CN102386843A - 电力转换器、驱动设备以及电力转向设备 - Google Patents

电力转换器、驱动设备以及电力转向设备 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种电力转换器、驱动设备以及电力转向设备。在具有两个绕组线系统(18，19)的三相电动机(10)中所使用的电力转换器(1)的控制单元(60)对与施加到第一绕组线组的电压有关的第一占空比指令信号(D11)执行平底两相调制处理，并且对与施加到第二绕组线组的电压有关的第二占空比指令信号(D12)执行平顶两相调制处理。通过将第二占空比指令信号相比于第一占空比指令信号相移30°，第一占空比指令信号的最大值的定时相比于第二占空比指令信号的最小值的定时偏离。即使当最大值大于中心输出值且最小值小于中心输出值时，也能避免电容器放电的重叠，从而减小纹波电流。

Description

电力转换器、驱动设备以及电力转向设备
技术领域
本发明通常涉及用于驱动三相旋转电机的电力转换器、包括该电力转换器的驱动设备、以及使用该驱动设备的电力转向设备。 
背景技术
传统上，使用脉冲宽度调制(PWM)控制来控制用于驱动多相旋转电机的电流。例如，如果多相旋转电机是三相电动机，则通过如下操作来控制提供给三相电动机的电流：(a)将与要施加到三相的各绕组线的电压有关的电压指令信号与诸如斩波等的PWM基准信号进行比较；(b)基于该比较在逆变器的开关元件的接通(ON)与关断(OFF)之间进行切换。通常，在逆变器的电源侧与接地侧之间，设置有电容器以对电源电压进行平滑。 
关于电容器的电流，当电流不从电池流向逆变器的电源侧时，电流从电池流向电容器，并且对电容器充电。另一方面，当电流从电池流向逆变器的电源侧时，电流从电容器流出至逆变器，并且电容器放电。当通过PWM控制来控制逆变器时，在PWM控制的一个周期内重复电容器的充电和放电，并且电容器电流脉动。将这样的脉冲电流称为纹波电流。 
此外，当将一个逆变器和与该逆变器对应的三相绕组线组称为一个系统时，如果由于两个系统中的逆变器进行的PMW控制所导致的充电和放电在相同定时发生，则来自两个系统的电容器电流相加，从而导致纹波电流增大。 
纹波电流的增大导致电容器产生噪声和发热。此外，随着施加到逆变器上的电压变化，逆变器的电流可控性劣化。 
因此，以下专利文献1中的电动机驱动设备通过对两个系统中的逆变器的PWM基准信号(即，专利文献1中的载波信号)进行相位偏离以使开关元件具有不同的接通-关断定时，来对电容器电流的波形进行平滑，从而减少纹波电流。 
此外，在两个系统中(即，在专利文献2中的两个轴上)同时使用PWM放大器时，以下专利文献2中的PWM放大器通过在一个系统中将中性点电压(即，电压指令信号的平均值)偏离向高压侧并且在另一系统中将中性点电压偏离向低压侧，由此使得两个系统的接通-关断定时为不同定时，从而减小纹波电流。 
(专利文献1)JP 2001-197779A 
(专利文献2)JP 2007-306705A 
然而，即使在两个系统中将PWM基准信号彼此相位偏离后，或者即使在两个系统中将电压指令信号的中性点电压彼此偏离后，开关元件的接通-关断定时的偏离范围也是有限的，这是因为在专利文献1和2这两者中两个系统的电压指令信号具有相同的相位。例如，当电压指令信号的最大值与最小值之间的差(即，振幅的两倍值)超过可以输出的容许电压输出范围的50％时，两个系统的电容器的放电定时不能完全彼此偏离，从而使得不能充分地减小纹波电流。 
发明内容
因此，本发明的目的是提供一种电力转换器，其通过增大开关元件的接通-关断定时的调节范围，来减小电容器的纹波电流。 
根据本发明，提供了一种用于三相旋转电机的电力转换器，其中，该三相旋转电机包括与旋转电机的各相对应的两组绕组线。该电力转换器具有两个逆变器单元以及电容器和控制单元。两个逆变器单元分别包括由高压侧开关元件和低压侧开关元件构成的桥接电路，这两个开关元件对应于两组绕组线。电容器连接在两个逆变器单元的电源侧与接地侧之间。 
控制单元通过将与要施加到两组绕组线的电压有关的电压指令信号与预定的PWM基准信号进行比较，控制高压侧开关元件和低压侧开关元件的接通-关断切换。 
控制单元执行用于对与分别施加到两组绕组线的电压有关的电压指令信号进行调制的调制处理，以使得两个逆变器单元中的有效电压矢量生成期间不会彼此重叠。此外，控制单元将与施加到两组绕组线的电压有关的电压指令信号的各个相位偏离(30+120×n)度(n：整数)。在这种情况下，调制处理包括用于在可以输出的容许电压输出范围内将中性点电压(即，电压指令信号的平均)偏离至高压侧或至低压侧的处理。 
此外，有效电压矢量生成期间表示如下期间：在该期间内，(a)高压侧开关元件和低压侧开关元件之一的第一相或第二相导通，并且(b)两个开关元件中的另一开关元件的第二相或第一相截止。在有效电压矢量生成期间内，储存在电容器中的电荷被释放至逆变器单元。 
控制单元将与两个逆变器单元的驱动有关的电压指令信号的相位彼此偏离(30+120×n)度，从而避免有效电压矢量生成期间(即，电容器放电期间)重叠。更实际地，即使当振幅的两倍值在预定范围内超过可以输出的容许电压输出范围的50％时，也可以避免有效电压矢量生成期间的重叠。以此方式，可以进一步减小电容器的纹波电流。结果，防止了电容器的噪声和发热，并且更好地维持了对来自逆变器的电流的可控性。 
此外，将如下期间称为零电压矢量生成期间：在该期间内，(a)高压侧开关元件和低压侧开关元件之一的所有相导通，并且(b)高压侧开关元件和低压侧开关元件中的另一个开关元件的所有相截止。在零电压矢量生成期间内对电容器充电。零电压矢量生成期间是通过从PWM的一个周期减去有效矢量生成期间而得到的剩余期间。零电压矢量生成期间内的电容器电流在与有效电压矢量生成期间内的电容器电流的流动方向相反的方向上流动，并且小于有效电压矢量生成期间内的电容器电流。因此，两个逆变器单元的充电期间的重叠的影响比两个逆变器单元的放电期间的重叠的影响小。 
附图说明
根据以下参照附图的详细描述，本发明其它目的、特征和优点将变得明显。在附图中： 
图1是本发明的第一实施例中的电力转换器的电路图； 
图2是本发明的第一实施例中的电动机的示意性侧视图； 
图3A和图3B是本发明的第一实施例中的控制单元的框图； 
图4A至图4C是PWM控制的图示； 
图5是通过PWM控制而生成的电压矢量模式(pattern)的表格； 
图6是PWM控制中的电容器电流的时序图； 
图7A和图7B是充电和放电时的电容器电流的示意图； 
图8A和图8B是占空比指令信号偏离时的电容器电流的时序图； 
图9A和图9B是本发明的第一实施例中的平底(flatbed)两相调制处理的时序图； 
图10A和图10B是本发明的第一实施例中的平顶(flattop)两相调制处理的时序图； 
图11A和图11B是作为针对第一实施例的比较示例的电容器电流的时序图，其中，两个系统中的占空比指令信号具有相同相位； 
图12A和图12B是第一实施例的电容器电流的时序图，其中，两个系统中的占空比指令信号具有30度的相移； 
图13A和图13B是作为针对第二实施例的比较示例的电容器电流的时序图，其中，两个系统中的占空比指令信号具有相同相位； 
图14A和图14B是第二实施例中的电容器电流的时序图，其中，两个系统中的占空比指令信号具有30度的相移； 
图15A和图15B是作为针对第三实施例的比较示例的电容器电流的时序图，其中，两个系统中的占空比指令信号具有相同相位； 
图16A和图16B是第三实施例中的电容器电流的时序图，其中，两个系统中的占空比指令信号具有30度的相移； 
