DE102011052920A1

DE102011052920A1 - Elektrischer Leistungswandler, Antriebsvorrichtung und elektrische Lenkhilfevorrichtung

Info

Publication number: DE102011052920A1
Application number: DE102011052920A
Authority: DE
Inventors: Takashi Suzuki
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2010-08-27
Filing date: 2011-08-23
Publication date: 2012-03-01
Also published as: US8604730B2; JP2012050252A; JP5045799B2; CN102386843B; CN102386843A; US20120049782A1

Abstract

Eine Steuer- bzw. Regeleinheit (60) eines elektrischen Leistungswandlers (1), welcher in einem Drei-Phasen-Motor (10) verwendet wird, welcher zwei Wicklungsdrahtsysteme (18, 19) hat, führt für ein erstes Tastverhältnisbefehlssignal (D11), betreffend eine Spannung, welche an eine erste Wicklungsdrahtgruppe angelegt wird, einen Flachbett-Zwei-Phasen-Modulationsvorgang durch und führt für ein zweites Tastverhältnisbefehlssignal (D12) betreffend eine Spannung, welche an eine zweite Wicklungsdrahtgruppe angelegt wird, einen Flattop-Zwei-Phasen-Modulationsprozess durch. Durch eine Phasenverschiebung des zweiten Tastverhältnisbefehlssignal um 30° von dem ersten Tastverhältnisbefehlssignal wird ein Zeitpunkt eines maximalen Wertes des ersten Tastverhältnisbefehlssignals von einem Zeitpunkt eines minimalen Wertes des zweiten Tastverhältnisbefehlssignals verschoben. Auch wenn der maximale Wert größer ist als ein mittlerer Ausgabewert und der minimale Wert kleiner ist als der mittlere Ausgabewert, wird ein Überlappen einer Kondensatorentladung vermieden, wodurch ein elektrischer Welligkeitsstrom bzw. Brummstrom verringert wird.

