜곡은 작게 되고, 진폭 역시 높아진다. 그러나 파워소자의 스위칭 속도에 제한을 받고, 그 만큼 파워 로스가 발생되는 특징이 있다.
다음은 본 발명에 따른 인버터장치에서 삼각파 변조에 의한 PWM신호를 발생하는 과정에 대해서 설명한다.
도 5는, 본 발명의 인버터장치에서 PWM신호발생과정에 따른 동작 과정도이다.
우선, 마이크로컴퓨터(20)는 PWM주기를 설정하는 과정을 수행한다(제 200 단계).
본 발명에서 PWM주기 설정에 따른 모드는, 두가지로 구분된다.
첫째로 톱니파 변조이다.
PWM 주기 = 외부 오실레이터 주파수 / (PWM 주파수 * 2)
= 16 * 106/(8KHz * 2)
= 1000 (여기서 외부 오실레이터 주파수 16 * 106은 가정한 값이다.)
그러나 계산상 편리를 위해서,
PWM 주기 = 16 * 106/(511 * 2) = 15.65KHz 또는,
PWM 주기 = 16 * 106/(1023 * 2) = 7.82KHz 로 설정된다.
둘째로 삼각파 변조시이다.
PWM 주기 = 외부 오실레이터 주파수 /(PWM 주파수 * 4)
= 16 * 106/(8KHz * 4)
= 500
그러나 계산상 편리를 위해서,
PWM 주기 = 16 * 106/(500 * 4) = 8KHz 또는,
PWM 주기 = 16 * 106/(1023 * 4) = 3.9KHz 로 설정된다.
이와 같은, PWM 주기 설정방법에 의해서, 본 발명의 실시예에서는 도 6에 도시하고 있는 삼각파 변조가 적용되어, 설정되는 PWM 주기는, 16 * 106/(500 * 4) = 8KHz 가 된다.
상기와 같은 과정으로 PWM 주기가 설정되면, sin 360。를 30도 간격으로 12구간으로 나누는 과정이 수행된다(제 210 단계).
즉, V = A * sinθ
= A * sin 2Π * f * t
= A * sin 2Π * f * N/fc (여기서 N은 샘플링수, fc는 캐리어 주파수, A는 진폭을 나타낸다) 가 된다.
그리고 sin 90。 = 1 이므로,
sin 2Π * f * N /fc = 1
2Π * f * N/fc = Π/2 ...................(식1)
상기 (식1)에서 운전주파수가 1Hz인 경우, 최대 샘플링수를 계산하면,
2Π * 1 Hz * N/7.992KHz = Π/2
N = 1998을 얻을 수 있게 된다.
즉, sinΠ/2에 대한 최대 샘플링수가 1998이므로, 이를 30도 간격으로 3등분하면, 각 구간에 대한 값을 666을 얻을 수 있다.
따라서, 666 * 12 = 7992를 얻게 되고, 각 구간은 다음과 같이 구분된다.
1구간 : 1 ~ 666 2구간 : 667 ~ 1332 3구간 : 1333 ~ 1998
4구간 : 1999 ~ 2664 5구간 : 2665 ~ 3330 6구간 : 3331 ~ 3996
7구간 : 3997 ~ 4662 8구간 : 4663 ~ 5328 9구간 : 5329 ~ 5994
10구간 : 5995 ~ 6660 11구간 : 6661 ~ 7326 12구간 : 7327 ~ 7992로 구분된다. 이것을 도 7에 도시하고 있다.
즉, 도 7에 도시하고 있는 바와 같이, X 축 값은 0 ~ 360 도 ⇒ 0 ~ 7992(30도를 666으로 설정)까지로 표현되며, sin 1주기가 형성된다.
그리고 Y 축 값은, - 1 ~ 1 ⇒ 0 ~ 500로 표현되고 있다.
이때, Y 축에 대한 캐리어 값은 0 ~ 511의 범위이므로, 위상에 따라서 오프셋(OFFSET) 설정이 필요하다.
