CN110832769B - 功率转换装置、电动助力转向装置 - Google Patents

Abstract

本发明的功率转换装置具有接受从直流电源输出的直流电压(Vdc)的供给以进行功率转换并输出交流电压的第1多相逆变器及第2多相逆变器，将第1多相逆变器及第2多相逆变器所输出的PWM信号的频率设为fc，将功率转换装置应遵循的噪声标准的下限频率设为fr时，将第1电压指令的各相的平均值即第1平均电压与第2电压指令的各相的平均值即第2平均电压之差即差电压的绝对值设定成k2·fc/fr·Vdc[V](k2为1以上的奇数)以下，从而抑制噪声标准的频带的噪声，其中，第1电压指令是第1多相逆变器所输出的交流电压的指令值，第2电压指令是第2多相逆变器所输出的所述交流电压的指令值。

Description

功率转换装置、电动助力转向装置

技术领域

本发明涉及功率转换装置及电动助力转向装置。

背景技术

以往，有以下的电动机的控制装置。具备对应多个电动机分别设置的

多个功率转换器、

多个电动机指令运算部、以及

多个载波生成部，

多个载波生成部分别生成多个载波信号，

载波频率控制部控制多个载波信号的频率，进行控制以使得多个载波信号的频率在对应于多个载波信号的多个预先设定的设定频率范围内变动。然后，多个设定频率范围通过预先设定成各个频率范围互相不重合，从而抑制因功率转换器的切换而产生的噪声(参照专利文献1)。

另外，以往还存在以下的功率转换装置。在具有两个逆变器的功率转换器中，

在一个逆变器部中，为了使得三相电压指令信号中最小的电压指令信号变为设定的下限值，而从所有相的电压指令信号减去从最小相的电压指令信号减去所述设定的下限值而得到的值，即进行“下全二相调制处理”，

在另一个逆变器部中，为了使得三相电压指令信号中最大的电压指令信号变为设定的上限值，而从所有相的电压指令信号减去从最大相的电压指令信号减去所述设定的上限值而得到的值，即进行“上全二相调制处理”，

由此，能避免有效电压矢量产生期间的重复，能降低电容器的纹波电流(参照专利文献2)。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利特许第5644854号说明书(第0012段)

专利文献2：日本专利特许第5045799号说明书(第0015段)

发明内容

发明所要解决的技术问题

专利文献1中，准备多个逆变器的PWM(Pulse Width Modulation：脉冲宽度调制)载波的频率，从该多个频率中使其中一个频率变动的同时进行选择的方法中存在如下问题：由于需要存储多个PWM载波，因此存储器容量变得庞大，难以安装至低成本的微处理器(CPU)。

另外，在将控制装置一次安装至微处理器等CPU的情况下，存在如下问题：为了变更逆变器的PWM载波而需要冗长的时间。由此，例如在完成产品后测量噪声时，某频率分量的噪声电平超过基准值，从而需要进一步的降噪等情况下，需要通过进一步添加一个或两个不同频率的PWM载波来调整噪声电平，而在该情况下，对于微处理器添加程序的设计或安装需要冗长的时间，另外，也可能会导致微处理器存储器容量的不足。

另外，像专利文献2那样，在一个逆变器中进行“下全二相调制处理”，在另一个逆变器中进行“上全二相调制处理”的方法中，为了避免有效矢量的重复，使一个逆变器中的电压指令信号尽可能地向上偏移，并且使另一个逆变器中的电压指令信号尽可能地向下偏移，从而对于在宽度较大的调制率范围内降低电容器电流是有效的，但在该方法中，未考虑从两个逆变器产生的噪声，对于降噪方面并不优选。

本发明为了解决上述问题而得以完成，广义上来说，其目的在于提供一种功率转换装置以及电动助力转向装置，在具有两个多相逆变器的功率转换装置中，无需使逆变器的PWM载波的频率变动就能抑制噪声标准的频带的噪声。

解决技术问题所采用的技术方案

本发明涉及功率转换装置等，该功率转换装置包括：接受从直流电源输出的直流电压的供给以进行功率转换并输出交流电压的第1多相逆变器及第2多相逆变器；运算第1多相驱动电压指令及第2多相驱动电压指令的驱动电压指令运算部，其中，该第1多相驱动电压指令及第2多相驱动电压指令用于由第1多相逆变器及第2多相逆变器基于来自外部的控制指令驱动负载；将所述第1多相驱动电压指令以第1偏移电压进行调整后得到的值作为第1多相电压指令进行输出以控制所述第1多相逆变器的第1平均电压调节部；将所述第2多相驱动电压指令以第2偏移电压进行调整后得到的值作为第2多相电压指令进行输出以控制所述第2多相逆变器的第2平均电压调节部；电压调整控制部，该电压调整控制部对所述第1平均电压调节部及所述第2平均电压调节部进行控制，以使得在将所述直流电源的直流电压设为Vdc，将所述第1多相逆变器及所述第2多相逆变器的PWM信号的频率设为fc，将功率转换装置应遵循的噪声标准的下限频率设为fr时，第1平均电压与第2平均电压之差的差电压的绝对值成为下述式(1)：k2·fc/fr·Vdc[V](1)

其中，k2为1以上的奇数，所述第1平均电压是所述第1多相逆变器所输出的所述交流电压的指令值即所述第1多相电压指令各相的平均值，所述第2平均电压是所述第2多相逆变器所输出的所述交流电压的指令值即所述第2多相电压指令各相的平均值。

发明效果

本发明中，能提供一种功率转换装置以及电动助力转向装置，无需使功率转换装置的两个多相逆变器的PWM载波的频率变动就能抑制噪声标准的频带的噪声。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式1的功率转换装置的整体结构的图。

图2是表示本发明的功率转换装置的交流旋转电机的绕组结构的一个示例的图。

图3是用于说明本发明的实施方式1中的功率转换装置的第1三相逆变器的动作的图。

图4是用于说明本发明的实施方式1中的功率转换装置的第2三相逆变器的动作的图。

图5是用于说明从本发明的实施方式1所涉及的第1三相逆变器及第2三相逆变器传递至直流电源侧的传导噪声的实测波形图。

图6是用于说明从本发明的实施方式1所涉及的第1三相逆变器及第2三相逆变器传递至直流电源侧的传导噪声的实测波形图。

图7是以近似波形表示图6的噪声的图。

图8是用于说明本发明实施方式1中降低噪声的第1平均电压与第2平均电压之差即差电压的图。

图9是本发明的实施方式1所涉及的第1与第2偏移电压之差分别处于(a)所示的关系时将此时的噪声的实测结果的均值与峰值分别在(b)与(c)中示出的图。

图10是本发明的实施方式1所涉及的第1与第2偏移电压之差分别处于(a)所示的关系时将此时的噪声的实测结果的均值与峰值分别在(b)与(c)中示出的图。

图11是本发明的实施方式1所涉及的第1与第2偏移电压之差分别处于(a)所示的关系时将此时的噪声的实测结果的均值与峰值分别在(b)与(c)中示出的图。

图12是本发明的实施方式1所涉及的第1与第2偏移电压之差分别处于(a)所示的关系时将此时的噪声的实测结果的均值与峰值分别在(b)与(c)中示出的图。

图13是示出本发明的实施方式1所涉及的第1偏移电压Voffset1与第2偏移电压Voffset2之差的绝对值|Voffset1－Voffset2|与希望降低噪声的频率之间的关系的图。