图17A和图17B是本发明的第四实施例中的三次高阶谐波叠加处理的时序图； 
图18A和图18B是本发明的第五实施例中的最大-最小占空比均等化处理(即，近似三次高阶谐波叠加处理)的时序图； 
图19A和图19B是作为针对第四实施例的比较示例的电容器电流的时序图，其中，两个系统中的占空比指令信号具有相同相位； 
图20A和图20B是作为第三实施例的变型的电容器电流的时序图，其中，两个系统中的占空比指令信号具有30度的相移； 
图21是本发明的实施例的变型中的电动机的示意侧视图； 
图22A至图22C是本发明的实施例的变型中的电动机的示意图； 
图23A至图23C是本发明的实施例的变型中的电动机的示意图； 
图24A至图24H是本发明的实施例的另一变型中的电流检测单元的示意图；以及 
图25A和图25B是本发明的实施例的又一变型中的电动机的电路图。 
具体实施方式
(第一实施例) 
参照图1，设置有电力转换器1以控制作为旋转电机的三相电动机10的驱动。例如，电力转换器1和电动机10构成驱动设备2，该驱动设备被应用于电力转向设备以辅助车辆的转向操作。 
电力转换器1包括两个系统(#1和#2)的逆变器单元，并且驱动电动机10的两个系统的绕组线组合(即，组)。这里，术语“系统”用于表示单元，其是一个逆变器单元与对应于一个逆变器单元的三相绕组线的组合(即，组)。 
第一系统(#1)中的逆变器单元和绕组线组分别被称为第一逆变器单元20和第一绕组线组18，并且第二系统(#2)中的逆变器单元和绕组线组分别被称为第二逆变器单元30和第二绕组线组19。第一绕组线组18和第二绕组线组19构成两组绕组线，并且第一逆变器单元20和第二逆变器单元30构成两个逆变器单元。 
如图2(其示出沿与其纵轴垂直地相交的平面的侧截面)所示，电动机10是三相无刷电动机，并且具有转子80和定子85。 
转子80以可旋转的方式安装在定子85的径向内侧。转子80例如由诸如铁的磁性材料形成为圆柱形状，并且具有安装在转子芯的径向外侧上的永磁体组821。永磁体组821具有五对N与S极，其总计为共十个极。 
定子85将转子80容纳于其内部，保持转子80可旋转。定子85具有在径向向内方向上突出的十二个突起86，每隔30度等角度地布置该十二个突起86。如图1所示，定子85具有线圈11～16，其缠绕在突起86上以形成定子线圈。定子线圈形成为两组线圈，两组线圈都具有沿顺时针方向按如下顺序布置的U1线圈11、U2线圈14、V1线圈12、V2线圈15、W1线圈13和W2线圈16，并且两组线圈以点对称方式位于旋转轴90周围。即，第一线圈组布置在包括虚拟平面91的旋转轴90的一侧上，并且第二线圈组布置在虚拟平面91的另一侧上。 
U1线圈11、V1线圈12和W1线圈13构成第一绕组线组18，并且U2线圈14、V2线圈15和W2线圈16构成第二绕组线组19。 
由于线圈的上述布置，第二绕组线组19中的线圈14、15、16的位置相对于第一绕组线组18中的线圈11、12、13在顺时针方向上超前了30度。根据这样的布置，如稍后所述，影响第二逆变器单元30的驱动的第二占空比指令信号D2的相位可以相对于影响第一逆变器单元20的驱动的第一占空比指令信号D1的相位超前30度。 
再次参照图1，电动机10具有用于检测转子80的转动角的位置传感器69。电力转换器1包括第一逆变器单元20、第二逆变器单元30、电流检测单元40、电容器50、控制单元60、电池70以及其它部分。 
第一逆变器单元20是三相逆变器，并且第一逆变器单元20中的六个开关元件21～26通过桥接连接而连接，以切换要供给第一绕组线组18中的U1线圈11、V1线圈12、W1线圈13中的每一个的电流。开关元件21～26是金属氧化物半导体场效应晶体管元件(即，MOSFET)，其是一种场效应晶体管。开关元件21～26被称为FET 21～26。 
三个FET 21～23中的每一个的漏极连接到电池70的正极侧。此外，FET 21～23中的每一个的源极连接到FET 24～26中的每一个的漏极。FET24～26中的每一个的源极连接到电池70的负极侧。 
三对FET(即，FET 21与24、FET 22与25、FET23与26)之间的连接点分别连接到U1线圈11、V1线圈12和W1线圈13的一端。 
与第一逆变器单元20相同，第二逆变器单元30为三相逆变器，并且六个开关元件31～36通过桥接连接而连接，以切换要供给第二绕组线组19中的U2线圈14、V2线圈15、W2线圈16中的每一个的电流。开关元件31～36是MOSFET元件，正如开关元件21～26一样。开关元件31～36被称为FET 31～36。 
三个FET 31～33中的每一个的漏极连接至电池70的正极侧。此外，FET 31～33中的每一个的源极连接到FET 34～36中的每一个的漏极。FET34～36中的每一个的源极连接到电池70的负极侧。 
三对FET(即，FET 31与34、FET 32与35、FET 33与36)之间的连接点分别连接至U2线圈14、V2线圈15和W2线圈16的一端。 
将作为高压侧开关元件的FET 21～23和FET 31～33分别称为上桥臂FET。将作为低压侧开关元件的FET 24～26以及FET 34～36分别称为下桥臂FET。 
电流检测单元40包括U1电流检测器41、V1电流检测器42、W1电 流检测器43、U2电流检测器44、V2电流检测器45和W2电流检测器46。 
U1电流检测器41布置在(a)FET 21与FET 24的连接点和(b)U1线圈11之间，并且检测流向U1线圈11的电流。V1电流检测器42布置在(a)FET 22与FET 25的连接点和(b)V1线圈12之间，并且检测流向V1线圈12的电流。W1电流检测器43布置在(a)FET 23与FET26的连接点和(b)W1线圈13之间，并且检测流向W1线圈13的电流。 
U2电流检测器44布置在(a)FET 31与FET 34的连接点和(b)U2线圈14之间，并且检测流向U2线圈14的电流。V2电流检测器45布置在(a)FET 32与FET 35的连接点和(b)V2线圈15之间，并且检测流向V2线圈15的电流。W2电流检测器46布置在(a)FET 33与FET36的连接点和(b)W2线圈16之间，并且检测流向W2线圈16的电流。 
电流检测器41至46通过使用霍尔元件来检测磁通量。 
电流检测器41至46输出的电流检测值(下文中，被称为AD值)和位置传感器69检测到的电动机10的转动角检测值被分别转换成电角度，并且该电角度被存储在构成控制单元60的寄存器中。在图1中，省略了从电流检测单元40和位置传感器69到控制单元60的控制线，以避免使图不必要地复杂。 
电容器50连接在电池70、第一逆变器单元20和第二逆变器单元30的(a)电源侧与(b)接地侧之间，并且通过保存电荷来为FET 21～26和31～36补充电力供应，并且防止例如浪涌电流的噪声成分。 
控制单元60控制整个电力转换器1，并且包括微型计算机67、寄存器(未示出)、驱动电路68等。如图3A所示，对于第一系统和第二系统中的每一个，控制单元60具有三相/两相转换器62、控制器63、两相/三相转换器64、占空比计算器65、斩波比较单元66以及其它部件。 
在第一系统和第二系统中，三相/两相转换器62和两相/三相转换器64分别获取的电角度彼此之间具有30度的相位差。即，当第一系统中所获取的电角度为θ时，第二系统中所获取的电角度为θ+30。由于在第一系统和第二系统这两者中控制单元60的其它特征具有相同配置，因此，仅将第一系统中的控制单元60解释为代表示例。 