다음은, sin 테이블을 작성하는 과정을 수행한다(제 220 단계). 이렇게 작성된 sin 테이블은 별도의 메모리에 저장된다.
이때, sin0。 ~ sin90。에 따른 테이블을 작성한다. 상기 테이블 상에 작성되는 sin값은, sin 값 * 250 으로 산출되어 메모리에 저장된다. 상기 250은 상수이다.
따라서 각 위상치에 대한 데이타는 다음의 공식에 의해서 얻어진다.
데이타(data) = sin[(Π/2) * (N /1998)] * 250 (여기서 N = 0 ~ 1998)
이와 같이 sin 0。에서 sin90。까지의 테이블만을 작성하는 것은, 그 부분에 대한 sin 테이블만을 가지고 있으면, U상, V상, W상에 대한 모든 값을 얻을 수 있기 때문이다.
일 예로, 도 7에 도시되고 있는 1구간(0 ~ 666)에서의 U상과 V 상 그리고 W 상에 대한 값은, 다음과 같이 얻어진다.
U 상은, sin 테이블에서 1구간(0~666)을 참조하여 얻어진다.
V 상은, sin 테이블에서 3구간(1332~1998)을 참조하여 얻어진다.
W 상은, sin 테이블에서 2구간(666~1332)을 참조하여 얻어진다. 이와 같이, sin 0。에서 sin90。까지의 값만을 가지고 있으면, 각 상에 대한 모든 값을 얻는것이 가능하다.
다음은 각 구간에서 각 U상, V상, W 상에 대한 데이타를 계산하는 방법을 결정한다(제 230 단계).
우선, 각 상에 대한 영역을 결정한다. 각 영역은, 이전데이터와 현재 주파수가 가산된 값을 666으로 제산하면, 각 영역이 결정된다.
그리고 각 영역별 각 상의 값을 결정한다.
각 영역별 데이터 값은, sin 테이블 값에 V/F 값이 승산된 후, 마이크로컴퓨터의 계산시간을 줄이기 위해서 다시 256으로 제산되는 값에 의해서 얻어진다.
일 예로, 도 7에 도시되고 있는 1구간(0 ~ 666)에서의 U상과 V 상 그리고 W 상에 대한 값을 결정하는 것에 대해서 설명한다.
U 상 값은, (+)이고 증가한다. sin 테이블의 값 참조 범위는 0 ~ 666까지 이다.
상기 U 상 값은, sin 테이블의 값과 일치하므로, 해당 데이타를 얻어서 V/F 상수를 곱한 후, 256으로 나눈 다음에 오프셋 값을 더한다. 따라서 1구간에서 U상의 값은, (pointer * v/f 상수 /256) + offset에 의해서 결정된다.
V 상 값은, (-)이고 증가한다. sin 테이블의 값 참조 범위는 1332 ~ 1998이다.
상기 V 상 값은, sin 테이블 참조 범위가 1332 만큼 시프트되므로, 값을 현재 결정된 데이타 값에서 1332를 더해서 sin 테이블의 값을 얻고, V/F 상수를 곱한 후, 256으로 나누며, 결정값이 (-)이므로 오프셋 값에서 계산된 값을 뺀다. 따라서 1구간에서 V 상의 값은 offset - [(pointer + 1332) * v/f 상수 /256]에 의해서 결정된다.
W 상 값은, (+)이고 감소한다. sin 테이블의 값 참조 범위는 666 ~ 1331 이다.
상기 W 상 값은, sin 테이블 참조 범위가 666 ~ 1332이지만, 데이타가 감소의 특성을 가지므로 참조값은 1332에서 현재 결정된 데이타값 만큼 뺀 위치에서 sin 테이블의 값을 얻고, V/F 상수를 곱한 후 256으로 나눈다. 그리고 결정값이 (+)이므로 오프셋 값을 더한다. 따라서 1구간에서 W 상의 값은 [(1332-pointer) * v/f 상수 /256] - offset에 의해서 결정된다.