图14是表示本发明实施方式2中的电动助力转向装置的整体结构的图。

图15是表示本发明的功率转换装置及电动助力转向装置的控制部的硬件结构的一个示例的图。

具体实施方式

根据本发明，将第1电压指令(Vu1_ref’、Vv1_ref’、Vw1_ref’)的各相的平均值即第1平均电压(Vave1)与第2电压指令(Vu2_ref’、Vv2_ref’、Vw2_ref’)的各相的平均值即第2平均电压(Vave2)之差即差电压(Vave_dif)的绝对值(Vave_dif_abs)设定成下述式子以下，其中，第1电压指令是功率转换装置的第1多相逆变器所输出的交流电压的指令值，第2电压指令是第2多相逆变器所输出的交流电压的指令值。

k2·fc/fr·Vdc[V] (1)

其中，

Vdc：用于功率转换装置的来自直流电源的直流电压

fc：第1多相逆变器及第2多相逆变器所输出的PWM信号(Vu1、Vv1、Vw1)的频率

fr：应遵循的噪声标准的下限频率

k2：1以上的奇数。

也就是说，通过构成为将第1平均电压与第2平均电压之差即差电压的绝对值设为上述式子以下，从而能抑制噪声标准的下限频率fr以上的频率分量的噪声，而无需使PWM信号的频率fc变动。由此，能大幅削减微处理器等CPU的存储器，能安装于微处理器等CPU的存储器容量少的低成本微处理器(CPU)，能有助于降低成本。

以下，根据各实施方式利用附图对本发明的功率转换装置、电动助力转向装置进行说明。另外，在各实施方式中，相同或相当部分使用同一标号表示，并省略重复说明。

实施方式1.

图1是表示本发明的实施方式1的功率转换装置的整体结构的图。

交流旋转电机1是具有两组三相绕组的交流旋转电机，具有第1三相绕组U1、V1、W1以及第2三相绕组U2、V2、W2。如图2所示，在交流旋转电机1中，(a)中示出的第1三相绕组U1-V1-W1与(b)中示出的第2三相绕组U2-V2-W2以同相电气角进行配置，其各自的中性点N1、N2电气连接。

直流电源2向第1三相逆变器3a以及第2三相逆变器3b输出直流电压Vdc。作为该直流电源2，包含电池、DC-DC转换器、二极管整流器以及PWM整流器等输出直流电压的全部设备。直流电源2的正极侧电位设为Vp，负极侧电位设为Vn。

第1三相逆变器3a通过基于后述的第1三相电压指令Vu1_ref’、Vv1_ref’、Vw1_ref’，与频率为fc的PWM载波进行比较来进行PWM调制，从而进行将从直流电源2输入的直流电压Vdc从直流转换为交流的逆变换，从而对交流旋转电机1的第1三相绕组U1，V1，W1施加交流电压Vu1、Vv1、Vw1。作为开关Sup1～Swp1、Sun1～Swn1，例如能利用IGBT、双极晶体管、MOS功率晶体管等中的任意一个所构成的半导体开关与二极管反向并联连接而成的开关。

第2三相逆变器3b通过基于后述的第2三相电压指令Vu2_ref’、Vv2_ref’、Vw2_ref’，与频率为fc的PWM载波进行比较来进行PWM调制，从而进行将从直流电源2输入的直流电压Vdc从直流转换为交流的逆变换，从而对交流旋转电机1的第2三相绕组U2，V2，W2施加交流电压Vu2、Vv2、Vw2。作为开关Sup2～Swp2，Sun2～Swn2，例如能利用IGBT、双极晶体管、MOS功率晶体管等中的任意一个所构成的半导体开关与二极管反向并联连接而成的开关。

驱动电压指令运算部4a基于控制指令CCO来运算用于驱动交流旋转电机1的第1三相驱动电压指令Vu1_ref、Vv1_ref、Vw1_ref以及第2三相驱动电压指令Vu2_ref、Vv2_ref、Vw2_ref。

第1三相驱动电压指令Vu1_ref、Vv1_ref、Vw1_ref以及第2三相驱动电压指令Vu2_ref、Vv2_ref、Vw2_ref的运算方法使用以下公知技术。

作为一个示例，列举有V/F控制，该V/F控制中将交流旋转电机1的速度指令或频率指令f设定为图1中的控制指令COO的基础上，决定第1三相驱动电压指令以及第2三相驱动电压指令的振幅。

另外，作为其它示例，使用如下的电流反馈控制等：将交流旋转电机1的电流指令设定为控制指令CCO，基于该电流指令与流过第1三相绕组U1、V1、W1的电流之间的偏差，通过比例积分控制运算出使得该偏差成为0的第1三相驱动电压指令Vu1_ref、Vv1_ref、Vw1_ref，

并且，基于电流指令与流过第2三相绕组U2、V2、W2的电流之间的偏差，通过比例积分控制运算出使得该偏差成为0的第2三相驱动电压指令Vu2_ref、Vv2_ref、Vw2_ref。

第1平均电压调节部5a将驱动电压运算运算部4a所输出的第1三相驱动电压指令Vu1_ref、Vv1_ref、Vw1_ref相等地加上第1偏移电压Voffset1而得到的值作为第1三相电压指令Vu1_ref’、Vv1_ref’、Vw1_ref’进行输出。

<第1平均电压Vave1的调节>

以下，进行如下说明：通过调节第1偏移电压Voffset1从而能调节第1三相电压指令Vu1_ref’、Vv1_ref’、Vw1_ref’的平均电压即第1平均电压Vave1。

第1三相驱动电压指令Vu1_ref、Vv1_ref、Vw1_ref可以由三相交流电压表示为下述式(1－1)至(1－3)。其中，Vamp1是第1三相驱动电压指令的振幅，θv1是第1三相驱动电压指令的相位。

Vu1_ref＝Vamp1·sin(θv1) (1－1)

Vv1_ref＝Vamp1·sin(θv1－2π/3) (1－2)

Vw1_ref＝Vamp1·sin(θv1+2π/3) (1－3)

接着，第1三相驱动电压指令Vu1_ref’、Vv1_ref’、Vw1_ref’是将第1三相驱动电压指令Vu1_ref、Vv1_ref、Vw1_ref加上第1偏移电压Voffset1后得到的值，因此，可表示为下述式(1－4)至(1－6)。

Vu1_ref’＝Vu1_ref+Voffset1

＝Vamp1·sin(θv1)+Voffset1

(1－4)

Vv1_ref’＝Vv1_ref+Voffset1

＝Vamp1·sin(θv1－2π/3)+Voffset1 (1－5)

Vw1_ref’＝Vw1_ref+Voffset1

＝Vamp1·sin(θv1+2π/3)+Voffset1 (1－6)

然后，第1平均电压Vave1可表示成式(1－7)。

Vave1＝(Vu1_ref’+Vv1_ref’+Vw1_ref’)/3

＝Voffset1 (1－7)

如上所述，由于第1平均电压Vave1与第1偏移电压Voffset1一致，因此，通过调整第1偏移电压Voffset1，能调整第1平均电压Vave1。

第2平均电压调节部5b将驱动电压指令运算部4a所输出的第2三相驱动电压指令Vu2_ref、Vv2_ref、Vw2_ref相等地加上第2偏移电压Voffset2而得到的值作为第2三相电压指令Vu2_ref’、Vv2_ref’、Vw2_ref’进行输出。

<第2平均电压Vave2的调节>

以下，进行如下说明：通过调节第2偏移电压Voffset2从而能调节第2三相电压指令Vu2_ref’、Vv2_ref’、Vw2_ref’的平均电压即第2平均电压Vave2。