三相/两相转换器62基于电流检测器41至43的电流检测值，计算线圈11至13的电流值Iu1、Iv1、Iw1。然后，基于所计算出的电流值Iu1、 Iv1、Iw1和电角度θ，计算d轴电流检测值Id1和q轴电流检测值Iq1。 
基于d轴指令电流值Id＊和q轴指令电流值Iq＊以及d轴电流检测值Id1和q轴电流检测值Iq1，执行电流反馈控制计算，并且计算d轴指令电压值Vd＊1和q轴指令电压值Vq＊1。具体地，分别计算d轴指令电流值Id＊与d轴电流检测值Id1之间的电流偏差ΔId1以及q轴指令电流值Iq＊与q轴电流检测值Iq1之间的电流偏差ΔIq1，并且计算使电流偏差ΔId1和电流偏差ΔIq1都收敛于0的指令电压值Vd＊1和指令电压值Vq＊1。 
在两相/三相转换器64中，基于在控制器63中计算出的指令电压值Vd＊1和Vq＊1以及电角度θ，计算三相指令电压Vu＊1、Vv＊1、Vw＊1。 
在占空比计算单元65中，基于三相指令电压Vu＊1、Vv＊1、Vw＊1和电容器电压Vc，计算调制前的U相占空比Du’1、调制前的V相占空比Dv’1和调制前的W相占空比Dw’1。例如，给出相占空比Du’1、Dv’1、Dw’1中的每一个作为振幅基本上相同而相位彼此相差120°的正弦波信号。 
在这种情况下，振幅表示最大信号值与最小信号值之差的一半。 
设置在图3B所示的占空比计算器65中的调制处理器653通过对调制前的相占空比Du’1、Dv’1、Dw’1中的每一个执行调制处理，输出调制后的U相占空比Du1、调制后的V相占空比Dv1和调制后的W相占空比Dw1。稍后描述调制处理的实际内容。 
U相占空比Du1针对施加到U1线圈11的电压，并且V相占空比Dv1针对施加到V1线圈12的电压，并且W相占空比Dw1针对施加到W1线圈13的电压。各相占空比Du1、Dv1、Dw1构成影响第一逆变器单元20的驱动的第一占空比指令信号D1。 
关于第二系统，各相占空比Du2、Dv2、Dw2以与第一系统相同的方式构成影响第二逆变器单元30的驱动的第二占空比指令信号D2。 
第一占空比指令信号D1、第二占空比指令信号D2和相占空比Du1、Dv1、Dw1、Du1、Du2、Dv2、Dw2中的每一个都是电压指令信号。 
在斩波比较单元66中，通过将调制后的相占空比Du1、Dv1、Dw1中的每一个与PWM基准信号进行比较，计算FET 21～26的接通/关断信号，其中，该PWM基准信号是三角波形的斩波的载波信号。此外，在微型计算机67的电路中，计算斩波比较单元66的处理。该处理可作为软件 处理或硬件处理来执行。 
在说明第一实施例中的特殊PWM控制前，使用图4A至图8B说明一般的PWM控制。在该一般说明中，将每个信号的符号的最后数字称为0。此外，诸如FET的符号对应于第一系统的配置。 
如图4A所示，占空比指令信号D0由三个正弦波信号(即，U相占空比Du0、V相占空比Dv0和W相占空比Dw0)组成，其中，这三个正弦波信号振幅基本上相同(中心值(即，最大值与最小值的平均值)等于约50％占空比)且相位彼此相差120°。 
PWM基准信号P0是斩波信号。与占空比指令信号D0的一个周期相比，PWM基准信号P0的一个周期极其短。图4A所示的占空比指令信号D0的一个周期内的PWM基准信号P0的数量仅是出于图示目的，并且PWM基准信号P0的实际频率远远大于此。 
图4B是图4A所示的期间K0的放大图。该图示出PWM基准信号P0与占空比指令信号D0之间的大小关系，其中，占空比指令信号D0实际上是正弦波信号。 
在PWM控制中，将相占空比Du0、Dv0、Dw0中的每一个与PWM基准信号P0进行比较，并且生成FET 21～26的接通/关断信号。在本实施例中所采用的方法使上桥臂FET 21～23在PWM基准信号P0大于各相占空比Du0、Dv0、Dw0的区间内截止，并且使对应的下桥臂FET 24～26在同一区间内导通。此外，在PWM基准信号P0小于各相占空比Du0、Dv0、Dw0的区间内，上桥臂FET 21～23导通，并且对应的下桥臂FET24～26截止。因而，上桥臂FET 21～23和对应的下桥臂FET 24～26的接通/关断反转。 
更具体地，例如，在区间K0V1内，PWM基准信号P0位于由实线表示的U相占空比Du0以下，并且位于由虚线表示的V相占空比Dv0和由点划线表示的W相占空比Dw0以上。因此，对于U相，上桥臂FET 21接通，并且下桥臂FET 24关断。同样地，对于V相和W相，上桥臂FET22和上桥臂FET 23关断，并且下桥臂FET 25和下桥臂FET 26接通。 
电压矢量模式示出如何接通六个FET 21～26中的三个，并且如图5所示，通过八个电压矢量V0至V7表示该接通和关断。电压矢量V0使所有下桥臂FET 24～26接通。此外，在电压矢量V7中，所有上桥臂FET21～23接通。因此，电压矢量V0、V7对应于零电压矢量，其中，未向第 一绕组线组18施加电压。另一方面，电压矢量V1至V6对应于有效的电压矢量，其中，向第一绕组线组18施加电压。 
以下参照图6、图7A和图7B说明当执行PWM控制时流向电容器50的电流。图7A中的示意图仅示出第一系统，并且省略对于诸如第二系统和电流检测单元40的部件的说明。 
如图6所示，当由(a)表示的PWM基准信号P0大于各相占空比Du0、Dv0、Dw0时，对应的上桥臂FET 21～23关断，如(c)所示，并且对应的下桥臂FET 24～26接通，如(b)所示。此外，当PWM基准信号P0小于各相占空比Du0、Dv0、Dw0时，对应的上桥臂FET 21～23接通，如(c)所示，并且对应的下桥臂FET 24～26关断，如(b)所示。 
当在FET 21～23全部接通或者下桥臂FET 24～26全部接通的情况下生成零电压矢量时，利用从电池70流向电容器50的电流对电容器50充电(C)，如图6中的(d)和(e)所示。例如，如图7A所示，当下桥臂FET 24～26接通时，来自电池70的电流不流向第一逆变器单元20，并且再生的电流Ir流向闭环中的第一绕组线组18。此外，如Ic所示，电流I从电池70流入电容器50中，并且对电容器50充电。 
此外，当在上桥臂FET 21～23中的第一相或第二相接通的情况下生成有效电压矢量时，电流从电容器50流向第一逆变器单元20，以放电。例如，如图7B所示，当上桥臂FET 21和下桥臂FET 25、26接通时，来自电池70的电流流向第一逆变器单元20。此外，如If表示，电流从电容器50流向第一逆变器单元20，并且电容器50放电(D)。 
再次参照图6，在PWM基准信号P0大于全部相的占空比指令信号D0的期间内，或者在PWM基准信号P0小于全部相的占空比指令信号D0的期间内，对电容器50充电，其中，图6用于说明占空比指令信号D0相对于PWM基准信号P0的大小关系以及电容器50的充电-放电状态。另一方面，在PWM基准信号P0位于最大占空比与最小占空比之间的期间内，电容器50放电。因此，如图6中的(d)所示，在PWM控制的一个周期内重复电容器50的充电和放电。因此，电容器电流产生如图6中的(e)所示的脉冲。充电期间内和放电期间内的电容器电流分别反向，并且充电期间的电容器电流小于放电期间的电容器电流。 
图8A示出当占空比指令信号D0相对于PWM基准信号P0朝向低占空比侧下移到下部位置时的电压矢量和电容器电流。此外，图8B示出 当占空比指令信号D0相对于PWM基准信号P0朝向高占空比侧上移到上部位置时的电压矢量和电容器电流。 
通过以上述方式使占空比指令信号D0上移和下移，来操作中性点电压，中性点电压为施加到各相的线圈11至13的电压的平均。此外，即使当占空比指令信号D0上移和下移时，如果不同相之间的线电压没有改变，则施加到第一绕组线组18的电压也不会改变。 