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf einen elektrischen Leistungswandler zum Ansteuern einer sich drehenden elektrischen Drei-Phasenmaschine, eine Antriebsvorrichtung einschließlich des elektrischen Leistungswandlers und eine elektrische Lenkhilfevorrichtung, welche die Antriebsvorrichtung verwendet.
HINTERGRUNDINFORMATIONEN
Herkömmlich wird eine Pulsweitenmodulations-(PWM = Pulse Width Modulation = Pulsweitenmodulation-)Steuerung bzw. -Regelung verwendet, um einen elektrischen Strom zum Ansteuern einer sich drehenden elektrischen Mehrphasenmaschine zu steuern bzw. zu regeln. Wenn die sich drehende elektrische Mehrphasenmaschine beispielsweise ein Drei-Phasenmotor ist, wird der elektrische Strom, welcher dem Drei-Phasenmotor zur Verfügung gestellt wird, gesteuert bzw. geregelt durch (a) ein Vergleichen eines Spannungsbefehlssignals betreffend eine an jeweilige Wicklungsdrähte von drei Phasen anzulegende Spannung mit einem Pulsweitenmodulations-(PWM-)Referenzsignal, wie beispielsweise einer getakteten Welle oder dergleichen, und (b) ein Schalten zwischen AN und AUS von Schaltelementen eines Inverters bzw. Umrichters basierend auf dem Vergleich. Im Allgemeinen ist zwischen der Leistungsversorgungsseite und der Masseseite des Inverters ein Kondensator vorgesehen, um die Leistungsversorgungsspannung zu glätten.
Betreffend einen elektrischen Strom des Kondensators fließt, wenn kein elektrischer Strom von einer Batterie zu einer Leistungsversorgungsseite des Inverters fließt, der elektrische Strom von der Batterie zu dem Kondensator und der Kondensator wird geladen. Andererseits fließt, wenn der elektrische Strom von der Batterie zu der Leistungsversorgungsseite des Inverters fließt, der elektrische Strom aus dem Kondensator heraus zu dem Inverter und der Kondensator entlädt Elektrizität. Wenn der Inverter durch eine PWM-Steuerung bzw. -Regelung gesteuert bzw. geregelt wird, wird ein Laden und Entladen des Kondensators während eines Zyklus der PWM-Steuerung bzw. -Regelung wiederholt und der elektrische Strom des Kondensators pulsiert. Solch ein Pulsstrom wird als elektrischer Brummstrom bzw. Welligkeitsstrom bezeichnet.
Weiterhin addieren sich, wenn ein Inverter und eine Gruppe von drei Wicklungsdrähten, welche diesem Inverter entsprechen, als ein System bezeichnet werden, die elektrischen Kondensatorströme von zwei Systemen, wenn ein Laden und Entladen aufgrund der PWM-Steuerung bzw. -Regelung durch die Inverter in den zwei Systemen zum selben Zeitpunkt auftreten, wodurch eine Zunahme des elektrischen Brummstromes verursacht wird.
Die Zunahme des elektrischen Brummstromes verursacht eine Störung bzw. Rauschen und eine Wärmeerzeugung des Kondensators. Weiterhin verschlechtert sich, wenn sich die angelegte Spannung an dem Inverter ändert, die Steuerbarkeit bzw. Regelbarkeit des elektrischen Stromes durch den Inverter.
Demzufolge glättet eine Motoransteuervorrichtung in dem folgenden Patentdokument 1 eine Kurvenform eines elektrischen Kondensatorstromes durch ein Phasenverschieben von PWM-Referenzsignalen (d. h. einem Trägersignal in dem Patentdokument 1) von Invertern in zwei Systemen, um verschiedene Anschalt- und Abschaltzeitpunkte von Schaltelementen zu haben, um einen elektrischen Brummstrom zu verringern.
Weiterhin verringert ein PWM-Verstärker in dem folgenden Patentdokument 2 einen elektrischen Brummstrom, wenn ein PWM-Verstärker simultan bzw. gleichzeitig in zwei Systemen verwendet wird (d. h. in zwei Achsen in dem Patentdokument 2) durch ein Verschieben einer Spannung eines neutralen Punktes bzw. einer Neutralpunktspannung (d. h. ein Durchschnittswert von Spannungsbefehlssignalen) zu einer Hochspannungsseite in einem System und durch ein Verschieben der Neutralpunktspannung zu einer Niedrigspannungsseite in dem anderen System, wodurch die Anschalt- und Abschaltzeitpunkte der zwei Systeme zu verschiedenen Zeitpunkten gebracht werden.
(Patentdokument 1) JP 2001-197779 A
(Patentdokument 2) JP 2007-306705 A
Auch nach einem Phasenverschieben der PWM-Referenzsignale voneinander in zwei Systemen oder auch nach einem Verschieben der Neutralpunktspannungen der Spannungsbefehlssignale voneinander in zwei Systemen ist jedoch ein Verschiebebereich von Anschalt- und Abschaltzeitpunkten der Schaltelemente beschränkt, da die Spannungsbefehlssignale von zwei Systemen dieselbe Phase in sowohl dem Patentdokument 1 als auch dem Patentdokument 2 haben. Wenn die Differenz zwischen dem Maximalwert und dem Minimalwert des Spannungsbefehlssignals, d. h. ein verdoppelter Wert der Amplitude beispielsweise 50% eines zulässigen Spannungsausgabebereiches, welcher ausgegeben werden kann, überschreitet, können die Entladungszeitpunkte der Kondensatoren der zwei Systeme nicht vollständig voneinander weggeschoben werden, wodurch es unmöglich gemacht wird, den elektrischen Brummstrom ausreichend zu verringern.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Es ist demnach eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen elektrischen Leistungswandler vorzusehen, welcher einen elektrischen Welligkeitsstrom bzw. Brummstrom eines Kondensators durch ein Erhöhen eines Anpassungsbereiches eines Anschalt- und Abschaltzeitpunktes von Schaltelementen erhöht.
Gemäß der vorliegenden Erfindung ist ein elektrischer Leistungswandler für eine sich drehende elektrische Drei-Phasenmaschine vorgesehen, welcher zwei Gruppen von Wicklungsdrähten aufweist, welche jeder Phase der sich drehenden elektrischen Maschine entsprechen. Der elektrische Leistungswandler hat zwei Invertereinheiten bzw. Umrichtereinheiten sowie einen Kondensator und eine Steuer- bzw. Regeleinheit. Zwei Invertereinheiten weisen jeweils eine Brückenschaltung auf, welche aus einem hochspannungsseitigen Schaltelement und einen niedrigspannungsseitigen Schaltelement gebildet sind, wobei die zwei Schaltelemente zwei Gruppen von Wicklungsdrähten entsprechen. Der Kondensator ist zwischen einer Leistungsversorgungsseite und einer Masseseite der zwei Invertereinheiten verbunden.
Die Steuer- bzw. Regeleinheit steuert bzw. regelt das An-Ausschalten des hochspannungsseitigen Schaltelements und des niedrigspannungsseitigen Schaltelements durch ein Vergleichen eines Spannungsbefehlssignals, welches eine an zwei Gruppen von Wicklungsdrähten anzulegende Spannung betrifft, mit einem vorbestimmten PWM-Referenzsignal.
Die Steuer- bzw. Regeleinheit führt einen Modulationsvorgang durch, welcher das Spannungsbefehlssignal moduliert, das die Spannungen betrifft, welche jeweils an zwei Gruppen von Wicklungsdrähten angelegt werden, so dass effektive Spannungsvektorerzeugungszeitdauern in den zwei Invertereinheiten nicht miteinander überlappen. Weiterhin verschiebt die Steuer- bzw. Regeleinheit jeweilige Phasen der Spannungsbefehlssignale, welche die Spannungen betreffen, welche an zwei Gruppen der Wicklungsdrähte angelegt werden um (30 + 120 × n) Grad (n: ganze Zahl). In einem solchen Fall weist der Modulationsvorgang einen Vorgang auf, welcher eine Neutralpunktspannung (d. h. einen Durchschnitt von Spannungsbefehlssignalen) zu einer Hochspannungsseite oder zu einer Niedrigspannungsseite innerhalb eines zulässigen Spannungsausgabebereichs verschiebt, welcher ausgegeben werden kann.
Weiterhin zeigt die effektive Spannungsvektorerzeugungszeitdauer eine Zeitdauer an, während derer (a) die erste Phase oder die zweite Phase eines des hochspannungsseitigen Schaltelements und des niedrigspannungsseitigen Schaltelementes angeschaltet ist und (b) die zweite Phase oder die erste Phase des anderen einen der zwei Schaltelemente abgeschaltet ist. In der effektiven Spannungsvektorerzeugungszeitdauer wird elektrische Ladung, welche in dem Kondensator gespeichert ist, zu der Invertereinheit entladen.
Die Steuer- bzw. Regeleinheit verschiebt die Phase des Spannungsbefehlssignals, das das Ansteuern der zwei Invertereinheiten betrifft, um (30 + 120 × n) Grad voneinander, wodurch ein Überlappen der effektiven Spannungsvektorerzeugungszeitdauern (d. h. eine Kondensatorentladungszeitdauer) vermieden. wird. Praktischer kann, auch wenn der verdoppelte Wert der Amplitude 50% des zulässigen Spannungsausgabebereichs überschreitet, welcher innerhalb eines vorbestimmten Bereiches ausgegeben werden kann, das Überlappen der effektiven Spannungsvektorerzeugungszeitdauern vermieden werden. Auf diese Art und Weise kann der Welligkeitsstrom bzw. Brummstrom des Kondensators weiter verringert werden. Als ein Ergebnis werden das Rauschen und die Wärmeableitung bzw. Wärmedissipation des Kondensators vermieden und die Steuerbarkeit bzw. Regelbarkeit des elektrischen Stromes von dem Inverter wird vorzugsweise aufrecht erhalten.
Weiterhin wird eine Zeitdauer, während derer (a) alle Phasen eines des hochspannungsseitigen Schaltelements und des niedrigspnnungsseitigen Schaltelements angeschaltet sind und (b) alle Phasen des anderen des hochspannungsseitigen Schaltelements und des niedrigspannungsseitigen Schaltelements abgeschaltet sind, als eine Nullspannungsvektorerzeugungszeitdauer bezeichnet. Der Kondensator wird in der Nullspannungsvektorerzeugungszeitdauer geladen. Die Nullspannungsvektorerzeugungszeitdauer ist eine verbleibende Zeitdauer, welche durch ein Subtrahieren der effektiven Vektorerzeugungszeitdauer von einem Zyklus der PWM abgeleitet wird. Der elektrische Kondensatorstrom in der Nullspannungsvektorerzeugungszeitdauer fließt in einer entgegengesetzten Richtung zu einer Flussrichtung des elektrischen Kondensatorstroms in der effektiven Spannungsvektorerzeugungszeitdauer, und er ist kleiner als der elektrische Kondensatorstrom in der effektiven Spannungsvektorerzeugungszeitdauer. Demzufolge hat das Überlappen von Ladezeitdauern von zwei Invertereinheiten einen geringeren Einfluss als das Überlappen von Entladezeitdauern von zwei Invertereinheiten.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die anderen Aufgaben, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden detaillierten Beschreibung, welche unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen gefertigt ist, offensichtlicher werden. In den Zeichnungen sind:
1 ein Schaltungsdiagramm eines elektrischen Leistungswandlers in einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
2 eine schematische Seitenansicht eines Motors in der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
3A und 3B Blockdiagramme einer Steuer- bzw. Regeleinheit in der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
4A bis 4C Veranschaulichungen einer PWM-Steuerung bzw. -Regelung;
5 eine Tabelle von Spannungsvektormustern, welche durch die PWM-Steuerung bzw. -Regelung erzeugt werden;
6 ein Zeitdiagramm eines elektrischen Kondensatorstroms in der PWM-Steuerung bzw. -Regelung;
7A und 7B schematische Diagramme des elektrischen Kondensatorstroms zu einer Zeit des Ladens und Entladens;
8A und 8B Zeitdiagramme des elektrischen Kondensatorstroms, wenn ein Tastverhältnisbefehlssignal verschoben wird;
9A und 9B Zeitdiagramme eines Flatbed- bzw. Flachbett-Zwei-Phasenmodulationsvorganges (flatbed two-phase modulation process) in der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
10A und 10B Zeitdiagramme eines Flattop-Zwei-Phasenmodulationsvorganges (flattop two-phase modulation process) in der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
11A und 11B Zeitdiagramme des elektrischen Kondensatorstroms als ein Vergleichsbeispiel gegenüber der ersten Ausführungsform, in welchem die Tastverhältnisbefehlssignale in zwei Systemen dieselbe Phase haben;
12A und 12B Zeitdiagramme des elektrischen Kondensatorstroms der ersten Ausführungsform, in welchen die Tastverhältnisbefehlssignale in zwei Systemen die Phasenverschiebung von 30 Grad haben;
13A und 13B Zeitdiagramme des elektrischen Kondensatorstroms als ein Vergleichsbeispiel gegenüber einer zweiten Ausführungsform, in welchem die Tastverhältnisbefehlssignal ein zwei Systemen dieselbe Phase haben;
14A und 14B Zeitdiagramme des elektrischen Kondensatorstroms in der zweiten Ausführungsform, in welcher die Tastverhältnisbefehlssignale in zwei Systemen die Phasenverschiebung von 30 Grad haben;
15A und 15B Zeitdiagramme des elektrischen Kondensatorstroms als ein Vergleichsbeispiel gegenüber einer dritten Ausführungsform, in welchem die Tastverhältnisbefehlssignale in zwei Systemen dieselbe Phase haben;
16A und 16B Zeitdiagramme des elektrischen Kondensatorstroms in der dritten Ausführungsform, in welcher die Tastverhältnisbefehlssignale in zwei Systemen die Phasenverschiebung von 30 Grad haben;
17A und 17B Zeitdiagramme eines Überlagerungsvorganges einer dritten höheren harmonischen Welle in einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
18A und 18B Zeitdiagramme eines Maximum-Minimum-Betriebs-Abgleich- bzw. Ausgleich-Vorganges (d. h. ein Pseudoüberlagerungsvorgang einer dritten höheren harmonischen Welle) in einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
19A und 19B Zeitdiagramme des elektrischen Kondensatorstroms als ein Vergleichsbeispiel gegenüber der vierten Ausführungsform, in welchem die Tastverhältnisbefehlssignale in zwei Systemen dieselbe Phase haben;
20A und 20B Zeitdiagramme des elektrischen Kondensatorstroms als eine Abwandlung der dritten Ausführungsform, in welchen die Betriebsbefehlssignale in zwei Systemen die Phasenverschiebung von 30 Grad haben;
21 eine schematische Seitenansicht des Motors in einer Abwandlung der Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung;
22A bis 22C schematische Ansichten des Motors in einer Abwandlung der Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung;
23A bis 23C schematische Ansichten des Motors in einer Abwandlung der Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung;
24A bis 24H schematische Diagramme einer Erfassungseinheit für einen elektrischen Strom in einer weiteren Abwandlung der Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung; und
25A und 25B Schaltungsdiagramme des Motors in einer noch weiteren Abwandlung der Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGFORM
(Erste Ausführungsform)
Bezug nehmend auf 1 ist ein elektrischer Leistungswandler 1 vorgesehen, um ein Ansteuern eines Drei-Phasenmotors 10 als eine sich drehende elektrische Maschine zu regeln bzw. zu steuern. Beispielsweise bilden der elektrische Leistungswandler 1 und der Motor 10 eine Antriebsvorrichtung 2, welche auf eine elektrische Lenkhilfevorrichtung Anwendung findet, um einen Lenkbetrieb bzw. eine Lenkbetätigung eines Fahrzeuges zu unterstützen.
Der elektrische Leistungswandler 1 weist zwei Systeme (#1 und #2) von Invertereinheiten bzw. Umrichtereinheiten auf und steuert zwei Systeme von Wicklungsdrahtkombinationen (d. h. Gruppen) des Motors 10 an. Hier wird der Wortlaut System verwendet um eine Einheit anzuzeigen, welche eine Kombination (d. h. eine Gruppe) einer Invertereinheit und Drei-Phasenwicklungsdrähten entsprechend einer Invertereinheit ist.
Die Invertereinheit und eine Gruppe von Wicklungsdrähten in dem ersten System (#1) werden jeweils als eine erste Invertereinheit 20 und eine erste Wicklungsdrahtgruppe 18 bezeichnet, und die Invertereinheit und eine Gruppe von Wicklungsdrähten in dem zweiten System (#2) werden jeweils als eine zweite Invertereinheit 30 und eine zweite Wicklungsdrahtgruppe 19 bezeichnet. Die erste Wicklungsdrahtgruppe 18 und die zweite Wicklungsdrahtgruppe 19 bilden zwei Gruppen von Wicklungsdrähten und die erste Invertereinheit 20 und die zweite Invertereinheit 30 bilden zwei Invertereinheiten.
Wie in 2 gezeigt ist, welche einen Seitenquerschnitt entlang einer Ebene zeigt, welche sich rechtwinklig mit seiner longitudinalen Achse schneidet, ist der Motor 10 ein bürstenloser Drei-Phasenmotor und hat einen Rotor 80 und einen Stator 85.
Der Rotor 80 ist in einer Radial-Innenseite des Stators 85 auf eine drehbare Art und Weise montiert. Der Rotor 80 ist beispielsweise in der Form eines Zylinders aus einem magnetischen Material wie beispielsweise Eisen gebildet und hat einen Permanentmagnetsatz 821, welcher an einer Radial-Außenseite eines Rotorkerns 81 installiert ist. Der Permanentmagnetsatz 821 hat fünf Paare von N- und S-Polen, welche sich auf eine Gesamtzahl von zehn Polen belaufen.
Der Stator 85 nimmt den Rotor 80 in seinem Inneren auf, und hält den Rotor 80 drehbar. Der Stator 85 hat zwölf Stücke von Vorsprüngen 86, welche in einer radial nach innen gerichteten Richtung hervorstehen, und unter gleichen Winkeln bei jeden 30 Grad angeordnet sind. Der Stator 85 hat Spulen bzw. Wicklungen 11 bis 16, wie in 1 gezeigt ist, welche auf die Vorsprünge 86 gewickelt sind, um Statorspulen bzw. Statorwicklungen zu bilden. Die Statorspulen sind als zwei Gruppen von Spulen gebildet, beide von zwei Gruppen haben eine U1-Spule 11, eine U2-Spule 14, eine V1-Spule 12, eine V2-Spule 15 und eine W1-Spule 13 und eine W2-Spule 16, welche in dieser Reihenfolge in einer im Uhrzeigersinn gerichteten Richtung angeordnet sind, und zwei Gruppen von Spulen sind in einer punktsymmetrischen Art und Weise um eine Drehachse 90 positioniert. Das heißt, die erste Spulengruppe ist auf einer Seite einer virtuellen Ebene 91, welche die Drehachse 90 einschließt, angeordnet, und die zweite Spulengruppe ist auf der anderen Seite der virtuellen Ebene 91 angeordnet.
Die U1-Spule 11, die V1-Spule 12 und die W1-Spule 13 bilden die erste Wicklungsdrahtgruppe 18 und die U2-Spule 14, die V2-Spule 15 und die W2-Spule 16 bilden die zweite Wicklungsdrahtgruppe 19.
Aufgrund der obigen Anordnung der Spulen, sind die Spulen 14, 15, 16 in der zweiten Wicklungsdrahtgruppe 19 um 30 Grad voreilend bzw. vorgerückt in der im Uhrzeigersinn gerichteten Richtung positioniert in Bezug auf die Spulen 11, 12, 13 in der ersten Wicklungsdrahtgruppe 18. Gemäß einer solchen Anordnung kann, wie später beschrieben wird, die Phase eines zweiten Tastverhältnisbefehlssignals D2, welches das Ansteuern der zweiten Invertereinheit 30 beeinflusst, um 30 Grad relativ zu der Phase eines ersten Tastverhältnisbefehlssignals D1 vorgezogen bzw. vorgesetzt werden, welches das Ansteuern der ersten Invertereinheit 20 beeinflusst.
Bezug nehmend wiederum auf 1 hat der Motor 10 einen Positionssensor 69 zum Erfassen eines Drehwinkels des Rotors 80. Der elektrische Leistungswandler 1 weist die erste Invertereinheit 20 und die zweite Invertereinheit 30, eine Erfassungseinheit für einen elektrischen Strom 40, einen Kondensator 50, eine Steuer- bzw. Regeleinheit 60 und eine Batterie 70 zusammen mit anderen Teilen auf.
Die erste Invertereinheit 20 ist ein Drei-Phaseninverter und sechs Schaltelemente 21 bis 26 in der ersten Invertereinheit 20 sind durch eine Brückenverbindung verbunden zum Schalten von elektrischen Strömen, welche für jede der U1-Spule 11, der V1-Spule 12, der W1-Spule 13 in der ersten Wicklungsdrahtgruppe 18 zur Verfügung gestellt werden sollen. Die Schaltelemente 21 bis 26 sind Metalloxidhalbleiterfeldeffekttransistorelemente (d. h. MOSFETs), welche eine Art von Feldeffekttransistoren sind. Die Schaltelemente 21 bis 26 werden als FETs 21 bis 26 bezeichnet.
Eine Drain jedes der drei FETs 21 bis 23 ist mit einer Seite positiver Polarität der Batterie 70 verbunden. Weiterhin ist eine Source jedes der FETs 21 bis 23 mit einer Drain von jedem der FETs 24 bis 26 verbunden. Eine Source jedes der FETs 24 bis 26 ist mit einer Seite negativer Polarität der Batterie 70 verbunden.
Die Verbindungspunkte zwischen drei Paaren von FETs, d. h. der FETs 21, 22, 23 und FETs 24, 25, 26 sind jeweils mit einem Ende der U1-Spule 11, der V1-Spule 12 und der W1-Spule 13 verbunden.
Die zweite Invertereinheit 30 ist, gleich wie die erste Invertereinheit 20, ein Drei-Phaseninverter und sechs Schaltelemente 31 bis 36 sind durch eine Brückenverbindung verbunden zum Schalten von elektrischen Strömen, welche für jede der U2-Spule 14, der V2-Spule 15 und der W2-Spule 16 in der zweiten Wicklungsdrahtgruppe 19 zur Verfügung gestellt werden sollen. Die Schaltelemente 31 bis 36 sind MOSFET-Elemente, genau wie die Schaltelemente 21 bis 26. Die Schaltelemente 31 bis 36 werden als FETs 31 bis 36 bezeichnet.
Eine Drain von jedem von drei FETs 31 bis 33 ist mit der Seite positiver Polarität der Batterie 70 verbunden. Weiterhin ist eine Source jedes der FETs 31 bis 36 mit einer Drain jedes der FETs 34 bis 36 verbunden. Eine Source jedes der FETs 34 bis 36 ist mit der Seite negativer Polarität der Batterie 70 verbunden.
Die Verbindungspunkte zwischen drei Paaren von FETs, d. h. FETs 31, 32, 33 und FETs 34, 35, 36 sind jeweils mit einem Ende der U2-Spule 14, der V2-Spule 15 und der W2-Spule 16 verbunden.
Die FETs 21 bis 23 und die FET 31 bis 33, welche hochspannungsseitige Schaltelemente sind, werden jeweils als obere FETs bezeichnet. Die FETs 24 bis 26 und die FETs 34 bis 36, welche niedrigspannungsseitige Schaltelemente sind, werden jeweils als untere FETs bezeichnet.
Die Erfassungseinheit für den elektrischen Strom 40 weist einen U1-Stromdetektor 41, einen V1-Stromdetektor 42, einen W1-Stromdetektor 43, einen U2-Stromdetektor 44, einen V2-Stromdetektor 45 und einen W2-Stromdetektor 46 auf.
Der U1-Stromdetektor 41 ist zwischen (a) einem Verbindungspunkt des FET 21 und des FET 24 und (b) der U1-Spule 11 angeordnet und erfasst einen elektrischen Strom, welcher zu der U1-Spule 11 fließt. Der V1-Stromdetektor 42 ist zwischen (a) einem Verbindungspunkt des FET 22 und FET 25 und (b) der V1-Spule 12 angeordnet und erfasst einen elektrischen Strom, welcher zu der V1-Spule 12 fließt. Der W1-Stromdetektor 43 ist zwischen (a) einem Verbindungspunkt des FET 23 und FET 26 und (b) der W1-Spule 13 angeordnet und erfasst einen elektrischen Strom, welcher zu der W1-Spule 13 fließt.
Der U2-Stromdetektor 44 ist zwischen (a) einem Verbindungspunkt des FET 31 und FET 34 und (b) der U2-Spule 14 angeordnet und erfasst einen elektrischen Strom, welcher zu der U2-Spule 14 fließt. Der V2-Stromdetektor 45 ist zwischen (a) einem Verbindungspunkt des FET 32 und FET 35 und (b) der V2-Spule 15 angeordnet und erfasst einen elektrischen Strom, welcher zu der V2-Spule 15 fließt. Der W2-Stromdetektor 46 ist zwischen einem Verbindungspunkt des FET 33 und FET 36 und (b) der W2-Spule 16 angeordnet und erfasst einen elektrischen Strom, welcher zu der W2-Spule 16 fließt.
Die Detektoren für elektrischen Strom 41 bis 46 erfassen einen magnetischen Fluss durch eine Verwendung von Hall-Elementen.
Der Stromerfassungswert, welcher durch die Detektoren für elektrischen Strom 41 bis 46 ausgegeben wird (hierin nachstehend bezeichnet als ein AD-Wert) und ein Drehwinkelerfassungswert des Motors 10, welcher durch den Positionssensor 69 erfasst wird, werden jeweils in einen elektrischen Winkel umgewandelt und der elektrische Winkel wird in einem Speicher bzw. Register, welcher bzw. welches die Steuer- bzw. Regeleinheit 60 bildet, gespeichert. In 1 sind Steuer- bzw. Regellinien von der Erfassungseinheit für elektrischen Strom 40 und dem Positionssensor 69 zur Steuer- bzw. Regeleinheit 60 ausgelassen zum Vermeiden einer unnötigen Kompliziertheit der Darstellung.
Der Kondensator 50 ist zwischen (a) einer Leistungsversorgungsseite und (b) einer Masseseite der Batterie 70, der ersten Invertereinheit 20, der zweiten Invertereinheit 30 verbunden und ergänzt eine Leistungsversorgung für die FETs 21 bis 26 und 31 bis 36 durch Speichern einer elektrischen Ladung und verhindert beispielsweise Störkomponenten von Stoßströmen bzw. Spitzenströmen.
Die Steuer- bzw. Regeleinheit 60 steuert bzw. regelt die Gesamtheit des elektrischen Leistungswandlers 1 und weist einen Mikrocomputer 67, ein Register (nicht veranschaulicht), eine Ansteuerschaltung 68 und dergleichen auf. Wie in 3A gezeigt ist, hat die Steuer- bzw. Regeleinheit 60 für jedes des ersten und des zweiten Systems einen Drei-Phasen-/Zwei-Phasen-Wandler 62, eine Steuer- bzw. Regelvorrichtung 63, einen Zwei-Phasen-/Drei-Phasen-Wandler 64, einen Tastverhältnisberechner 65, eine Vergleichseinheit für eine getaktete Welle 66 zusammen mit anderen Komponenten bzw. Bauteilen.