第2三相驱动电压指令Vu2_ref、Vv2_ref、Vw2_ref可以三相交流电压表示为下述式(1－8)至(1－10)。其中，Vamp2是第2三相驱动电压指令的振幅，θv2是第2三相驱动电压指令的相位。

Vu2_ref＝Vamp2·sin(θv2) (1－8)

Vv2_ref＝Vamp2·sin(θv2－2π/3) (1－9)

Vw2_ref＝Vamp2·sin(θv2+2π/3) (1－10)

接着，第2三相驱动电压指令Vu2_ref’、Vv2_ref’、Vw2_ref’是将第2三相驱动电压指令Vu2_ref、Vv2_r

ef、Vw2_ref加上第2偏移电压Voffset2后得到的值，因此，可表示为下述式(1－11)至(1－13)。

Vu2_ref’＝Vu2_ref+Voffset2

＝Vamp2·sin(θv2)+Voffset2

(1－11)

Vv2_ref’＝Vv2_ref+Voffset2

＝Vamp2·sin(θv2－2π/3)+Voffset2 (1－12)

Vw2_ref’＝Vw2_ref+Voffset2

＝Vamp2·sin(θv2+2π/3)+Voffset2 (1－13)

然后，第2平均电压Vave2可表示成式(1－14)。

Vave2＝(Vu2_ref’+Vv2_ref’+Vw2_ref’)/3

＝Voffset2 (1－14)

如上所述，由于第2平均电压Vave2与第2偏移电压Voffset2一致，因此，通过调整第2偏移电压Voffset1，能调整第2平均电压Vave2。

<交流电压Vu1、Vv1、Vw1的生成>

接着，对于第1三相逆变器3a中基于第1三相逆变器3a所输出的交流电压Vu1、Vv1、Vw1的指令值即第1三相电压指令Vu1_ref’、Vv1_ref’、Vw1_ref’来生成交流电压Vu1、Vv1、Vw1的生成方法进行说明。图3是用于说明本发明的实施方式1的交流电压Vu1、Vv1、Vw1的生成方法的图。

此外，图3示出了第1三相逆变器3a的正极侧的开关Sup1，Svp1，Swp1的动作，而由于负极侧的开关Sun1，Svn1，Swn1的动作与正极侧的开关的动作为相反动作，因此省略图示。

第1三相电压指令Vu1_ref’与周期Tc(＝1/fc)的PWM载波PWMC相比，Vu1_ref’比PWMC大的情况下，开关Sup1设为“1”(导通)，且图3中省略图示的开关Sun1设定为“0”(截止)，从而作为交流电压Vu1输出直流电源2的正极侧电位Vp。

另一方面，Vu1_ref’比PWMC小的情况下，开关Sup1设为“0”(截止)，且开关Sun1设定为“1”(导通)，从而作为交流电压Vu1输出直流电源2的负极侧电位Vn。

此外，在上述说明中，在相电压指令与PWMC相比较时采用“比…大”、“比…小”，将双方相等的情况排除。实际上，关于各三相逆变器的开关的导通截止，对切换设置有缓冲带，以使得串联连接的开关之间不会一起导通或一起截止。省略详细说明。

第1三相电压指令Vv1_ref’与周期Tc(＝1/fc)的PWM载波PWMC相比，Vv1_ref’比PWMC大的情况下，开关Svp1设为“1”(导通)，且图3中省略图示的开关Svn1设定为“0”(截止)，从而作为交流电压Vv1输出直流电源2的正极侧电位Vp。

另一方面，Vv1_ref’比PWMC小的情况下，开关Svp1设为“0”(截止)，且开关Svn1设定为“1”(导通)，从而作为交流电压Vv1输出直流电源2的负极侧电位Vn。

第1三相电压指令Vw1_ref’与周期Tc(＝1/fc)的PWM载波PWMC相比，Vw1_ref’比PWMC大的情况下，开关Swp1设为“1”(导通)，且图3中省略图示的开关Swn1设定为“0”(截止)，从而作为交流电压Vw1输出直流电源2的正极侧电位Vp。

另一方面，Vw1_ref’比PWMC小的情况下，开关Swp1设为“0”(截止)，且开关Swn1设定为“1”(导通)，从而作为交流电压Vw1输出直流电源2的负极侧电位Vn。

如上所述，第1三相逆变器3a所输出的交流电压Vu1、Vv1、Vw1成为周期为Tc、从而频率为fc的PWM电压。该频率fc的PWM电压也称为PWM信号，其周期与PWM载波PWMC的周期Tc(＝1/fc)一致，因此频率也与PWM载波PWMC的频率fc一致。

<交流电压Vu2、Vv2、Vw2的生成>

接着，对第2三相逆变器3b中基于第2三相逆变器3b所输出的交流电压Vu2、Vv2、Vw2的指令值即第2三相电压指令Vu2_ref’、Vv2_ref’、Vw2_ref’来生成交流电压Vu2、Vv2、Vw2的生成方法进行说明。图4是用于说明本发明的实施方式1的交流电压Vu2、Vv2、Vw2的生成方法的图。

此外，图4示出了第2三相逆变器3b的正极侧的开关Sup2，Svp2，Swp2的动作，而由于负极侧的开关Sun2，Svn2，Swn2的动作与正极侧的开关的动作为相反动作，因此省略图示。

第2三相电压指令Vu2_ref’与周期Tc(＝1/fc)的PWM载波PWMC相比，Vu2_ref’比PWMC大的情况下，开关Sup2设为“1”(导通)，且图4中省略图示的开关Sun2设定为“0”(截止)，从而作为交流电压Vu2输出直流电源2的正极侧电位Vp。

另一方面，Vu2_ref’比PWMC小的情况下，开关Sup2设为“0”(截止)，且开关Sun2设定为“1”(导通)，从而作为交流电压Vu2输出直流电源2的负极侧电位Vn。

第2三相电压指令Vv2_ref’与周期Tc(＝1/fc)的PWM载波PWMC相比，Vv2_ref’比PWMC大的情况下，开关Svp2设为“1”(导通)，且图4中省略图示的开关Svn2设定为“0”(截止)，从而作为交流电压Vv2输出直流电源2的正极侧电位Vp。

另一方面，Vv2_ref’比PWMC小的情况下，开关Svp2设为“0”(截止)，且开关Svn2设定为“1”(导通)，从而作为交流电压Vv2输出直流电源2的负极侧电位Vn。

第2三相电压指令Vw2_ref’与周期Tc(＝1/fc)的PWM载波PWMC相比，Vw2_ref’比PWMC大的情况下，开关Swp2设为“1”(导通)，且图4中省略图示的开关Swn2设定为“0”(截止)，从而作为交流电压Vw2输出直流电源2的正极侧电位Vp。

另一方面，Vw2_ref’比PWMC小的情况下，开关Swp2设为“0”(截止)，且开关Swn2设定为“1”(导通)，从而作为交流电压Vw2输出直流电源2的负极侧电位Vn。

如上所述，第2三相逆变器3b所输出的交流电压Vu2、Vv2、Vw2成为频率为fc的PWM电压。

第1三相逆变器3a所输出的交流电压Vu1、Vv1、Vw1及第2三相逆变器3b所输出的交流电压Vu2、Vv2、Vw2是频率为fc的PWM波形的电压，因此从第1三相逆变器3a及第2三相逆变器3b向直流电源2一侧流出传导噪声。