当占空比指令信号D0如图8A所示那样下移时，在PWM基准信号P0的峰侧上电容器50的充电期间变得较长，并且电容器50的放电期间移向一个PWM控制周期的开头以及结尾。另一方面，当占空比指令信号D0如图8B所示那样上移时，在PWM基准信号P0的峰侧上电容器50的充电期间变得较短，并且电容器50的放电期间移向一个PWM控制周期的中心。此外，PWM基准信号P0的谷侧上的充电期间变得相当长。 
如上所述，可以通过将占空比指令信号D0上移和下移而操作中性点电压，来改变有效电压矢量和零电压矢量的生成定时。 
此外，在具有两个系统的逆变器单元20、30的电力转换器中，通过操作第一占空比指令信号和第二占空比指令信号中的每一个的中性点电压，可以调节逆变器单元20、30中的每一个与电容器50之间的充放电定时。例如，当从电容器50向第一系统中的第一逆变器单元20放电(参见图7B)时，通过执行使得能够从电池70对第二系统中的电容器50充电的控制(参见图7A)，减小了电容器50的纹波电流。 
在第一实施例中，除了对中性点电压的这种操作外，想出以下两种处理的组合以进一步以安全方式减小电容器50的纹波电流：在两个系统的逆变器单元20、30中对调制后的第一占空比指令信号D1和调制后的第二占空比指令信号D2进行相移的处理，以及对第一PWM基准信号P1和第二PWM基准信号P2进行相移的处理。 
参照图9A至图12B描述第一实施例中的PWM控制。 
在第一实施例中，调制处理器653对第一占空比指令信号执行平底两相调制处理，并且对第二占空比指令信号执行平顶两相调制处理。 
首先，参照图9A和图9B描述平底两相调制处理。如图9A所示，通过从全部相中减去最小相的占空比与最小基准值Smin之间的差(即，通过从最小相的占空比减去最小基准值Smin而计算出的差)来调制用作基准的基本正弦波，以使得最小相的占空比变为最小基准值Smin。图9B 示出已经过平底两相调制处理的波形。 
此外，参照图10A和图10B描述平顶两相调制处理。如图10A所示，通过从全部相减去最大相的占空比与最大基准值Smax之间的差(即，通过从最大相的占空比减去最大基准值Smax而计算出的差)来调制基本正弦波，以使得最大相的占空比变为最大基准值Smax。图10B是已经过平顶两相调制处理的波形。 
在以下对第一实施例中的PWM控制的描述中，第一系统(#1)中的每个信号的符号的最后两个数字被称为11，并且第二系统(#2)中的每个信号的符号的最后两个数字被称为12。 
图11A和图11B示出针对第一实施例的比较示例，其中，已经过平底两相调制处理的第一占空比指令信号D11和已经过平顶两相调制处理的第二占空比指令信号D12具有相同相位(即，同相)。 
第一占空比指令信号D11的最小值Dmin11基本上等于容许占空比输出范围的最小值Rmin，并且第一占空比指令信号D11的最大值Dmax11仅稍大于中心输出值Rc。第二占空比指令信号D12的最大值Dmax12基本上等于容许占空比输出范围的最大值Rmax，并且第二占空比指令信号D12的最小值Dmin12仅稍小于中心输出值Rc。第一占空比指令信号D11的最大值Dmax11和第二占空比指令信号D12的最小值Dmin12相对于中心输出值Rc基本上对称。此外，第一占空比指令信号D11取得最大值Dmax11的定时与第二占空比指令信号D12取得最小值Dmin12的定时每隔60°重叠，因而，第一占空比指令信号D11和第二占空比指令信号D12彼此相交。 
出于说明目的，图11B是图11A中的K1期间的放大图。 
如图11B所示，第一占空比指令信号D11的最大U相占空比Du11大于第二占空比指令信号D12的最小W相占空比Dw12。因此，当控制第一PWM基准信号P11和第二PWM基准信号P12以使其具有相同相位时，第二系统的放电期间(其是第二PWM基准信号P12的有效电压矢量的生成期间)变得比第一系统的充电期间(其是第一PWM基准信号P11的峰侧上的零电压矢量V0的生成期间)长。因此，第一系统的电容器放电期间和第二系统的电容器放电期间在电压指令的一个周期内彼此重叠两次，从而引起纹波电流的增加。 
在第一实施例中，电流检测器41至46布置在上述位置处，可以将容 许占空比输出范围的最小值Rmin设置为0％，并且可以将最大值Rmax设置为100％。在这种情况下，将作为占空比范围的中心值的中心输出值Rc设置为50％。 
容许占空比输出范围的最大值Rmax和最小值Rmin是预定上限值和预定下限值。 
此外，与第一逆变器单元20的驱动有关的第一PWM基准信号P11和与第二逆变器单元30的驱动有关的第二PWM基准信号P12是频率为20kHz(即，时间周期为50μs)的斩波信号。 
此外，类似于图4A的说明，图11A中的占空比指令信号D11、D12的一个周期内的PWM基准信号P11、P12的数量仅是为了图示，并且信号P11、P12的实际频率大于此。这同样适用于图12A至图16A、图19A和图20A中的每一个。 
图12A和图12B示出30°的相位超前的图示。即，第二占空比指令信号D12的相位比第一占空比指令信号D11的相位超前了30°。在这种情况下，第二占空比指令信号D12取得最小值Dmin12的定时和第一占空比指令信号D11取得最大值Dmax11的定时彼此相移了30°。即，第二占空比指令信号D12正好在第一占空比指令信号D11取得最大值Dmax11的、间隔60°的两个定时中间(即，在正中央处)取得最小值Dmin12。 
出于图示目的，图12B是图12A中的K1s期间的放大图。如图12B所示，第一占空比指令信号D11中最大的U相占空比Du11小于第二占空比指令信号D12中最小的W相占空比Dw12。 
因此，当控制第一PWM基准信号P11和第二PWM基准信号P12以使其具有相同相位时，第一系统的充电期间(其是在第一PWM基准信号P11的峰侧上的零电压矢量V0的生成期间)变得比第二系统的放电期间(其是第二PWM基准信号P12的有效电压矢量的生成期间)长。因此，第一系统的电容器充电期间和第二系统的电容器充电期间不重叠。因而，减小了纹波电流。 
(第一实施例的优点) 
以下描述第一实施例中的电力转换器的有益效果。 
(1)当已经过平底两相调制处理的第一占空比指令信号D11的最大值Dmax11小于中心输出值Rc且已经过平顶两相调制处理的第二占空比指令信号D12的最小值Dmin12大于中心输出值Rc时，即使在两个占空 比指令信号D11、D12具有相同相位的情况下，这两个占空比指令信号D11、D12也彼此不相交。因此，将不会产生由于两个放电期间的重叠而导致的纹波电流增加。 
然而，如果第一占空比指令信号D11的最大值Dmax11大于中心输出值Rc，并且第二占空比指令信号D12的最小值Dmin12小于中心输出值Rc，则在两个占空比指令信号D11、D12具有相同相位的情况下，发生两个放电期间的重叠。 
因此，如果第一占空比指令信号D11的最大值Dmax11和第二占空比指令信号D12的最小值Dmin12在中心输出值Rc的预定范围内，则通过将第二占空比指令信号D12的相位从第一占空比指令信号D11的相位偏离30°，来避免两个放电期间的重叠。因此，减小了电容器50的纹波电流。结果，防止了在电容器中产生噪声以及/或者发热，并且很好地维持了对来自逆变器的电流的可控性。 
(2)由于第一占空比指令信号D11经过了平底两相调制处理并且第二占空比指令信号D12经过了平顶两相调制处理，因此，提高了电压利用效率。 
(3)电动机10具有缠绕在定子85上的十二个线圈，并且转子80具有十个磁极。此外，构成第二绕组线组19的线圈14、15、16被布置为相对于构成第一绕组线组18的线圈11、12、13在顺时针方向上具有30°的角度超前。通过采用这样的简单配置，将第一占空比指令信号D11与第二占空比指令信号D12之间的相位差设置为30°。 