In dem ersten System und dem zweiten System haben die elektrischen Winkel, welche jeweils durch den Drei-Phasen-/Zwei-Phasen-Wandler 62 und den Zwei-Phasen-/Zwei-Phasen-Wandler 64 erlangt werden, die Phasendifferenz von 30 Grad voneinander. Das heißt, wenn der elektrische Winkel, welcher in dem ersten System erlangt wird, Θ ist, ist der elektrische Winkel, welcher in dem zweiten System erlangt wird, Θ + 30. Da andere Merkmale der Steuer- bzw. Regeleinheit 60 dieselbe Konfiguration bzw. denselben Aufbau in sowohl dem ersten als auch dem zweiten System haben, wird nur die Steuer- bzw. Regeleinheit 60 in dem ersten System als ein repräsentatives Beispiel erklärt.
Der Drei-Phasen-/Zwei-Phasen-Wandler 62 berechnet Stromwerte In1, Iv1, Iw1 in den Spulen 11 bis 13 basierend auf dem Stromerfassungswert durch die Detektoren für den elektrischen Strom 41 bis 43. Dann werden basierend auf den berechneten Stromwerten Iu1, Iv1, Iw1 und dem elektrischen Winkel Θ ein d-Achsenerfassungswert für den elektrischen Strom Id1 und ein q-Achsenerfassungswert für den elektrischen Strom Iq1 berechnet.
Eine Rückkoppelungsregelungsberechnung für den elektrischen Strom wird basierend auf dem d-Achsenbefehlswert für den elektrischen Strom Id* und dem q-Achsenbefehlswert für den elektrischen Strom Iq* und dem d-Achsenerfassungswert für den elektrischen Strom Id1 und dem q-Achsenerfassungswert für den elektrischen Strom Iq1 und dem d-Achsenspannungsbefehlswert Vd*1 und dem q-Achsenspannungsbefehlswert Vq*1 berechnet. Genauer gesagt wird jeweils eine Abweichung des elektrischen Stromes ΔId1 zwischen dem d-Achsenbefehlswert für den elektrischen Strom Id* und dem d-Achsenerfassungswert für den elektrischen Strom Id1 und eine Abweichung des elektrischen Stromes ΔIg1 zwischen dem q-Achsenbefehlswert für den elektrischen Strom Iq* und dem q-Achsenerfassungswert für den elektrischen Strom Iq1 berechnet, und es werden der Spannungsbefehlswert Vd*1 und der Spannungsbefehlswert Vq*1 berechnet, welche sowohl die Abweichung des elektrischen Stromes ΔId1 als auch ΔIg1 zum Konvergieren zu Null bringen.
In dem Zwei-Phasen-/Drei-Phasen-Wandler 64 werden Drei-Phasen-Befehlsspannungen Vu*1, Vv*1, Vw*1 berechnet basierend auf den Befehlsspannungswerten Vd*1 und Vq*1, welche in der Steuer- bzw. Regelvorrichtung 63 berechnet werden, und dem elektrischen Winkel Θ.
In der Tastverhältnisberechnungseinheit (duty calculation unit) 65 werden ein Vormodulations-U-Phasentastverhältnis (pre-modulation U-phase duty) Du'1, ein Vormodulations-V-Phasentastverhältnis Dv'1 und ein Vormodulations-W-Phasentastverhältnis Dw'1 berechnet basierend auf den Drei-Phasen-Befehlsspannungen Vu*1, Vv*1, Vw*1 und einer Kondensatorspannung Vc. Jedes der Phasentastverhältnisse Du'1, Dv'1, Dw'1 ist beispielsweise als ein Sinuswellensignal, welches im Wesentlichen eine gleiche Amplitude hat, mit der Phasendifferenz von 120° voneinander gegeben.
In einem solchen Fall zeigt die Amplitude eine Hälfte der Differenz zwischen dem Maximalsignalwert und dem Minimalsignalwert an.
Ein Modulationsprozessor 653, welcher in der Tastverhältnisberechnungseinheit 65 vorgesehen ist, gibt, wie in 3B gezeigt ist, ein Nach-Modulations-U-Phasentastverhältnis Du1, ein Nach-Modulations-V-Phasentastverhältnis Dv1 und ein Nach-Modulations-W-Phasentastverhältnis Dw1 durch ein Durchführen eines Modulationsvorganges auf jedem der drei Vor-Modulations-Phasentastverhältnisse Du'1, Dv'1, Dw'1 aus. Praktische Inhalte der Modulationsvorgänge werden später beschrieben.
Das U-Phasentastverhältnis Du1 ist für eine Spannung, welche an die U1-Spule 11 angelegt wird, und das V-Phasentastverhältnis Dv1 ist für eine Spannung, welche an die V1-Spule 12 angelegt wird, und das W-Phasentastverhältnis Dw1 ist für eine Spannung, welche an die W1-Spule 13 angelegt wird. Jedes der Phasentastverhältnisse Du1, Dv1, Dw1 bilden das erste Tastverhältnisbefehlssignal D1, welches ein Ansteuern der ersten Invertereinheit 20 beeinflusst.
Betreffend das zweite System bilden jedes der Phasentastverhältnisse Du2, Dv2, Dw2 das zweite Tastverhältnisbefehlssignal D2, das ein Ansteuern der zweiten Invertereinheit 30 in derselben Art und Weise wie das erste System beeinflusst.
Das erste Tastverhältnisbefehlssignal D1, das zweite Tastverhältnisbefehlssignal D2 und jede der Phasentastverhältnisse Du1, Dv1, Dw1, Du2, Dv2, Dw2 sind Spannungsbefehlssignale.
In der Vergleichseinheit 66 für die getaktete Welle wird ein AN-AUS-Signal von FETs 21 bis 26 berechnet durch ein Vergleichen von jedem der Nach-Modulationsphasentastverhältnisse Du1, Dv1, Dw1 mit dem PWM-Referenzsignal, welches ein Trägersignal der getakteten Welle in einer dreieckigen Kurvenform bzw. Wellenform ist. Weiterhin wird der Vorgang der Vergleichseinheit für die getaktete Welle 66 in einer elektrischen Schaltung des Mikrocomputers 67 berechnet. Dieser Vorgang kann entweder als ein Softwarevorgang oder als ein Hardwarevorgang durchgeführt werden.
Die 4A bis 8B werden verwendet, um eine allgemeine PWM-Steuerung bzw. -Regelung zu erklären, und zwar vor einer besonderen PWM-Steuerung bzw. -Regelung in der ersten Ausführungsform. In dieser allgemeinen Erklärung wird die letzte Zahl des Zeichens bzw. Bezugszeichens jedes Signals als Null bezeichnet. Weiterhin entsprechen die Zeichen bzw. Bezugszeichen wie beispielsweise ein FET dem Aufbau bzw. der Konfiguration des ersten Systems.
Wie in 4A gezeigt ist, ist ein Tastverhältnisbefehlssignal D0 aufgebaut aus drei Sinuswellensignalen, d. h. einem U-Phasentastverhältnis Du0, einem V-Phasentastverhältnis Dv0 und einem W-Phasentastverhältnis Dw0, welche im Wesentlichen die gleiche Amplitude haben, wobei der Mittelwert (d. h. der Durchschnitt des Maximalwerts und des Minimalwerts) gleich zu ungefähr 50% Tastverhätnis sind und mit einer gegenseitigen Phasendifferenz von 120°.
Ein PWM-Referenzsignal P0 ist ein getaktetes Wellensignal. Ein Zyklus des PWM-Referenzsignals P0 ist im Vergleich zu einem Zyklus des Tastverhätnisbefehlssignals D0 extrem kürzer. Die Anzahl der PWM-Referenzsignale P0 in einem Zyklus des Tastverhätnisbefehlssignals D0, welches in 4A veranschaulicht ist, ist nur für einen Zweck der Veranschaulichung und die tatsächliche Frequenz des PWM-Referenzsignals P0 ist bei Weitem größer als diese.
4B ist eine vergrößerte Darstellung einer Zeitdauer K0, welche in 4A gezeigt ist. Sie veranschaulicht eine Klein-Groß-Beziehung zwischen dem PWM-Referenzsignal P0 und dem Tastverhätnisbefehlssignal D0, welches tatsächlich das Sinuswellensignal ist.
In der PWM-Steuerung bzw. -Regelung wird jedes der Phasentastverhältnisse Du0, Dv0, Dw0 mit dem PWM-Referenzsignal P0 verglichen und die AN-AUS-Signale von FETs 21 bis 26 werden erzeugt. Das Verfahren, welches in der vorliegenden Ausführungsform angewandt wird, schaltet die oberen FETs 21 bis 23 in einer Sektion aus, in der das PWM-Referenzsignal P0 größer ist als jedes der Phasentastverhältnisse Du0, Dv0, Dw0 und schaltet entsprechende untere FETs 24 bis 26 in derselben Sektion an. Weiterhin werden in einer Sektion, in der das PWM-Referenzsignal PC kleiner ist als jedes der Phasentastverhältnisse Du0, Dv0, Dw0, die oberen FETs 21 bis 23 angeschaltet und entsprechende untere FETs 24 bis 26 abgeschaltet. Demnach wird das AN-AUS der oberen FETs 21 bis 23 und entsprechender unterer FETs 24 bis 26 umgekehrt.
Genauer gesagt ist beispielsweise in einer Sektion K0V1 das PWM-Referenzsignal P0 unter dem U-Phasentastverhältnis Du0, welches durch eine durchgezogene Linie angezeigt wird, positioniert und oberhalb des V-Phasentastverhältnisses Dv0, welches durch eine unterbrochene Linie angezeigt ist, und des W-Phasentastverhältnisses Dw0 positioniert, welches durch eine gestrichelte Linie angezeigt ist. Demzufolge wird für die U-Phase der obere FET 21 angeschaltet und der untere FET 24 abgeschaltet. Gleichermaßen werden für die V-Phase und die W-Phase der obere FET 22 und der obere FET 23 abgeschaltet und der untere FET 25 und der untere FET 26 werden angeschaltet.
Das Muster des Spannungsvektors zeigt, wie drei von sechs FETs 21 bis 26 angeschaltet sind und wie in 5 gezeigt ist, werden solche An- und Abschaltvorgänge durch acht Spannungsvektoren V0 bis V7 repräsentiert. Der Spannungsvektor V0 hat alle der unteren FETs 24 bis 26 angeschaltet. Weiterhin sind in dem Spannungsvektor V7 alle der oberen FETs 21 bis 23 angeschaltet. Demzufolge bzw. demnach entsprechen die Spannungsvektoren V0, V7 einem Nullspannungsvektor, wobei keine Spannung an bzw. auf die erste Wicklungsdrahtgruppe 18 angelegt bzw. angewandt wird. Andererseits entsprechen die Spannungsvektoren V1 bis V6 einem effektiven Spannungsvektor, wobei die Spannung auf die erste Wicklungsdrahtgruppe 18 angewandt bzw. an diese angelegt wird.
Der elektrische Strom, welcher zu dem Kondensator 50 fließt, wenn die PWM-Steuerung bzw. -Regelung durchgeführt wird, wird untenstehend unter Bezugnahme auf die 6, 7A und 7B erklärt. Das schematische Diagramm bzw. die schematische Darstellung in 7A zeigt nur das erste System und Komponenten bzw. Bauteile wie beispielsweise das zweite System und die Erfassungseinheit für den elektrischen Strom 40 sind aus der Veranschaulichung ausgelassen.
Wie in 6 gezeigt ist, werden, wenn das PWM-Referenzsignal P0, welches angezeigt wird durch (a), größer ist als jedes der Phasentastverhältnisse Du0, Dv0, Dw0 entsprechende obere FETs 21 bis 23 abgeschaltet, wie durch (c) angezeigt ist, und entsprechende untere FETs 24 bis 26 angeschaltet, wie durch (b) angezeigt ist. Weiterhin werden, wenn das PWM-Referenzsignal P0 kleiner ist als jedes der Phasentastverhältnisse Du0, Dv0, Dw0 entsprechende obere FETs 21 bis 23 angeschaltet, wie durch (c) angezeigt wird und entsprechende untere FETs 24 bis 26 abgeschaltet wird durch (b) angezeigt ist.
Wenn der Nullspannungsvektor, bei welchem alle der FETs 21 bis 23 oder alle der untere FETs 24 bis 26 angeschaltet sind, erzeugt wird, wird der Kondensator 50 geladen (c) durch den elektrischen Strom, welcher von der Batterie 70 zu dem Kondensator 50 fließt, wie durch (d) und (e) in 6 angezeigt wird. Beispielsweise fließt, wie in 7A gezeigt ist, wenn die unteren FETs 24 bis 26 angeschaltet sind, der elektrische Strom von der Batterie 70 nicht in Richtung der ersten Invertereinheit 20 und ein regenerierter elektrischer Strom Ir fließt zu der ersten Wicklungsdrahtgruppe 18 in einer geschlossenen Schleife. Weiterhin fließt der elektrische Strom I von der Batterie 70 in den Kondensator 50, wie durch Ic angezeigt wird und der Kondensator 50 wird geladen.
Weiterhin fließt, wenn der effektive Spannungsvektor erzeugt wird, bei welchem die erste Phase oder die zweite Phase unter den oberen FETs 21 bis 23 angeschaltet ist, der elektrische Strom von dem Kondensator 50 in Richtung der ersten Umrichtereinheit 20 zum Entladen. Beispielsweise fließt, wie in 7B gezeigt ist, der elektrische Strom von der Batterie 70 in Richtung der ersten Invertereinheit 20, wenn der obere FET 21 und die unteren FETs 25 bis 26 angeschaltet sind. Weiterhin fließt der elektrische Strom von dem Kondensator 50 in Richtung der ersten Invertereinheit, wie durch If angezeigt ist, und der Kondensator 50 wird entladen (D).
Bezug nehmend wiederum auf 6, wird, zur Erklärung der Klein-Groß-Beziehung des Tastverhältnisbefehlssignals D0 relativ zu dem PWM-Referenzsignal P0 und dem Lade-Entladezustand des Kondensators 50, der Kondensator 50 während einer Zeitdauer geladen, in der das PWM-Referenzsignal P0 größer ist als das Tastverhältnisbefehlssignal D0 aller Phasen oder während einer Zeitdauer, in der das PWM-Referenzsignal P0 kleiner ist als das Tastverhältnisbefehlssignal P0 aller Phasen. Andererseits wird während einer Zeitdauer, in der das PWM-Referenzsignal P0 zwischen dem größten Tastverhältnis und dem kleinsten Tastverhältnis positioniert ist, der Kondensator 50 entladen. Demzufolge werden die Ladung und die Entladung des Kondensators 50 in einem Zyklus der PWM-Steuerung bzw. -Regelung wiederholt wie durch (d) der 6 angezeigt ist. Demnach macht der elektrische Strom des Kondensators Pulse wie durch (e) in 6 angezeigt ist. Der elektrische Strom des Kondensators in einer Ladezeitdauer und in einer Entladezeitdauer wird jeweils umgekehrt und der elektrische Kondensatorstrom der Ladezeitdauer ist geringer als der elektrische Kondensatorstrom der Entladezeitdauer.
8A zeigt einen Spannungsvektor und einen elektrischen Kondensatorstrom, wenn das Tastverhältnisbefehlssignal D0 nach unten zu einer niedrigeren Position verschoben wird, in Richtung der Niedrigtastverhältnisseite relativ zu dem PWM-Referenzsignal P0. Weiterhin zeigt 8B einen Spannungsvektor und einen elektrischen Kondensatorstrom, wenn das Tastverhältnisbefehlssignal D0 nach oben zu einer oberen Position verschoben wird in Richtung der Hochtastverhältnisseite relativ zu dem PWM-Referenzsignal P0.
Durch ein Verschieben des Tastverhältnisbefehlssignals D0 nach oben und nach unten in der oben beschriebenen Art und Weise wird die Neutralpunktspannung, welche ein Durchschnitt der Spannungen ist, welche an die Spulen 11 bis 13 in jeweiligen Phasen angelegt werden, manipuliert bzw. geändert. Weiterhin ändert sich, auch wenn das Tastverhältnisbefehlssignal D0 nach oben und nach unten geschoben wird, die Spannung, die an die erste Wicklungsdrahtgruppe 18 angelegt ist, nicht, wenn sich eine Leitungsspannung zwischen verschiedenen Phasen nicht ändert.
Wenn das Tastverhältnisbefehlssignal D0 nach unten verschoben wird, wie in 8A gezeigt ist, wird eine Ladezeitdauer des Kondensators 50 auf der Bergseite des PWM-Referenzsignals P0 vergleichsweise lang und eine Entladezeitdauer des Kondensators wird verschoben in Richtung eines Beginns und in Richtung eines Endes eines Zyklus der PWM-Steuerung bzw. -Regelung. Andererseits wird, wenn das Tastverhältnisbefehlssignal D0 nach oben verschoben wird, wie in 8B gezeigt ist, die Ladezeitdauer des Kondensators 50 auf der Bergseite des PWM-Referenzsignals P0 vergleichsweise kurz und eine Entladezeitdauer des Kondensators 50 wird in Richtung einer Mitte eines Zyklus der PWM-Steuerung bzw. Regelung verschoben. Weiterhin wird eine Ladezeitdauer auf der Talseite des PWM-Referenzsignals P0 vergleichsweise lang.
Wie obenstehend beschrieben ist, können Erzeugungszeitpunkte des effektiven Spannungsvektors und des Nullspannungsvektors verändert werden durch ein Verschieben des Tastverhältnisbefehlssignals D0 nach oben und nach unten, um die Neutralpunktspannung zu manipulieren.
Weiterhin kann in dem elektrischen Leistungswandler, welcher zwei Systeme von Invertereinheiten 20, 30 hat, durch ein Manipulieren der Neutralpunktspannung jedes des ersten Tastverhältnisbefehlssignals und des zweiten Tastverhältnisbefehlssignals ein Lade-Entladezustand zwischen jedem der Invertereinheiten 20, 30 und dem Kondensator 50 angepasst werden. Beispielsweise wird durch ein Durchführen einer Steuerung bzw. Regelung, welche die Ladung des Kondensators 50 in dem zweiten System von der Batterie 70 (vgl. Fig. A) ermöglicht, wenn ein elektrischer Strom von dem Kondensator 50 zu der ersten Invertereinheit 20 in dem ersten System (vgl. 7B) entladen wird, der Welligkeitsstrom bzw. Brummstrom des Kondensators 50 verringert.
In der ersten Ausführungsform sind zusätzlich zu solchen Manipulationen der Neutralpunktspannung eine Kombination der folgenden zwei Vorgänge, einem Vorgang zum Phasenverschieben des ersten Nach-Modulations-Tastverhältnisbefehlssignals D1 und des zweiten Nach-Modulations-Tastverhältnisbefehlssignals D2 in den Invertereinheiten 20, 30 der zwei Systeme und einem Vorgang zum Phasenverschieben des ersten PWM-Referenzsignals P1 und des zweiten PWM-Referenzsignals P2 entwickelt bzw. erfunden, um den Welligkeitsstrom bzw. Brummstrom des Kondensators 50 auf eine sichere Art und Weise weiterhin zu verringern.
Die PWM-Steuerung bzw. -Regelung in der ersten Ausführungsform wird unter Bezugnahme auf die 9A bis 12B beschrieben.
In der ersten Ausführungsform führt der Modulationsprozessor 653 den Flachbett-Zwei-Phasen-Modulationsvorgang für das erste Tastverhältnisbefehlssignal durch und führt den Flattop-Zwei-Phasen-Modulationsvorgang für das zweite Tastverhältnisbefehlssignal durch.
Als erstes wird der Flachbett-Zwei-Phasen-Modulationsvorgang unter Bezugnahme auf die 9A und 9B beschrieben. Wie in 9A gezeigt ist, werden Basis-Sinuswellen, welche als Referenz dienen, durch ein Subtrahieren einer Differenz zwischen dem Tastverhältnis der kleinsten Phase und einem Minimal-Referenzwert Smin von allen Phasen (d. h. eine Differenz, welche durch ein Subtrahieren eines Minimal-Referenzwertes Smin von dem Tastverhältnis der kleinsten Phase berechnet wird), so dass das Tastverhältnis der kleinsten Phase der Minimal-Referenzwert Smin wird. 9B zeigt eine Kurvenform, welche den Flachbett-Zwei-Phasen-Modulationsvorgang durchlaufen hat.
Weiterhin wird der Flattop-Zwei-Phasen-Modulationsvorgang unter Bezugnahme auf die 10A und 10B beschrieben. Wie in 10A gezeigt ist, werden Basis-Sinuswellen durch ein Subtrahieren einer Differenz zwischen dem Tastverhältnis der größten Phase und einem Maximal-Referenzwert Smax (d. h. einer Differenz, welche durch ein Subtrahieren des Maximal-Referenzwertes Smax von dem Tastverhältnis der größten Phase berechnet wird) von allen Phasen moduliert, so dass das Tastverhältnis der größten Phase der Maximal-Referenzwert Smax wird. 10B zeigt eine Kurvenform, welche den Flattop-Zwei-Phasen-Modulationsvorgang durchlaufen hat.
In der folgenden Beschreibung der PWM-Steuerung bzw. -Regelung in der ersten Ausführungsform werden die letzten zwei Ziffern eines Zeichens bzw. Bezugszeichen jedes Signals in dem ersten System (#1) als 11 bezeichnet und die letzten zwei Ziffern eines Zeichens bzw. Bezugszeichens jedes Signals in dem zweiten System (#2) werden als 12 bezeichnet.
Die 11A und 11B zeigen Vergleichsbeispiele gegenüber der ersten Ausführungsform, in welchen das erste Tastverhältnisbefehlssignal D11, welches den Flachbett-Zwei-Phasen-Modulationsvorgang durchlaufen hat und das zweite Tastverhältnisbefehlssignal D12, welches den Flattop-Zwei-Phasen-Modulationsvorgang durchlaufen hat, dieselbe Phase haben (d. h. in Phase sind).
Der Minimalwert Dmin11 in dem ersten Tastverhältnisbefehlssignal D11 ist im Wesentlichen gleich zu dem Minimalwert Rmin eines zulässigen Tastverhältnisausgabebereichs und der Maximalwert Dmax11 in dem ersten Tastverhältnisbefehlssignal D11 ist nur geringfügig größer als ein mittlerer Ausgabewert Rc. Der Maximalwert Dmax12 des zweiten Tastverhältnisbefehlssignals D12 ist im Wesentlichen gleich zu dem Maximalwert Rmax eines zulässigen Tastverhältnisausgabebereichs und der Minimalwert Dmin12 des zweiten Tastverhältnisbefehlssignal D12 ist nur geringfügig kleiner als ein mittlerer Ausgabewert Rc. Der Maximalwert Dmax11 des ersten Tastverhältnisbefehlssignals D11 und der Minimalwert Dmin12 des zweiten Tastverhältnisbefehlssignals D12 sind im Wesentlichen symmetrisch bezüglich dem mittleren Ausgabewert Rc. Weiterhin überlappen ein Zeitpunkt, wenn das erste Tastverhältnisbefehlssignal D11 den Maximalwert Dmax11 und ein Zeitpunkt, wenn das zweite Tastverhältnisbefehlssignal D12 den Minimalwert Dmin12 einnimmt, bei jeden 60 Grad, wonach das erste Tastverhältnisbefehlssignal D11 und das zweite Tastverhältnisbefehlssignal D12 einander schneiden.
11B ist eine vergrößerte Darstellung einer Zeitdauer K1 in 11A zum Zweck der Veranschaulichung.
Wie 11B gezeigt ist, ist das größte U-Phasentastverhältnis Du11 in dem ersten Tastverhältnisbefehlssignal D11 größer als das kleinste W-Phasentastverhältnis Dw12 in dem zweiten Tastverhältnisbefehlssignal D12. Demzufolge wird, wenn das erste PWM-Referenzsignal P11 und das zweite PWM-Referenzsignal P12 gesteuert bzw. geregelt werden, um dieselbe Phase zu haben, die Entladezeitdauer des zweiten Systems, welche eine Erzeugungszeitdauer des effektiven Spannungsvektors des zweiten PWM-Referenzsignals P12 ist, länger als die Ladezeitdauer des ersten Systems, welche eine Erzeugungszeitdauer des Nullspannungsvektors V0 auf der Bergseite des ersten PWM-Referenzsignals P11 ist. Demnach überlappen die Kondensatorentladezeitdauer des ersten Systems und die Kondensatorentladezeitdauer des zweiten Systems miteinander zweimal in einem Zyklus des Spannungsbefehls, wodurch eine Erhöhung des elektrischen Wellenstroms bzw. Brummstroms verursacht wird.
In der ersten Ausführungsform sind die Detektoren für den elektrischen Strom 41 bis 46 an den oben beschriebenen Positionen angeordnet, der Minimalwert Rmin des zulässigen Tastverhältnisausgabebereichs kann auf 0% gesetzt sein und der Maximalwert Rmax kann auf 100% gesetzt sein. In einem solchen Fall ist der mittlere Ausgabewert Rc, welcher der Mittelwert des Tastverhältnisbereichs ist, auf 50% gesetzt.
Der Maximalwert Rmax und der Minimalwert Rmin des zulässigen Tastverhältnisausgabebereichs sind ein vorbestimmter oberer Grenzwert und ein vorbestimmter unterer Grenzwert.
Weiterhin sind das erste PWM-Referenzsignal P11, welches auf das Ansteuern der ersten Invertereinheit 20 bezogen ist, und das zweite PWM-Referenzsignal P12, welches auf das Ansteuern der zweiten Invertereinheit 30 bezogen ist, getaktete Wellensignale mit einer Frequenz von 20 kHz, d. h. mit einer Zykluszeit von 50 μs.
Weiterhin ist, ähnlich zu der Erklärung der 4A die Anzahl der der PWM-Referenzsignale P11, P12 in einem Zyklus des Tastverhältnisbefehlssignals D11, D12 in 11A nur zur Veranschaulichung und die tatsächlichen Frequenzen der Signale P11, P12 sind größer als diese. Dasselbe gilt für jede der 12A bis 16A, 19A und 20A.
Die 12A und 12B zeigen Veranschaulichungen des Phasenverrückens bzw. -vorschiebens um 30°. Das heißt, die Phase des zweiten Tastverhältnisbefehlssignals D12 wird von der Phase des ersten Tastverhältnisbefehlssignals D11 vorverlegt bzw. vorwärtsgerückt. In einem solchen Fall sind ein Zeitpunkt, wenn das zweite Tastverhältnisbefehlssignal D12 den Minimalwert Dmin12 einnimmt, und ein Zeitpunkt, wenn das erste Tastverhältnisbefehlssignal D11 den Maximalwert Dmax11 einnimmt um 30° verschoben. Das heißt, das zweite Tastverhältnisbefehlssignal D12 nimmt den Minimalwert Dmin12 rechts in der Mitte (d. h. an einer rechten Mitte) von zwei Zeitpunkten ein, wenn das erste Tastverhältnisbefehlssignal D11 den Maximalwert Dmax11 bei jeden 60° einnimmt.
12B ist eine vergrößerte Darstellung einer Zeitdauer K1s in 12A für den Zweck der Veranschaulichung. Das U-Phasentastverhältnis Du11, welches das größte in dem ersten Tastverhältnisbefehlssignal D11 ist, ist kleiner als das W-Phasentastverhältnis Dw12, welches das kleinste in dem zweiten Tastverhältnisbefehlssignal D12 ist, wie in 12B gezeigt ist.
Demnach wird, wenn das erste PWM-Referenzsignal P11 und das zweite PWM-Referenzsignal 12 gesteuert bzw. geregelt werden, um dieselben Phasen zu haben, die Ladezeitdauer des ersten Systems, welche eine Erzeugungszeitdauer des Nullspannungsvektors V0 auf der Bergseite des ersten PWM-Referenzsignals P11 ist, länger als die Entladezeitdauer des zweiten Systems, welche ein Erzeugungszeitdauer des effektiven Spannungsvektors des zweiten PWM-Referenzsignals P12 ist. Demnach haben die Kondensatorentladezeitdauern des ersten und des zweiten Systems keinen Überlapp. Demnach wird der Welligkeitsstrom bzw. Brummstrom verringert.
(Vorteile der ersten Ausführungsform)
Die vorteilhaften Wirkungen des elektrischen Leistungswandlers in der ersten Ausführungsform sind untenstehend beschrieben.