图5是设定成Vu1_ref与Vu2_ref几乎相等且Voffset1与Voffset2相等时交流电压Vu1、Vu2以及叠加于直流电源2的正极侧电位Vp的噪声NIZ的实测波形。其中，PWM载波PWMC的频率为20kHz，PWM载波PWMC在第1三相逆变器3a与第2三相逆变器3b中为同相。该情况下，交流电压Vu1、Vu2几乎相等，因此交流电压Vu1、Vu2的导通时刻、即电位从Vn变动为Vp的时刻几乎相等，且交流电压Vu1、Vu2的截止时刻、即电位从Vp变动为Vn的时刻也几乎相等。在关注噪声波形NIZ的情况下，在导通时刻即ton附近及截止时刻即toff附近，产生脉冲。

图6是设定成Vu1_ref与Vu2_ref几乎相等且Voffset2比Voffset1要大时交流电压Vu1、Vu2以及叠加于直流电源2的正极侧电位Vp的噪声NIZ的实测波形。其中，PWM载波PWMC的频率为20kHz，PWM载波PWMC在第1三相逆变器3a与第2三相逆变器3b中为同相。该情况下，与交流电压Vu1相比，交流电压Vu2的导通时间、即电位为Vp的时间更长，因此交流电压Vu1、Vu2的导通时刻以及交流电压Vu1、Vu2的截止时刻不同。在关注噪声波形NIZ的情况下，在交流电压Vu1、Vu2的导通时刻即ton_1、ton_2下，与图5所示的ton时的噪声相比，产生振幅较小的脉冲。另外，在交流电压Vu1、Vu2的截止时刻即toff_1、toff_2，与图5所示的toff时的噪声相比，产生振幅较小的脉冲。

<通过第1及第2平均电压之差的调节来抑制噪声>

以下，对通过调节Voffset1与Voffset2之差、即第1平均电压Vave1与第2平均电压Vave2之差来抑制噪声的方法进行说明。

图6中P所示的虚线内的两处噪声由图7的近似波形来表示。

设为：

V：噪声的高度

Y：噪声的宽度

X：两个噪声的产生间隔

由于将PWM载波PWMC的周期设为Tc，因此该近似波形以周期Tc重复。由此，在将图7进行傅里叶级数展开的情况下，对于PWM载波PWMC的频率fc的n阶分量an表示为式(1-15)。其中，设为：

f(x)：近似波形

2π：PWM载波PWMC的周期Tc。

【数学式1】

式(1-15)中，Voffset1与Voffset2之差所能调节的是两个噪声的产生间隔X。由此，为了利用X将式(1-15)调节为0，满足式(1-16)即可。

【数学式2】

其中，k1为奇数的整数，具体而言，k1＝…－9，－7，－5，－3，－1，1，3，5，7，9…等。在对式(1-16)求解X的情况下，有式(1-17)。

【数学式3】

此处，根据图8的示例，与PWM载波PWMC相比较的两个电压V1、V2的偏移电压间隔设为X的Voffset_dif由式(1-18)来表示。

【数学式4】

Vdc：π＝Voffset_dif：X (1-18)

由此，在将式(1-17)代入式(1-18)以求解Voffset_dif的情况下，得到式(1-19)。

【数学式5】

如上所述，降低相对于PWM载波PWMC的频率fc的n次分量的噪声的第1平均电压Vave1与第2平均电压Vave2之间的差即差电压设定为式(1-19)所表示的Voffset_dif即可。另外，第1平均电压Vave1与第2平均电压Vave2中的某个较大即可，因此关于第1平均电压Vave1与第2平均电压Vave2之差即差电压Vave_dif的绝对值Vave_dif_abs，在与式(1-19)中将k1替换成k2后得到的下式(1-20)一致的情况下，能降低相对于PWM载波PWMC的频率fc的n次分量的噪声。此处，k2为1以上的奇数，具体而言，k2＝1，3，5，7，9，…等。

【数学式6】

<式(1-20)中的整数的情况下的n的设定>

以下，对式(1-20)中的n的设定方法进行说明。

图1所示的功率转换装置中，成为例如CISPR(国际无线电干扰特别委员会)等的标准所得到的噪声限制的对象。其中，传导噪声一般限制在150kHz至30MHz的范围。因此，在将功率转换装置应遵循的噪声标准的下限频率设为fr时，通过将n设为“将fr除以fc后得到的除法值以上的整数值”，从而能抑制fr以上的频带的噪声。

例如，在分别将fr设为150kHz，将fc设为20kHz的情况下，“将fr除以fc后得到的除法值以上的整数值”中的最小值为8，因此，在式(1-20)中将k2设为1，将Voffset1、Voffset2设定成使得第1平均电压与第2平均电压之差即差电压Vave_dif满足Vdc/8的情况下，能抑制160kHz分量的噪声。

例如，在将直流电压Vdc设定为12V的情况下，如图9(a)所示，在将Voffset1与Voffset2之差始终设定为0的情况下，如图9(b)、(c)所示，关于噪声的160kHz分量，在(b)的均值中仅产生Xave1且比x5要大，在(c)的峰值中仅产生Xpeak1且比x5要大。

此处，图9至图12中，第1偏移电压Voffset1与第2偏移电压Voffset2之差分别处于(a)所示的关系时将此时的噪声的实测结果的均值与峰值分别在(b)与(c)中示出。

图9至图12中的(b)、(c)的纵轴中意味着朝上侧，噪声电平增大。由此，意味着按x0、x1、x2、x3、x4、x5、x6的顺序，噪声电平增大。由此意味着：

与x6相比，x5的噪声电平较低，

与x5相比，x4的噪声电平较低，

与x4相比，x3的噪声电平较低，

与x3相比，x2的噪声电平较低，

与x2相比，x1的噪声电平较低，

与x1相比，x0的噪声电平较低。

另一方面，如图10(a)所示，在Voffset1与Voffset2之差为固定，设定为1.5V(＝Vdc/8＝12/8)的情况下，如图10(b)所示，噪声均值的160kHz分量降低到比x2要小的Xave2，如图10(c)所示，噪声峰值的160kHz分量改善为小于x3的Xpeak2。

此外，如图11(a)所示，在为了使得Voffset1与Voffset2之差的绝对值为1.5V(＝Vdc/8＝12/8)，而设定为从Voffset1减去Voffset2后得到的值每隔100μs在Vdc/8与－Vdc/8之间重复切换的情况下，关于噪声的160kHz分量，在(b)所示的均值中降低为小于x1的Xave3a，在(c)所示的峰值中降低为小于图10(c)所示的Xpeak2的Xpeak3a。此外，在将功率转换装置应遵循的噪声标准的上限频率设为fh时，通过将n设为“将fh除以fc后得到的除法值以下的整数值”，从而能在噪声标准的下限频率fr以上且噪声标准的上限频率fh以下的范围内抑制噪声。

另外，通过使得式(1-20)中的n在“将fr除以fc后得到的除法值以上的整数值”至“将fh除以fc后得到的除法值以下的整数值”的范围内，每隔PWM载波PWMC的半周期(Tc/2)的正整数倍(1，2，3，…)的时间进行变动并输出，从而能在噪声标准的下限频率fr以上且噪声标准的上限频率fh以下的更大范围内抑制噪声。例如，相对于图11的(a)所示的Voffset1与Voffset2之差的绝对值为1.5V(＝Vdc/8)的情况，为了改善200kHz至300kHz中的噪声，从Voffset1减去Voffset2后的值如图12(a)所示设定成以100μs为间隔如下变动：

－1.5V(－Vdc/8)→1.5V(Vdc/8)→－1V(－Vdc/12)→1V(Vdc/12)→－1.5V(－Vdc/8)