(4)由于电流检测器41至46布置在(a)上桥臂FET 21～23、31～33与下桥臂FET 24～26、34～36之间的连接点和(b)对应的绕组线11至13、14至16之间，因此，中心输出值Rc被设置为50％。因此，在逆变器单元20、30的控制下FET 21～26、31～36的接通/关断定时同步，并且减小了控制单元60的计算负荷。 
(5)由于未在第一PWM基准信号P11与第二PWM基准信号P12之间设置相位差，因此，减小了控制单元60的负荷。 
本发明的第二至第五实施例具有与第一实施例基本上相同的电路配置，但与第一实施例不同之处在于控制单元60所执行的相应处理。因此，以下仅描述不同的部分。 
(第二实施例) 
参照图13A至图14B描述第二实施例中的PWM控制。在第二实施例中，调制处理器653执行平底两相调制处理(参见图9)。 
图13A和图13B示意性示出针对第二实施例的比较示例，其中，分别经过了平底两相调制处理的第一占空比指令信号D21和第二占空比指令信号D22具有相同相位。 
第一占空比指令信号D21和第二占空比指令信号D22具有相同振幅和相同相位，最小值Dmin21、Dmin22基本上等于容许占空比输出范围的最小值Rmin，并且最大值Dmax21、Dmax22仅稍大于中心输出值Rc。此外，第一占空比指令信号D21取得最大值Dmax21的定时和第二占空比指令信号D22取得最大值Dmax22的定时每隔60°重叠。 
出于图示目的，图13B是图13A中的K2期间的放大图。 
如图13B所示，第一占空比指令信号D21的最大U相占空比Du21与第二占空比指令信号D22的最大U相占空比Du22基本上相同。 
因此，当第二PWM基准信号P22的相位从第一PWM基准信号P21的相位偏离1/2周期(180°)时，第二系统的放电期间(其是第二PWM基准信号P22的有效电压矢量的生成期间)变得比第一系统的充电期间(其是在第一PWM基准信号P21的峰侧上的零电压矢量V0的生成期间)长。因此，第一系统的电容器放电期间和第二系统的电容器放电期间在电压指令的一个周期内彼此重叠两次，从而导致纹波电流增加。 
图14A和图14B示出30°的相位超前的图示。即，第二占空比指令信号D22的相位比第一占空比指令信号D21超前了30°。在这种情况下，第一占空比指令信号D21取得最大值Dmax21的定时和第二占空比指令信号D22取得最小值Dmin22的定时彼此相移了30°。即，第二占空比指令信号D22正好在第一占空比指令信号D21取最大值Dmax21的、间隔60°的两个定时中间(即，中心)取得最小值Dmin22。 
出于图示目的，图14B是图14A中的K2s期间的放大图。 
如图14B所示，第一占空比指令信号D21的最大U相占空比Du21小于第二占空比指令信号D22的最大U相占空比Du22。此外，中心输出值Rc与U相占空比Du21之间的差大于U相占空比Du22与中心输出值Rc之间的差。 
因此，当第二PWM基准信号P22的相位从第一PWM基准信号P21的相位偏离1/2周期时，第一系统的充电期间(其是在第一PWM基准信 号P21的峰侧上的零电压矢量V0的生成期间)变得比第二系统的放电期间(其是第二PWM基准信号P22的有效电压矢量的生成期间)长。因此，第一系统和第二系统的电容器放电期间不重叠。因而，减小了纹波电流。 
(第二实施例的优点) 
第二实施例中的电力转换器实现了与第一实施例的有益效果(1)和(2)对应的以下有益效果(1)和(2)。另外，第一实施例的有益效果(3)和(4)为第二实施例共有。 
(1)当已经过平底两相调制处理的占空比指令信号D21、D22的最大值Dmax21、Dmax22均小于中心输出值Rc时，即使两个占空比指令信号D21、D22具有相同振幅且具有相同相位，当第二PWM基准信号P22的相位从第一PWM基准信号P21偏离PWM周期的1/2周期时，第一占空比指令信号D21的有效电压矢量生成期间和第二占空比指令信号D22的有效电压矢量生成期间也不会彼此重叠。因此，将不会产生由于放电期间的重叠而导致的纹波电流增加的问题。 
然而，当除了占空比指令信号D21、D22的最大值Dmax21和Dmax22均大于中心输出值Rc的条件外，第一占空比指令信号D21和第二占空比指令信号D22还具有相同相位时，如果第二PWM基准信号P22的相位从第一PWM基准信号P21偏离1/2周期，则发生放电期间的重叠。 
因此，当最大值Dmax21、Dmax22均在距中心输出值Rc的预定范围内时，通过使第二占空比指令信号D22从第一占空比指令信号D21的相位相移30°，避免了放电期间的重叠。因此，减小了电容器的纹波电流。 
(2)由于对第一占空比指令信号D21和第二占空比指令信号D22的平底两相调制处理，提高了电压利用效率。 
(第三实施例) 
在第三实施例中，调制处理器653执行平顶两相调制处理(参见图10)。 
图15A和图15B示意性示出针对第三实施例的比较示例，其中，分别经过了平顶两相调制处理的第一占空比指令信号D31和第二占空比指令信号D32具有相同相位。 
第一占空比指令信号D31和第二占空比指令信号D32具有相同振幅 且具有相同相位，并且最大值Dmax31、Dmax32基本上等于容许占空比输出范围的最大值Rmax，并且最小值Dmin31、Dmin32仅稍小于中心输出值Rc。此外，第一占空比指令信号D31取最小值Dmin31的定时和第二占空比指令信号D32取最小值Dmin32的定时每隔60°重叠。 
出于图示目的，图15B是图15A中的K3期间的放大图。 
如图15B所示，第一占空比指令信号D31的最小W相占空比Dw31与第二占空比指令信号D32的最小W相占空比Dw32基本上相同。 
因此，当第二PWM基准信号P32的相位从第一PWM基准信号P31的相位偏离PWM信号的1/2周期时，第一系统的放电期间(其是第一PWM基准信号P31的有效电压矢量的生成期间)变得比第二系统的充电期间(其是在第二PWM基准信号P32的谷侧上的零电压矢量V7的生成期间)长。因此，第一系统的电容器放电期间和第二系统的电容器放电期间在电压指令的一个周期内彼此重复两次，从而导致纹波电流增加。 
图16A和图16B示出30°的相位超前的图示。即，第二占空比指令信号D32的相位比第一占空比指令信号D31超前30°。在这种情况下，第一占空比指令信号D31取最小值Dmin31的定时与第二占空比指令信号D32取最小值Dmin32的定时彼此相移了30°。即，第二占空比指令信号D32正好在第一占空比指令信号D31取最小值Dmin31的、间隔60°的两个定时中间(即，在中心处)取最小值Dmin32。 
出于图示目的，图16B是图16A中的K3s期间的放大图。 
如图16B所示，第一占空比指令信号D31的最小W相占空比Dw31小于第二占空比指令信号D32的最小W相占空比Dw32。此外，中心输出值Rc与W相占空比Dw31之间的差大于W相占空比Dw32与中心输出值Rc之间的差。 
因此，当第二PWM基准信号P32的相位从第一PWM基准信号P31的相位偏离1/2周期时，第二系统的充电期间(其是第二PWM基准信号P32的谷侧上的零电压矢量V7的生成期间)变得比第一系统的放电期间(其是第一PWM基准信号P31的有效电压矢量的生成期间)长。因此，第一系统和第二系统的电容器放电期间不重叠。因而，减小了纹波电流。 
(第三实施例的优点) 
第三实施例中的电力转换器实现了与第一实施例的有益效果(1)和(2)对应的以下有益效果(1)和(2)。此外，第一实施例的有益效果(3) 和(4)为第三实施例共有。 