여기서 상기 V/F 값은, 최적의 운전주파수 대비 인가되는 전압을 나타낸다. 즉, 가변속운전을 할 때, 구동하는 전류의 주파수를 가변한다. 이때 모터의 내부 임피던스는 주파수에 따라서 변하기 때문에 구동주파수만 변화시키면 토오크 부족 및 자기포화를 초과하게 된다. 이런 이유로 가변속운전을 하기 위해서는 모타에 인가되는 전압도 가변을 한다. 따라서 상기 V/F 값은 가변속운전시, 최적의 운전주파수 대비 인가되는 전압에 따른 테이블 값이다.
이와 같은 과정으로 각 구간에서 얻어지는 U상, V상, W상의 계산방법을 도 8에 표로서 도시하였다.
상기와 같은 과정에 의해서 각 구간에 따른 U상, V상, W 상의 계산방법이 결정되면, 이후부터는 검출되는 현재운전주파수에 따라서 현재 영역의 검출이 결정된 후, 영역별 각 상의 값이 결정되어 최종 PWM신호가 결정된다(제 240 단계).
다음, 도 9는 상기 제 240 단계에서 최종 PWM신호가 결정되는 과정을 보다 상세하게 도시하고 있는 동작 흐름도이다.
먼저, 현재 운전주파수를 검출하고, 현재운전주파수값에 이전 데이터를 가산하여 현재데이터로 설정한다(제 100 단계).
상기 제 100 단계에서 산출된 현재데이터가 7992보다 작은지를 판단한다(제 103 단계).
상기 제 103 단계에서, 현재데이터가 7992보다 클때, 현재데이터에서 7992를 감산하여, 현재데이터로 설정한다(제 106 단계).
그리고 상기 제 103단계에서, 현재데이터가 7992보다 작은 경우, 또는 상기 제 106 단계에서 7992가 감산되어 설정되어 있는 현재데이터는 제 109 단계에서 이전데이터로 설정된다.
그리고 상기 현재데이터가 sin 1주기 중에 어느 구간에 포함되는 지를 판단한다. 상기 현재데이터가 1구간에 포함되는지를 판단하는 과정이 제 112 단계이고, 현재데이터가 2구간에 포함되는지를 판단하는 과정이 제 118 단계이다. 그리고 각 구간의 판단은, 상기 현재데이터가 666의 몇배 내에 포함되는지에 의해서 이루어진다. 이러한 과정으로 현재 데이터가 12구간 중에서 어느 구간에 포함되는지를 판단하기까지의 과정이 수행된다(제 112 단계 ~ 제 172 단계).
상기 현재데이터가 sin 1구간에 포함될 때, 제 115 단계로 점프되어서, 1구간에 따른 각 상의 값이 결정된다.
상기 1구간에 따른 각 상의 값을 구하는 과정은 도 10에 도시되고 있다.
U상 PWM출력결정을 위해서, 현재데이터의 sin 테이블 값을 읽어온다. 그리고 현재 운전주파수에 따른 최적의 전압치 V/F 테이블 값을 읽어온다. 그리고 오프셋값을 검출한 후, 읽어온 sin값에 V/F 값을 곱한 후, 256으로 나눈 다음에, 오프셋 값을 가산해서 U상에 따른 최종 PWM출력신호를 결정한다.
V상 PWM출력결정을 위해서, 현재데이터에 1332를 가산하여, 현재데이터로 설정하고, 현재데이터에 대한 sin 테이블값을 읽어온다. 그리고 현재 운전주파수에 따른 최적의 전압치인 V/F 테이블 값을 읽어온다. 그리고 오프셋 값을 검출한 후, 읽어온 sin값에 V/F 값을 곱한 후, 256으로 나눈 다음에 최종 값을 오프셋 값에서 감산하여 V 상에 따른 최종 PWM출력신호를 결정한다.
