DE102011090029A1

DE102011090029A1 - Verfahren, Systeme und Geräte für das Steuern der Dritte-Harmonische-Spannung, wenn eine Viel-Phasen-Maschine in einem Übermodulationsbereich betrieben wird

Info

Publication number: DE102011090029A1
Application number: DE102011090029A
Authority: DE
Inventors: Milun Perisic; Michael H. Kinoshita; Ray M. Ransom; Gabriel Gallegos-Lopez
Original assignee: GM Global Technology Operations LLC
Current assignee: GM Global Technology Operations LLC
Priority date: 2011-01-26
Filing date: 2011-12-28
Publication date: 2012-07-26
Also published as: US20120187876A1; US8742712B2; CN102624319B; CN102624319A

Abstract

Es werden Verfahren, Systeme und Geräte für das Steuern der Dritte-Harmonische-Spannungen geliefert, bzw. bereit gestellt, wenn eine Viel-Phasen-Maschine in einem Übermodulationsbereich betrieben wird. Die Viel-Phasen-Maschine kann zum Beispiel eine Fünfphasen-Maschine in einem vektorgesteuerten Motor-Antriebsystem sein, welches ein Fünf-Phasen-PWM-gesteuertes Wechselrichtermodul beinhaltet, welches die Fünf-Phasen-Maschine treibt. Techniken für das Übermodulieren bzw. Übersteuern eines Referenzspannungsvektors werden bereitgestellt. Zum Beispiel, wenn für den Referenzspannungsvektor bestimmt wird, dass er innerhalb des Modulationsbereiches ist, kann ein Winkel des Referenzspannungsvektors modifiziert werden, um einen Referenzspannung-Übermodulation-Steuerwinkel zu erzeugen und eine Größe des Referenzspannungsvektors kann modifiziert werden, basierend auf dem Referenzspannung-Übermodulation-Steuerwinkel, um eine modifizierte Größe des Referenzspannungsvektors zu erzeugen. Durch das Modifizieren des Referenzspannungsvektors, können Spannungsbefehlsignale, welche ein Fünf-Phasen-Wechselrichtermodul steuern, optimiert werden, um Ausgangsspannungen zu erhöhen, welche durch das Fünf-Phasen-Wechselrichtermodul erzeugt werden.

Description

Diese Erfindung wurde mit Unterstützung der Regierung unter DE-FC26-07NT43123 durchgeführt, zugeteilt von dem US-Ministerium der Energie. Die Regierung besitzt gewisse Rechte an dieser Erfindung.
TECHNISCHER BEREICH
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung beziehen sich im allgemeinen auf Techniken für das Steuern des Betriebs von Multi- bzw. Viel-Phasen-Systemen, wie zum Beispiel auch jene, welche Fünf-Phasen-Maschinen implementieren, und spezieller ausgedrückt, beziehen sie sich auf Verfahren, Systeme und Geräte für das Steuern der Dritte-Harmonische-Spannung, wenn eine Viel-Phasenmaschine in einem Übermodulations- bzw. Übersteuerungsbereich betrieben wird.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Elektrische Maschinen werden in einer breiten Vielfalt von Applikationen benutzt. Zum Beispiel beinhalten typischerweise Hybride/elektrische Fahrzeuge (HEVs) ein elektronisches Traktions- bzw. Antriebssystem, welches einen elektrischen Wechselstrom-(AC-Motor) beinhaltet, welcher durch einen Leistungswandler mit einer Gleichstrom-(DC-)Leistungsquelle, zum Beispiel einer Speicherbatterie angetrieben wird. Die Motorwicklungen des elektrischen AC-Motors können an Wechselrichter-Untermodule eines Leistungs-Wechselrichtermoduls (PIM) gekoppelt werden. Jedes Wechselrichter-Untermodul beinhaltet ein Paar von Schaltern, welche in einer komplementären Weise schalten, um eine schnelle Schaltfunktion durchzuführen, um die DC-Leistung in AC-Leistung zu wandeln. Diese AC-Leistung treibt den elektrischen AC-Motor, welcher umgekehrt eine Welle des HEV's Antriebsstranges treibt. Traditionell implementieren die HEVs zwei Dreiphasen-Pulsbreiten-modulierte-(PWM)-Wechselrichtermodule und zwei Dreiphasen-AC-Maschinen (z. B. AC-Motore), wobei jeder durch einen entsprechenden der Dreiphasen-PWM-Wechselrichter Module, an welchen er gekoppelt ist, angetrieben wird. Viele moderne Rochleistungs-AC-Motorantriebe benutzen das Prinzip der feldorientierten Steuerung (FOC) oder ”Vektor”-Steuerung, um den Betrieb des elektrischen AC-Motors zu steuern. Speziell wird die Vektor-Steuerung häufig bei variablen Frequenzantrieben genutzt, um das Drehmoment, welches an der Welle angelegt ist (um damit schließlich die Geschwindigkeit) eines elektrischen AC-Motors zu steuern, durch Steuern des Stromes, welcher zu dem elektrischen AC-Motor geführt wird. In Kürze, die Stator-Phasenströme werden gemessen und in einen entsprechenden komplexen Raumvektor gewandelt. Dieser Stromvektor wird dann in ein Koordinatensystem transformiert, welches sich mit dem Rotor des elektrischen AC-Motors dreht.
In jüngster Zeit haben Forscher Möglichkeiten des Benutzens von Viel-Phasen-Maschinen bei verschiedenen Anwendungen untersucht, wobei elektrische Fahrzeuge beinhaltet sind. Wie er hier benutzt wird, bezieht sich der Term ”Viel-Phasen” auf mehr als drei Phasen und kann benutzt werden, um sich auf elektrische Maschinen zu beziehen, welche drei oder mehr Phasen besitzen. Ein Beispiel einer elektrischen Viel-Phasen-Maschine ist eine Fünf-Phasen-AC-Maschine. In einem Fünf-Phasen-System treibt ein Fünf-Phasen-PWM-Wechselrichtermodul eine oder mehrere Fünf-Phasen-AC-Maschine(n).
Während die Möglichkeit des Benutzens von Fünf-Phasen-Systemen (z. B. Fünf-Phasen-Wechselrichter und Motor-Konfigurationen), in HEVs erforscht wird, bleibt viel Arbeit, welche durchgeführt werden muss, bevor diese Systeme aktuell implementiert werden können. Zum Beispiel, in dem Kontext von elektrischen Fünf-Phasen-Antrieben, welche in einem HEV implementiert sind, ist ein hohes Drehmoment für jede gegebene Drehgeschwindigkeit erwünscht, da das maximal verfügbare Drehmoment eine schnelle Beschleunigung und Verlangsamung des HEV und eine bessere dynamische Leistungsfähigkeit während des Fahrens gestattet.
Es wäre wünschenswert, die Ausgangsleistung und das verfügbare mechanische Drehmoment, welches durch die Viel-Phasen-Maschine erzeugt wird, zu erhöhen, so dass der Wirkungsgrad und die dynamische Leistungsfähigkeit der Viel-Phasen-Maschine verbessert werden kann. Andere wünschenswerte Merkmale und Charakteristika der vorliegenden Erfindung werden aus der nachfolgenden detaillierten Beschreibung und den angehängten Ansprüchen offensichtlich, welche in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen und dem vorausgegangenen technischen Bereich und Hintergrund gegeben werden.
ZUSAMMENFASSUNG
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung beziehen sich auf Verfahren, Systeme und Geräte für das Steuern des Betriebes einer Fünf-Phasen-Maschine über Übermodulation bzw. Übersteuerung in einem vektorgesteuerten Motor-Antriebssystem, welches ein Fünf-Phasen-PWM-gesteuertes Wechselrichtermodul beinhaltet, welches die Fünf-Phasenmaschine antreibt. In einer Ausführungsform werden Verfahren, Systeme und Geräte für das Übermodulieren eines Referenzspannungsvektors geliefert, bzw. bereitgestellt. Die Übermodulation wird benutzt, um die Spannungsbefehle zu optimieren, welche das Fünf-Phasen-BWM-gesteuerte Wechselrichtermodul steuern, um die Wechselrichter-Ausgangsspannungen zu erhöhen, welche durch das Fünf-Phasen-Wechselrichtermodul erzeugt sind und an die Fünf-Phasen-Maschine geliefert werden.
Entsprechend einer Ausführungsform werden eine Größe und ein Winkel des Referenzspannungsvektors bestimmt, basierend auf den Spannungsbefehlsignalen (z. B. einem Synchron-Referenzrahmen-d-Achse-Spannungsbefehlsignals und einem Synchron-Referenzrahmen-q-Achse-Spannungsbefehlsignal). Es kann dann bestimmt werden, ob die Größe des Referenz-Spannungsvektors geringer ist oder gleich einem oder mehreren Schwellwert(en).
Zum Beispiel kann bestimmt werden, ob die Größe des Referenzspannungsvektors geringer ist oder gleich zu einem linearen Bereich-Spannungsschwellwert für einen linearen Modulationsbereich. Wenn die Größe des Referenzspannungsvektors bestimmt wird, dass sie größer als der lineare Gleichspannungs-Schwellwert ist, ist der Referenzspannungsvektor innerhalb entweder einem ersten Übermodulationsbereich oder einem zweiten Übermodulationsbereich. Um zu bestimmen, ob der Referenzspannungsvektor innerhalb des ersten Übermodulationsbereiches oder des zweiten Übermodulationsbereiches ist, kann dann bestimmt werden, ob die Größe des Referenzspannungsvektors geringer oder gleich zu einem ersten Spannungsschwellwert des ersten Übermodulationsbereiches ist.
Wenn für den ersten Referenzspannungsvektor bestimmt wird, dass er einer der Übermodulationsbereiche ist, kann eine modifizierte Größe und ein modifizierter Winkel des Referenzspannungsvektors erzeugt werden, indem die Größe des Referenzspannungsvektors und des Winkels des Referenzspannungsvektors modifiziert wird.
Zum Beispiel, wenn die Größe des Referenzspannungsvektors bestimmt wird, dass sie geringer oder gleich zu dem ersten Spannungsschwelwert für den ersten Übermodulationsbereich ist, dann wird für den Referenzspannungsvektor bestimmt, dass er innerhalb des ersten Übermodulationsbereiches ist. In diesem Fall kann die modifizierte Größe des Referenzspannungsvektors erzeugt werden, basierend auf der Größe des Referenzspannungsvektors und einem Korrekturfaktor-Koeffizienten, und der modifizierte Winkel des Referenzspannungsvektors kann gleich zu dem Winkel des Referenzspannungsvektors eingestellt werden.
Im Gegensatz dazu, wenn für die Größe des Referenzspannungsvektors bestimmt wird, dass sie größer als der erste Spannungsschwellwert für den ersten Übermodulationsbereich ist, wird der Referenzspannungsschwellwert bestimmt, dass er innerhalb des zweiten Übermodulationsbereiches ist. In einer Ausführungsform, wenn für den Referenzspannungsvektor bestimmt wird, dass er innerhalb des zweiten Modulationsbereiches ist, kann der Winkel des Referenzspannungsvektors modifiziert werden, um einen Satz von Werten für die Dritte-Harmonische-Größe und den -Winkel zu erzeugen, während die gewünschte Grundspannung zur gleichen Zeit beibehalten wird. Zum Beispiel, in einer Implementierung, kann der Winkel des Referenzspannungsvektors modifiziert werden, basierend auf einem Referenzwinkel-Geschwindigkeit-Modifikationskoeffizienten, einem Dritte-Harmonische-Größe-Koeffizienten, und einem Dritte-Harmonische-Phasenwinkel-Modifikations-Koeffizienten. Zur gleichen Zeit kann die Größe des Referenzspannungsvektors modifiziert werden, basierend auf dem Referenzspannungs-Übermodulations-Steuerwinkel, einer Vektorzahl und einem Spannungsschwellwert für den linearen Modulationsbereich.
Durch das Steuern der Größe und Phase der Dritte-Harmonische-Spannung in dem zweiten Übermodulationsbereich, kann die Ausgangsspannung des Wechselrichtermoduls erhöht werden, wodurch gestattet wird, dass die Ausgangsleistung, welche durch die Vielhasen-Maschine erzeugt wird, erhöht wird, wodurch die Drehmomentdichte und das verfügbare mechanische Drehmoment, welches durch die Viel-Phasen-Maschine erzeugt ist, erhöht werden kann. Durch das Erhöhen der mechanischen Ausgangsleistung und des Drehmoments, kann der Wirkungsgrad und die dynamische Leistungsfähigkeit der Maschine, ebenso wie das Benutzen der Batteriespannung (Vdc) verbessert werden.
BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden hier nachfolgend in Verbindung mit dem folgenden gezeichneten Figuren beschrieben, wobei ähnliche Ziffern ähnliche Elemente anzeigen, und
1 ein Blockdiagramm eines Beispiels eines vektorgesteuerten Motor-Antriebssystems entsprechend einigen der veröffentlichten Ausführungsformen ist;
2 ein Blockdiagramm eines Teilbereichs eines Motorantriebssystems ist, welches ein Fünf-Phasen-Spannungsquellen-Wechselrichtermodul beinhaltet, welches an einen Fünf-Phasen-AC-Motor angeschlossen ist;
3A und 3B Darstellungen eines Zustand-Raum-Spannungs-Schaltvektor-Diagramms sind, welche dreißig der zweiunddreißig Spannungs-Schaltvektoren darstellen, um die Schalter in einem Fünf-Phasen-Wechselrichter-Modul zu treiben;
3C eine Tabelle ist, welche unterschiedliche Kombinationen der Ein-/Aus-Zustände der Schaltvektorsignale zusammenfasst, welche benutzt werden, um jeden Spannungsschaltervektor zu repräsentieren, welcher in 3A und 3B gezeigt wird;
4 ein Diagramm ist, welches einen Zehneck-Bereich darstellt, welcher durch Ineinanderfügen von zehn großen Spannungsschaltervektoren gebildet wird, normiert auf eine DC-Anschluss-Spannung und drei getrennte Modulationsbereiche;
5A eine vergrößerte Ansicht der Vektorzahlen der 4 ist, welche Modulationsbereiche der 4 im größeren Detail darstellt;
5B eine vergrößerte Ansicht der Modulationsbereiche der 5A im größeren Detail ist;
6 ein Ablaufdiagramm ist, welches ein Verfahren für das Übermodulieren eines Referenzspannungsvektors darstellt, welches Spannungsbefehle darstellt, welche ein Fünf-Phasen-Wechselrichter-modul entsprechend zu einigen der veröffentlichten Ausführungsformen steuern;
7 ein Graph ist, welcher Korrekturfaktorkoeffizienten k(MI) für den ersten Übermodulationsbereich als eine Funktion des Modulationsindex (MI) graphisch darstellt, entsprechend zu einigen der veröffentlichten Ausführungsformen;
8 ein Graph ist, welcher den Haltewinkel α_h(MI)(in Grad) des zweiten Übermodulationsbereichs als eine Funktion des Modulationsindex (MI) graphisch darstellt, entsprechend zu einigen der veröffentlichten Ausführungsformen;
9 ein Ablaufdiagramm ist, welches ein Verfahren für das Übermodulieren eines Referenzspannungsvektors (VR, α) darstellt, welches ein Fünf-Phasen-Wechselrichtermodul steuert, welches eine Fünf-Phasen-AC-Maschine in einem Fünf-Phasen-System entsprechend zu einigen der veröffentlichten Ausführungsformen antreibt;
10 Graphen darstellt, welche den Referenzspannungs-Übermodulations-Steuerwinkel (α_p) als eine Funktion des Winkels (α) des Referenzspannungsvektors graphisch darstellen, entsprechend zu einigen der veröffentlichten Ausführungsformen;
11 eine Reihe von Graphen ist, welche eine Grundgrößen-Änderung (ΔV₁) als eine Funktion eines Dritte-Harmonische-Phasenwinkel-Modifikationskoeffizienten (φ) graphisch darstellen, wenn die Dritte-Harmonische-Spannung in dem Übermodulationsbereich gesteuert wird, entsprechend zu einigen der veröffentlichten Ausführungsformen;
12 eine Reihe von Graphen ist, welche eine Dritte-Harmonische-Größenänderung (ΔV₃) als eine Funktion eines Dritte-Harmonische-Phasenwinkel-Modifikationskoeffizienten (φ) graphisch darstellen, wenn die Dritte-Harmonische-Spannung in dem Übermodulationsbereich gesteuert wird, entsprechend einigen der veröffentlichten Ausführungsformen;
13 eine Reihe von Graphen ist, welche eine Grund-Phasenwinkel-Änderung (Δγ₁) als eine Funktion eines Dritte-Harmonische-Phasenwinkel-Modifikationskoeffizienten (φ) graphisch darstellen, wenn die Dritte-Harmonische-Spannung in dem Übermodulationsbereich gesteuert wird, entsprechend zu einigen der veröffentlichten Ausführungsformen; und
14 eine Reihe von Graphen ist, welche eine Dritte-Harmonische-Phasenwinkel-Änderung (Δγ₃) als eine Funktion eines Dritte-Harmonische-Phasenwinkel-Modifikationskoeffizienten (φ) graphisch darstellen, wenn die Dritte-Harmonische-Spannung in dem Übermodulationsbereich gesteuert wird, entsprechend zu einigen der veröffentlichten Ausführungsformen.
BESCHREIBUNG DER BEISPIELHAFTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
Wie es hier benutzt wird, bedeutet das Wort „beispielhaft” „als ein Beispiel, ein Umstand oder eine Darstellung dienend”. Folgende detaillierte Beschreibung ist nur von ihrer Art her beispielhaft und ist nicht beabsichtigt die Erfindung oder die Anwendung und das Gebrauchen der Erfindung zu begrenzen. Die hier als „beispielhaft” beschriebene Ausführungsform ist nicht notwendiger Weise als bevorzugt oder vorteilhaft gegenüber anderen Ausführungsformen zu interpretieren. Alle Ausführungsformen, welche in dieser detaillierten Beschreibung beschrieben werden, sind beispielhafte Ausführungsformen, welche geliefert werden, um Fachleute in die Lage zu versetzen, die Erfindung durchzuführen oder zu gebrauchen und nicht, um den Umfang der Erfindung zu begrenzen, welcher durch die Ansprüche definiert ist. Außerdem gibt es keine Absicht, an irgend eine ausgedrückte oder beinhaltete Theorie gebunden zu sein, welche in dem vorausgegangenen technischen Bereich, dem Hintergrund, der kurzen Zusammenfassung oder der folgenden detaillierten Beschreibung zitiert wird.
Bevor im Detail Ausführungsformen beschrieben werden, welche entsprechend der vorliegenden Erfindung sind, sollte beobachtet werden, dass die Ausführungsformen in erster Linie hier in Kombinationen der Verfahrungsschritte und der Gerätekomponenten angesiedelt sind, welche sich auf das Steuern des Betriebs eines Mehrphasensystems beziehen. Es wird gewürdigt werden, dass Ausführungsformen der hier beschriebenen Erfindung implementiert werden können, indem Hardware, Software oder eine Kombination davon benutzt wird. Die Steuerschaltungen, welche hier beschrieben sind, weisen verschiedene Komponenten, Module, Schaltungen und andere Logik auf, welche unter Benutzung einer Kombination von analogen/oder digitalen Schaltungen, diskreten oder integrierten, analogen oder digitalen elektronischen Schaltungen oder Kombinationen davon implementiert werden können. Wie er hier benutzt wird, bezieht sich der Term „Modul” auf eine Einrichtung, eine Schaltung, eine elektrische Komponente und/oder auf eine auf Software basierende Komponente für das Durchführen einer Aufgabe. In einigen Implementierungen können die hier beschriebenen Steuerschaltungen implementiert werden indem eine oder mehrere Anwendungsspezifische Schaltungen (ASICs), eine oder mehrere Mikroprozessoren und/oder einer oder mehrere Digitalsignalprozessor-(DSP-)basierte Schaltungen benutzt werden, wenn ein Teil oder die gesamte Steuerlogik in derartigen Schaltungen implementiert wird. Es wird gewürdigt werden, dass Ausführungsformen der hier beschriebenen Erfindung einen oder mehrere herkömmliche Prozessoren und einzigartig gespeicherte Programminstruktionen aufweisen können, welche einen oder mehrere Prozessoren steuern, um, in Verbindung mit bestimmten Nichtprozessorschaltungen einige, die meisten oder alle der Funktionen zum Steuern des Betriebs eines Mehrphasensystems, wie es hier beschrieben wird, zu implementieren. Demnach können diese Funktionen als Schritte eines Verfahrens interpretiert werden, um den Betrieb eines Mehrphasensystems zu steuern. Alternativ können einige oder alle Funktionen durch eine Zustandsmaschine implementiert werden, welche keine gespeicherten Programminstruktionen besitzt, oder in einer oder mehreren Anwendungsspezifischen Schaltungen (ASICs), in welchem bzw. welchen jede Funktion oder einige Kombinationen von bestimmten Funktionen als maßgeschneiderte Logik implementiert sind. Natürlich kann eine Kombination der zwei Vorgehensweisen genutzt werden. Demnach werden hier Verfahren und Mittel für diese Funktionen beschrieben. Außerdem wird erwartet, dass ein Fachmann, welcher möglicherweise keine Anstrengung und viele Gestaltungsmöglichkeiten scheut, welche zum Beispiel durch verfügbare Zeit, aktuelle Technologie und ökonomische Betrachtungen motiviert sind, schließlich in der Lage sein wird, wenn er durch die Konzepte und Prinzipien geführt wird, welche hier veröffentlicht sind, derartige Softwareinstruktionen und Programme und ICs mit minimalem Experimentieren zu erzeugen.
Überblick
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung beziehen sich auf Verfahren, Systeme und Geräte für Übermodulation in einem Fünf-Phasen-System. Die veröffentlichten Verfahren, Systeme und Geräte, um den Betrieb eines Fünf-Phasen-Systems zu steuern und um den Strom zu regulieren, welcher für eine Fünf-Phasen-Maschine geliefert wird, können in Betriebsumgebungen implementiert werden, wie zum Beispiel einem Hybriden/Elektrischen Fahrzeug (HEV). In den beispielhaften Implementierungen, welche nun beschrieben werden, werden die Steuertechniken und Technologien beschrieben, wie sie an einem Hybriden/Elektrischen Fahrzeug angewendet werden. Jedoch wird von Fachleuten gewürdigt werden, dass die gleichen oder ähnliche Techniken und Technologien im Kontext anderer Systeme angewendet werden können, in welchen es wünschenswert ist, den Betrieb eines Fünf-Phasen-Systems zu steuern und den Strom zu regulieren, welcher an eine Fünf-Phasen-Maschine in diesem System geliefert wird, wenn eine oder mehrere Phasen einen Fehler aufweisen oder ausgefallen sind. Diesbezüglich können alle der Konzepte, welche hier veröffentlicht sind, bei allgemeinen „Fahrzeugen” angewendet werden, und wie er hier benutzt wird, bezieht sich der Term „Fahrzeug” gleichermaßen auf einen nicht lebenden Transportmechanismus, welcher eine AC-Maschine besitzt. Zusätzlich ist der Term „Fahrzeug” nicht durch eine spezielle Antriebstechnologie wie zum Beispiel Benzin oder Dieselkraftstoff begrenzt. Vielmehr beinhalten Fahrzeuge auch Hybridfahrzeuge, elektrische Batterie-Fahrzeuge, Wasserstofffahrzeuge und Fahrzeuge, welche betrieben werden, indem sie verschiedene andere alternative Kraftstoffe benutzen.
Wie er hier benutzt wird, bezieht sich der Term „Wechselstrom-AC-Maschine” im Allgemeinen auf „eine Einrichtung oder ein Gerät, welches elektrische Energie in mechanische Energie oder umgekehrt wandelt. AC-Maschinen können allgemein in synchrone AC-Maschinen und asynchrone AC-Maschinen kategorisiert werden. Synchrone AC-Maschinen können Permanentmagnetmaschinen und Reluktanz- bzw. magnetische Maschinen beinhalten. Permanentmagnetmaschinen beinhalten in der Oberfläche befestigte Permanentmagnetmaschinen (SMPMMs) und innere Permanentmagnetmaschinen (IPMMs). Asynchrone AC-Maschinen beinhalten Induktionsmaschinen. Obwohl eine AC-Maschine ein AC-Motor sein kann (z. B. ein Gerät, welches benutzt wird, um elektrische AC-Energieleistung an seinem Eingang zu wandeln, um mechanische Energie oder Leistung herzustellen), ist eine AC-Maschine nicht darauf begrenzt, ein AC-Motor zu sein, sondern kann auch Generatoren umfassen, welche benutzt werden, um mechanische Energie oder Leistung an seinem primären Bewegungsglied in elektrische AC-Energie oder Leistung an seinem Ausgang zu wandeln. Jede der Maschinen kann ein AC-Motor oder AC-Generator sein. Ein AC-Motor ist ein elektrischer Motor, welcher durch einen Wechselstrom angetrieben wird. Bei einigen Implementierungen beinhaltet ein AC-Motor einen außenseitigen stationären Stator, welcher Spulen besitzt, welche mit Wechselstrom beliefert werden, um ein sich drehendes Magnetfeld herzustellen, und einen innenseitigen Rotor, welcher an der Ausgangswelle befestigt ist, welchem ein Drehmoment durch das sich drehende Feld gegeben wird. Abhängig von der Art des benutzten Rotors, können AC-Motoren als synchron oder asynchron klassifiziert werden.