(1)当已经过了平顶两相调制处理的占空比指令信号D31、D32的最小值Dmin31和Dmin32均大于中心输出值Rc时，即使两个占空比指令信号D31、D32具有相同振幅且具有相同相位，在第二PWM基准信号P22的相位从第一PWM基准信号P21偏离1/2周期时，第一占空比指令信号D31的有效电压矢量生成期间和第二占空比指令信号D32的有效电压矢量生成期间也不会彼此重叠。因此，不会产生由于放电期间的重叠而导致的纹波电流增加的问题。 
然而，当除了占空比指令信号D31、D32的最小值Dmin31和Dmin32均小于中心输出值Rc的条件外，第一占空比指令信号D31和第二占空比指令信号D32还具有相同相位时，如果第二PWM基准信号P32的相位从第一PWM基准信号P31偏离1/2周期，则发生放电期间的重叠。 
因此，当最小值Dmin31、Dmin32均在距中心输出值Rc的预定范围内时，如第三实施例中所述，通过使第二占空比指令信号D32从第一占空比指令信号D31的相位相移30°，避免了放电期间的重叠。因此，减小了电容器的纹波电流。 
(2)由于对第一占空比指令信号D31和第二占空比指令信号D32的平顶两相调制处理，提高了电压利用效率。 
(第四和第五实施例) 
由于第四和第五实施例具有类似的PWM控制波形，因此，参照图17A至图20B一起说明这两个实施例。 
在第四实施例中，调制处理器653执行三次高阶谐波叠加处理。三次高阶谐波叠加处理是将三次高阶谐波叠加在各相的基本正弦波上的调制处理，如图17A和图17B所示。 
例如，将调制后的各相占空比表示为以下等式(1)至(5)。在这些等式中，Dc是中心占空比值，Smax是最大基准值，并且Smin是最小基准值。 
Du＝αSh{sinθ+(sin3θ)/6}+Dc            (1) 
Dv＝αSh{sin(θ-120°)+(sin3θ)/6}+Dc    (2) 
Dw＝αSh{sin(θ+120°)+(sin3θ)/6}+Dc    (3) 
α = 2 / 3 ≅ 1.15 - - - ( 4 )
Sh＝(Smax-Smin)/2    (5) 
如图17B所示，调制后的多个相占空比当中的最大值Dmax等于最大基准值Smax，并且调制后的多个相占空比当中的最小值Dmin等于最小基准值Smin。 
在第五实施例中，调制处理器653执行最大-最小占空比均等化处理。如图18A和图18B所示，最大-最小占空比均等化处理是如下处理：其计算最大值和最小值的平均值，并且从各相占空比减去所计算出的平均值。通过使用调制前的相占空比Du’、Dv’、Dw’并且通过使用调制前的最大值Dmax’和调制前的最小值Dmin’，调制后的相占空比Du、Dv、Dw表示为以下等式(6)至(8)。 
Du＝Du’-(Dmax’-Dmin’)/2    (6) 
Dv＝Dv’-(Dmax’-Dmin’)/2    (7) 
Dw＝Dw’-(Dmax’-Dmin’)/2    (8) 
如图18B所示，在第五实施例中的各相占空比的波形类似于第四实施例中的波形。因此，将第五实施例中的调制处理称为伪三次高阶谐波叠加处理。 
参照图19A、图19B、图20A和图20B，一起描述第四和第五实施例。在以下描述中，将第四实施例的波形作为代表示例。在图19A和图19B中，作为第四实施例的比较示例，分别经过了三次高阶谐波叠加处理的第一占空比指令信号D41和第二占空比指令信号D42具有相同相位。 
第一占空比指令信号D41和第二占空比指令信号D42具有基本上相同的振幅，并且其中心值(即，最大值Dmax41与最小值Dmin41的平均值、以及最大值Dmax42与最小值Dmin42的平均值)与中心输出值Rc基本上一致。此外，振幅的大小稍大于可以输出的容许占空比输出范围的25％。因此，当容许占空比输出范围的最大值Rmax与中心输出值Rc之间的中值被称为上四分之一(upper quarter)值R3/4，并且容许占空输出范围的最小值Rmin与中心输出值Rc之间的中值被称为下四分之一值R1/4时，占空比指令信号D41、D42这两个值的最大值Dmax41、Dmax42稍大于上四分之一值R3/4，并且占空比指令信号D41、D42这两个值的最小值Dmin41、Dmin42稍小于下四分之一值R1/4。此外，占空比指令信号D41、D42同时(即，同步)以每隔60°的定时取得最大值Dmax41、Dmax42，并且占空比指令信号D41、D42也同时(即，同步)每隔60° 取得最小值Dmin41、Dmin42。 
出于图示目的，图19B是图19A中的K4期间的放大图。 
如图19B所示，第一占空比指令信号D41的最大U相占空比Du41和第二占空比指令信号D42的最大U相占空比Du42具有基本上相同的振幅。此外，第一占空比指令信号D41的最小W相占空比Dw41和第二占空比指令信号D42的最小W相占空比Dw42也具有基本上相同的振幅。 
因此，当第二PWM基准信号P42的相位从第一PWM基准P41信号偏离PWM信号的1/4周期(90°)时，在第一PWM基准信号P41的峰侧上，第二系统的放电期间(其用作第二PWM基准信号P42的有效电压矢量生成期间)变得比第一系统的充电期间(其用作零电压矢量V0生成期间)长。此外，在第二PWM基准信号P42的谷侧上，第一系统的放电期间(其用作第一PWM基准信号P41的有效电压矢量生成期间)变得比第二系统的充电期间(其用作零电压矢量V7生成期间)长。因此，第一系统和第二系统的放电期间在电压指令信号的一个周期内彼此重叠四次，从而导致纹波电流增加。 
图20A和图20B示出第二占空比指令信号D42相对于占空比指令信号D41的相位相移了30°的示例。在这种情况下，第一占空比指令信号D41取最大值Dmax41的定时和第二占空比指令信号D42取最大值Dmax42的定时彼此偏离30°。即，第二占空比指令信号D42正好在第一占空比指令信号D41取最大值Dmax41的、间隔60°的两个定时中间(即，中心)取最大值Dmax42。同样地，第一占空比指令信号D41取最小值Dmin41的定时和第二占空比指令信号D42取最小值Dmin42的定时彼此偏离30°。即，第二占空比指令信号D42正好在第一占空比指令信号D41取最小值Dmin41的、间隔60°的两个定时中间(即，中心)取最小值Dmin42。 
出于图示目的，图20B是图20A中的K4s期间的放大图。如图20B所示，在第一PWM基准信号P41的峰侧上，第一占空比指令信号D41的最大U相占空比Du41小于第二占空比指令信号D42的最大U相占空比Du42。此外，在第二PWM基准信号P42的谷侧上，第二占空比指令信号D42的最小W相占空比Dw42小于第一占空比指令信号D41的最小W相占空比Dw41。 
因此，当第二PWM基准信号P42的相位从第一PWM基准信号P41 的相位偏离1/4周期时，第一系统的充电期间(其用作第一PWM基准信号P41的峰侧上的零电压矢量V0生成期间)变得比第二系统的放电期间(其用作第二PWM基准信号P42的有效电压矢量生成期间)长。此外，第二系统的充电期间(其用作第二PWM基准信号P42的谷侧上的零电压矢量V7生成期间)变得比第一系统的放电期间(其用作第一PWM基准信号P41的有效电压矢量生成期间)长。因此，第一系统与第二系统之间不存在放电期间重叠。因此，减小了纹波电流。 
(第四实施例的优点) 
第四实施例中的电力转换器具有与第一实施例的有益效果(1)、(2)对应的以下有益效果(1)、(2)。此外，第一实施例的有益效果(3)、(4)为第四实施例共有。 