从而如图12(b)所示，150kHz至300kHz中的噪声的均值平衡地降低，能够将该范围内的最差值从图11(b)中位于X4与X5之间的Xave3b改善为图12(b)中位于X3与X4之间的Xave4b。另外，如图12(c)所示，在峰值噪声中，也能从几乎等于图11(c)中的X5的Xpeak3b改善为位于图12(c)的X4与X5之间的Xpeak4b。

<不限于式(1-20)中的整数的情况下的n的设定>

以上说明中，对n为整数的情况进行了说明，但也考虑n并不是整数的情况。因此，在以下说明中，对n并不限于整数来抑制噪声的方法进行说明。式(1-20)中，为了降低功率转换装置应遵循的噪声标准的下限频率fr以上的分量，n需要满足下式。

【数学式7】

若将式(1－21)代入式(1－20)，则得到式(1－22)。

【数学式8】

由此，通过将第1平均电压Vave1与第2平均电压Vave2设定成使得第1平均电压与第2平均电压之差即差电压的绝对值Vave_dif_abs满足式(1-22)，从而能降低功率转换装置应遵循的噪声标准的下限频率fr以上的噪声分量。此外，在式(1-20)中，为了降低功率转换装置应遵循的噪声标准的上限频率fh以下的分量，n需要满足式(1-23)。

【数学式9】

若将式(1－23)代入式(1－20)，则得到式(1－24)。

【数学式10】

由此，通过将第1平均电压Vave1与第2平均电压Vave2设定成使得第1平均电压与第2平均电压之差即差电压的绝对值Vave_dif_abs满足式(1-24)，从而能降低功率转换装置应遵循的噪声标准的上限频率fh以下的分量。另外，通过在满足式(1-22)、式(1-24)双方的范围内，每隔PWM载波PWMC的半周期(Tc/2)的正整数倍(1，2，3，…)的时间，使得第1平均电压与第2平均电压之差即差电压的绝对值Vave_dif_abs变动并输出，从而能与上述图12(b)相对于图11(b)的效果同样地降低更大频率范围的噪声。更具体而言，如图13那样描绘与想要降低噪声的频率对应的第1平均电压Vave1与第2平均电压Vave2之间的差即差电压的绝对值Vave_dif_abs，在想要降低噪声的频率范围内使差电压的绝对值变动即可。

图13示出了Vdc＝12V、fc＝20kHz的情况下纵轴的第1平均电压Vave1与第2平均电压Vave2之差即差电压Vave_dif的绝对值Vave_dif_abs与横轴的想要降低噪声的频率之间的关系。

如上所述，在本实施方式1中，仅调节第1平均电压与第2平均电压之差即差电压就能抑制噪声。本发明也能在第1逆变器与第2逆变器所涉及的PWM载波PWMC同相的情况下实施，因此无需在第1逆变器与第2逆变器中进行使得PWM载波PWMC的相位相错开的操作，易于安装。另外，由于无需如专利文献1那样使多个PWM载波PWMC的频率进行变动的操作，因而也可以说易于安装。

另外，在产品完成后，想要降低不同频带的噪声时，在专利文献1中需要变更PWM载波PWMC，从而产生调整耗时的问题，与此相对，本发明中，例如参照图13，仅调节第1平均电压与第2平均电压之差即差电压就能抑制噪声，因此可起到变更容易且能缩短调整所需时间的效果。例如，在图13中，若想降低200kHz的噪声，则将第1平均电压与第2平均电压之差即差电压的绝对值设定为1.2V即可。同样，例如，若想要降低120kHz的噪声，则将第1平均电压与第2平均电压之差即差电压的绝对值设定为2V即可。

另外，在本实施方式1中，对使用第1三相逆变器与第2三相逆变器的示例进行了说明，但并不限于三相，理所当然地，对于具有2相以上的第1多相逆变器与第2多相逆变器也能获得同样的效果。该情况下，三相驱动电压指令、三相电压指令等均变为多相驱动电压指令、多相电压指令等。

另外，本实施方式1中，对通过调节第1偏移电压Voffset1及第2偏移电压Voffset2来调节第1平均电压Vave1与第2平均电压Vave2之差即差电压Vave_dif的绝对值Vave_dif_abs的示例进行了说明。

然而，作为PWM信号的生成方法，采用空间矢量调制的情况下，

通过调节两个零电压矢量相对于第1多相逆变器(3a)的生成比例以及两个零电压矢量相对于第2多相逆变器(3b)的生成比例，从而调整第1平均电压Vave1与第2平均电压Vave2即可，其中，

相对于第1多相逆变器(3a)的两个零电压矢量为：

V0(在全相直流电源正极侧开关Sun1，Svn1，Swn1变为导通的切换模式。图3所示的三相的示例中为开关Sup1＝0(截止)且开关Svp1＝0(截止)且开关Swp1＝0(截止))；

V7(在全相直流电源正极侧开关Sup1，Svp1，Swp1变为导通的切换模式。图3所示的三相的示例中为开关Sup1＝1(导通)且开关Svp1＝1(导通)且开关Swp1＝1(导通))，

相对于第2多相逆变器(3b)的两个零电压矢量为：

V0(在全相直流电源负极侧开关Sun2，Svn2，Swn2变为导通的切换模式。图4所示的三相的示例中为开关Sup2＝0(截止)且开关Svp2＝0(截止)且开关Swp2＝0(截止))；

V7(在全相直流电源正极侧开关Sup2，Svp2，Swp2变为导通的切换模式。图4所示的三相的示例中为开关Sup2＝2(导通)且开关Svp2＝1(导通)且开关Swp2＝1(导通))。

另外，本实施方式1中，作为与第1三相逆变器与第2三相逆变器相连接的负载，对具有两组三相绕组的交流旋转电机进行了说明，但负载并不限于此。例如，理所应当地，也可以在第1三相逆变器与第2三相逆变器分别各自连接交流旋转电机。

通过调节以上的第1偏移电压Voffset1及第2偏移电压Voffset2来调节第1平均电压Vave1与第2平均电压Vave2之差即差电压Vave_dif的绝对值Vave_dif_abs的控制等由电压调整控制部6a来执行。另外，电压调整控制部6a能例如参照图13根据想要降低从外部输入的噪声的频率f来调节第1偏移电压Voffset1及第2偏移电压Voffset2。

实施方式2.

图14是本发明的实施方式2所涉及的电动助力转向装置的整体结构图。

驾驶员左右旋转方向盘901，来进行前轮902的转向。转矩检测器903检测出转向系统的转向转矩Ts，并将检测转矩Ts输出至后述的控制指令生成部905。交流旋转电机1经由齿轮904产生辅助驾驶员转向的辅助转矩，其转子与齿轮904机械连接，其它与图1的交流旋转电机1相同。

控制指令生成部905基于从转矩传感器903输出的驾驶员的转向转矩Ts来运算用于将交流旋转电机1控制成所希望的状态的控制指令CCO。如式(2-1)所示，运算转矩电流指令I_target以作为所输出的控制指令CCO。

I_target＝ka·Ts (2－1)

此处，ka为常数，但也可以设定为根据转向转矩Ts或汽车的行驶速度来使ka变动。此处，利用式(2-1)决定转矩电流指令I_target，但也可以基于与转向状态相对应的公知的补偿控制来进行设定。

接着，电流检测器201a在PWM载波PWMC的峰值附近分别检测流过第1三相逆变器3a的输出侧的电流Iu1，Iv1，Iw1，以作为电流信号Iu1_c，Iv1_c，Iw1_c。此处，峰值是指PWM载波PWMC的最小值(－Vdc/2)或最大值(Vdc/2)。此外，本实施方式中，将PWM载波PWMC的周期Tc(＝1/Fc)设为固定。