1 ist ein Blockdiagramm eines Beispiels eines Vektor- gesteuerten Motorantriebssystems 100 entsprechend den veröffentlichten Ausführungsformen. Das System 100 steuert eine Fünf-Phasen-AC-Maschine 120 über ein Fünf-Phasen-Pulsbreitenmoduliertes-(PWM)-Wechselrichtermodul 110, welches an die Fünf-Phasen-AC-Maschine 120 gekoppelt ist, so dass die Fünf-Phasen-AC-Maschine 120 effizient eine DC-Eingangsspannung (Vdc) nutzen kann, welche von dem Fünf-Phasen-PWM-Wechselmodul 110 durch Einstellen von Strombefehlen geliefert wird, welche die Fünf-Phasen-AC-Maschine 120 steuern. In einer speziellen Implementierung kann das Vektorgesteuerte Motorantriebssystem 100 benutzt werden, um das Drehmoment in einem HEV zu steuern.
In der folgenden Beschreibung einer speziellen nicht eingrenzenden Implementierung wird die Fünf-Phasen-AC-Maschine 120 als ein Fünf-Phasen-AC-angetriebener Motor 120 beschrieben und, spezieller ausgedrückt, als ein Fünfphasiger, Synchroner Permanentmagnet-AC-angetriebener Motor (oder weiter gefasst als ein Motor 120); jedoch sollte gewürdigt werden, dass die dargestellte Ausführungsform nur ein nicht eingrenzendes Beispiel der Arten von AC-Maschinen ist, in denen die veröffentlichten Ausführungsformen angewendet werden können und außerdem, dass die veröffentlichten Ausführungsformen an jedem Typ von Mehrphasen-AC-Maschine angewendet werden können, welcher fünf oder mehr Phasen beinhaltet.
Der Fünf-Phasen-AC-Motor 120 ist an das Fünf-Phasen-PWM-Wechselrichtermodul 110 über fünf Wechselrichter-Module gekoppelt und erzeugt mechanische Leistung (Drehmoment X Geschwindigkeit), basierend auf fünfphasigen, sinusförmigen Stromsignalen, welche von dem PWM-Wechselrichtermodul 110 empfangen werden. Bei einigen Implementierungen wird die Winkelposition eines Rotors (θr) des Fünf-Phasen-AC-Motors 120 oder die „Welle-Position” gemessen, indem ein Positionssensor (nicht dargestellt) benutzt wird und bei anderen Implementierungen kann die Winkelposition eines Rotors (θr) des Fünf-Phasen-AC-Motors 120 geschätzt werden, ohne einen Positionssensor zu nutzen, indem serisorlose Positions-Schätztechniken benutzt werden.
Vor dem Beschreiben der Betriebsdetails des Systems 100 wird eine detailliertere Beschreibung einer beispielhaften Implementierung des Fünf-Phasen-Spannungsquellen-Wechselrichters 110 geliefert (wobei beinhaltet ist, wie dieser an den Fünf-Phasen-AC-Motor 120 angeschlossen ist) mit Bezug auf 2.
2 ist ein Blockdiagramm eines Teilbereichs eines Motorantriebssystems, wobei ein Fünf-Phasen-Spannungs-Wechselrichter 110 an einen Fünf-Phasen-AC-Motor 120 angeschlossen ist. Es sollte beachtet werden, dass der Fünf-Phasen-Spannungs-Wechselrichter 110 und der Fünf-Phasen-Motor 120 in 1 nicht auf diese Implementierung beschränkt sind; vielmehr ist 2 nur ein Beispiel, wie der Fünf-Phasen-Spannungs-Wechselrichter 110 und der Fünf-Phasen-Motor 120 in 1 in einer speziellen Ausführungsform implementiert werden können.
Wie in 2 dargestellt wird, besitzt der Fünf-Phasen-AC-Motor 120 fünf Stator- oder Motorwicklungen 120a, 120b, 120c, 120d, 120e, welche an die Motoranschlüsse A, B, C, D, E angeschlossen sind und das Fünf-Phasen-PWM-Wechsechselrichteruntermodul 110 beinhaltet einen Kondensator 270 und fünf Wechselrichteruntermodule 115–119. In dieser speziellen Ausführungsform ist in Phase A das Wechselrichteruntermodul 115 an die Motorwicklung 120A gekoppelt, in Phase B das Wechselrichteruntermodul 116 an die Motorwicklung 120B gekoppelt, in Phase C das Wechselrichteruntermodul 117 an die Motorwicklung 120C gekoppelt, in Phase D das Wechselrichteruntermodul 118 an die Motorwicklung 120D gekoppelt und in Phase E das Wechselrichteruntermodul 119 an die Motorwicklung 120E gekoppelt. Die Motorwicklungen A, B, C, D, E (120A, 120B, 120C, 120D, 120E), sind an einem neutralen Punkt (N) zusammen gekoppelt. Der Strom in der Motorwicklung A 120A fließt aus den Motorwicklungen B–E 120b–120e, der Strom in die Motorwicklung B 120b ist aus den Motorwicklungen A, C, D, E 120a und 120c–e, der Strom in die Motorwicklung C 120C fließt aus den Motorwicklungen A, B, D, E 120a, 120b, 120d, 120e, der Strom in die Motorwicklung D 120d fließt aus den Motorwicklungen A, B, C, E 120a-c und 120e und der Strom in die Motorwicklung E 120e fließt aus den Motorwicklungen A–D 120a–d.
Die resultierenden Phasen- oder Stator-Ströme (Ia–Ie) 122, 123, 124, 125, 126 fließen durch die jeweiligen Statorwicklungen 120a–e. Die Phase für die Neutralspannungen über jede der Statorwicklungen 120a–120e werden jeweils als Van, Vbn, Vcn, Vdn, Ven, bezeichnet mit den rückelektromotrischen Kraft-(EMF)-Spannungen, welche in jeder der Statorwicklungen 120a–120e jeweils erzeugt werden, welche als die Spannungen Ea, Eb, Ec, Ed, Ee gezeigt werden, welche durch ideale Spannungsquellen hergestellt werden, wobei jede davon jeweils verbunden in Reihe mit den Stator Wicklungen 120a–120e gezeigt wird. Wie gut bekannt ist, sind diese Rück-EMF-Spannungen Ea, Eb, Ec, Ed, Ee die Spannungen, welche in den jeweiligen Statorwicklungen 120a–120e durch Drehen des Permanentmagnet-Rotors induziert werden. Obwohl nicht gezeigt, ist der Motor 120 an eine Antriebswelle gekoppelt. Der Wechselrichter 110 beinhaltet einen Kondensator 270, ein erstes Wechselrichteruntermodul 115, welches einen dualen Schalter 272/273, 274/275 aufweist, ein zweites Wechselrichteruntermodul 116, welches einen dualen Schalter 276/277, 278/279 aufweist, ein drittes Wechselrichteruntermodul 117, welches einen dualen Schalter 280/281, 282/283 aufweist, ein viertes Wechselrichteruntermodul 118, welches einen dualen Schalter 284/285, 286/287 aufweist und ein fünftes Wechselrichteruntermodul 119, welches einen dualen Schalter 288/289, 290/291 aufweist. Demnach besitzt der Wechselrichter 110 zehn feste steuerbare Schalteinrichtungen 272, 274, 276, 278, 280, 282, 284, 286, 288, 290 und zehn Dioden 273, 275, 277, 279, 281, 283, 285, 287, 289, 291, um in richtiger Weise die Verbundspannung (VDC) zu schalten und eine Fünf-Phasen-Energieversorgung der Statorwicklungen 120a, 120b, 120c, 120d, 120e des Fünf-Phasen-AC-Motors 120 zu liefern.
Obwohl nicht dargestellt kann ein Regelkreis-Motor-Steuerglied Motor-Betriebssignale und Motor-Betriebssignale von dem Motor 120 empfangen und Steuersignale für das Steuern des Schaltens der Festkörper-Schalteinrichtungen 272, 274, 276, 278, 280, 282, 284, 286, 288, 290 innerhalb der Wechselrichter-Untermodule 115-128 zu erzeugen. Beispiele dieser Schaltvektoren, welche benutzt werden, um diese Steuersignale aufzubauen, werden nachfolgend beschrieben. Durch das Liefern richtiger Steuersignale an die einzelnen Wechselrichter-Untermodule 115–119, steuert das Regelkreis-Motor-Steuerglied das Schalten der Festkörperschalteinrichtungen 272, 274, 276, 278, 280, 282, 284, 286, 288, 290 innerhalb der Wechselrichteruntermodule 115–119 und damit das Steuern der Ausgangssignale der Wechselrichteruntermodule 115–119, welche jeweils an die Motorwicklungen 120a–120e geliefert werden. Die resultierenden Statorströme (Ia ... Ie) 122–126, welche durch die Wechselrichteruntermodule 115–119 des Fünf-Phasen-Wechselrichtermoduls 110 erzeugt werden, werden an die Motorwicklungen 120a, 120b, 120c, 120d, 120e geliefert. Die Spannungen wie Van, Vbn, Vcn, Vdn, Ven, Ea, Eb, Ec, Ed, Ee und die Spannung am Knoten N fluktuieren über die Zeit hinweg, abhängig von den offenen/geschlossenen Zuständen der Schalter 272, 274, 276, 278, 280, 282, 284, 286, 288, 290 in den Wechselrichter-Untermodulen 115–119 des Wechselrichters 110, wie nachfolgend beschrieben wird.
Wieder mit Bezug auf 1 beinhaltet das Vektor-Steuer-Motorantriebssystem 100 ein Drehmoment-zu-Strom-Umsetzungsmodul 140, ein Synchron-(SYNC.-)Rahmen-Strom-Regelmodul 170, einen Übermodulationsprozessor 180, ein Synchron-zu-Stationär (SYNC.-TO-STAT.) Transformationsmodul 102, einen αβ-Differenzrahmen-zu-abcde-Referenzrahmen (αβ-to-abcde)-Transformationsmodul 106, ein Raumvektor-(SV)-PWM-Modul 108, einen Fünf-Phasen-PWM-Wechselrichter 110, einen abcde-Referenzrahmen-zu-αβ-Referenzrahmen (abcde-to-αβ) Transformationsmodul 127, ein Stationär-zu-Synchron-(STAT.-TO-SYNC.)-Transformationsmodul 130.
Das Drehmmoment-zu-Strom-Umsetzungsmodul 140 empfängt ein Drehmomentsignal (Te*) 136, die Winkeldrehgeschwindigkeit (ωr) 138 der Welle, welche basierend auf der Ableitung des Rotor-/Wellen-Positionsausgangssignals (θr) 121 erzeugt wird und die DC-Eingangsspannung (VDc) 139 als Eingangssignale, zusammen mit möglicher Weise einer Mehrzahl von anderen Systemparametern, abhängig von der Implementierung. Das Drehmoment-zu-Strom-Umsetzungsmodul 140 benutzt diese Eingangssignale, um einen d-Achsen-Strombefehl (Id*) 142 und einen q-Achsen-Strombefehl (Iq*) 144 zu erzeugen, welche den Motor 120 veranlassen, das befohlene Drehmoment (Te*) bei der Geschwindigkeit (ωr) 138 zu erzeugen. Im Einzelnen benutzt das Drehmoment-zu-Strom-Umsetzungsmodul 140 die Eingangssignale, um das Drehmomentbefehlssignal (Te*) 136 in ein d-Achsen-Srom-Befehlssignal (Id*) 142 und ein q-Achsen-Strom-Befehlssignal (Iq*) 144 abzubilden. Die Synchron-Referenz-rahmen-d-Achse und q-Achsen-Strom-Befehlssignale (Id*, Iq*) 142, 144 sind DC-Befehle, welche einen konstanten Wert als eine Funktion der Zeit besitzen.