(1)在关于分别经过了三次高阶谐波叠加处理的第一占空比指令信号D41和第二占空比指令信号D42，最大值Dmax41、Dmax42小于上四分之一值R3/4、并且最小值Dmin41、Dmin42大于下四分之一值R1/4的条件下，即使两个占空比指令信号D41、D42具有相同振幅和相同相位，在第二PWM基准信号P42的相位从第一PWM基准信号P41偏离1/4周期时，第一占空比指令信号D41的有效电压矢量生成期间和第二占空比指令信号D42的有效电压矢量生成期间彼此不重叠。因此，不会产生由于放电期间的重叠而导致的纹波电流增加的问题。 
然而，在关于第一/第二占空比指令信号D41、D42，最大值Dmax41、Dmax42大于上四分之一值R3/4、并且最小值Dmin41、Dmin42小于下四分之一值R1/4的条件下，如果两个占空比指令信号D41、D42具有相同相位，则当第二PWM基准信号P42的相位从第一PWM基准信号P41偏离1/4周期时，发生放电周期的重叠。 
因此，当最大值Dmax41、Dmax42均在距中心输出值Rc的预定范围内时，如在第四实施例中有利地想到的，通过使第二占空比指令信号D32从第一占空比指令信号的相位相移30°，避免了放电期间的重叠。因此，减小了电容器的纹波电流。 
(2)由于对第一占空比指令信号D41和第二占空比指令信号D42的三次高阶谐波叠加处理，提高了电压利用效率。此外，关于第五实施例，由于对第一占空比指令信号D51和第二占空比指令信号D52的最大-最小占空比均等化处理，也提高了电压利用效率。 
(变型) 
尽管结合第一至第五实施例充分地描述了本发明，但是应注意，可以实现如下例示地各种改变和变型。 
(1)具有两个系统的三相电动机的配置 
在上述实施例中，具有两个系统的三相电动机10中的转子80以关于永磁体组821的五个NS极对形式具有总共十个极，如图2所示。作为对这种配置的变型，如图21所示，在可替选的布置中，永磁体组822可以七个NS极对形式具有14个极。即使在这样的变型配置中，定子85也被配置为具有缠绕在布置在定子上的十二个突起86上的十二个线圈。 
在上述实施例中，定子线圈的数量为(12×m)，并且转子80上的磁极的数量为(2×m)，其中，“m”为自然数。例如，图22A至图22C示出m＝2的示例，并且图23A至图23C示出m＝5的示例。 
如图22A所示，电动机10具有转子80，该转子具有绕轴90转动的定子85。 
图22B是从推力方向Z(参见图22A)看的、在转子80和定子85上的永磁体组832的布置的图示。永磁体组832具有交替布置的两对N极与S极，其合计达到总共4(＝2×2)个极。定子线圈被分成四组六个线圈，即总共24(＝12×2)个线圈。在四个线圈组之一中，存在在顺时针方向上按以下顺序布置的U1线圈、U2线圈、V1线圈、V2线圈、W1线圈和W2线圈。 
图22C的上图是在推力方向Z上看的定子85的展开，以及图22C的下图是在径向方向(参见图22A)上看的绕组线的展开。如图22C所示，构成U1线圈的绕组线是例如顺序地缠绕在每六个突起86之一上的一条导线。 
在这样的布置中，第二绕组线组中的U2线圈的位置相对于第一绕组线组中的U1线圈在圆周方向上向前偏离了30°的电角度。因此，实现了将第二占空比指令信号的相位相对于第一占空比指令信号的相位超前30°的PWM控制。 
此外，对于m＝5的情况，图23B是在推力方向Z(参见图23A)上看的、转子80和定子85的永磁体组835的图示。永磁体组853具有交替布置的五对N极与S极，其合计达到总共10(＝5×2)个极。定子线圈分成10组六个线圈，即，总共60(＝12×5)个线圈。其它配置与m＝2的情况相同。 
在该变型中，可以根据电动机大小和/或期望输出任意设置数量“m”。因此，电动机10可以具有广范围的应用性。 
(2)电流检测器的位置 
图24A至图24H中示出对电流检测器41至46的位置的变型。此外，在图24A至图24H中，仅示出第一逆变器单元20和第一绕组线组18，并且从图示中省略了第二逆变器单元30和第二绕组线组19。 
图24示出第一实施例(参见图1)的配置。电流检测器41至43布置在上桥臂FET 21～23与下桥臂FET 24～26之间的各连接点之间。这里，可以从三个检测器当中省略三相中的任一相的电流检测器。例如，当如图24B所示省略了W1电流检测器43时，可以通过从电源电流减去U1电流检测器41的电流检测值和V1电流检测器42的电流检测值，检测W相电流。 
在另一变型中，电流检测器41至43可以布置在下桥臂24至26的接地侧上，如图24C所示。基于与图24B的变型相同的原因，如图24D所示，可以从三个检测器当中省略三相中的一相的电流检测器。 
可替选地，电流检测器41至43可以布置在上桥臂FET 21～23的电源侧上，如图24E所示。此外，基于与图24的变型相同的原因，如图24F所示，可以从三个检测器当中省略三相中的一相的电流检测器。 
此外，在又一变型中，电流检测器47可以布置在电容器50的阳极侧与第一逆变器单元20的电源侧上的桥接电路的分支点之间，如图24G所示。在这种情况下，电流检测器47检测图24E中的电流检测器41至43的电流检测值的总和。 
可替选地，电流检测器48可以布置在电容器50的阴极侧与第一逆变器单元20的接地侧上的桥接电路的接合点之间，如图24H所示。在这种情况下，电流检测器48检测图24C中的电流检测器41至43的全部电流检测值的总和。 
(3)电流检测器的类型 
当电流检测器41至43布置在如图24A和图24B所示的位置处时，优选地，将霍尔元件用作电流检测器。在这种情况下，由于直接检测绕组线电流而与FET 21～26的切换操作无关，因此，将容许占空比输出范围的最小值Rmin确定为0％，并且将容许占空比输出范围的最大值Rmax确定为100％，如第一实施例中的图11A和图11B的描述中所述的那样。 
另一方面，当电流检测器41至43布置在图24C至图24F的位置处时，可使用分流电阻器来替代霍尔元件。 
当分流电阻器作为电流检测器布置在如图24C至图24D所示的下桥臂FET的接地侧上时，将PWM基准信号的峰侧电流检测为绕组线电流，这是因为在所有下桥臂FET 24～26导通时流过电流检测器41至43的峰侧电流等于流过绕组线组18的电流。 
在这种情况下，应该延迟电流的检测(即，采样保持)，直到分流电阻器中的装配(rigging)从将导通信号从控制单元传输到下桥臂FET24～26的各栅极收敛为止。即，仅当零电压矢量V0生成期间比装配收敛时间长时，可以通过分流电阻器检测峰侧电流。因此，由于在PWM基准信号接近100％的期间内不能设置占空比指令信号，因此，优选地基于检测电流所需的最小时间确定可以输出的容许占空比输出范围的最大值Rmax。例如，如果装配收敛时间为4.5μs，则可以输出的容许占空比输出范围的最大值Rmax为约93％。 
相反，当将分流电阻器作为电流检测器布置在如图24E或图24F所示的上桥臂FET的电源侧上时，将PWM基准信号的谷侧电流检测为绕组线电流，这是因为在所有上桥臂FET 21～23导通时流过电流检测器41至43的谷侧电流等于流过绕组线组18的电流。 
在这种情况下，由于上述原因，仅当零电压矢量V7生成期间比装配收敛时间长时，可以通过分流电阻器检测谷侧电流。因此，由于在PWM基准信号接近0％的期间内不能设置占空比指令信号，因此，优选地基于检测电流所需的最小时间确定可以输出的容许输出范围的最小值Rmin。例如，如果装配收敛时间为4.5μs，则可以输出的容许占空比输出范围的最小值Rmin为约7％。 
另外，出于针对由分流电阻器和/或放大器电流的温度变化引起的误差而校正绕组线电流的目的，可以在分流电阻器布置在下桥臂FET的接地侧上的配置中进一步检测在所有下桥臂FET 24～26截止时的谷侧电流。可替选地，可以在分流电阻器布置在上桥臂FET的电源侧上的配置中进一步检测在所有上桥臂FET 21～23截止时的峰侧电流。在这种情况下，优选地确定可以输出的容许占空比输出范围的最大值Rmax和最小值Rmin这两个值。 