电流检测器201b在PWM载波PWMC的峰值附近分别检测流过第2三相逆变器3b的输出侧的电流Iu2，Iv2，Iw2，以作为电流信号Iu2_c，Iv2_c，Iw2_c。

驱动电压指令运算部4a基于

控制指令COO(I_target)、

电流检测器201a所检测出的电流信号Iu1_c，Iv1_c，Iw1_c、

电流检测器201b所检测出的电流信号Iu2_c，Iv2_c，Iw2_c，

计算用于驱动交流旋转电机1的第1三相驱动电压指令Vu1_ref、Vv1_ref、Vw1_ref以及第2三相驱动电压指令Vu2_ref、Vv2_ref、Vw2_ref。

第1三相驱动电压指令Vu1_ref、Vv1_ref、Vw1_ref通过将旋转二轴上的电压坐标转换成静止三相轴上的电压指令来求得，其中，所述旋转二轴上的电压通过对旋转二轴电流与转矩电流指令I_target及励磁电流指令之间的偏差进行比例积分控制而得到，所述旋转二轴电流通过利用交流旋转电机1的旋转位置或公知的旋转位置推定方法将电流信号Iu1_c，Iv1_c，Iw1_c进行坐标转换而得到。

另外，第2三相驱动电压指令Vu2_ref、Vv2_ref、Vw2_ref通过将旋转二轴上的电压坐标转换成静止三相轴上的电压指令来求得，其中，所述旋转二轴上的电压通过对旋转二轴电流与转矩电流指令I_target及励磁电流指令之间的偏差进行比例积分控制而得到，所述旋转二轴电流通过利用交流旋转电机1的旋转位置或公知的旋转位置推定方法将电流信号Iu2_c，Iv2_c，Iw2_c进行坐标转换而得到。

以下，说明本实施方式2的效果。电动助力转向装置中，电流检测器201a、201b的稳定性第一重要。为了确保电流控制的稳定性，需要将电动机电流、即电流Iu1，Iv1，Iw1、Iu2，Iv2，Iw2的检测间隔设为固定。因此，在本实施方式2中，PWM载波PWMC的周期设为单一周期的三角波，在其峰值附近检测电动机电流。由于将PWM载波PWMC的周期设为单一周期，使得PWM载波PWMC的峰值附近与下一周期的PWM载波PWMC的峰值附近的周期始终固定，从而能检测出一定周期内的电动机电流，能确保电流检测器201a、201b的稳定性。

接着，电动助力转向装置的控制中要求高精度地检测流过交流旋转电机1的电流。这是由于，在检测出的电流相对于其基波产生误差的情况下，执行比例积分控制以使得带有误差的电流与电流指令值相一致，其结果是，交流旋转电机1产生转矩脉动，该转矩脉动经由齿轮904，传导至方向盘1，从而导致驾驶员的转向感变差。

因此，在本实施方式2中，通过将电流检测的时刻设为PWM载波PWMC的峰值附近，从而能从包含PWM信号所引起的脉动分量在内的电流检测出其基波。由此，能高精度地检测电流，交流旋转电机1所产生的转矩脉动不会增大，驾驶员能获得良好的方向盘转向感。

另一方面，如专利文献1那样，在使PWM载波PWMC的周期变动的方式中，为了确保驱动电压指令运算部的稳定性，在使得电流的检测间隔固定的情况下，无法始终在PWM载波PWMC的峰值附近检测电流，所检测到的电流中产生因PWM信号引起的脉动分量所造成的误差，其结果是，方向盘转向感变差。另外，为了高精度地检测电动机电流，在PWM载波PWMC的峰值附近的时刻检测出电动机电流的情况下，由于PWM载波PWMC周期发生变动，因此电流的检测间隔并非固定间隔，无法实现稳定的控制。尤其是在PWM载波PWMC周期变长的情况下，电动机电流的检测间隔变长，电流控制变得不稳定。如上所述，在专利文献1的方法中，无法兼顾既降低噪声又以高精度稳定地控制电流。

如上所述，在本实施方式2中构成为，设定PWM载波PWMC的周期为单一周期的三角波，电流检测器检测电动机电流的时刻设为PWM载波PWMC的峰值附近，驱动指令电压运算部中基于在该时刻所检测出的电流来运算电压指令，从而能在维持电流控制稳定性及方向盘转向感的情况下，获得实施方式1中说明的降噪效果这一以往不具备的显著效果。

此外，在上述各实施方式中，由图1及图14所示的各功能构成的控制部100也可以由其它控制电路构成，另外，也可以由单个控制电路汇总构成。

关于这点，实现上述功能的处理电路可以由专用硬件构成，也可以由执行存储在存储器中的程序的CPU(也被称为Central Processing Unit、中央处理装置、处理装置、运算装置、微处理器、微机、处理器、DSP)来构成。

图15(a)概要性地示出以硬件来构成上述功能时的硬件结构，图15(b)概要性地示出以软件来构成上述功能时的硬件结构。

在以图15(a)所示的硬件来构成上述各部的功能的情况下，处理电路1000例如是单一电路、复合电路、编程处理器、并联编程处理器、ASIC、FPGA或它们的组合。上述各部的功能可以分别由处理电路来实现，也可以汇总各部的功能由处理电路实现。

在由图15(b)所示的CPU来构成上述各部的功能的情况下，上述各部的功能通过软件、固件或软件与固件的组合来实现。软件或固件以程序的形式来表述，并储存于存储器2100。作为处理电路的处理器2000通过读出存储在存储器2100中的程序并执行，从而实现各部的功能。也可以说该程序使计算机执行上述各部的步骤、方法。此处，存储器2100例如指RAM、ROM、闪存、EPROM、EEPROM等非易失性或易失性的半导体存储器、以及磁盘、软盘、光盘、压缩磁盘、小型磁盘、DVD等。

此外，上述各部的功能也可以是其中一部分由专用硬件来实现，一部分由软件或固件来实现。

由此，处理电路可以利用硬件、软件、固件或它们的组合来实现上述各功能。

另外，处理所需的各种信息在硬件结构的情况下，预先设定于电路中，另外，在软件结构的情况下，预先存储在存储器中。

如上所述，本发明的功率转换装置中，包括：

接受从直流电源(2)输出的直流电压的供给以进行功率转换并输出交流电压的第1多相逆变器(3a)及第2多相逆变器(3b)；

基于来自外部的控制直流(COO)来运算用于由第1多相逆变器(3a)及第2多相逆变器(3b)驱动负载的第1多相驱动电压直流(Vu1_ref、Vv1_ref、Vw1_ref)及第2多相驱动电压直流(Vu2_ref、Vv2_ref、Vw2_ref)的驱动电压指令运算部(4a)；

将所述第1多相驱动电压指令(Vu1_ref、Vv1_ref、Vw1_ref)以第1偏移电压(Voffset1)进行调整后得到的值作为第1多相电压指令(Vu1_ref’、Vv1_ref’、Vw1_ref’)进行输出以控制所述第1多相逆变器(3a)的第1平均电压调节部(5a)；

将所述第2多相驱动电压指令(Vu2_ref、Vv2_ref、Vw2_ref)以第2偏移电压(Voffset2)进行调整后得到的值作为第2多相电压指令(Vu2_ref’、Vv2_ref’、Vw2_ref’)进行输出以控制所述第2多相逆变器(3b)的第2平均电压调节部(5b)；以及