Das abcde-zu-αβ-Transformationsmodul 127 empfängt die gemessenen Fünf-Phasen-Stationär-Refenzrahmen-Rückkopplungs-Statorströme (Ia ... Ie) 122–126, welche von dem Motor 120 rückgekoppelt wurden. Das abcde-zu-αβ-Transformationsmodul 127 nutzt diese Fünf-Phasen-Stationär-Referenzrahmen-Rückkopplungs-Statorströme 122–126, um eine abcde-Referenz-Rahmen-zu-αβ-Referenzrahmen-Transformation durchzuführen, um die Fünf-Phasen-Stationär-Referenzrahmen-Rückkopplungs-Statorströme 122–126 in stationäre Referenzrahmen-Rückkopplungs-Statorströme (Iα, Iβ) 128, 129 umzuwandeln. Die abcde-zu-αβ-Transformation kann durchgeführt werden, wobei irgendeine bekannte Transformationstechnik benutzt wird, wobei das Benutzen der Matrizen in der Gleichung (1) nachfolgend definiert ist, beinhaltet ist.
In Gleichung (1) wird der Spaltenvektor, welcher die Fünf-Phasen-Stationär-Referenzrahmen-Rückkopplungs-Statorströme 122–126 repräsentiert mit einer Transformatonsmatrix und einem Skalierfaktor multipliziert, um einen Spaltenvektor zu erzeugen, welcher die Stationär-Referenzrahmen-Rückkopplungs-Statorströme (Iα, Iβ) 128, 129 repräsentiert.
Das Stationär-zu-Synchron-Transformationsmodul 130 empfängt die Stationär-Referenzrahmen-Rückkopplungs-Statorströme (Iα, Iβ) 128, 129 und die Rotorwinkelposition (θr) 121 und erzeugt (z. B. bearbeitet oder wandelt) diese Stationär-Referenzrahmen-Rückkopplungs-Statorströme (Iα, Iβ) 128, 129, um ein Synchron-Referenzrahmen-d-Achse-Stromsignal (Id) 132 und ein Synchron-Referenzrahmen-q-Achse-Stromsignal (Iq) 134 zu erzeugen. Der Prozess der Stationär-zu-Synchron-Wandlung ist in der Fachwelt gut bekannt und wird hier der Kürze wegen nicht im Detail beschrieben.
Das Synchronrahmen-Strom-Regelglied-Modul 170 empfängt das Synchron-Referenzrahmen-d-Achse-Stromsignal (Id) 132, das Synchron-Referenzrahmen-q-Achse-Stromsignal (Iq) 134, den d-Achse-Strombefehl (Id*) 142 und den d-Achse-Strombefehl (Iq*) 144 und benutzt diese Signale, um ein Synchron-Referenzrahmen-d-Achse-Spannungsbefehlsignal (Vd*) 172 und ein Synchron-Referenzrahmen-q-Achse-Spannungsbefehlsignal (Vq*) 174 zu erzeugen. Die Synchron-Referenzrahmen-Spannungsbefehlsignale (Vd*, Vq*) 172, 174 sind DC-Befehle, welche einen konstanten Wert als eine Funktion der Zeit für einen stationären Betrieb besitzen. Da die Strombefehle DC-Signale in den synchronen Referenzrahmen sind, sind sie leichter zu regeln, im Vergleich zu AC-Stationär-Referenzrahmen-Strombefehlen. Der Prozess der Strom zu Spannungswandlung kann als ein Proportional-Integral-(PI)-Steuerglied implementiert werden, welches in der Fachwelt bekannt ist und der Kürze wegen hier nicht im Detail beschrieben wird.
Der Übermodulations-Vorprozessor 180 empfängt das synchrone Referenzrahmen-d-Achse-Spannungsbefehlsignal (Vd*) 172 und das synchrone-Referenzrahmen-q-Achse-Spannungsbefehlsignal (Vq*) 174. Wie nachfolgend mit Bezug auf 3–14 beschrieben wird, bearbeitet der Übermodulations-Vorprozessor 180 diese Spannungsbefehlsignale 172, 174, um ein modifiziertes Synchron-Referenzrahmen-d-Achse-Spannungsbefehlsignal (Vd**) 182 und ein modifiziertes Synchron-Referenzrahmen-q-Achse-Spannungsbefehlsignal (Vq**) 184 zu erzeugen. Die modifizierten Befehlssignale (Vd**, Vq**) 182, 184 werden optimiert, so dass die Ausgangsspannungssignale, welche durch das Wechselrichtermodul 110 erzeugt wurden, durch Übermodulation erhöht werden können. Die Verarbeitung, welche durch den Übermodulations-Vorprozessor 180 durchgeführt wurde, wird nachfolgend mit Bezug auf 3–14 beschrieben Das Synchron-zu-Stationär-Transformationsmodul 102 empfängt die modifizierten Spannungsbefehlsignale (Vd**, Vq**) 182, 184 als Eingangssignale zusammen mit dem Rotorpositionsaus-gangssignal (θr) 121. In Antwort auf die modifizierten Spannungsbefehlsignale (Vd**, Vq**) 182, 184 und den gemessenen (oder geschätzten) Rotorpositionswinkel (θr) 121, führt das Synchron-zu-Stationär-Transformationsmodul 102 eine dq-zu-αβ-Transformation durch, um ein α-Achse-Stationär-Referenzrahmen-Spannungsbefehlsignal (Vα*) 104 und ein β-Achse-Stationär-Referenzrahmen-Spannungsbefehlsignal (Vβ*) 105 zu erzeugen. Die Stationär-Referenzrahmen-α-Achse- und β-Achse-Spannungsbefehlsignale (Vα*, Vβ*) 104, 105 sind in dem stationären Referenzrahmen und deshalb besitzen sie Werte, welche sich wie eine Sinuswelle als Funktion der Zeit ändern. Der Prozess der Synchron-zu-Stationär-Wandlung ist in der Fachwelt gut bekannt und wird hier der Kürze wegen im Detail nicht beschrieben.
Das αβ-zu-abcde-Transformationsmodul 106 empfängt die Stationär-Referenzrahmen-Spannungsbefehlsignale (Vα*, Vβ*) 104, 105 und, basierend auf diesen Signalen, erzeugt es die Stationär-Referenzrahmen-Spannungsbefehlsignale (Vas* ... Ves*) 107, welche an das Raumvektor-(SV-)PWM-Modul 108 gesendet werden. Die αβ-zu-abcde-Transformation kann durchgeführt werden, wenn irgendeine bekannte Transformationstechnik benutzt wird, wobei das Benutzen der Matrizen, welche nachfolgend in Gleichung (2) definiert werden, beinhaltet ist.
In Gleichung (2) wird der Spaltenvektor, welcher die stationären Referenzrahmen-Spannungsbefehlsignale (Vα*, Vβ*) 104, 105 repräsentiert, mit einer Transformationsmatrix und einem Skalierfaktor multipliziert, um einen Spaltenvektor zu erzeugen, welcher die Stationär-Referenzrahmen-Spannungsbefehlsignale (Vas* ... Ves*) 107 repräsentiert.
Das Fünf-Phasen-PWM-Wechselrichtermodul 110 ist an das SVPWM-Modul 108 gekoppelt. Das SVPWM-Modul 108 wird für das Steuern der Pulsbreitenmodulation (PWM) der Signale 107 benutzt. Das SVPWM-Modul 108 empfangt die stationären Referenzrahmen-Spannungsbefehlssignale als Eingangssignale und benutzt diese Signale, um Schaltvektorsignale (Sa ... Se) 109 zu erzeugen, welche es an das Fünf-Phasen-PWM-Wechselrichtermodul 110 liefert. Der spezielle SV-Modulations-Algorithmus, welcher in dem SV-PWM-Modul 108 implementiert ist, kann irgendein bekannter SV-Modulationsalgorithmus sein.
Die Schaltvektorsignale (Sa ... Se) 109 steuern die Schaltzustände der Schalter in dem PWM-Wechselrichter 110, um Fünf-Phasen-Spannungsbefehle bei jeder Phase A, B, C, D, E zu erzeugen. Das Fünf-Phasen-PWM-Wechselrichtermodul 110 empfängt die DC-Eingangsspannung (Vdc) und die Schaltvektorsignale (Sa ... Se) 109, und benutzt sie, um Fünf-Phasen-Wechselstrom-(AC)-Spannungssignal-Wellenformen an den Wechselrichterpolen zu erzeugen, welche die Fünf-Phasen-AC-Maschine 102 bei verschiedenen Geschwindigkeiten (ωr) treiben.
Die Fünf-Phasen-Innen-Permanentmagnet-Synchronmaschine 120 empfangt die Fünf-Phasen-Spannungssignale, welche durch den PWM-Wechselrichter 110 erzeugt sind und erzeugt ein Motorausgangssignal an dem befohlenen Drehmoment Te* 136. Bei dieser speziellen Implementierung weist die Maschine 120 einen Fünf-Phasen-Innen-Permanentmagneten-Synchronmotor (IPMSM) 120 auf, es kann jedoch irgendeine Fünf-Phasen-AC-Maschine sein.
Obwohl nicht in 1 dargestellt, kann das System 100 auch ein Getriebe beinhalten, welches an eine Welle der Fünf-Phasen-AC-Maschine 120 gekoppelt ist und durch diese angetrieben wird. Die gemessenen Rückkopplungs-Statorströme (Ia–Ie) werden erfasst, abgetastet und an das abcde-zu-αβ-Transformationsmodul 127 geliefert, wie oben beschrieben.
Spannungsschaltvektoren
Die Raumvektor-Pulsbreitenmodulation (SVPWM) wird an dem SVPWM-Modul 108 und dem Wechselrichtermodul 110 implementiert, um die Pulsbreitenmodulation (PWM) zu steuern, um Wechselstrom-AC-Wellenformen zu schaffen, welche die Fünf-Phasen-AC-versorgte Maschine 120 bei variierenden Geschwindigkeiten, basierend auf dem DC-Eingangssignal 139, treiben.
3A und 3B sind Darstellungen eines Zustands-Raum-Spannungsschaltvektor-Diagramms, welches dreißig der zweiund-dreißig „Zustandsraum”-Spannungs-Schaltvektoren (V1 ... V30) darstellt, um die Schalter in einem Fünf-Phasen-Wechselrichtermodul 110 zu treiben. 3C ist eine Tabelle, welche unterschiedliche Kombinationen der Ein-/Aus-(0/1-)zustände der Schaltvektorsignale (Sa ... Se) 109 zusammenfasst, welche benutzt werden, um jeden Spannungsschaltvektor zu repräsentieren, welcher in den 3A und 3B gezeigt wird. Wie oben beschrieben, werden die Schaltzustände der Schalter in dem PWM-Wechselrichter 110 gesteuert, indem die Spannungsschaltvektoren (Schaltvektorsignale (Sa ... Se) 109) benutzt werden, um Fünf-Phasen-Stationär-Differenzrahmen-Rückkopplungs-Statorströme 122–126 zu erzeugen. Das Fünf-Phasen-Spannungsquellen-Wechselrichtermodul 110 muss so gesteuert werden, dass zu keiner Zeit beide Schalter in dem gleichen Wechselrichteruntermodul 115–119 oder „Zweig” eingeschaltet sind, um die DC-Lieferung daran zu hindern, kurz geschlossen zu werden. Ebenso werden die Schalter in dem gleichen Wechselrichter-Untermodul 115–119 so betrieben, dass, wenn einer aus ist, der andere ein ist und umgekehrt. Wie in 3A dargestellt wird und wie in 3C zusammengefasst wird, führt dies zu zweiunddreißig möglichen Spannungsschaltvektoren für den Wechselrichter 110 mit dreißig aktiven Spannungsschaltvektoren (V1 bis V30) und zwei Null-Spannungsschaltvektoren (V0 und V31). Jeder Spannungsschaltvektor (V0 ... V31) wird benutzt, um den Schaltstatus der Schalter des Fünf-Phasen-Spannungswellen-Wechselrichters 110 in 2 zu repräsentieren. Mit anderen Worten, jeder der zweiunddreißig Spannungsschaltvektoren (V0 ... V31) repräsentiert eine unterschiedliche Kombination von möglichen Schaltzuständen der Schalter in dem Fünf-Phasen-Spannungsquellen-Wechselrichter 110.
Um weiter zu erklären, in einer gegebenen Phase, (A ... E) zu irgendeiner speziellen Zeit, ist einer der Schalter aus und der andere eine der Schalter ist ein (d. h. die zwei Schalter in einem speziellen Wechselrichter-Untermodul müssen entgegengesetzte Ein-/Aus-Zustände besitzen). Zum Beispiel, als ein Beispiel bezüglich der Phase A, wenn der Schalter 272 an ist, ist der Schalter 274 aus und umgekehrt.