另外，以预定间隔使所有下桥臂FET 24～26导通要求引导方法的栅 极驱动电路。由于这样的要求，不能将容许占空比输出范围的最大值设定为100％。因此，优选地，可以基于栅极驱动电路的配置确定容许输出范围的最大值Rmax。 
(4)在上述实施例中，如图25A所示，两个系统的逆变器单元20和30驱动一个电动机10。然而，两个系统的逆变器(即，第一逆变器单元120和第二逆变器单元130)可以分别驱动不同的电动机110和电动机111，如图25B所示。 
(5)在上述的第一实施例中，第一占空比指令信号D1经过了平底两相调制处理，并且第二占空比指令信号D2经过了平顶两相调制处理。然而，以反转方式，第一占空比指令信号D1可以经过平顶两相调制处理，而第二占空比指令信号D2可以经过平底两相调制处理。 
(6)在上述实施例中，调制前的占空比指令信号是正弦波信号。然而，信号波形可不限于正弦波。 
(7)在上述实施例中，第二占空比指令信号D2的相位相对于第一占空比指令信号D1的相位超前了30度。在这种情况下，由于U相占空比Du、V相占空比Dv和W相占空比Dw是具有相同振幅和相同波形且彼此相差为120°的信号，因此，那些占空比中的每一个均可相互替换。即，第二占空比指令信号D2的相位可以相对于第一占空比指令信号D1的相位超前150°、270°或(30+120×n)度，其中，n为整数。 
另外，定子线圈可根据第一绕组线组18中和第二绕组线组19中的线圈的布置而具有反转的布置，以使得第二占空比指令信号D2的相位可相对于第一占空比指令信号D1的相位延迟(30+120×n)度，其中，n为整数。 
(8)上述实施例中用作电动机的三相旋转式电机可以用作发电机的旋转电机来替代。另外，例如，三相旋转电机不仅可应用于电力转向装置，而且可应用于各种其它目的，诸如驱动电源窗等的装置。 
本发明不限于上述实施例和变型，而可以其它实施例和变型实现。 

Claims (10)

1.一种用于三相旋转电机(10)的电力转换器(1)，其中，所述三相旋转电机包括用于所述旋转电机的各相的两组绕组线(18，19)，所述电力转换器包括：
两个逆变器单元(20，30)，分别包括与所述两组绕组线对应设置的桥接电路，每个桥接电路均包括用于所述两组绕组线的各相的高压侧开关元件(21～23)和低压侧开关元件(24～26)；
电容器(50)，连接到所述两个逆变器单元中的每一个的电源侧(70)和接地侧；以及
控制单元(60)，被配置为通过将电压指令信号与预定的PWM基准信号进行比较来控制所述高压侧开关元件和所述低压侧开关元件的开-关切换，其中，所述电压指令信号表示分别施加到所述两组绕组线的电压，
其特征在于，
所述控制单元(60)被配置为在所述逆变器单元(20，30)中的每一个中执行调制与分别施加到所述两组绕组线的电压有关的所述电压指令信号的调制处理，以使得有效电压矢量生成期间彼此不重叠，在所述有效电压矢量生成期间内，(a)所述高压侧开关元件和所述低压侧开关元件中的一个开关元件的第一相或第二相接通，并且(b)这两个开关元件中的另一开关元件的第二相或第一相关断，并且
所述控制单元(60)被配置为将与施加到所述两组绕组线的电压有关的所述电压指令信号的各相偏离30+120×n度，其中，n表示整数。
2.根据权利要求1所述的电力转换器，其中：
所述控制单元(60)被配置为控制对应于所述两个逆变器单元的PWM基准信号以使其具有相同频率和相同相位；
所述控制单元(60)被配置为在所述两个逆变器单元中的一个逆变器单元中从全部三相的所述电压指令信号减去通过从三相的所述电压指令信号当中的最小电压指令信号减去预定的下限值而得到的差值，以使得与三相分别对应的所述电压指令信号中的最小电压指令信号具有所述预定的下限值；以及
所述控制单元(60)被配置为在所述两个逆变器单元的另一个逆变器单元中从全部三相的所述电压指令信号减去通过从三相的所述电压指令信号当中的最大电压指令信号减去预定的上限值而得到的差值，以使得分别与三相对应的所述电压指令信号中的最大电压指令信号具有所述预定的上限值。
3.根据权利要求1所述的电力转换器，其中：
所述控制单元(60)被配置为控制与所述两个逆变器单元对应的PWM基准信号以使其具有相同频率，并且将所述PWM基准信号的相位彼此偏离180度；以及
所述控制单元(60)被配置为从全部三相的所述电压指令信号减去通过从三相的所述电压指令信号当中的最小电压指令信号减去预定的下限值而得到的差值，以使得分别与三相对应的所述电压指令信号中的最小电压指令信号具有所述预定的下限值。
4.根据权利要求1所述的电力转换器，其中：
所述控制单元(60)被配置为控制与所述两个逆变器单元对应的PWM基准信号以使其具有相同频率，并且将所述PWM基准信号的相位彼此偏离180度；以及
所述控制单元(60)从全部三相的所述电压指令信号减去通过从三相的所述电压指令信号当中的最大电压指令信号减去预定上限值而得到的差值，以使得分别与三相对应的所述电压指令信号中的最大电压指令信号具有所述预定的上限值。
5.根据权利要求1所述的电力转换器，其中：
所述控制单元(60)被配置为控制与所述两个逆变器单元对应的PWM基准信号以使其具有相同频率，并且将所述PWM基准信号的相位彼此偏离90度；
所述控制单元(60)被配置为控制与三相对应的所述电压指令信号的中心值以使其与容许电压输出范围的中心值匹配；以及
所述控制单元(60)被配置为将三次高阶谐波与全部三相的所述电压指令信号相加。
6.根据权利要求1所述的电力转换器，其中：
所述控制单元(60)被配置为控制与所述两个逆变器单元对应的PWM基准信号以使其具有相同频率，并且将所述PWM基准信号的相位彼此偏离90度；
所述控制单元(60)被配置为控制与三相对应的所述电压指令信号的中心值以使其与容许电压输出范围的中心值匹配；以及
所述控制单元(60)被配置为计算全部电压指令信号当中的最大电压指令信号与最小电压指令信号的平均值，并且从全部三相的所述电压指令信号减去所计算出的平均值。
7.一种驱动设备(2)，包括：
三相旋转电机(10)，其包括用于各相的两组绕组线(18，19)；以及
根据权利要求1至6中的任一项所述的电力转换器(1)，
其中，当供给所述电力转换器的所述两个逆变器单元的电流具有30+120×n度的相移时，确定所述旋转电机的所述两组绕组线这两组中的所述绕组线的绕组数量和磁极数量，以输出相同量的朝向所述旋转电机中的对应磁极的引力和逆着所述旋转电机中的对应磁极的斥力。
8.根据权利要求7所述的驱动设备，其中：
所述旋转电机(10)具有设置在径向外侧部分处的定子(85)和设置在径向内侧部分处的转子(80)；
所述旋转电机的所述两组绕组线(18，19)缠绕在所述定子上，并且包括十二条绕组线，所述两组绕组线之间同相的两条绕组线在所述定子的圆周方向上彼此偏离30度；以及
所述转子(80)具有10个或14个磁极。
9.根据权利要求7所述的驱动设备，其中：
所述旋转电机(10)具有设置在径向外侧部分处的定子和设置在径向内侧部分处的转子；
所述两组绕组线(18，19)缠绕在所述定子上，并且由12×m条绕组线构成，其中，“m”是自然数，所述两组绕组线之间对应的两条绕组线在所述定子的圆周方向上彼此偏离30度；以及
所述转子(80)具有2×m个磁极。
10.根据权利要求7至9中任一项所述的驱动设备，其中：
所述旋转电机(10)设置在车辆中的电力转向系统中。
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