또한, W 상의 PWM출력결정을 위해서, 1332에서 현재 데이터를 감산하여, 현재데이터로 설정하고, 현재데이터에 대한 sin 테이블값을 읽어온다. 그리고 현재 운전주파수에 따른 최적의 전압치인 V/F 테이블 값을 읽어온다. 그리고 오프셋 값을 검출한 후, 읽어온 sin값에 V/F 값을 곱한 후, 256으로 나눈 다음에, 오프셋 값을 가산해서 W상에 따른 최종 PWM출력신호를 결정한다.
즉, 도 10에서 설명하는 1구간의 각 상의 값은 도 8의 1구간을 정리하고 있다. 따라서 각 구간에서 각 상의 값은 도 8에 기초하여 얻어진다.
이와 같은 과정으로 각 구간에서 결정된 PWM출력신호가 마이크로컴퓨터(20)에 의해서 출력되고, 상기 PWM출력신호는 각 스위칭소자의 온/오프 동작을 제어하게 되는 것이다.
즉, 본 발명에 따른 인버터장치의 PWM신호발생방법은, 톱니파 캐리어 또는 삼각파 캐리어를 이용하여 인버터장치의 구동을 위한 PWM신호로 변조시키기 위한 것이다. 특히, 본 발명은 원 칩 마이크로컴퓨터만을 이용하여, 원하는 PWM신호를 발생하는 것이 가능하므로서, 제품의 축소화 및 부품 경비의 축소에 따른 높은 효과를 기대할 수 있다.

Claims (7)

  1. 톱니파 또는 삼각파 변조에 따른 PWM주기를 설정하는 단계와;
    사인파 1주기를 12구간으로 구분하는 단계와;
    sin0도에서 sin90도까지의 sin 테이블을 작성하는 단계와;
    현재주파수에 따른 구간을 결정하고, 각 구간에서 현재주파수에 따른 sin 테이블 값에 V/F 상수를 곱하고, 이것을 256으로 나눈 값으로 PWM신호를 생성하는 단계를 포함하여 구성되는 인버터장치의 PWM신호발생방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 PWM주기 설정은, 톱니파인 경우, 주파수 캐리어 카운터 값에 2를 승산하고, 이것을 외부 발진주파수로 제산하여 산출하는 것을 특징으로 하는 인버터장치의 PWM신호발생방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 PWM주기 설정은, 삼각파인 경우, 주파수 캐리어 카운터 값에 4를 승산하고, 이것을 외부 발진주파수로 제산하여 산출하는 것을 특징으로 하는 인버터장치의 PWM신호발생방법.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 사인파 1주기의 12구간 구분은, Π/2까지의 최대 샘플링수를 1998로 설정하고, Π/6 간격으로 666의 배수로 설정하는 것을 특징으로 하는 인버터장치의 PWM신호발생방법.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 sin 테이블 값은, sin[(Π/2) * (N/1998)] * 250에 의해서 산출되는 것을 특징으로 하는 인버터장치의 PWM신호발생방법.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 현재주파수의 구간 결정은, 이전 데이터에 현재주파수를 가산하고 다시 666으로 제산하여 결정하는 것을 특징으로 하는 인버터장치의 PWM신호발생방법.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 현재주파수에 따른 각 상의 PWM값은, 오프셋 값이 가감되는 것을 특징으로 하는 인버터장치의 PWM신호발생방법.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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CN110138255A (zh) * 2017-01-23 2019-08-16 深圳市金芯微电子有限公司 一种输入输出参数可调的逆变器控制方法
CN112412619A (zh) * 2019-08-23 2021-02-26 上海汽车集团股份有限公司 一种频率确定方法及装置

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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5495160A (en) * 1993-12-06 1996-02-27 Reliance Electric Company Digital sine wave generator and motor controller

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7818983B2 (en) * 2005-11-17 2010-10-26 Lg Electronics Inc. Driving device of a washing machine and a method of driving a washing machine with the same
CN110138255A (zh) * 2017-01-23 2019-08-16 深圳市金芯微电子有限公司 一种输入输出参数可调的逆变器控制方法
CN112412619A (zh) * 2019-08-23 2021-02-26 上海汽车集团股份有限公司 一种频率确定方法及装置

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