Demnach kann für ein spezielles Wechselrichter-Untermodul, der Ein-/Aus-Status der zwei Schalter in diesem Wechselrichter-Untermodul als eine binäre 1 oder binäre 0 repräsentiert werden. Zum Beispiel, wenn der obere Schalter in einer gegebenen Phase ein ist (und der untere Schalter ist aus), wird der Wert eines Bits eins (1) sein, und wenn der untere Schalter in einer gegebenen Phase ein ist (und der obere Schalter ist aus) wird der Wert eines Bits null (0) sein. Zum Beispiel, als ein Beispiel bezüglich der Phase A, wenn der obere Schalter 272 ein ist (und der untere Schalter 274 aus ist) wird der Wert des ersten Bits (von links nach rechts) eins (1) sein.
Entsprechend wird in 3A jeder der aktiven Spannungsschaltvektoren (V1 ... V30) zusammen mit einer Fünf-bit-Binärzahl in der Paranthese nächstliegend zu dem aktiven Spannungsschaltvektor dargestellt. In 3B besitzt jedes Spannungsschaltvektor-Identifizierglied (V1 ... V30) eine Kennung, welche einen entsprechenden Schalterzustand identifiziert bzw. kennzeichnet, welcher zu den speziellen Spannungsschaltvektoren gehört. Das erste Bit (von links nach rechts) repräsentiert den Zustand der Schalter 272, 274 für das Wechselrichter-Untermodul 115 für die Phase A, das zweite Bit (von links nach rechts) repräsentiert den Zustand der Schalter 276, 278 für das Wechselrichter-Untermodul 116 für Phase B, das dritte Bit (von links nach rechts) repräsentiert den Zustand der Schalter 280, 282 für das Wechselrichter-Untermodul 117 für Phase C und so weiter.
Demnach repräsentiert der aktive Spannungsschaltvektor (V1) einen Fall, in welchem, bezüglich der Phase A, der obere Schalter 272 ein ist (und der untere Schalter 274 aus ist) und der Wert des ersten Bits (von links nach rechts) wird eins (1) sein; mit Bezug auf Phase B ist der obere Schalter 276 ein (und der untere Schalter 278 ist aus) und der Wert des zweiten Bits (von links nach rechts) wird eins (1) sein mit Bezug auf Phase C; der obere Schalter 280 ist aus (und der untere Schalter 282 ist ein) und der Wert des dritten Bits (von links nach rechts) wird null (0) sein, mit Bezug auf Phase D; der obere Schalter 284 ist aus (und der untere Schalter 286 ist ein) und der Wert des vierten Bits (von links nach rechts) wird null (0) sein und mit Bezug auf Phase E; der obere Schalter 287 ist ein (und der untere Schalter 290 ist aus) und der Wert des fünften Bits (von links nach rechts) wird eins (1) sein. Von daher besitzt der aktive Spannungsschaltvektor (V1) ein entsprechendes Schaltzustand-Bit-Muster (11001). Mit anderen Worten der Schaltzustand, welcher durch den Spannungsschaltvektor (V1) repräsentiert wird, ist (11001), was bedeutet, dass die Phasen A, B, E hoch sind während die Phasen C und D niedrig sind.
Der Null-Spannungsschaltvektor (V0) repräsentiert ein Schaltungsszenario, in welchem, bezüglich der Phasen A–E alle der oberen Schalter aus sind (und alle der unteren Schalter ein sind). Von daher besitzt der Null-Spannungsschaltvektor (V0) ein entsprechendes Schaltungszustand-Bit-Muster (00000), welches anzeigt, dass alle der oberen Schalter in allen fünf Phasen A–E aus sind und dass alle der unteren Schalter in allen fünf Phasen A–E ein sind. In ähnlicher Weise besitzt der Null-Spannungsschaltvektor (V31) ein entsprechendes Schaltungszustand-Bit-Muster (11111), welches anzeigt, dass alle der oberen Schalter in allen fünf Phasen A–E ein sind und das alle der unteren Schalter in allen fünf Phasen A–E aus sind.
Wie in 3B angezeigt wird, beinhaltet das Spannungsschaltvektor-Diagramm zehn (10) Sektoren mit Sektorenzahlen (1 ... 10), welche im Gegenuhrzeigersinn zunehmen. Jeder der Sektoren (1 ... 10) ist zwischen zwei der zehn aktiven Spannungsschaltvektoren (V1–V10) definiert. Diese zehn Sektoren werden benutzt, um die Schaltung der Schalter in dem PWM-Wechselrichter 110 zu steuern, um den Strom in den Motor 120 basierend auf den Betriebszuständen zu steuern. 4 ist ein Diagramm, welches einen Zehneck-Bereich darstellt, welcher durch Aneinanderfügen der zehn großen Spannungsschaltvektoren, normiert auf die DC-Verbindungsspannung, und drei getrennte Modulationsbereiche gebildet ist. Wie in 4 dargestellt, werden nur die zehn großen Spannungsschaltvektoren (d. H. V1, V2, V3, V4, V5, V6, V7, V8, V9, V10) und die Null-Spannungsschaltvektoren (V0, V31) benutzt, um die Grund-Ausgangsspannung für eine gegebene DC-Anschlussspannung zu maximieren. Wie weiter unten beschrieben werden wird, werden in jedem PWM-Zyklus die zwei am benachbarsten, aktiven Spannungsschaltvektoren (d. h. jene, welche den Sektor begrenzen) für jeden speziellen Sektor und die zwei Null-Spannungsschaltvektoren (V0 V31) benutzt, um PWM-Wellenformen, genannt modifizierte Schaltvektorensignale (Sa ... Se) 109 (1) für jeweils die Phasen A ... E zu erzeugen. Die Schaltvektorsignale (Sa ... Se) 109 werden an die Gates der Schalter in dem Fünf-Phasen-Spannungsquellen-Wechselrichter 110 in 2 geliefert, um das Schalten dieser Schalter zu steuern.
Wie auch in 3A, 3B und 4 dargestellt wird, wenn die zehn großen Spannungsschaltvektoren (d. h. V1, V2, V3, V4, V5, V6, V7, V8, V9, V10) über Linien verbunden werden, bildet dies einen Zehneck-Bereich 310.
4 stellt ferner dar, dass der Zehneck-Bereich 310 drei getrennte Modulationsbereiche 410, 420, 430 (angezeigt durch Kreise) definiert, welche als ein linearer Modulationsbereich 410, ein erster Übermodulationsbereich 420 und ein zweiter Übermodulationsbereich 430 bezeichnet werden. Ähnliche Modulationsbereiche werden innerhalb jeder Kombination von zwei großen Spannungsschaltvektoren definiert. Jeder der Modulationsbereiche 410, 420, 430 wird im größeren Detail nachfolgend mit Bezug auf 5A beschrieben, welche eine vergrößerte Ansicht der Sektorzahlen 1–3 darstellt.
5A ist eine vergrößerte Ansicht der Sektorenzahlen 1–3 der 4, welche die Modulationsbereiche 410, 420, 430 im größeren Detail darstellt. Zusätzlich stellt 5A auch einen Referenz-Spannungsvektor dar, welcher eine Größe (Vr) 540 und einen Winkel (α) 542, einen linearen Bereichs-Spannungsschwellwert (Vlin) 550 für einen linearen Modulationsbereich 410, einen ersten Spannungsschwellwert (VI) 560 für einen ersten Übermodulationsbereich 420, einen zweiten Spannungsschwellwert (VII) 570 für einen zweiten Übermodulationsbereich 430 und Schaltvektoren V1 (302), V2 (304) und V3 (306) besitzt. 5B ist eine vergrößerte Ansicht der Modulationsbereiche 410, 420, 430 der 5A in größerem Detail und zeigt Schnittpunkte 422, 432, 436, 438 zwischen dem Zehneck-Bereich 310 und dem linearen Modulationsbereich 410, den ersten Übermodulationsbereich 420 und den zweiten Übermodulationsbereich 430.
Die Leistungsfähigkeit der PWM kann durch den Modulationsindex (MI) charakterisiert werden, welcher als eine normierte Grundreferenzspannung definiert werden kann. Wie er hier benutzt wird, ist der „Modulationsindex (MI)” das Verhältnis der Spitzen-Grundphasenspannung (Vr) zu der maximal verfügbaren Spannung. Der MI kann über die Gleichung
und Vd und Vq sind das d-Achse-Spannungsbefehlssignal (Vd*) 172 und das q-Achse-Spannungsbefehlssignal (Vq*) 174, welche durch das Stromsteuerglied 170 ausgegeben werden. Der Bereich des Modulationsindex ist von 0 bis 1.
In dem ersten Sektor (Sektor 1) zwischen V1 und V2 kann die Größe (Vr) des Referenzspannungsvektors in Gleichung (3) als eine Funktion der Zeit wie folgt repräsentiert werden: V_rT_pwm = V₁t₁ + V₂t₂ + V₀(T_pwm – t₁ – t₂) (3) wobei V1 der große Spannungsschaltvektor (V1) ist, welcher ein entsprechendes Schaltzustand-Bit-Muster (11001) besitzt, V2 ist der große Spannungsschaltvektor (V2), welcher ein entsprechendes Schaltzustands-Bit-Muster (11000) besitzt und V0 ist der Null-Spannungsschaltvektor (V0), welcher ein entsprechendes Schaltzustand-Bit-Muster (00000) besitzt. Die Zeit (t1) ist die Zeitdauer über welche der große Spannungsschaltvektor (V1) benutzt wird, um den Referenzspannungsvektor zu erzeugen, die Zeit (t2) ist die Zeitdauer, in welcher der große Spannungsschaltvektor V2 benutzt wird, um den Referenzspannungsvektor zu erzeugen und die Dauer (Tpwm) ist die Grundpulsbreitenmodulationsperiode. Die Zeitperiode Tpwm – t1 – t2 ist die Zeitdauer, in welcher der Null-Spannungsschaltvektor (V0) benutzt wird, um den Referenzspannungsvektor zu erzeugen. Diese Zeiten werden in größerem Detail nachfolgend mit Bezug auf jeden Modulationsbereich beschrieben.
Der große Spannungsschaltvektor (V1) besitzt eine Größe, welche in Gleichung (4) als eine Funktion der DC-Anschlussspannung (Vdc) wie folgt dargestellt wird:
Der große Spannungsschaltvektor (V2) kann in Gleichung (5) als eine Funktion des großen Spannungsschaltvektors (V1) wie folgt repräsentiert werden:
Der lineare Bereich-Spannungsschwellwert (Vlin) 550 für den linearen Modulationsbereich 410 besitzt eine Größe, welche in Gleichung (6) als eine Funktion des großen Spannungsschaltvektors (V1) und der DC-Anschlussspannung (Vdc) wie folgt repräsentiert werden kann:
Der erste Spannungsschwellwert (VI) 560 für den ersten Übermodulationsbereich 420 besitzt eine Größe, welche in Gleichung (7) als eine Funktion der DC-Anschlussspannung (Vdc) wie folgt repräsentiert werden kann:
Der zweite Spannungsschwellwert (VII) 570 für den zweiten Übermodulationsbereich 430 besitzt eine Größe, welche in Gleichung (8) als eine Funktion der DC-Anschlussspannung (Vdc) wie folgt repräsentiert werden kann: V₁₁ = 2 / πV_dc (8)
In einem Fünf-Phasen-System können drei wichtige Modulationsbereiche 410, 420, 430 in Termen ihrer Modulationsintensität definiert werden. Die Bereiche sind als der lineare Modulationsbereich 410, der erste Übermodulationsbereich 420 und der zweite Übermodulationsbereich 430 definiert. In dem linearen Modulationsbereich 410 liegt der Modulationsindex zwischen 0 und 0,9669 wie dies in Ausdruck (9) wie folgt beschrieben wird:
In dem ersten Übermodulationsbereich 420 liegt der Modulationsindex zwischen 0,9669 und 0,98322, wie dies im Ausdruck (10) wie folgt beschrieben wird:
In dem zweiten Übermodulationsbereich 430 liegt der Modulationsindex zwischen 0,98322 und 1,0000 wie dies im Ausdruck (11) wie folgt beschrieben wird: MI ∊ [0.9832,1] (11).
Übermodulation einer Fünf-Phasen-Maschine
Nachdem die drei wichtigen Modulationsbereiche 410, 420, 430 identifiziert wurden, werden nun Verfahren, Systeme und Geräte für die Übermodulation beschrieben.