(1) Wenn der Maximalwert Dmax11 des ersten Tastverhältnisbefehlssignals D11, welches den Flachbett-Zwei-Phasen-Modulationsvorgang durchlaufen hat, kleiner ist als der mittlere Ausgabewert Rc und wenn der Minimalwert Dmin12 des zweiten Tastverhältnisbefehlssignals D12, welches den Flattop-Zwei-Phasen-Modulationsvorgang durchlaufen hat, größer ist als der mittlere Ausgabewert Rc, überschneiden sich beide Tastverhältnisbefehlssignale D11, D12 nicht miteinander auch in dem Fall, dass beide Tastverhältnisbefehlssignale D11, D12 dieselben Phasen haben. Demnach wird die Zunahme des elektrischen Welligkeitsstroms bzw. Brummstroms aufgrund des Überlappens der zwei Entladezeitdauern nicht verursacht werden.

Wenn jedoch der Maximalwert Dmax11 des ersten Tastverhältnisbefehlssignals D11 größer ist als der mittlere Ausgabewert Rc und wenn der Minimalwert Dmin12 des zweiten Tastverhältnisbefehlssignals D12 kleiner ist als der mittlere Ausgabewert Rc, tritt das Überlappen der zwei Entladezeitdauern in dem Fall auf, in dem beide Tastverhältnisbefehlssignale D11, D12 die gleiche Phase haben.
Demnach wird, wenn der Maximalwert Dmax11 des ersten Tastverhältnisbefehlssignals D11 und der Minimalwert Dmin12 des zweiten Tastverhältnisbefehlssignals D12 innerhalb eines vorbestimmten Bereiches des mittleren Ausgabewertes Rc sind, das Überlappen der zwei Entladezeitdauern durch ein Verschieben der Phase des zweiten Tastverhältnisbefehlssignals D12 um 30° von der Phase des ersten Tastverhältnisbefehlssignals D11 vermieden. Demnach wird der elektrische Welligkeitsstrom bzw. Brummstrom des Kondensators 50 verringert. Als ein Ergebnis werden die Erzeugung von Rauschen und/oder die Wärmeerzeugung in dem Kondensator vermieden und die Steuerbarkeit bzw. Regelbarkeit des elektrischen Stroms von dem Inverter wird vorzugsweise aufrecht erhalten.