电压调整控制部(6a)，该电压调整控制部(6a)对所述第1平均电压调节部(5a)及所述第2平均电压调节部(5b)进行控制，以使得在将所述直流电源(2)的直流电压设为Vdc，将所述第1多相逆变器(3a)及所述第2多相逆变器(3b)的PWM信号(Vu1、Vv1、Vw1,Vu2、Vv2、Vw2)的频率设为fc，将功率转换装置应遵循的噪声标准的下限频率设为fr时，

所述第1多相电压指令(Vu1_ref’、Vv1_ref’、Vw1_ref’)的各相的平均值即第1平均电压(Vave1)与所述第2多相电压指令(Vu2_ref’、Vv2_ref’、Vw2_ref’)的各相的平均值即第2平均电压(Vave2)之差即差电压(Vave_dif)的绝对值(Vave_dif_abs)成为下述式(1)以下，其中，第1多相电压指令是所述第1多相逆变器(3a)所输出的所述交流电压的指令值，第2多相电压指令是所述第2多相逆变器(3b)所输出的所述交流电压的指令值，

k2·fc/fr·Vdc[V] (1)

其中，k2是1以上的奇数。

另外，所述电压调整控制部(6a)对所述第1平均电压调节部(5a)及所述第2平均电压调节部(5b)进行控制，以使得在将所述功率转换装置应遵循的噪声标准的上限频率为fh时，所述差电压的绝对值(Vave_dif_abs)成为下述式(2)以上，

k2·fc/fh·Vdc[V] (2)。

另外，所述电压调整控制部(6a)对所述第1平均电压调节部(5a)及所述第2平均电压调节部(5b)进行控制，以使得所述差电压的绝对值(Vave_dif_abs)每隔相对于所述PWM信号的半周期呈正整数倍的时间，在所述式(1)以下且所述式(2)以上的范围内变动。

另外，本发明的功率转换装置中，包括：

接受从直流电源(2)输出的直流电压的供给以进行功率转换并输出交流电压的第1多相逆变器(3a)及第2多相逆变器(3b)；

基于来自外部的控制直流(COO)来运算用于由第1多相逆变器(3a)及第2多相逆变器(3b)驱动负载的第1多相驱动电压直流(Vu1_ref、Vv1_ref、Vw1_ref)及第2多相驱动电压直流(Vu2_ref、Vv2_ref、Vw2_ref)的驱动电压指令运算部(4a)；

将所述第1多相驱动电压指令(Vu1_ref、Vv1_ref、Vw1_ref)以第1偏移电压(Voffset1)进行调整后得到的值作为第1多相电压指令(Vu1_ref’、Vv1_ref’、Vw1_ref’)进行输出以控制所述第1多相逆变器(3a)的第1平均电压调节部(5a)；

将所述第2多相驱动电压指令(Vu2_ref、Vv2_ref、Vw2_ref)以第2偏移电压(Voffset2)进行调整后得到的值作为第2多相电压指令(Vu2_ref’、Vv2_ref’、Vw2_ref’)进行输出以控制所述第2多相逆变器(3b)的第2平均电压调节部(5b)；

电压调整控制部(6a)，该电压调整控制部(6a)对所述第1平均电压调节部(5a)及所述第2平均电压调节部(5b)进行控制，以使得在将所述直流电源(2)的直流电压设为Vdc，将所述第1多相逆变器(3a)及所述第2多相逆变器(3b)的PWM信号(Vu1、Vv1、Vw1,Vu2、Vv2、Vw2)的频率设为fc，将功率转换装置应遵循的噪声标准的下限频率设为fr时，

所述第1多相电压指令(Vu1_ref’、Vv1_ref’、Vw1_ref’)的各相的平均值即第1平均电压(Vave1)与所述第2多相电压指令(Vu2_ref’、Vv2_ref’、Vw2_ref’)的各相的平均值即第2平均电压(Vave2)之差即差电压(Vave_dif)的绝对值(Vave_dif_abs)成为下述式(3)，其中，第1多相电压指令是所述第1多相逆变器(3a)所输出的所述交流电压的指令值，第2多相电压指令是所述第2多相逆变器(3b)所输出的所述交流电压的指令值，

k2·Vdc/n[V] (3)

其中：

n为fr除以fc而得到的除法值(fr/fc)以上的整数值，

k2为1以上的奇数。

另外，所述电压调整控制部(6a)在将所述功率转换装置应遵循的噪声标准的上限频率为fh时，将所述式(3)中的所述m设为fr除以fc而得到的除法值(fr/fc)以下的整数值。

另外，所述电压调整控制部(6a)对所述第1平均电压调节部(5a)及所述第2平均电压调节部(5b)进行控制，以通过使得对于所述差电压，每隔相对于所述PWM信号的半周期呈正整数倍的时间，使所述n变动，从而使得所述差电压的绝对值(Vave_dif_abs)变动。

另外，本发明的功率转换装置中，包括：

接受从直流电源(2)输出的直流电压的供给以进行功率转换并输出交流电压的第1多相逆变器(3a)及第2多相逆变器(3b)；

基于来自外部的控制直流(COO)来运算用于由第1多相逆变器(3a)及第2多相逆变器(3b)驱动负载的第1多相驱动电压直流(Vu1_ref、Vv1_ref、Vw1_ref)及第2多相驱动电压直流(Vu2_ref、Vv2_ref、Vw2_ref)的驱动电压指令运算部(4a)；

将所述第1多相驱动电压指令(Vu1_ref、Vv1_ref、Vw1_ref)以第1偏移电压(Voffset1)进行调整后得到的值作为第1多相电压指令(Vu1_ref’、Vv1_ref’、Vw1_ref’)进行输出以控制所述第1多相逆变器(3a)的第1平均电压调节部(5a)；

将所述第2多相驱动电压指令(Vu2_ref、Vv2_ref、Vw2_ref)以第2偏移电压(Voffset2)进行调整后得到的值作为第2多相电压指令(Vu2_ref’、Vv2_ref’、Vw2_ref’)进行输出以控制所述第2多相逆变器(3b)的第2平均电压调节部(5b)；

电压调整控制部(6a)，该电压调整控制部(6a)对所述第1平均电压调节部(5a)及所述第2平均电压调节部(5b)进行控制，以使得在将所述直流电源(2)的直流电压设为Vdc，将所述第1多相逆变器(3a)及所述第2多相逆变器(3b)的PWM信号的频率设为20kHz，将功率转换装置应遵循的噪声标准的上限频率设为150kHz时，

所述第1多相电压指令(Vu1_ref’、Vv1_ref’、Vw1_ref’)的各相的平均值即第1平均电压(Vave1)与所述第2多相电压指令(Vu2_ref’、Vv2_ref’、Vw2_ref’)的各相的平均值即第2平均电压(Vave2)之差即差电压(Vave_dif)包含下述式(4)，每隔正整数倍的时间进行切换，其中，第1多相电压指令是所述第1多相逆变器(3a)所输出的所述交流电压的指令值，第2多相电压指令是所述第2多相逆变器(3b)所输出的所述交流电压的指令值，