In Übereinstimmung mit den veröffentlichten Ausführungsformen, werden Verfahren, Systeme und Geräte bereitgestellt, um die Ausgangsspannung, welche durch das Wechselrichtermodul 110 über Übermodulation erzeugt wurde, zu erhöhen. In Kürze, die Übermodulation wird benutzt, um die Spannungsbefehle 182, 184 zu optimieren, welche das Fünf-Phasen-PWM-gesteuerte-Wechselrichtermodul 110 steuern, um die Wechselrichter-Ausgangsspannung zu erhöhen, welche an die Fünf-Phasen-Maschine 120 geliefert wird. Durch das Erhöhen der Wechselrichter-Ausgangsspannung durch Übermodulation kann das maximal verfügbare mechanische Drehmoment, welches durch die Fünf-Phasen-Maschine 120 erzeugt ist, verbessert/erhöht werden, was umgekehrt den Maschinenwirkungsgrad verbessern/erhöhen und die dynamische Leistungsfähigkeit der Fünf-Phasen-Maschine verbessern kann. Außerdem kann dies auch den Modulationsindex (MI) erhöhen, was gestattet, dass das Benutzen der Batteriespannung (Vdc) verbessert wird. Verfahren, Systeme und Geräte für Übermodulation entsprechend zu einigen Ausführungsformen werden nachfolgend mit Bezug auf 6–8 beschrieben.
6 ist ein Ablaufdiagramm, welches ein Verfahren 600 für das Übermodulieren eines Referenzspannungsvektors (Vr, α) darstellt, welches die Spannungsbefehle 182, 184 repräsentiert, welche ein Fünf-Phasen-Wechselrichtermodul 110 steuern, welches eine Fünf-Phasen-AC-Maschine in einem Fünf-Phasen-System entsprechend einiger der veröffentlichten Ausführungsformen treibt. Die Übermodulation optimiert die Spannungsbefehle 182, 184, welche das Fünf-Phasen-Wechselrichtermodul 110 steuern, um die Spannungssignale zu erhöhen, welche durch das Fünf-Phasen-Wechselrichtermodul 110 erzeugt werden. Die Schritte des Verfahrens 600 können durch den Übermodulations-Vorprozessor 180 der 1 durchgeführt werden.
Das Verfahren 600 beginnt im Schritt S 610, wo der Übermodulations-Vorprozessor 180 die Synchron-Referenzrahmen-d-Achse- und q-Achse-Spannungsbefehlsignale (Vd*, Vq*) 172, 174 von dem Stromregler 170 empfängt. Der Übermodulations-Vorprozessor 180 benutzt die Spannungsbefehlsignale (Vd*, Vq*) 172, 174, um die Größe (Vr) 540 und den Winkel (α) 542 des Referenzspannungsvektors zu bestimmen. In einer Ausführungsform kann die Größe (Vr) 540 des Referenzspannungsvektors berechnet werden, indem die Gleichung (12) benutzt wird, und der Winkel (α) 542 des Referenzspannungsvektors kann berechnet werden, indem die Gleichung (13) wie folgt benutzt wird.
Im Schritt 620 bestimmt der Übermodulations-Prozessor 180, ob die Größe (Vr) 540 des Referenzspannungsvektors geringer als oder gleich einem Spannungsschwellwert (Vlin) 550 für den linearen Modulationsbereich 410 ist. Auf diese Weise kann der Übermodulations-Vorprozessor 180 bestimmen, ob der Referenzspannungsvektor innerhalb des linearen Modulationsbereiches 410 ist.
Linearer Modulationsbereich
Wenn für die Größe (Vr) 540 des Referenzspannungsvektors bestimmt wird, dass sie kleiner oder gleich dem Spannungsschwellwert (Vlin) 550 für den linearen Modulationsbereich 410 ist, bedeutet dies, dass der Referenzspannungsvektor innerhalb dem linearen Modulationsbereich 410 ist und dass die Übermodulation nicht implementiert werden muss. Demnach müssen die Größe (Vr) 540 und der Winkel (α) 542 des Referenzspannungsvektors nicht modifiziert werden und verbleiben unverändert, und das verfahren 600 fährt mit dem Schritt 640 fort, in welchem der Übermodulations-Vorprozessor 180 einen Wert einer modifizierten Größe (Vr*) gleich der Größe (Vr) 540 des Referenzspannungsfaktors einstellt und stellt einen Wert eines modifizierten Winkels (α*) gleich dem Winkel (α) 542 des Referenzspannungsvektors ein. Das Verfahren fährt dann mit dem Schritt 670 fort, wie dies nachfolgend beschrieben wird.
Nichtlineare Modulationsbereiche
Wenn der Übermodulations-Vorprozessor 180 bestimmt, dass die Größe (Vr) 540 des Referenzspannungsvektors größer als der lineare Bereich-Spannungsschwellwert (Vlin) 550 ist, bedeutet dies, dass der Referenzspannungsvektor außerhalb des linearen Modulationsbereiches 410 ist. Demnach fährt das Verfahren 600 mit dem Schritt 630 fort, so dass der Übermodulations-Vorprozessor 180 bestimmen kann, ob der Referenzspannungsvektor innerhalb des ersten Übermodulationsbereiches 420 oder des zweiten Übermodulationsbereiches 430 ist, indem bestimmt wird, oh die Größe (Vr) 540 des Referenzspannungsvektors geringer als oder gleich einem ersten Spannungsschwellwert (Vi) 560 für den ersten Übermodulationsbereich 420 ist.
Erster Übermodulationsbereich
Wie detailliert oben dargelegt, reicht in dem ersten Übermodulationsbereich 420 der Modulationsindex von 0,9669 bis 0,9832. Wie nachfolgend detaillierter beschrieben werden wird, wenn der Referenzspannungsvektor bestimmt wird, dass er in dem ersten Übermodulationsbereich 420 ist, wird die Größe (Vr) 540 des Referenzspannungsvektors modifiziert, während der Winkel (α) 542 des Referenzspannungsvektors unverändert ist.
Um weiter mit Bezug auf 5A zu erklären, in dem ersten Übermodulationsbereich 420, wann immer die Betriebsbedingungen es erfordern, dass die Größe (Vr) des Referenzspannungsvektors eine Grenze des Zehneck-Bereiches 310 überschreiten oder sich ”hinter diese erstrecken” sollte, wird der aktuelle Spannungsschaltvektor auf den Zehneck-Bereich 310 beschränkt. Mit anderen Worten, wenn die Größe (Vr) des Referenzspannungsvektors beginnt, sich nach dem linearen Bereich-Spannungsschwellwert (Vlin) 550 zu erhöhen, bringt dies eine Begrenzung mit sich, welche durch den Zehneck-Bereich 310 nahe der Ecken des speziellen Sektors 1 aufgezwungen wird, welche nicht überschritten werden kann.
Demnach wird die Größe (Vr) des Referenzspannungsvektors im Schritt 650 modifiziert, in dem diese mit dem Korrekturfaktorkoeffizienten k(MI) 710 (7) für den ersten Übermodulationsbereich 420 multipliziert wird, welches ein Wert größer als eins ist.
Entsprechend mit den veröffentlichten Ausführungsformen, können die Schaltzeiten entsprechend den Zeitintervallen t0, t1, t2 implementiert werden, welche in den Ausdrücken (14) wie folgt angezeigt werden:
wobei T_pwm die Pulsbreitenmodulationsperiode (T_pwm) ist, n die Sektorzahl ist und α der Winkel (α) 542 des Referenzspannungsvektors ist.
Demnach wird jeder Winkel α (Vr) des Referenzspannungsvektors mit dem Korrekturkoeffizienten k(MI) 710 für den ersten Übermodulationsbereich 420 multipliziert, da die Zehneck-Bereich 310-Grenze erreicht wird, wenn t0 negativ wird, und dann wird die Berechnung entsprechend den Ausdrücken (14) modifiziert.
Wenn die Größe (Vr) des Referenzspannungsvektors in dem Zehneck-Bereich 310 eintritt, dann wird ein Schaltverfahren entsprechend zu den Zeitintervallen (t0, t1, t2) angewendet, wie dies in den Ausdrücken (15) wie folgt angezeigt wird:
wobei k(MI) ein Korrekturfaktor-Koeffizienten k(MI) 710 ist, welcher eine Funktion des Modulationsindexes ist. Der Korrekturfaktor-Koeffizient k(MI) 710 wird nur in dem ersten Übermodulationsbereich 420 benutzt, um die Größe (Vr) des Referenzspannungsvektors einzustellen und um zu veranlassen, dass die Grundkomponente der Wechselrichterausgangsspannung gleich ist, wie ihr befohlener Wert. Mit anderen Worten, da die Größe (Vr) des Referenzspannungsvektors sich der Ecke des Sektors nähert, wird t0 wieder positiv und die Gleichung (15) wird angewendet, da ein positives t0 nur erreicht werden kann, bis der erste Spannungsschwellwert (VI) 560 für den ersten Übermodulationsbereich 420 erreicht wird. Unterhalb des ersten Übermodulationsbereiches 420 bis zu dem zweiten Übermodulationsbereich 430 gibt es kein t0 mehr.
Demnach, wenn der Referenzspannungsvektor bestimmt ist, dass er innerhalb des ersten Übermodulationsbereiches 420 ist, modifiziert der Übermodulations-Vorprozessor 180 die Größe des Referenzspannungsvektors und behält den Winkel (α) 542 des Referenzspannungsvektors bei. Demnach, wenn der Übermodulations-Vorprozessor 180 bestimmt (im Schritt 630), dass die Größe (Vr) 540 des Referenzspannungsvektors geringer als oder gleich dem ersten Spannungsschwellwert (VI) 560 für den ersten Übermodulationsbereich 420 ist (d. h. der Referenzspannungsvektor ist innerhalb des ersten Übermodulationsbereiches 420), fährt das Verfahren 600 mit dem Schritt 650 fort.
Im Schritt 650 berechnet der Übermodulations-Vorprozessor 180 eine modifizierte Größe (Vr*) des Referenzspannungsvektors, basierend auf dem Produkt der Größe (Vr) 540 des Referenzspannungsvektors und dem Korrekturfaktor-Koeffizienten k(MI) 710, und stellt einen modifizierten Winkel (α*) gleich dem Winkel (α) 542 des Referenzspannungsvektors ein. 7 ist ein Graph, bei welchem der Korrekturfaktor-Koeffizient k(MI) 710 für den ersten Übermodulationsbereich 420 als eine Funktion des Modulationsindex entsprechend zu einigen der veröffentlichten Ausführungsformen graphisch dargestellt wird. Wie in 7 gezeigt wird, reicht in dem ersten Übermodulationsbereich 420 der MI von ungefähr 0,9669 bis 0,9832. Demnach beginnt der Korrekturfaktor-Koeffizient k(MI) 710 bei einem Wert (1) für einen MI von 0,9669 und erhöht sich auf einen Wert von ungefähr von 1,03402 wenn er einen MI von ungefähr 0,9832 erreicht, welches die Lösung der Gleichung (16) ist.
In einer Ausführungsform des Schrittes 650, kann die modifizierte Größe (Vr*) des Referenzspannungsvektors berechnet werden, in dem die Gleichung (17) wie folgt benutzt wird: V * / r = V_r·k(MI) (17)
Das Verfahren fährt dann mit dem Schritt 670 fort, welcher nachfolgend beschrieben wird.
Zweiter Übermodulationsbereich
Wenn der Übermodulations-Vorprozessor (im Schritt 630) erkennt, dass die Größe (Vr) 540 des Referenzspannungsvektors größer als der erste Spannungsschwellwert (VI) 560 für den ersten Übermodulationsvektorbereich 420 ist, bedeutet dies, dass der Referenzspannungsvektor des zweiten Übermodulationsbereiches 430 ist und das Verfahren 600 fährt mit dem Schritt 660 fort.