(2) Da das erste Tastverhältnisbefehlssignal D11 den Flachbett-Zwei-Phasen-Modulationsvorgang durchläuft und das zweite Tastverhältnisbefehlssignal D12 den Flattop-Zwei-Phasen-Modulationsvorgang durchläuft, wird die Spannungsverwendungseffizienz verbessert.
(3) Der Motor 10 hat zwölf Spulen, welche auf den Stator 85 gewickelt sind, und der Rotor 80 hat zehn Magnetpole. Weiterhin sind die Spulen 14, 15, 16, welche die zweite Wicklungsdrahtgruppe 19 bilden, positioniert, um eine Winkelvoreilung von 30° in einer im Uhrzeigersinn gerichteten Richtung relativ zu den Spulen 11, 12, 13, welche die erste Wicklungsdrahtgruppe 18 bilden, zu haben. Durch Anwenden solch eines einfachen Aufbaus bzw. einer solch einfachen Konfiguration wird die Phasendifferenz zwischen dem ersten Tastverhältnisbefehlssignal D11 und dem zweiten Tastverhältnisbefehlssignal D12 auf 30° gesetzt.
(4) Da die Detektoren für den elektrischen Strom 41 bis 46 zwischen (a) den Verbindungspunkten zwischen den oberen FETs 21 bis 23, 31 bis 33 und den unteren FETs 24 bis 26, 34 bis 36 und (b) entsprechenden Wicklungsdrähten 11 bis 13, 14 bis 16 angeordnet sind, ist der mittlere Ausgabewert Rc auf 50% gesetzt. Demnach sind die Anschalt- und Abschaltzeitpunkte der FETs 21 bis 26, 31 bis 36 unter der Steuerung bzw. Regelung der Invertereinheiten 20, 30 synchronisiert und die Berechnungslast der Steuer- bzw. Regeleinheit 60 ist verringert.
(5) Da keine Phasendifferenz zwischen dem ersten PWM-Referenzsignal P11 und dem zweiten PWM-Referenzsignal P12 gesetzt ist, wird die Last der Steuer- bzw. Regeleinheit 60 verringert.

Die zweiten bis fünften Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung haben im Wesentlichen dieselbe Schaltungskonfiguration bzw. denselben Schaltungsaufbau wie die ersten Ausführungsform, unterscheiden sich jedoch von der ersten Ausführungsform in jeweiligen Vorgängen, welche durch die Steuer- bzw. Regeleinheit 60 durchgeführt werden. Demnach sind nur unterschiedliche Abschnitte untenstehend beschrieben.
(Zweite Ausführungsform)
Die PWM-Steuerung bzw. -regelung in der zweiten Ausführungsform wird unter Bezugnahme auf die 13A bis 14B beschrieben. In der zweiten Ausführungsform führt der Modulationsprozessor 653 den Flachbett-Zwei-Phasen-Modulationsvorgang (vgl. 9) durch.
Die 13A und 13B zeigen veranschaulichend ein Vergleichsbeispiel gegenüber der zweiten Ausführungsform, in welchem das erste Tastverhältnisbefehlssignal D21 und das zweite Tastverhältnisbefehlssignal D22, welche jeweils den Flachbett-Zwei-Phasen-Modulationsvorgang durchlaufen haben, dieselbe Phase haben.
Das erste Tastverhältnisbefehlssignal D21 und das zweite Tastverhältnisbefehlssignal D22 haben die gleiche Amplitude und haben die gleiche Phase, und die Minimalwerte Dmin21, Dmin22 sind im Wesentlichen gleich zu dem Minimalwert Rmin des zulässigen Tastverhältnisausgabebereichs, und die Maximalwerte Dmax21, Dmax22 sind nur geringfügig größer als der mittlere Ausgabewert Rc. Weiterhin überlappen ein Zeitpunkt, zu dem das erste Tastverhältnisbefehlssignal D21 den Maximalwert Dmax21 einnimmt, und ein Zeitpunkt, zu dem das zweite Tastverhältnisbefehlssignal D22 den Maximalwert Dmax22 einnimmt, zu bzw. bei jeden 60°.
13B ist ein vergrößertes Diagramm einer Zeitdauer K2 in 13A zum Zweck der Veranschaulichung.
Das größte U-Phasentastverhältnis Du21 in dem ersten Tastverhältnisbefehlssignal D21 ist im Wesentlichen dasselbe wie das größte U-Phasentastverhältnis Du22 in dem zweiten Tastverhältnisbefehlssignal D22, wie in 13B gezeigt ist.
Demnach wird, wenn die Phase des zweiten PWM-Referenzsignals P22 von der Phase des ersten PWM-Referenzsignals P21 um einen halben Zyklus (180°) verschoben ist, die Entladezeitdauer des zweiten Systems, welche eine Erzeugungszeitdauer des effektiven Spannungsvektors des zweiten PWM-Referenzsignals P12 ist, länger als die Ladezeitdauer des ersten Systems, welche eine Erzeugungszeitdauer des Nullspannungsvektors V0 auf der Bergseite des ersten PWM-Referenzsignals P11 ist. Demnach überlappen eine Kondensatorentladezeitdauer des ersten Systems und eine Kondensatorentladezeitdauer des zweiten Systems miteinander zweimal in einem Zyklus des Spannungsbefehls, wodurch eine Erhöhung in dem elektrischen Wellenstrom bzw. dem elektrischen Brummstrom verursacht wird.
Die 14A und 14B zeigen Veranschaulichungen des Phasenvorschubs um 30°. Das heißt, die Phase des zweiten Tastverhältnisbefehlssignals D22 wird um 30° von der Phase des ersten Tastverhältnisbefehlssignals D21 vorgeschoben. In einem solchen Fall sind ein Zeitpunkt, zu dem das erste Tastverhältnisbefehlssignal D21 den Maximalwert Dmax21 einnimmt, und ein Zeitpunkt, zu dem das zweite Tastverhältnisbefehlssignal D22 den Minimalwert Dmin22 einnimmt, um 30° voneinander phasenverschoben. Das heißt, das zweite Tastverhältnisbefehlssignal D22 nimmt den Minimalwert Dmin22 rechts in der Mitte (d. h. einer Mitte) von zwei Zeitpunkten ein, wenn das erste Tastverhältnisbefehlssignal D21 den Maximalwert Dmax21 bei jeden 60° einnimmt.
14B ist eine vergrößerte Darstellung eines Zeitraumes bzw. einer Zeitdauer K2s in 14A zum Zweck der Veranschaulichung.
Das größte U-Phasentastverhältnis Du21 in dem ersten Tastverhältnisbefehlssignal D21 ist kleiner als das größte U-Phasentastverhältnis Du22 in dem zweiten Tastverhältnisbefehlssignal D22, wie in 14B gezeigt ist. Weiterhin ist die Differenz zwischen dem mittleren Ausgabewert Rc und dem U-Phasentastverhältnis Du21 größer als die Differenz zwischen dem U-Phasentastverhältnis Du22 und dem mittleren Ausgabewert Rc.
Demnach wird, wenn die Phase des zweiten PWM-Referenzsignals P22, um einen halben Zyklus von der Phase des ersten PWM-Referenzsignals 21 verschoben ist, die Ladezeitdauer des ersten Systems, welche eine Erzeugungszeitdauer des Nullspannungsvektors V0 auf der Bergseite des ersten PWM-Referenzsignals P21 ist, länger als der Entladezeitraum des zweiten Systems, welcher ein Erzeugungszeitraum des effektiven Spannungsvektors des zweiten PWM-Referenzsignals P22 ist. Demnach haben die Kondensatorentladezeitdauern des ersten und des zweiten Systems keinen Überlapp. Demnach wird der elektrische Welligkeitsstrom verringert.
(Vorteile der zweiten Ausführungsform)
Der elektrische Leistungswandler in der zweiten Ausführungsform erreicht die folgenden vorteilhaften Wirkungen bzw. Effekte (1) und (2), welche den vorteilhaften Effekten bzw. Wirkungen (1) und (2) der ersten Ausführungsform entsprechen. Weiterhin werden die vorteilhaften Wirkungen (3) und (4) der ersten Ausführungsform mit der zweiten Ausführungsform geteilt.

(1) Wenn sowohl der Maximalwert Dmax21 als auch Dmax22 der Tastverhältnisbefehlssignale D21, D22, welche den Flachbett-Zwei-Phasen-Modulationsvorgang durchlaufen haben, geringer sind als der mittlere Ausgabewert Rc überlappen die effektive Spannungsvektorerzeugungszeitdauer des ersten Tastverhältnisbefehlssignals D21 und die effektive Spannungsvektorerzeugungszeitdauer des zweiten Tastverhältnisbefehlssignals D22 nicht miteinander, wenn die Phase des zweiten PWM-Referenzsignals P22 um einen halben Zyklus von dem PWM-Zyklus von dem ersten PWM-Referenzsignal P21 verschoben ist, auch wenn beide Tastverhältnisbefehlssignale D21, D22 dieselbe Amplitude haben und dieselben Phasen haben. Demnach wird eine problematische Zunahme des elektrischen Welligkeitsstroms bzw. Brummstroms aufgrund des Überlappens der Entladezeitdauern nicht verursacht werden.

Wenn jedoch das erste Tastverhältnisbefehlssignal D21 und das zweite Tastverhältnisbefehlssignal D22 dieselbe Phase haben zusätzlich zu einer Bedingung, dass beide der Maximalwerte Dmax21 und Dmax22 der Tastverhältnisbefehlssignale D21, D22 größer sind als der mittlere Ausgabewert Rc, tritt das Überlappen der Entladezeitdauern auf, wenn die Phase des zweiten PWM-Referenzsignals P22 um einen halben Zyklus von dem ersten PWM-Referenzsignal P21 verschoben ist.
Demnach wird, wenn beide der Maximalwerte Dmax21, Dmax22 innerhalb eines vorbestimmten Bereiches von dem mittleren Ausgabewert Rc sind, das Überlappen der Entladezeitdauern durch ein Phasenverschieben des zweiten Tastverhältnisbefehlssignals D22 von der Phase des ersten Tastverhältnisbefehlssignals D21 um 30° vermieden. Demnach wird der elektrische Welligkeitsstrom bzw. Brummstrom des Kondensators verringert.

(2) Aufgrund des Flachbett-Zwei-Phasen-Modulationsvorgangs für das erste Tastverhältnisbefehlssignal D21 und das zweite Tastverhältnisbefehlssignal D22 wird die Spannungsverwendungseffizienz verbessert.

(Dritte Ausführungsform)
In der dritten Ausführungsform führt der Modulationsprozessor 653 den Flachbett-Zwei-Phasen-Modulationsprozess (vgl. 10) durch.
Die 15A und 15B zeigen veranschaulichend ein Vergleichsbeispiel gegenüber der dritten Ausführungsform, in welchem das erste Tastverhältnisbefehlssignal D31 und das zweite Tastverhältnisbefehlssignal D32, welche jeweils den Zwei-Phasen-Modulationsvorgang mit abgeflachter Spitze durchlaufen haben, dieselben Phasen haben.
Das erste Tastverhältnisbefehlssignal D31 und das zweite Tastverhältnisbefehlssignal D32 haben die gleiche Amplitude und haben die gleiche Phase und die Minimalwerte Dmin31, Dmin32 sind im Wesentlichen gleich zu dem Maximalwert Rmax des zulässigen Tastverhältnisausgabebereiches, und die Minimalwerte Dmin31, Dmin32 sind nur geringfügig kleiner als der mittlere Ausgabewert Rc. Weiterhin überlappen ein Zeitpunkt, zu dem das erste Tastverhältnisbefehlssignal D31 den Minimalwert Dmin31 annimmt, und ein Zeitpunkt, zu dem das zweite Tastverhältnisbefehlssignal D32 den Minimalwert Dmin32 annimmt, bei jeden 60°.
15B ist eine vergrößerte Darstellung einer Zeitdauer K3 in 15A zum Zweck der Veranschaulichung.
Das kleinste W-Phasentastverhältnis Dw31 in dem ersten Tastverhältnisbefehlssignal D31 ist im Wesentlichen dasselbe wie das kleinste W-Phasentastverhältnis Dw32 in dem zweiten Tastverhältnisbefehlssignal D32, wie in 15B gezeigt ist.
Demzufolge wird, wenn die Phase des zweiten PWM-Referenzsignals P32 von der Phase des ersten PWM-Referenzsignals P31 um einen halben Zyklus des PWM-Signals verschoben wird, die Entladezeitdauer des ersten Systems, welche eine Erzeugungszeitdauer des effektiven Spannungsvektors des ersten PWM-Referenzsignals P31 ist, länger als die Ladezeitdauer des zweiten Systems, welche eine Erzeugungszeitdauer des Nullspannungsvektors V7 auf der Talseite des zweiten PWM-Referenzsignals P32 ist. Demnach überlappen eine Kondensatorentladezeitdauer des ersten Systems und eine Kondensatorentladezeitdauer des zweiten Systems miteinander zweimal in einem Zyklus des Spannungsbefehls, wodurch eine Erhöhung des elektrischen Welligkeitsstroms bzw. Brummstroms verursacht wird.
Die 16A und 16B zeigen Veranschaulichungen des Phasenvorschubes um 30°. Das heißt die Phase des zweiten Tastverhältnisbefehlssignals D32 wird von der Phase des ersten Tastverhältnisbefehlssignals D31 um 30° vorverlegt. In einem solchen Fall sind ein Zeitpunkt, zu dem das erste Tastverhältnisbefehlssignal D31 den Minimalwert Dmin31 einnimmt und ein Zeitpunkt, zu dem das zweite Tastverhältnisbefehlssignal D32 den Minimalwert Dmin32 einnimmt, um 30° voneinander phasenverschoben. Das heißt, das zweite Tastverhältnisbefehlssignal D32 nimmt den Minimalwert Dmin32 rechts in der Mitte (d. h. an einer Mitte) von zwei Zeitpunkten ein, zu denen das erste Tastverhältnisbefehlssignal D31 den Minimalwert Dmin31 bei jeden 60° einnimmt.
16B ist eine vergrößerte Darstellung einer Zeitdauer K3s in 16A zum Zweck der Veranschaulichung.
Das kleinste W-Phasentastverhältnis Dw31 in dem ersten Tastverhältnisbefehlssignal D31 ist kleiner als das kleinste W-Phasentastverhältnis Dw32 in dem zweiten Tastverhältnisbefehlssignal D32, wie in 16B gezeigt ist. Weiterhin ist die Differenz zwischen dem mittleren Ausgabewert Rc und dem W-Phasentastverhältnis Dw31 größer als die Differenz zwischen dem W-Phasentastverhältnis Dw32 und dem mittleren Ausgabewert Rc.
Demnach wird, wenn die Phase des zweiten PWM-Referenzsignals P32 um einen halben Zyklus von der Phase des ersten PWM-Referenzsignals P31 verschoben wird, die Ladezeitdauer des zweiten Systems, welche eine Erzeugungszeitdauer des Nullspannungsvektors V7 auf der Talseite des zweiten PWM-Referenzsignals P32 ist, länger als die Entladezeitdauer des ersten Systems, welche eine Erzeugungszeitdauer des effektiven Spannungsvektors des ersten PWM-Referenzsignals P31 ist. Demnach bzw. demzufolge haben Kondensatorentladezeitdauern des ersten und des zweiten Systems keinen Überlapp. Demnach wird der elektrische Welligkeitsstrom verringert.
(Vorteile der dritten Ausführungsform)
Der elektrische Leistungswandler in der dritten Ausführungsform erreicht die folgenden vorteilhaften Effekte bzw. Wirkungen (1) und (2), welche den vorteilhaften Wirkungen bzw. Effekten (1) und (2) der ersten Ausführungsform entsprechen. Weiterhin werden die vorteilhaften Wirkungen (3) und (4) der ersten Ausführungsform mit der dritten Ausführungsform geteilt.