Vdc/8[V] (4)。

另外，所述电压调整控制部(6a)中，作为所述差电压(Vave_dif)，包含下述式(5)，

－Vdc/8[V] (5)。

另外，所述电压调整控制部(6a)中，作为所述差电压(Vave_dif)，包含下述式(6)、(7)中的至少一方，

Vdc/12[V] (6)、

－Vdc/12[V] (7)。

另外，本发明的电动助力转向装置中，具备：

上述任一项的功率转换装置；以及

交流旋转电机(1)，该交流旋转电机(1)通过利用所述第1多相逆变器(3a)及所述第2多相逆变器(3b)施加所述交流电压，从而生成用于辅助驾驶员转向的辅助转矩。

工业上的实用性

本发明的功率转换装置、电动助力转向装置能适用于多种功率转换装置、电动助力转向装置。

标号说明

1交流旋转电机、2直流电源、3a，3b三相逆变器、4a驱动电压指令运算部、5a第1平均电压调节部、5b第2平均电压调节部、6a电压调整控制部、100控制部、201a，201b电流检测器、901方向盘、902前轮、903转矩传感器、903转矩检测器、904齿轮、905控制指令生成部、1000处理电路、2000处理器、2100存储器、Sup2，Svp2，Swp2直流电源正极侧开关、Sun2，Svn2，Swn2直流电源负极侧开关、U1，V1，W1，U2，V2，W2 3相绕组。

Claims (10)

1.一种功率转换装置，其特征在于，包括：

接受从直流电源输出的直流电压的供给以进行功率转换并输出交流电压的第1多相逆变器及第2多相逆变器；

运算第1多相驱动电压指令及第2多相驱动电压指令的驱动电压指令运算部，其中，该第1多相驱动电压指令及第2多相驱动电压指令用于由第1多相逆变器及第2多相逆变器基于来自外部的控制指令驱动负载；

将所述第1多相驱动电压指令以第1偏移电压进行调整后得到的值作为第1多相电压指令进行输出以控制所述第1多相逆变器的第1平均电压调节部；

将所述第2多相驱动电压指令以第2偏移电压进行调整后得到的值作为第2多相电压指令进行输出以控制所述第2多相逆变器的第2平均电压调节部；以及

电压调整控制部，该电压调整控制部对所述第1平均电压调节部及所述第2平均电压调节部进行控制，以使得

在将所述直流电源的直流电压设为Vdc，

将所述第1多相逆变器及所述第2多相逆变器的PWM信号的频率设为fc，

将功率转换装置应遵循的噪声标准的下限频率设为fr时，

所述第1多相电压指令的各相的平均值即第1平均电压与所述第2多相电压指令的各相的平均值即第2平均电压之差即差电压的绝对值成为下述式(1)以下，其中，第1多相电压指令是所述第1多相逆变器所输出的所述交流电压的指令值，第2多相电压指令是所述第2多相逆变器所输出的所述交流电压的指令值，

k2·fc/fr·Vdc[V] (1)

其中，k2为1以上的奇数。

2.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，

所述电压调整控制部对所述第1平均电压调节部及所述第2平均电压调节部进行控制，以使得在将所述功率转换装置应遵循的噪声标准的上限频率设为fh时，所述差电压的绝对值成为下述式(2)以上，

k2·fc/fh·Vdc[V] (2)。

3.如权利要求2所述的功率转换装置，其特征在于，

所述电压调整控制部对所述第1平均电压调节部及所述第2平均电压调节部进行控制，以使得所述差电压的绝对值每隔相对于所述PWM信号的半周期呈正整数倍的时间，在所述式(1)以下且所述式(2)以上的范围内变动。

4.一种功率转换装置，其特征在于，包括：

接受从直流电源输出的直流电压的供给以进行功率转换并输出交流电压的第1多相逆变器及第2多相逆变器；

运算第1多相驱动电压指令及第2多相驱动电压指令的驱动电压指令运算部，其中，该第1多相驱动电压指令及第2多相驱动电压指令用于由第1多相逆变器及第2多相逆变器基于来自外部的控制指令驱动负载；

将所述第1多相驱动电压指令以第1偏移电压进行调整后得到的值作为第1多相电压指令进行输出以控制所述第1多相逆变器的第1平均电压调节部；

将所述第2多相驱动电压指令以第2偏移电压进行调整后得到的值作为第2多相电压指令进行输出以控制所述第2多相逆变器的第2平均电压调节部；以及

电压调整控制部，该电压调整控制部对所述第1平均电压调节部及所述第2平均电压调节部进行控制，以使得

在将所述直流电源的直流电压设为Vdc，

将所述第1多相逆变器及所述第2多相逆变器的PWM信号的频率设为fc，

将功率转换装置应遵循的噪声标准的下限频率设为fr时，

所述第1多相电压指令的各相的平均值即第1平均电压与所述第2多相电压指令的各相的平均值即第2平均电压之差即差电压的绝对值成为下述式(3)，其中，第1多相电压指令是所述第1多相逆变器所输出的所述交流电压的指令值，第2多相电压指令是所述第2多相逆变器所输出的所述交流电压的指令值，

k2·Vdc/n[V] (3)

其中，

n为fr除以fc而得到的除法值(fr/fc)以上的整数值，

k2为1以上的奇数。

5.如权利要求4所述的功率转换装置，其特征在于，

所述电压调整控制部在将所述功率转换装置应遵循的噪声标准的上限频率设为fh时，将所述式(3)中的所述n设为fr除以fc而得到的除法值fr/fc以下的整数值。

6.如权利要求5所述的功率转换装置，其特征在于，

所述电压调整控制部对所述第1平均电压调节部及所述第2平均电压调节部进行控制，以使得对于所述差电压，每隔相对于所述PWM信号的半周期呈正整数倍的时间，通过使所述n变动，从而使所述差电压的绝对值变动。

7.一种功率转换装置，其特征在于，包括：

接受从直流电源输出的直流电压的供给以进行功率转换并输出交流电压的第1多相逆变器及第2多相逆变器；

运算第1多相驱动电压指令及第2多相驱动电压指令的驱动电压指令运算部，其中，该第1多相驱动电压指令及第2多相驱动电压指令用于由第1多相逆变器及第2多相逆变器基于来自外部的控制指令驱动负载；

将所述第1多相驱动电压指令以第1偏移电压进行调整后得到的值作为第1多相电压指令进行输出以控制所述第1多相逆变器的第1平均电压调节部；

将所述第2多相驱动电压指令以第2偏移电压进行调整后得到的值作为第2多相电压指令进行输出以控制所述第2多相逆变器的第2平均电压调节部；以及

电压调整控制部，该电压调整控制部对所述第1平均电压调节部及所述第2平均电压调节部进行控制，以使得

在将所述直流电源的直流电压设为Vdc，

将所述第1多相逆变器及所述第2多相逆变器的PWM信号的频率设为20kHz，

将功率转换装置应遵循的噪声标准的上限频率设为150kHz时，

所述第1多相电压指令的各相的平均值即第1平均电压与所述第2多相电压指令的各相的平均值即第2平均电压之差即差电压包含下述式(4)，每隔正整数倍的时间进行切换，其中，第1多相电压指令是所述第1多相逆变器所输出的所述交流电压的指令值，第2多相电压指令是所述第2多相逆变器所输出的所述交流电压的指令值，

Vdc/8[V] (4)。

8.如权利要求7所述的功率转换装置，其特征在于，

所述电压调整控制部中，作为所述差电压，包含下述式(5)，

－Vdc/8[V] (5)。

9.如权利要求8所述的功率转换装置，其特征在于，

所述电压调整控制部中，作为所述差电压，包含下述式(6)、(7)中的至少一方，

Vdc/12[V] (6)、

－Vdc/12[V] (7)。

10.一种电动助力转向装置，其特征在于，包括：

权利要求1至9中任一项所述的功率转换装置；以及

交流旋转电机，该交流旋转电机通过利用所述第1多相逆变器及所述第2多相逆变器施加所述交流电压，从而生成用于辅助驾驶员转向的辅助转矩。

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