Im zweiten Übermodulationsbereich 430, wird sowohl die Größe (Vr) 540 als auch der Winkel (α) 542 des Referenzspannungsvektors modifiziert. Speziell ausgedrückt, die Größe (Vr) 540 des Referenzspannungsvektors verändert sich allmählich von einem kontinuierlichen Zehneck-Bereich 310 zu einer diskreten Zehn-Schritt-Schalt-Sequenz bzw. -Folge. Die Zehn-Schritt-Schalt-Sequenz ist durch das Halten einen speziellen Zustand-Raumvektors für ein Zehntel (1/10) der Druckperiode (Tpwm) definiert. Das Reduzieren des Modulationsindexes von 1 hält den speziellen Zustand-Raumvektor für eine Zeit an, welche gleich zu einem Haltewinkel (α_h(MI)) ist, wie dies im Ausdruck (18) wie folgt angezeigt wird: α_h(MI) ∊ [0, π / 10], (18)
Wobei der Haltewinkel (α_h(MI)) eine Funktion des Modulationsindex ist. 8 ist ein Graph, bei welchem der Haltewinkel α_h(MI) 810 (Grad) für den zweiten Übermodulationsbereich 430 als eine Funktion des Modulationsindexes (MI) entsprechend zu einigen der veröffentlichten Ausführungsformen graphisch dargestellt ist. In dem zweiten Übermodulationsbereich 430 reicht der MI von ungefähr 0,832 bis 1,0. Der Haltewinkel α_h(MI) 810 beginnt bei einem Wert von null Grad bei einem MI von 0,9832 und erhöht sich auf einen Wert von ungefähr 18 Grad, wenn er einen MI von ungefähr 1,0 erreicht. Dieser Haltewinkel (α_h(MI)) ist null an der Grenze des ersten Übermodulationsbereiches 420. Der Referenzspannungsvektor folgt der Form des Zehneck-Bereiches 310 mit Schaltzeiten, welche in geeigneter Weise berechnet sind.
In einer Implementierung des Schrittes 660 rechnet der Übermodulations-Vorprozessor 180 die modifizierte Größe (Vr*) und den modifizierten Winkel (α*) des Referenzspannungsvektors, wobei Gleichung (19) wie folgt benutzt wird:
wobei n die Sektorzahl (n) repräsentiert, und α_h den Haltewinkel α_h(MI) 810 repräsentiert. Wie in Gleichung (19) gezeigt wird, variieren die modifizierte Größe (Vr*) und der modifizierte Winkel (α*) des Referenzspannungsvektors, basierend auf der Sektorzahl (n) im Haltewinkel α_h(MI) 810. Jeder Sektor n kann in drei Bereiche aufgeteilt werden, welche durch den Wert des Referenzwinkels α definiert sind. Im ersten Bereich, in welchem α von der beginnenden Sektorgrenze bis zu α_h sich ändert, nehmen die modifizierte Größe (Vr*) und der modifizierte Winkel (α*) Größe- und Winkel-Werte des Schaltsektors an, welche die beginnende Sektorgrenze definieren. In dem dritten Bereich, wenn sich α zwischen der Endgrenze des Sektors und dem Winkel, welcher dieser Grenze für αh vorausgeht, ändert, nehmen die modifizierte Größe (Vr*) und der modifizierte Winkel (α*) die Größe- und Winkelwerte des Schaltsektors an, welcher die Endsektorgrenze definiert. In dem zweiten Bereich, welcher zwischen dem ersten und dem dritten Bereich ist, nimmt die Größe (Vr*) Werte an, entsprechend zu der Zehneck-Grenze 310 in der Funktion des modifizierten Winkels (α*), welcher eine höhere Winkelgeschwindigkeit als der Referenzwinkel α besitzt.
Berechnung des Modifizierten-Synchron-Referenzrahmen-Spannungs-Befehlssignals, basierend auf dem modifizierten Referenzspannungs-Sektor
Wieder mit Bezug auf 6, folgend auf den Schritt 640, 650 oder 660, fährt das Verfahren 600 dann mit Schritt 670 fort, in welchem der Übermodulations-Vorprozessor 180 ein Modifiziertes-Synchron-Referenzrahmen-d-Achse-Spannungsbefehlsignal (Vd**) 182 und ein Modifiziertes-Synchron-Referenzrahmen-q-Achse-Spannungsbefehlsignal (Vq**) 184 berechnet, basierend auf der modifizierten Größe (Vr*) und dem modifizierten Winkel (α*), des Referenzspannungsvektors, welcher im Schritt 640, 650 oder 660 bestimmt wurde. In einer Ausführungsform kann das modifizierte Synchron-Referenzrahmen-d-Achse-Spannungsbefehlsignal (Vd**) 182 berechnet werden, in dem Gleichung (20) benutzt wird und das modifizierte Synchron-Referenzrahmen-q-Achse-Spannungsbefehlsignal (Vq**) 184 kann berechnet werden, in dem die Gleichung (21) wie folgt berechnet wird: V ** / d = V ** / rcos(α*) (21) V ** / q = V ** / rsin(α*) (22)
Steuerung der Dritten-Harmonischen-Spannung im zweiten Übermodulations-Bereich
Entsprechend zu dem Verfahren 600 werden Techniken beschrieben, welche benutzt werden können, um einen Referenzspannungsvektor überzumodulieren, um Spannungsbefehlsignale zu optimieren, welche ein Fünf-Phasen-Wechselrichtermodul steuern, um die Ausgangsspannungen zu erhöhen, welche durch ein Wechselrichtermodul erzeugt werden, welches eine Viel-Phasen-AC-Maschine treiben. Diese Übermodulationstechniken können das mechanische Drehmoment erhöhen, welches durch die Fünf-Phasen-Maschine erzeugt wird, womit der Maschinenwirkungsgrad und die Leistungsfähigkeit erhöht werden können, ebenso wie das Benutzen der DC-Spannungsquelle. Obwohl diese Übermodulationstechniken viele Vorteile in einem Fünf-Phasen-System liefern können, wäre es wünschenswert, Ausgangsleistung und das verfügbare Drehmoment, welches durch die Fünf-Phasen-Maschine erzeugt wird, weiter zu erhöhen, so dass der Wirkungsgrad und die dynamische Leistungsfähigkeit der Viel-Phasen-Maschine verbessert werden kann.
Die Übermodulationstechniken, welche in Verbindung mit 6 beschrieben werden, steuern eine Grundkomponente der Spannung in dem Übermodulationsbereich. Jedoch werden die höheren harmonischen (z. B. die Dritte-Harmonische-Spannung, welche durch die Grundspannung bestimmt ist) Größen und Phasen nicht gesteuert. Es gibt keinen Mechanismus für das Modifizieren des Referenzspannungsvektors, um die Dritte-Harmonische-Spannung in dem Übermodulationsbereich zu steuern, da der Phasenwinkel (α) des Referenzspannungsvektors (Vr) nicht gesteuert wird. Zum Beispiel, im Schritt 660, wird angenommen, dass der Grundwinkel 0 Grad ist und dass der Dritte-Harmonische-Winkel 180 Grad ist. Demnach wäre es wünschenswert, Techniken bereit zu stellen, um die Dritte-Harmonische-Spannung in dem Übermodulationsbereich zu steuern.
Entsprechend zu den veröffentlichten Ausführungsformen werden Verfahren, Systeme und Geräte für das PWM-Steuern des Viel-Phasen-Wechselrichtermoduls 110 bereitgestellt (z. B. ein Spannungsquelle-Wechselrichter (VSI), wie zum Beispiel ein Fünf-Phasen-VSI), um weiter die Ausgangsspannung zu erhöhen, welche durch das Wechselrichtermodul 110 durch Übermodulation erzeugt ist. Die Übermodulation wird gebraucht, um die Spannungsbefehle 182, 184 zu optimieren, welche das Fünf-Phasen-PWM-gesteuerte Wechselrichtermodul 110 steuern, um die Wechselrichter-Ausgangsspannung zu erhöhen, welche an die Fünf-Phasen-Maschine 120 geliefert wird.
Spezieller ausgedrückt, die veröffentlichten Ausführungsformen liefern PWM-gesteuerte Systeme, Geräte und Verfahren, um die Größe und die Phase der Dritte-Harmonische-Spannung zu steuern (wenn eine Viel-Phasen-Maschine betrieben wird), in dem Übermodulationsbereich, um zu gestatten, dass ein dritter harmonischer Strom gesteuert wird. Durch das Steuern des Dritte-Harmonische-Stromes durch Übermodulation, kann die Ausgangsleistung, welche durch die Viel-Phasen-Maschine erzeugt ist, erhöht werden, womit die Drehmomentdichte und das verfügbare mechanische Drehmoment erhöht werden können, welches durch die Viel-Phasen-Maschine 120 erzeugt wird (z. B. das Antriebswelle-Drehmoment). Durch das Erhöhen der mechanischen Ausgangsleistung, kann der Wirkungsgrad und die dynamische Leistungsfähigkeit der Viel-Phasen-Maschine verbessert werden. Darüber hinaus gestattet dies, dass das Benutzen der Batteriespannung (Vdc) verbessert wird. Eine beispielhafte Implementierung dieser Übermodulations-Techniken wird nun mit Bezug auf 9–14 beschrieben.
9 ist ein Ablaufdiagramm, welches ein Verfahren 900 für das Übermodulieren eines Referenzvektors (Vr, α) darstellt, welches die Spannungsbefehle 182, 184 repräsentiert, welche ein Fünf-Phasen-Wechselrichtermodul 110 steuern, welches eine Fünf-Phasen-AC-Maschine in einem Fünf-Phasen-System entsprechend zu einigen der veröffentlichten Ausführungsformen treibt. Die Übermodulation optimiert die Spannungsbefehle 182, 184, welche das Fünf-Phasen-Wechselrichtermodul 110 steuern, um die Spannungssignale zu erhöhen, welche durch das Fünf-Phasen-Wechselrichtermodul 110 erzeugt sind. Die Schritte des Verfahrens 900 können durch den Übermodulations-Vorprozessor 180 der 1 durchgeführt werden.
Die Schritte 910, 920, 930, 940, 950 und 970 des Verfahrens 900 sind identisch zu den Schritten 610, 620, 630, 640, 650 und 670 der 6. Demnach, der Kürze wegen, werden diese Schritte hier nicht wiederholt. Wenn der Übermodulations-Vorprozessor 180 (im Schritt 930) bestimmt, dass die Größe (Vr) 540 des Referenzspannungsvektors größer als der erste Spannungsschwellwert (VI) 560 für den ersten Übermodulationsbereich 420 ist, bedeutet dies, dass der Referenzspannungsvektor innerhalb des zweiten Übermodulationsbereiches 430 ist und das Verfahren 900 fährt mit dem Schritt 960 fort. In einigen Implementierungen können die veröffentlichten Ausführungsformen benutzt werden, zum Beispiel in Verbindung mit den Übermodulations-Techniken, welche in der US-Patentanmeldung 12/722,166 beschrieben sind, so dass der Übermodulationsprozessor 180 den Schritt 660 der 6 nutzen kann, um die Grundkomponente der Spannung zu steuern, wohingegen der Schritt 960 der 9 benutzt werden kann, um die Grund- und die dritte Harmonische Komponente der Spannung zu steuern. Mit anderen Worten, obwohl das Verfahren 600 der Grundkomponente der Spannung gestattet, dass sie gesteuert wird, gestattet es jedoch nicht, dass die Dritte-Harmonische-Komponente der Spannung gesteuert wird. Im Gegensatz, gestattet das Verfahren 900, dass der Referenzspannungs-Übermodulations-Steuerwinkel (α_p) in einer Weise modifiziert wird, um die Winkelgeschwindigkeit des Referenzspannungsvektors zu ändern, was zu einer Variation der Dritte-Harmonische-Komponente der Spannung führt, und damit Flexibilität beim Steuern der Dritte-Harmonische-Komponente der Spannung und der Grundkomponente der Spannung in dem Übermodulationsbereich liefert.
Im zweiten Übermodulationsbereich 430, werden sowohl die Größe (Vr) 540 als auch der Winkel (α) 542 des Referenzspannungsvektors modifiziert. In einer Implementierung des Schrittes 960 berechnet der Übermodulations-Vorprozessor 180 die modifizierte Größe (Vr*) und den modifizierten Winkel (α*) des Referenzspannungsvektors, wobei Gleichung (22) wie folgt benutzt wird:
wobei Vlin der Spannungsschwellwert (Vlin) 550 für den linearen Modulationsbereich 410 ist, wobei α_p ein Referenzspannungs-Übermodulations-Steuerwinkei (α_p) ist und wobei n die Sektorzahl (n) darstellt. Der Referenzspannungs-Übermodulations-Steuerwinkel (α_p) gehört zur Grundspannungsreferenz, das seine durchschnittliche Winkelgeschwindigkeit die gleiche wie die Grund-Harmonische-Winkelgeschwindigkeit ist. Gleichung (22) wird benutzt, um die modifizierte Größe (VR*) und den modifizierten Winkel (α*) des Referenzspannungsvektors zu berechnen.
Die modifizierte Größe (Vr*) wird durch den Ausdruck V_lin/(sin(α_p + (3 – n)π/5) modifiziert. In dem zweiten Übermodulationsbereich 430 folgt die modifizierte Größe (Vr*) des Referenzspannungsvektors der Form der Zehneck-Linie 310 der 4 und mit Schaltzeiten, welche in geeigneter Weise berechnet sind. Für einen gegebenen Phasenwinkel (α) 542 des Referenzspannungsvektors (Vr) 540 in einem speziellen Sektor, ist die modifizierte Größe (Vr*) des Referenzspannungsvektors immer eine Funktion der Zehneck-Linie 310 der 4 (z. B. zwischen zwei aktiven Spannungs-Schaltvektoren, welche einen speziellen Sektor definieren.