(1) Wenn beide der Minimalwerte Dmin31 und Dmin32 der Tastverhältnisbefehlssignale D31, D32, welche den Flattop-Zwei-Phasen-Modulationsvorgang durchlaufen haben, größer sind als der mittlere Ausgabewert Rc überlappen die effektive Spannungsvektorerzeugungszeitdauer des ersten Tastverhältnisbefehlssignals D31 und die effektive Spannungsvektorerzeugungszeitdauer des zweiten Tastverhältnisbefehlssignals D32 nicht miteinander, wenn die Phase des zweiten PWM-Referenzsignals P22 um einen halben Zyklus von dem ersten PWM-Referenzsignal P21 verschoben ist, auch wenn beide Tastverhältnisbefehlssignale D31, D32 dieselbe Amplitude und dieselbe Phase haben. Demzufolge wird eine problematische Zunahme des elektrischen Welligkeitsstroms bzw. Brummstroms aufgrund des Überlappens der Entladezeitdauer nicht verursacht werden.

Wenn jedoch das erste Tastverhältnisbefehlssignal D31 und das zweite Tastverhältnisbefehlssignal D32 dieselbe Phase zusätzlich zu einer Bedingung haben, dass beide der Maximalwerte Dmin31 und Dmin32 der Tastverhältnisbefehlssignale D31, D32 kleiner sind als der mittlere Ausgabewert Rc, tritt das Überlappen der Entladezeitdauern auf wenn die Phase des zweiten PWM-Referenzsignals P32 um einen halben Zyklus von dem ersten Zyklus PWM-Referenzsignal P31 verschoben wird.
Demzufolge wird, wenn beide der Minimalwerte Dmin31, Dmin32 innerhalb eines vorbestimmten Bereiches von dem mittleren Ausgabewert Rc sind, der Überlapp der Entladezeitdauern durch eine Phasenverschiebung des zweiten Tastverhältnisbefehlssignals D32 von der Phase des ersten Tastverhältnisbefehlssignals D31 um 30°, wie in der dritten Ausführungsform beschrieben ist, vermieden. Demzufolge wird der elektrische Welligkeitsstrom bzw. Brummstrom des Kondensators verringert.

(2) Aufgrund des Flattop-Zwei-Phasen-Modulationsvorgangs für das erste Tastverhältnisbefehlssignal D31 und das zweite Tastverhältnisbefehlssignal D32 wird die Spannungsnutzungseffizienz verbessert.

(Vierte und fünfte Ausführungsformen)
Da die vierten und fünften Ausführungsformen ähnliche Kurvenformen der PWM-Steuerung bzw. -regelung haben, werden zwei Ausführungsformen zusammen erklärt unter Bezugnahme auf die 17A bis 20B.
In der vierten Ausführungsform führt der Modulationsprozessor 653 den Überlagerungsprozess für die dritte höhere harmonische Welle durch. Der Überlagerungsprozess für die dritte höhere harmonische Welle ist der Modulationsprozess, welcher eine dritte höhere harmonische Welle auf einer Basis-Sinuswelle jeder Phase überlagert, wie in den 17A und 17B gezeigt ist.
Beispielsweise ist jedes der Phasentastverhältnisse nach der Modulation wie die folgenden Gleichungen (1) bis (5) ausgedrückt. In diesen Gleichungen ist Dc ein mittlerer Tastverhältniswert, Smax ein maximaler Referenzwert und Smin ein minimaler Referenzwert. Du = αSh{sinΘ + (sin3Θ)/6} + Dc (1) Dv = αSh{sin(Θ – 120°) + (sin3Θ)/6} + Dc (2) Dw = αSh{sin(Θ + 120°) + (sin3Θ)/6} + Dc (3) α = 2/(√3)E1,15 (4) Sh = (Smax – Smin)/2 (5)
Wie in 17B gezeigt ist, ist der Maximalwert Dmax unter den mehreren Phasentastverhältnissen nach der Modulation gleich zu dem Maximal-Referenzwert Smax und der Minimalwert Dmin unter den mehreren Phasentastverhältnissen nach der Modulation ist gleich zu dem minimalen Referenzwert Smin.
In der fünften Ausführungsform führt der Modulationsprozessor 653 den Maximum-Minimum-Tastverhältnisangleichungsvorgang durch. Der Maximum-Minimum-Tastverhältnisangleichungsvorgang ist ein Vorgang, welcher, wie in den 18A und 18B gezeigt ist, einen Durchschnitt der maximalen und minimalen Werte berechnet und den berechneten Durchschnitt von jedem der Phasentastverhältnisse subtrahiert. Durch ein Verwenden der Vor-Modulations-Phasentastverhältnisse Du', Dv', Dw' und durch ein Verwenden des Vor-Modulations-Maximlwertes Dmax' und des Vor-Modulations-Minimalwertes Dmin' werden die im Nach-Modulations-Phasentastverhältnisse Du, Dv, Dw als die folgenden Gleichungen (6) bis (8) repräsentiert. Du = Du' – (Dmax' – Dmin')/2 (6) Dv = Dv' – (Dmax' – Dmin')/2 (7) Dw = Dw' – (Dmax' – Dmin')/2 (8)
Die Kurvenform jedes der Phasentastverhältnisse in der fünften Ausführungsform ist ähnlich zu der Kurvenform in der vierten Ausführungsform, wie in 18B gezeigt ist. Demzufolge wird der Modulationsvorgang in der fünften Ausführungsform als ein Pseudoüberlagerungsprozess für die dritte höhere harmonische Welle bezeichnet.
Unter Bezugnahme auf die 19A, 19B, 20A und 20B werden die vierte und die fünfte Ausführungsform zusammen beschrieben, In der folgenden Beschreibung wird die Kurvenform der vierten Ausführungsform als ein repräsentatives Beispiel herangezogen. In den 19A und 19B haben das erste Tastverhältnisbefehlssignal D41 und das zweite Tastverhältnisbefehlssignal D42, welche jeweils den Überlagerungsprozess für die dritte höhere harmonische Welk durchlaufen haben, dieselbe Phase wie ein Vergleichsbeispiel für die vierte Ausführungsform.
Das erste Tastverhältnisbefehlssignal D41 und das zweite Tastverhältnisbefehlssignal D42 haben im Wesentlichen die gleiche Amplitude und haben ihre mittleren Werte bzw. Mittelwerte (d. h. den Durchschnitt des maximalen Wertes Dmax41 und des minimalen Wertes Dmin41, und den Durchschnitt des maximalen Wertes Dmax42 und des minimalen Werts Dmin42) im Wesentlichen zusammenfallend mit dem mittleren Ausgabewert Rc. Weiterhin ist die Größe der Amplitude geringfügig größer als 25% des zulässigen Tastverhältnisausgabebereiches, welcher ausgegeben werden kann. Demzufolge sind, wenn ein Mittelwert zwischen dem maximalen Rmax des zulässigen Tastverhältnisausgabebereichs und dem mittleren Ausgabewert Rc als ein oberer Viertelwert R3/4 bezeichnet wird und ein Mittelwert zwischen dem minimalen Rmin des zulässigen Tastverhältnisausgabebereichs und dem mittleren Ausgabewert Rc als ein unterer Viertelwert R1/4 bezeichnet wird, die maximalen Werte Dmax41, Dmax42 von beiden der Tastverhältnisbefehlssignale D41, D42 geringfügig größer als der obere Viertelwert R3/4, und die minimalen Werte Dmin41, Dmin42 von beiden der Tastverhältnisbefehlssignale D41, D42 sind geringfügig kleiner als der untere Viertelwert R1/4. Weiterhin nehmen die Tastverhältnisbefehlssignale D41, D42 den Maximalwert Dmax41 und Dmax42 zu einem Zeitpunkt von jeweils 60° zu derselben Zeit (d. h. in Synchronisation) ein und die Tastverhältnisbefehlssignale D41, D42 nehmen den minimalen Wert Dmin41, Dmin42 auch zu demselben Zeitpunkt (d. h. in Synchronisation) zu jeweils 60° ein.
19B ist eine vergrößerte Ansicht einer Zeitdauer K4 in 19A zum Zweck der Veranschaulichung.
Das größte U-Phasentastverhältnis Du41 in dem ersten Tastverhältnisbefehlssignal D41 und das größte U-Phasentastverhältnis Du42 in dem zweiten Tastverhältnisbefehlssignal D42 haben im Wesentlichen dieselbe Amplitude, welche in 19B gezeigt ist. Weiterhin haben das kleinste W-Phasentastverhältnis Dw41 in dem ersten Tastverhältnisbefehlssignal D41 und das kleinste W-Phasentastverhältnis Dw42 in dem zweiten Tastverhältnisbefehlssignal D42 auch im Wesentlichen die gleiche Amplitude.
Demzufolge wird, wenn die Phase des zweiten PWM-Referenzsignals P42 um einen Vierteilzyklus (90°) des PWM-Signals von dem ersten PWM-Referenzsignal P41 verschoben ist, die Entladezeitdauer des zweiten Systems, welche als eine effektive Spannungsvektorerzeugungszeitdauer des zweiten PWM-Referenzsignals P42 dient, länger als die Ladezeitdauer des ersten Systems, welche als eine Nullspannungsvektor-V0-Erzeugungszeitdauer auf der Bergseite des ersten PWM-Referenzsignals P41 dient. Weiter wird auf der Talseite des zweiten PWM-Referenzsignals P42 die Entladezeitdauer des ersten Systems, welche als eine effektive Spannungsvektorerzeugungszeitdauer des ersten PWM-Referenzsignals P41 dient, länger als die Ladezeitdauer des zweiten Systems, welche als eine Nullspannungsvektor-V7-Erzeugungszeitdauer dient. Demzufolge überlappen die Entladungszeitdauern des ersten Systems und des zweiten Systems einander viermal in einem Zyklus des Spannungsbefehlssignals, wodurch eine Erhöhung des elektrischen Wellenstroms bzw. Brummstroms verursacht wird.
Die 20A und 20B zeigen ein Beispiel, in dem eine Phasenverschiebung von 30° bezüglich des zweiten Tastverhältnisbefehlssignals D42 relativ zu der Phase des Tastverhältnisbefehlssignal D41 gezeigt ist. In diesem Fall sind ein Zeitpunkt, zu dem das erste Tastverhältnisbefehlssignal D41 den Maximalwert Dmax41 einnimmt und ein Zeitpunkt, zu dem das zweite Tastverhältnisbefehlssignal D42 den Maximalwert Dmax42 einnimmt, um 30° voneinander verschoben. Das heißt, das zweite Tastverhältnisbefehlssignal D42 nimmt den Maximalwert Dmax42 rechts in der Mitte (d. h. in einer Mitte) von zwei Zeitpunkten ein, wenn das erste Tastverhältnisbefehlssignal D41 den Maximalwert Dmax41 zu jeden 60° einnimmt. Ähnlich sind ein Zeitpunkt, zu dem das erste Tastverhältnisbefehlssignal D41 den Minimalwert Dmin41 einnimmt, und ein Zeitpunkt, zu dem das zweite Tastverhältnisbefehlssignal D42 den Minimalwert Dmin42 einnimmt, voneinander um 30° verschoben. Das heißt, das zweite Tastverhältnisbefehlssignal D42 nimmt den minimalen Wert Dmin42 rechts in der Mitte (d. h. in einer Mitte) von zwei Zeitpunkten ein, wenn das erste Tastverhältnisbefehlssignal D41 den minimalen Wert Dmin41 zu jeden 60° einnimmt.
20B ist eine vergrößerte Darstellung einer Zeitdauer K4s in 20A, zum Zweck der Veranschaulichung. An bzw. auf der Bergseite des ersten PWM-Referenzsignals P41 ist das größte U-Phasentastverhältnis Du41 in dem ersten Tastverhältnisbefehlssignal D41 kleiner als das größte U-Phasentastverhältnei Du42 in dem zweiten Tastverhältnisbefehlssignal D42, wie in 20B gezeigt ist. Weiterhin ist auf der Talseite des zweiten PWM-Referenzsignals P42 das kleinste W-Phasentastverhältnis Dw42 in dem zweiten Tastverhältnisbefehlssignal D42 geringer als das kleinste W-Phasentastverhältnis Dw41 in dem ersten Tastverhältnisbefehlssignal D41.
Demzufolge wird, wenn die Phase des zweiten PWM-Referenzsignals P42 von der Phase des ersten PWM-Referenzsignals P41 um einen Viertelzyklus verschoben wird, die Ladezeitdauer des ersten Systems, welche als eine Nullspannungsvektor-V0-Erzeugungszeitdauer auf der Bergseite des ersten PWM-Referenzsignals P41 dient, länger als die Entladezeitdauer des zweiten Systems, welche als eine effektive Spannungsvektorerzeugungszeitdauer des zweiten PWM-Referenzsignals P42 dient. Weiterhin wird die Ladezeitdauer des zweiten Systems, welche als eine Nullspannungsvektor-V7-Erzeugungszeitdauer auf der Talseite des zweiten PWM-Referenzsignals P42 dient, länger als die Entladezeitdauer des ersten Systems, welche als eine effektive Spannungsvektorerzeugungszeitdauer des ersten PWM-Referenzsignals P41 dient. Demzufolge gibt es kein Überlappen der Entladungszeitdauern zwischen dem ersten System und dem zweiten System. Demzufolge wird ein elektrischer Welligkeitsstrom bzw. Brummstrom verringert.
(Vorteile der vierten Ausführungsform)
Der elektrische Leistungswandler in der vierten Ausführungsform hat die folgenden vorteilhaften Effekte bzw. Wirkungen (1), (2), welche den vorteilhaften Wirkungen (1), (2) der ersten Ausführungsform entsprechen. Weiterhin werden die vorteilhaften Wirkungen (3), (4) der ersten Ausführungsform mit der vierten Ausführungsform geteilt.

(1) In einem Zustand, in dem die Maximalwerte Dmax41, Dmax42 kleiner sind als der obere Viertelwert R3/4 und die Minimalwerte Dmin41, Dmin42 größer sind als der untere Viertelwert R1/4 betreffend jeweils das erste Tastverhältnisbefehlssignal D43 und das zweite Tastverhältnisbefehlssignal D42, welche den Überlagerungsvorgang für die dritte höhere harmonische Welle durchlaufen haben, überlappen eine effektive Spannungsvektorerzeugungszeitdauer des ersten Tastverhältnisbefehlssignals D41 und eine effektive Spannungsvektorerzeugungszeitdauer des zweiten Tastverhältnisbefehlssignals D42 nicht miteinander, wenn die Phase des zweiten PWM-Referenzsignals P42 um einen Viertelzyklus von dem ersten PWM-Referenzsignal P41 verschoben ist, auch wenn beide Tastverhältnisbefehlssignale D41, D42 dieselbe Amplitude und dieselbe Phase haben. Demzufolge wird eine problematische Zunahme des elektrischen Welligkeitsstroms bzw. Brummstroms aufgrund des Überlappens der Entladezeitdauern nicht verursacht werden.

In einem Zustand jedoch, in dem die Maximalwerte Dmax41, Dmax42 größer sind als der obere Viertelwert R3/4 und die Minimalwerte Dmin41, Dmin42 kleiner sind als der untere Viertelwert R1/4 bezüglich des ersten/zweiten Tastverhältnisbefehlssignals D41, D42 tritt das Überlappen der Entladungszeitdauern auf, wenn die Phase des zweiten PWM-Referenzsignals P42 um einen Vierteilzyklus von dem ersten PWM-Referenzsignal P41 verschoben ist, wenn beide Tastverhältnisbefehlssignale D41, D42 die gleiche Phase haben.
Demzufolge wird, wenn beide der Maximalwerte Dmax41, Dmax42 innerhalb eines vorbestimmten Bereiches von dem mittleren Ausgabewert Rc sind, wie vorteilhaft in der vierten Ausführungsform konstruiert, das Überlappen der Entladezeitdauern durch eine Phasenverschiebung des zweiten Tastverhältnisbefehlssignals D32 von der Phase des ersten Tastverhältnisbefehlssignals D31 um 30° vermieden. Demzufolge wird der elektrische Welligkeitsstrom bzw. Brummstrom verringert.

(2) Aufgrund des Überlagerungsprozesses der dritten harmonische Welle für das erste Tastverhältnisbefehlssignal D41 und das zweite Tastverhältnisbefehlssignal D42 wird die Spannungsnutzungseffizienz verbessert. Weiterhin wird bezüglich der fünften Ausführungsform die Spannungsnutzungseffizienz auch verbessert aufgrund des Maximum-Minimum-Tastverhältnis-Angleichungsvorgangs für das erste Tastverhältnisbefehlssignal D51 und das zweite Tastverhältnisbefehlssignal D52.

(Abwandlungen)
Obwohl die vorliegende Erfindung vollständig in Verbindung mit den ersten bis fünften Ausführungsformen beschrieben worden ist, sollte festgehalten werden, dass verschiedene Änderungen und Abwandlungen wie untenstehend beispielhaft beschrieben ist, implementiert werden können.

(1) Konfigurationen eines Drei-Phasen-Motors, welcher zwei Systeme hat

In den vorangehenden Ausführungsformen hat der Rotor in dem Drei-Phasen-Motor 10, welcher zwei Systeme hat, eine Gesamtzahl von zehn Polen in fünf NS-Polpaaren betreffend den Permanentmagnetsatz 821, wie in 2 gezeigt ist. Als eine Abwandlung zu einer solchen Konfiguration bzw. einem solchen Aufbau kann, wie in 21 gezeigt ist, ein Permanentmagnetsatz 822 vierzehn Pole in sieben NS-Polpaaren in einer alternativen Anordnung haben. Auch in einem solch modifizierten Aufbau ist der Stator 85 aufgebaut bzw. konfiguriert, um zwölf Spulen zu haben, welche auf zwölf Vorsprünge 86, welche daran angeordnet sind, gewickelt sind.
In den vorangehenden Ausführungsformen ist die Anzahl der Statorspulen (12 × m) und die Anzahl der Magnetpole auf dem Rotor 80 (2 × m), wobei „m” eine natürliche Zahl ist. Beispielsweise veranschaulichen die 22A bis 22C ein Beispiel von m = 2, und die 23A bis 23C veranschaulichen ein Beispiel von m = 5.
Wie in 22A gezeigt ist, hat der Motor 10 den Rotor 80, welcher den Stator 85 hat, welcher sich um die Achse 90 dreht.
22B ist eine Veranschaulichung der Anordnung eines Permanentmagnetsatzes 832 auf dem Rotor 80 und dem Stator 85 gesehen von einer Schubrichtung Z (vgl. 22A). Der Permanentmagnetsatz 832 hat zwei Paare von N-Polen und S-Polen, welche alternativ angeordnet sind, welche sich zu einer Gesamtzahl von vier (= 2 × 2) Polen aufsummieren. Die Statorspulen sind in vier Gruppen von sechs Spulen unterteilt, d. h. 24 (= 12 × 2) Spulen insgesamt. In einer von vier Spulengruppen gibt es eine U1-Spule, eine U2-Spule, eine V1-Spule, eine V2-Spule, eine W1-Spule und eine W2-Spule, welche in dieser Reihenfolge in einer im Uhrzeigersinn gerichteten Richtung angeordnet sind.
22C ist eine Entwicklung des Stators 85 gesehen in der Schubrichtung Z und 22D ist eine Entwicklung von Wicklungsdrähten, gesehen in einer radialen Richtung R (vgl. 22A). Wie in 22C gezeigt ist, ist der Wicklungsdraht, welcher die U1-Spule bildet, beispielsweise ein leitfähiger Draht, welcher nacheinander auf einen von allen sechs Vorsprüngen 86 gewickelt ist.
In einer solchen Anordnung hat die U2-Spule in der zweiten Wicklungsdrahtgruppe eine um einen elektrischen Winkel von 30°, welcher in der Umfangsrichtung relativ zu der U1-Spule in der ersten Wicklungsdrahtgruppe verschoben ist, vorgerückte Position. Demzufolge wird die PWM-Steuerung bzw. -Regelung in die Lage versetzt, die Phase des zweiten Tastverhältnisbefehlssignals um 30° relativ zu der Phase des ersten Tastverhältnisbefehlssignals vorzurücken.
Weiterhin ist für den Fall von m = 5 23B eine Veranschaulichung eines Permanentmagnetsatzes 835 des Rotors 80 und des Stators 85, gesehen in der Schubrichtung Z (vgl. 23A). Der Permanentmagnetsatz 835 hat fünf Paare von N-Polen und S-Polen, welche alternativ angeordnet sind, welche sich zu einer Gesamtzahl von zehn (= 5 × 2) Polen aufsummieren. Die Statorspulen sind in zehn Gruppen von sechs Spulen unterteilt, d. h. 60 (= 12 × 5) Spulen insgesamt. Andere Aufbauten sind dieselben wie im Falle von m = 2.
In dieser Abwandlung kann die Nummer „m” beliebig gesetzt werden gemäß der Motorgröße und/oder der gewünschten Ausgabe. Demzufolge kann der Motor 10 einen weiten Bereich der Anwendbarkeit haben.

(2) Positionen der Detektoren für den elektrischen Strom

Abwandlungen in den Positionen des Detektors 41 bis 46 für den elektrischen Strom sind in den 24A bis 24H gezeigt. Weiterhin sind in den 24A bis 24H nur die erste Invertereinheit und die erste Wicklungsdrahtgruppe 18 gezeigt und die zweite Invertereinheit 30 und die zweite Wicklungsdrahtgruppe 19 sind von der Veranschaulichung ausgelassen.
24A zeigt die Konfiguration bzw. den Aufbau der ersten Ausführungsform (vgl. 1). Die Detektoren für den elektrischen Strom 41 bis 43 sind zwischen jedem der Verbindungspunkte zwischen den oberen FETs 21 bis 23 und den unteren FETs 24 bis 26 angeordnet. Hier kann der Detektor für den elektrischen Strom jeder der drei Phasen unter den drei Detektoren ausgelassen werden. Beispielsweise kann, wenn der W1-Stromdetektor 43 wie in 24B gezeigt ist, ausgelassen ist, der W-Phasen-elektrische Strom durch ein Subtrahieren der Erfassungswerte für den elektrischen Strom des U1-Stromdetektors 41 und dem Erfassungswert für den elektrischen Strom des V1-Stromdetektors 42 von einem elektrischen Leistungsversorgungsstrom erfasst werden.
In einer anderen Abwandlung können die Detektoren für den elektrischen Strom 41 bis 43 auf der Masseseite der unteren FETs 24 bis 26 angeordnet sein, wie in 24C gezeigt ist. Der Detektor für den elektrischen Strom in einer von drei Phasen kann von den drei Detektoren ausgelassen werden, wie in 24D gezeigt ist, basierend auf dem gleichen Grund wie die Abwandlung der 24B.
Alternativ können die Detektoren für den elektrischen Strom 41 bis 43 auf der Leistungsversorgungsseite der oberen FETs 21 bis 23 angeordnet sein, wie in 24E gezeigt ist. Weiterhin kann der Detektor für den elektrischen Strom in einer von drei Phasen unter den drei Detektoren ausgelassen werden, wie in 24F gezeigt ist, basierend auf dem gleichen Grund wie die Abwandlung der 24B.
Weiterhin kann in noch einer anderen Abwandlung der Detektor für den elektrischen Strom 47 zwischen der Anodenseite des Kondensators 50 und einem Abzweigpunkt der Brückenschaltung auf einer Leistungsversorgungsseite der ersten Invertereinheit 20 angeordnet sein, wie in 24G gezeigt ist. In einem solchen Fall erfasst der Detektor für den elektrischen Strom 47 eine Gesamtheit der Erfassungswerte für den elektrischen Strom der Detektoren für den elektrischen Strom 41 bis 43 in 23E.
Alternativ kann der Detektor für den elektrischen Strom 48 zwischen einer Kathodenseite des Kondensators 50 und einem Verbindungspunkt der Brückenschaltung auf der Masseseite der ersten Invertereinheit 20 angeordnet sein, wie in 24H gezeigt ist. In einem solchen Fall erfasst der Detektor für den elektrischen Strom 48 eine Gesamtheit der Erfassungswerte für den elektrischen Strom der Detektoren für den elektrischen Strom 41 bis 43 in 24C.

(3) Typen des Detektors für den elektrischen Strom

Wenn die Detektoren für den elektrischen Strom 41 bis 43 an den Positionen, wie in den 24A und 24B gezeigt ist, angeordnet sind, ist es zu bevorzugen, dass ein Hall-Element als der Detektor für den elektrischen Strom verwendet wird. In einem solchen Fall ist, da ein elektrischer Strom des Wicklungsdrahtes direkt unabhängig von einer Schaltoperation von FETs 21 bis 26 erfasst wird, das Minimum Rmin des zulässigen Tastverhältnisausgabebereichs als 0% bestimmt und das Maximum Rmax des zulässigen Tastverhältnisausgabebereichs als 100% bestimmt, wie in der Beschreibung der 11A und 11B in der ersten Ausführungsform beschrieben ist.
Andererseits kann, wenn die Detektoren für den elektrischen Strom 41 bis 43 an den Positionen der 24C bis 24F angeordnet sind, ein Shunt-Widerstand an Stelle des Hall-Elements verwendet werden.
Wenn der Shunt-Widerstand als der Detektor für den elektrischen Strom an der Masseseite des unteren FET angeordnet ist, wie in den 24C oder 24D gezeigt ist, wird ein bergseitiger elektrischer Strom des PWM-Referenzsignals als ein elektrischer Strom des Wicklungsdrahts erfasst, da der bergseitige elektrische Strom, welcher durch die Detektoren für den elektrischen Strom 41 bis 43 fließt, zu einem Zeitpunkt eines Anschaltens aller der unteren FETs 24 bis 26 gleich ist zu dem elektrischen Strom, welcher durch die Wicklungsdrahtgruppe 18 fließt.
In einem solchen Fall sollte die Erfassung (beispielsweise Abtastverzögerung) des elektrischen Stromes verzögert werden bis nach einer Konvergenz einer Aufrüstung in dem Shunt-Widerstand von der Übertragung eines Signals von der Steuer- bzw. Regeleinheit zu jedem der Gates der unteren FETs 24 bis 26. Das heißt, nur wenn die Nullspannungsvektor-V0-Erzeugungszeitdauer länger ist als die Aufbaukonvergenzzeit, kann der bergseitige elektrische Strom durch den Shunt-Widerstand erfasst werden. Demzufolge wird, da das Tastverhältnisbefehlssignal nicht in einer Zeitdauer gesetzt werden kann, in der das PWM-Referenzsignal nahezu 100% ist, der Maximalwert Rmax des zulässigen Tastverhältnisausgabebereichs, welcher ausgegeben werden kann, vorzugsweise basierend auf einer Minimalzeit, welche zum Erfassen des elektrischen Stroms benötigt wird, bestimmt. Beispielsweise ist, wenn die Aufbaukonvergenzzeit 4,5 μs ist, der Maximalwert Rmax des zulässigen Tastverhältnisausgabebereichs, welcher ausgegeben werden kann, ungefähr 93%.
Im Gegensatz dazu wird, wenn der Shunt-Widerstand als der Detektor für den elektrischen Strom auf der Leistungsversorgungsseite des oberen FET angeordnet ist, wie in den 24E oder 24F gezeigt ist, ein talseitiger elektrischer Strom des PWM-Referenzsignals erfasst als ein elektrischer Strom der Wicklungsdrähte, da der talseitige elektrische Strom, welcher durch die Detektoren für den elektrischen Strom 41 bis 43 zu einem Zeitpunkt des Anschaltens aller der oberen FETs 21 bis 23 fließt, gleich zu dem elektrischen Strom ist, welcher durch die Wicklungsdrahtgruppe 18 fließt.
In solch einem Fall kann, aufgrund des oben beschriebenen Grundes, nur wenn die Nullspannungsvektor-V7-Erzeugungszeitdauer länger ist als die Aufrüstkonvergenzzeit, der talseitige elektrische Strom durch den Shunt-Widerstand erfasst werden. Demzufolge wird, da das Tastverhältnisbefehlssignal nicht in einer Zeitdauer gesetzt werden kann, in der das PWM-Referenzsignal nahezu 0% ist, der Minimalwert Rmin des zulässigen Tastverhältnisausgabebereichs, welcher ausgegeben werden kann, vorzugsweise basierend auf einer Minimalzeit bestimmt, welche benötigt wird, um den elektrischen Strom zu erfassen. Beispielsweise ist, wenn die Aufrüstkonvergenzzeit 4,5 μs ist, der Minimalwert Rmin des zulässigen Tastverhältnisausgabebereichs, welcher ausgegeben werden kann, ungefähr 7%.
Weiterhin kann zum Zwecke der Korrektur des elektrischen Stromes des Wicklungsdrahtes gegen den Fehler, welcher durch die Temperaturänderung des Shunt-Widerstands und/oder der Verstärkerschaltung verursacht wird, ein talseitiger elektrischer Strom zu einem Zeitpunkt des Abschaltens aller der unteren FETs 24 bis 26 weiterhin in einer Konfiguration bzw. einem Aufbau erfasst werden, dass der Shunt-Widerstand auf der Masseseite des unteren FET angeordnet ist. Alternativ kann weiterhin ein bergseitiger elektrischer Strom zu einem Zeitpunkt des Abschaltens aller der oberen FETs 21 bis 23 in einer Konfiguration erfasst werden, in der der Shunt-Widerstand auf der Leistungsversorgungsseite des oberen FET angeordnet ist. In solchen Fällen ist es zu bevorzugen, sowohl den Maximalwert Rmax als auch den Minimalwert Rmin des zulässigen Tastverhältnisausgabebereichs, welcher ausgegeben werden kann, zu bestimmen.
Zusätzlich wird eine Gate-Treiberschaltung der bootstrap-Methode benötigt, um alle der unteren FETs 24 bis 26 zu vorbestimmten Intervallen anzuschalten. Aufgrund solcher Notwendigkeiten kann der Maximalwert des zulässigen Tastverhältnisausgabebereichs nicht auf 100% gesetzt werden. Demzufolge kann es zu bevorzugen sein, den maximalen Wert Rmax des zulässigen Tastverhältnisausgabebereichs basierend auf einer Konfiguration der Gate-Treiberschaltung zu bestimmen.

(4) In den vorangehenden Ausführungsformen treiben zwei Systeme von Invertereinheiten 20 und 30 einen Motor 10 an bzw. steuern diesen an. Jedoch können zwei Systeme von Invertern, d. h. eine erste Invertereinheit 120 und eine zweite Invertereinheit 130 jeweils einen unterschiedlichen Motor 110 und einen Motor 111 ansteuern, wie in 25B gezeigt ist.
(5) In der ersten Ausführungsform, welche obenstehend beschrieben ist, durchläuft das erste Tastverhältnisbefehlssignal D1 den Flachbett-Zwei-Phasen-Modulationsvorgang und das zweite Tastverhältnisbefehlssignal D2 durchläuft den Flattop-Zwei-Phasen-Modulationsvorgang. In einer umgekehrten Art und Weise jedoch kann das erste Tastverhältnisbefehlssignal D1 den Flattop-Zwei-Phasen-Modulationsprozess durchlaufen und das zweite Tastverhältnisbefehlssignal D2 kann den Flachbett-Zwei-Phasen-Modulationsvorgang durchlaufen.
(6) In den vorangehenden Ausführungsformen ist ein Tastverhältnisbefehlssignal vor der Modulation ein Sinus-Wellensignal. Die Signalkurvenform jedoch kann nicht auf die Sinus-Welle beschränkt werden.
(7) In den vorangehenden Ausführungsformen wird die Phase des zweiten Tastverhältnisbefehlssignals D2 um 30° relativ zu der Phase des ersten Tastverhältnisbefehlssignals D1 vorgeschoben. In einem solchen Fall kann, da das U-Phasentastverhältnis Du, das V-Phasentastverhältnis Dv und das W-Phasentastverhältnis Dw Signale sind, die die gleiche Amplitude und die gleiche Kurvenform bzw. Wellenform mit der Phasendifferenz von 120° zueinander haben, jedes dieser Tastverhältnisse wechselseitig ersetzbar sein. Das heißt, die Phase des zweiten Tastverhältnisbefehlssignals D2 kann relativ zu der Phase des ersten Tastverhältnisbefehlssignals D1 um 150°, 270° oder (30 + 120 × n)° vorgeschoben werden, wobei „n” eine ganze Zahl ist.

Weiterhin kann die Statorspule eine umgekehrte Anordnung haben hinsichtlich der Anordnung der Spulen in der ersten Wicklungsdrahtgruppe 18 und in der zweiten Wicklungsdrahtgruppe 19, so dass die Phase des zweiten Tastverhältnisbefehlssignals D2 verzögert sein kann relativ zu der Phase des ersten Tastverhältnisbefehlssignals D1 und zwar um (30 + 120 × n)°, wobei „n” eine ganze Zahl ist.

(8) Die sich drehende elektrische Drei-Phasen-Maschine, welche als ein Motor in den vorangehenden Ausführungsformen dient, kann durch eine sich drehende elektrische Maschine ersetzt werden, welche als ein Generator dient. Weiterhin kann die sich drehende elektrische Drei-Phasen-Maschine beispielsweise nicht nur auf die elektrische anwendbar sein, sondern auch auf andere Zwecke wie beispielsweise eine Einrichtung, welche einen Fensterheber oder dergleichen ansteuert.

Die vorliegende Erfindung ist nicht auf die vorangehenden Ausführungsformen und die Abwandlungen beschränkt, sondern kann in anderen Ausführungsformen und Abwandlungen implementiert werden.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

JP 2001-197779 A [0007]
JP 2007-306705 A [0007]

Claims

Elektrischer Leistungswandler (1) für eine sich drehende elektrische Drei-Phasen-Maschine (10), welche zwei Gruppen von Wicklungsdrähten (18, 19) für jede Phase der sich drehenden elektrischen Maschine (10) aufweist, wobei der elektrische Leistungswandler (1) Folgendes aufweist: zwei Invertereinheiten (20, 30), welche jeweils Brückenschaltungen aufweisen, welche in Übereinstimmung mit den zwei Gruppen von Wicklungsdrähten (18, 19) vorgesehen sind, wobei jede Brückenschaltung ein hochspannungsseitiges Schaltelement (21 bis 23) und ein niedrigspannungsseitiges Schaltelement (24 bis 26) für jede Phase der zwei Gruppen von Wicklungsdrähten (18, 19) aufweist; einen Kondensator (50), welcher mit einer Leistungsversorgungsseite (70) und einer Masseseite jeder der zwei Invertereinheiten (20, 30) verbunden ist; und eine Steuer- oder Regeleinheit (60), welche konfiguriert ist, um ein An-Aus-Schalten der hochspannungsseitigen Schaltelemente (21 bis 23) und der niedrigspannungsseitigen Schaltelemente (24 bis 26) durch ein Vergleichen eines Spannungsbefehlssignals, welches Spannungen anzeigt, welche jeweils an die zwei Gruppen der Wicklungsdrähte (18, 19) angelegt sind, mit einem vorbestimmten PWM-Referenzsignal zu regeln oder zu steuern, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuer- oder Regeleinheit (60) konfiguriert ist, um in jeder der zwei Invertereinheiten (20, 30) einen Modulationsvorgang durchzuführen, welcher das Spannungsbefehlssignal bezüglich der Spannungen, welche jeweils an die zwei Gruppen von Wicklungsdrähten (18, 19) angelegt sind, moduliert, so dass effektive Spannungsvektorerzeugungszeitdauern, während welcher (a) eine erste Phase oder eine zweite Phase eines des hochspannungsseitigen Schaltelements (21 bis 23) und des niedrigspannungsseitigen Schaltelements (24 bis 26) angeschaltet ist und (b) die zweite Phase oder die erste Phase eines anderen einen der zwei Schaltelemente (21 bis 23; 24 bis 26) abgeschaltet ist, nicht miteinander überlappen, und die Steuer- oder Regeleinheit (60) konfiguriert ist, um jeweilige Phasen des Spannungsbefehlssignals betreffend die Spannungen, welche an die zwei Gruppen der Wicklungsdrähte (18, 19) angelegt werden, um 30 + 120 × n Grad zu verschieben, wobei „n” eine ganze Zahl repräsentiert.
Elektrischer Leistungswandler nach Anspruch 1, wobei: die Steuer- oder Regeleinheit (60) konfiguriert ist, um die PWM-Referenzsignale entsprechend den zwei Invertereinheiten (20, 30) zu steuern oder zu regeln, um eine gleiche Frequenz und eine gleiche Phase zu haben; die Steuer- oder Regeleinheit (60) konfiguriert ist, um von den Spannungsbefehlssignalen aller drei Phasen einen Differenzwert zu subtrahieren, welcher abgeleitet wird durch ein Subtrahieren eines vorbestimmten unteren Grenzwertes von einem kleinsten Spannungsbefehlssignal unter den Spannungsbefehlssignalen der drei Phasen, so dass das kleinste Spannungsbefehlssignal in den Spannungsbefehlssignalen, welche jeweils den drei Phasen entsprechen, den vorbestimmten unteren Grenzwert in einer der zwei Invertereinheiten (20, 30) hat; und die Steuer- oder Regeleinheit (60) konfiguriert ist, um von den Spannungsbefehlssignalen von allen der drei Phasen einen Differenzwert zu subtrahieren, welcher abgeleitet wird durch ein Subtrahieren eines vorbestimmten oberen Grenzwertes von einem größten Spannungsbefehlssignal unter den Spannungsbefehlssignalen der drei Phasen, so dass das größte Spannungsbefehlssignal in den Spannungsbefehlssignalen, welche jeweils den drei Phasen entsprechen, den vorbestimmten oberen Grenzwert in der anderen einen der zwei Invertereinheiten (20, 30) hat.
Elektrischer Leistungswandler nach Anspruch 1, wobei: die Steuer- oder Regeleinheit (60) konfiguriert ist, um die PWM-Referenzsignale entsprechend den zwei Invertereinheiten (20, 30) zu regeln oder zu steuern, um eine gleiche Frequenz zu haben, und die Phasen der PWM-Referenzsignale um 180° voneinander verschiebt; die Steuer- oder Regeleinheit (60) konfiguriert ist, um von den Spannungsbefehlssignalen von allen der drei Phasen einen Differenzwert zu subtrahieren, welcher abgeleitet wird durch ein Subtrahieren eines vorbestimmten unteren Grenzwertes von einem kleinsten Spannungsbefehlssignal unter den Spannungsbefehlssignalen der drei Phasen, so dass das kleinste Spannungsbefehlssignal in den Spannungsbefehlssignalen, welche jeweils den drei Phasen entsprechen, den vorbestimmten unteren Grenzwert hat;
Elektrischer Leistungswandler nach Anspruch 1, wobei: die Steuer- oder Regeleinheit (60) konfiguriert ist, um die PWM-Referenzsignale entsprechend den zwei Invertereinheiten (20, 30) zu regeln oder zu steuern, um eine gleiche Frequenz zu haben, und die Phasen der PWM-Referenzsignale um 180° voneinander verschiebt; und die Steuer- oder Regeleinheit (60) von den Spannungsbefehlssignalen aller der drei Phasen einen Differenzwert subtrahiert, welcher abgeleitet wird durch ein Subtrahieren eines vorbestimmten oberen Grenzwertes von einem größten Spannungsbefehlssignal unter den Spannungsbefehlssignalen der drei Phasen, so dass das größte Spannungsbefehlssignal in den Spannungsbefehlssignalen, die jeweils den drei Phasen entsprechen, den vorbestimmten oberen Grenzwert hat.
Elektrischer Leistungswandler nach Anspruch 1, wobei: die Steuer- oder Regeleinheit (60) konfiguriert ist, um die PWM-Referenzsignale entsprechend den zwei Invertereinheiten (20, 30) zu regeln oder zu steuern, um eine gleiche Frequenz zu haben und die Phasen der PWM-Referenzsignale um 90° voneinander verschiebt; die Steuer- oder Regeleinheit (60) konfiguriert ist, um einen Mittelwert der Spannungsbefehlssignale entsprechend den drei Phasen zu steuern oder zu regeln, um mit einem Mittelwert eines zulässigen Spannungsausgabebereichs zusammenzufallen; und die Steuer- oder Regeleinheit konfiguriert ist, um eine dritte höhere harmonische Welle zu den Spannungsbefehlssignalen aller der drei Phasen zu addieren.
Elektrischer Leistungswandler nach Anspruch 1, wobei: die Steuer- oder Regeleinheit konfiguriert ist, um die PWM-Referenzsignale entsprechend den zwei Invertereinheiten (20, 30) zu regeln oder zu steuern, um eine gleiche Frequenz zu haben und die Phasen der PWM-Referenzsignale um 90° voneinander verschiebt; die Steuer- oder Regeleinheit (60) konfiguriert ist, um einen Mittelwert der Spannungsbefehlssignale entsprechend den drei Phasen zu steuern oder zu regeln, um mit einem Mittelwert eines zulässigen Spannungsausgabebereichs zusammenzufallen; und die Steuer- oder Regeleinheit (60) konfiguriert ist, um einen Durchschnittswert eines größten Spannungsbefehlssignals und eines kleinsten Spannungsbefehlssignals unter allen Spannungsbefehlssignalen zu berechnen, und um einen berechneten Durchschnittswert von den Spannungsbefehlssignalen aller der drei Phasen zu subtrahieren.
Antriebsvorrichtung (2) aufweisend: eine sich drehende Drei-Phasen-Maschine (10), welche zwei Gruppen von Wicklungsdrähten (18, 19) für jede Phase aufweist; und den elektrischen Leistungswandler (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei die Anzahl der Wicklungen der Wicklungsdrähte und die Anzahl der Magnetpole in beiden der zwei Gruppen von Wicklungsdrähten (18, 19) der sich drehenden elektrischen Maschine (15) bestimmt sind, um eine selbe Menge von anziehender Kraft und abstoßender Kraft in Richtung und gegen entsprechende Magnetpole in der sich drehenden elektrischen Maschine (10) auszugeben, wenn elektrische Ströme, welche den zwei Invertereinheiten (20, 30) des elektrischen Leistungswandlers (1) zur Verfügung gestellt werden, die Phasenverschiebung von 30 + 120 × n Grad haben.
Antriebsvorrichtung nach Anspruch 7, wobei: die sich drehende elektrische Maschine (10) einen Stator (85), welcher an einem radial außenseitigen Teil vorgesehen ist, und einen Rotor (80), welcher an einem radial innenseitigen Teil vorgesehen ist hat; die zwei Gruppen von Wicklungsdrähten (18, 19) der sich drehenden elektrischen Maschine (10) auf den Stator gewickelt sind (85) und zwölf Wicklungsdrähte aufweisen, wobei zwei Wicklungsdrähte einer gleichen Phase zwischen den zwei Gruppen von Wicklungsdrähten voneinander durch 30° in einer Umfangsrichtung des Stators (85) verschoben sind; und der Rotor (80) zehn oder vierzehn Magnetpole hat.
Antriebsvorrichtung nach Anspruch 7, wobei: die sich drehende elektrische Maschine (10) einen Stator (85) hat, welcher an einem radial außenseitigen Teil vorgesehen ist und einen Rotor (80), welcher an einem radial innenseitigen Teil vorgesehen ist; die zwei Gruppen von Wicklungsdrähten (18, 19) auf den Stator (85) gewickelt sind und aus 12 × m Stücken von Wicklungsdrähten gebildet sind, wobei „m” eine natürliche Zahl ist, entsprechend zwei Wicklungsdrähten zwischen den zwei Gruppen von Wicklungsdrähten, welche voneinander durch 30° in einer Umfangsrichtung des Stators (85) verschoben sind; und der Rotor (80) 2 × m Magnetpole hat.
Antriebsvorrichtung nach einem der Ansprüche 7 bis 9, wobei: die sich drehende elektrische Maschine (10) in einem elektrischen Lenkhilfesystem in einem Fahrzeug vorgesehen ist.