Da der Referenzspannungsvektor (Vr) 540 um die Zehneck-Linie 310 voranschreitet, wird der Phasenwinkel (α) 542 des Referenzspannungsvektors (Vr) 540 modifiziert. Speziell der modifizierte Referenzspannungs-Vektorwinkel (α*) des Referenzspannungsvektors wird durch einen Referenzspannungs-Übermodulations-Steuerwinkel (α_p) modifiziert, wie dies in Gleichung (23) dargestellt wird:
Der Referenzspannungs-Übermodulations-Steuerwinkel (α_p) wird benutzt, um den Phasenwinkel der Dritte-Harmonische-Spannung zu steuern, so dass die Winkelgeschwindigkeit, bei welcher der Winkel (α) 542 des Referenzspannungsvektors um die Zehneck-Linie 310 fortschreitet, sich ändert. zum Beispiel im Sektor 1, wenn der Referenzspannungsvektor (Vr) durch den ersten Sektor voranschreitet, kann die Winkelgeschwindigkeit des Referenzspannungsvektors (Vr) zwischen dem aktiven Spannungsschaltungsvektor (V1) 302 der Mitte des Sektors unterschiedlich gegenüber der Winkelgeschwindigkeit des Referenzspannungsvektors (Vr) zwischen der Mitte des Sektors und dem aktiven Spannungsschaltungsvektor (V2) 304 sein.
Der Referenzspannungs-Übermodulations-Steuerwinkel (α_p) ist eine Funktion des Winkels (α) 542 des Referenzspannungsvektors, eines Referenzwinkel-Geschwindigkeits-Modifikationskoeffizienten (A), eines Dritte-Harmonische-Größe-Koeffizienten (k) und eines Dritten-Harmonische-Phasenwinkel-Modifikationskoeffizienten (φ). Der Dritte-Harmonische-Größe-Koeffizient (k) und der Dritte-Harmonische-Phasenwinkel-Modifikationskoeffizient (φ) steuern die Parameter, welche benutzt werden, um den Phasenwinkel der Dritten-Harmonischen-Spannung zu steuern.
Der Referenzwinkel-Geschwindigkeits-Modifikations-Koeffizient (A) gestattet, dass die Größe des Referenzspannungsvektors (Vr) 540 verändert wird, wenn der Referenzspannungsvektor (Vr) 540 um die Zehneck-Linie 310 voranschreitet. Der Referenzwinkel-Geschwindigkeits-Modifikations-Koeffizient (A) ist ähnliche dem Haltewinkel α_h(MI) 810. Wenn der Referenzwinkel-Geschwindigkeits-Modifikations-Koeffizient (A) null ist, ändert sich der Referenzspannungs-Übermodulations-Steuerwinkel (α_p) linear von null bis π/5 (der Haltewinkel α_h(MI) ist gleich zu 0). Wenn sich der Referenzwinkel-Geschwindigkeits-Modifikations-Koeffizient (A) Unendlich nähert, dann ist der Haltewinkel α_h(MI) 810 gleich zu π/10. Wenn der Referenzwinkel-Geschwindigkeits-Modifikations-Koeffizient (A) zunimmt, nimmt die Größe des Referenzspannungsvektors (Vr) 540 zu und wenn der Referenzwinkel-Geschwindigkeits-Modifikations-Koeffizient (A) abnimmt, nimmt die Größe des Referenzspannungsvektors (Vr) 540 ab.
Der Dritte-Harmonische-Größe-Koeffizient (k) und der Dritte-Harmonische-Phasenwinkel-Modifikationskoeffizient (φ) werden benutzt, um die Winkelgeschwindigkeit zu verändern, bei welcher der Referenzspannungsvektor (Vr) um die Zehneck-Linie 310 voranschreitet, d. h. um die Änderungsrate des Winkels (α) 542 des Referenzspannungsvektors zu steuern. Durch das Steuern des Dritte-Harmonische-Größe-Koeffizienten (k) und des Dritte-Harmonische-Phasenwinkel-Modifikationskoeffizienten (φ) durch Gleichung (23) ist mehr Spannung während der Übermodulation verfügbar.
10 stellt die Graphen 1005, 1040 dar, bei welchen der Referenzspannungs-Übermodulations-Steuerwinkel (α_p) als eine Funktion des Winkels (α) 542 des Referenzspannungsvektors entsprechend zu einigen der veröffentlichten Ausführungsformen graphisch dargestellt ist.
Speziell der Graph 1005 stellt einen Plot bzw. Druck des Referenzspannungs-Übermodulations-Steuerwinkels dar, welcher in 6 beschrieben ist, als eine Funktion des Winkels (α) 542 des Referenzspannungsvektors, und stellt dar, dass der Referenzspannungs-Übermodulations-Steuerwinkel einen Nullwert besitzt, welcher sich nicht ändert, bis der Winkel (α) 542 des Referenzspannungsvektors bei dem Haltewinkel α_h(MI) 1010 ist, bei welchem Punkt der Referenzspannungs-Übermodulations-Steuerwinkel (α_p) beginnt, linear bei einer gewissen Geschwindigkeit entlang der Linie 1030 hinauf zuzunehmen, bis der Winkel (α) 542 des Referenzspannungsvektors die gestrichelte Linie erreicht (einen Wert von π/5 minus dem Haltewinkel α_h(MI) 1010, 0,628–0,158, welcher ungefähr 0,47 ist), wo der Referenzspannungs-Übermodulations-Steuerwinkel einen Wert von π/5 (0,628) besitzt, welcher sich nicht ändert. Mit anderen Worten, der Referenzspannungs-Übermodulations-Steuerwinkel besitzt einen Nullwert, welcher sich nicht ändert, wenn der Winkel (α) 542 des Referenzspannungsvektors zwischen null und dem Haltewinkel (α_h)MI 1010 ist, und wenn der Winkel (α) 542 des Referenzspannungsvektors den Haltewinkel α_h(MI) 1010 erreicht, beginnt der Referenzspannungs-Übermodulations-Steuerwinkel linear bei einer bestimmten Geschwindigkeit entlang der Linie 1030 hinauf zuzunehmen, bis der Winkel (α) 542 des Referenzspannungsvektors einen Wert von π/5 minus dem Haltewinkel α_h(MI) 1010 erreicht (d. h. die gestrichelte Linie). Nachdem der Winkel (α) 542 des Referenzspannungsvektors den Wert von π/5 minus dem Haltewinkel α_h(MI) 1010 erreicht, besitzt der Referenzspannungs-Übermodulations-Steuerwinkel einen Wert von π/5 (0,628), welcher sich nicht ändert.
Im Gegensatz stellt der Graph 1040 einen Plot des Referenzspannungs-Übermodulations-Steuerwinkels (α_p) als eine Funktion des Winkels (α) 542 des Referenzspannungsvektors dar, wenn der Referenzspannungs-Übermodulations-Steuerwinkel (α_p) durch Gleichung (23) variiert wird. Der Referenzspannungs-Übermodulations-Steuerwinkel (α_p) startet bei einem Nullwert, beginnt aber durch Gleichung (23) sich zu verändern, sobald der Winkel (α) 542 des Referenzspannungsvektors sich beginnt zu ändern. Der Referenzspannungs-Übermodulations-Steuerwinkel (α_p) erreicht einen Maximalwert von π/5 (0,628) zu der gleichen Zeit, welche durch die Grundharmonische Winkelgeschwindigkeit benötigt wird, den Winkel von π/5 zu erreichen.
11 ist eine Reihe von Graphen 1110 A–F, bei welchen eine Grund-Größe-Änderung (ΔV₁) als eine Funktion eines Dritte-Harmonische-Phasenwinkel-Modifikationskoeffizienten (φ) graphisch dargestellt wird, wenn die Dritte-Harmonische-Spannung in dem Übermodulationsbereich entsprechend zu einigen der veröffentlichten Ausführungsformen gesteuert wird. Die Graphen 1110 A–F stellen die Grundgrößen-Änderung (ΔV₁) dar, wenn der Referenzwinkel-Geschwindigkeits-Modifikationskoeffizient (A) null ist, der Dritte-Harmonische-Größe-Koeffizient (k) zwischen 0,5 und –0,5 variiert und der Dritte-Harmonische-Phasenwinkel-Modifikationskoeffizient (φ) sich über 360° verändert. Speziell entspricht jeder Graph 1110 A–F einem speziellen Wert des Dritte-Harmonische-Größe-Koeffizienten (k). Der Graph 1110A entspricht einem Dritte-Harmonische-Größe-Koeffizienten (k) von –0,05. Der Graph 1110E entspricht einem Dritte-Harmonische-Größe-Koeffizienten (k) von –0,03. Der Graph 1110C entspricht einem Dritte-Harmonische-Größe-Koeffizienten (k) von –0,01. Der Graph 1110D entspricht einem Dritte-Harmonische-Größe-Koeffizienten (k) von 0,1. Der Graph 1110E entspricht einem Dritte-Harmonische-Größe-Koeffizienten (k) von 0,03. Der Graph 1110F entspricht einem Dritte-Harmonische-Größe-Koeffizienten (k) von 0,05. Wenn der Referenzwinkel-Geschwindigkeits-Modifikationskoeffizient (A) null ist und die Grundgrößenänderung (ΔV₁) größer als null ist, zeigt dies an, dass der Referenzspannungsvektor (Vr) auf der Linie 420 der 4, 5A und 5B ist. Wenn der Referenzwinkel-Geschwindigkeits-Modifikationskoeffizient (A) null ist und die Grundgrößenänderung (ΔV₁) kleiner als null ist, zeigt dies an, dass der Referenzspannungsvektor (Vr) auf einer Linie 420 der 4, 5A und 5B ist.
12 ist eine Reihe von Graphen 1210A–F, bei welchen eine Dritte-Harmonische-Größenänderung (ΔV₃) als eine Funktion eines Dritte-Harmonische-Phasenwinkel-Modifikationskoeffizienten (φ) graphisch dargestellt wird, wenn die Dritte-Harmonische-Spannung in dem Übermodulationsbereich entsprechend zu einigen der veröffentlichten Ausführungsformen gesteuert ist. Ähnlich zu 11 stellen die Graphen 1210A–F die Dritte-Harmonische-Größenänderung (ΔV₃) dar, wenn der Referenzwinkel-Geschwindigkeits-Modifikations-koeffizient (A) null ist, der Dritte-Harmonische-Größe-Koeffizienten (k) zwischen 0,5 und –0,5 variiert und der dritte Harmonische-Phasenwinkel-Modifikationskoeffizient (φ) sich über 360° verändert. Speziell entspricht jeder Graph 1210A–F einem speziellen Wert des dritten Harmonische-Größe-Koeffizienten (k). Der Graph 1210A entspricht einem Dritte-Harmonische-Größe-Koeffizienten (k) von –0,05. Der Graph 1210B entspricht einem Dritte-Harmonische-Größe-Koeffizienten (k) von –0,03. Der Graph 1210C entspricht einem Dritte-Harmonische-Größe-Koeffizienten (k) von –0,01. Der Graph 1210D entspricht einem Dritte-Harmonische-Größe-Koeffizienten (k) von 0,01. Der Graph 1210E entspricht einem Dritte-Harmonische-Größe-Koeffizienten (k) von 0,03. Der Graph 1210F entspricht einem Dritte-Harmonische-Größe-Koeffizienten (k) von 0,05.
Ein Vergleich der entsprechenden Graphen 1210A–F und 1110A–F zeigt, dass die Dritte-Harmonische-Größe-Veränderungen (ΔV_r) (da der Dritte-Harmonische-Größe-Koeffizient (k) und der Dritte-Harmonische-Phasenwinkel-Modifikationskoeffizient (φ) sich ändern) viel größer sind, als die entsprechenden Grund-Größe-Veränderungen (ΔV₁), um nahezu eine Größenordnung. Zum Beispiel, indem der Dritte-Harmonische-Größe-Koeffizient (k) geändert wird, ist die relative Veränderung der Dritte-Harmonische-Größe-Änderung (ΔV₃) im Graphen 1210A ungefähr eine Größenordnung größer als mit Bezug auf die entsprechende Grund-Größe-Änderung (ΔV₁) im Graphen 1110A. Demnach haben Veränderungen in dem Dritte-Harmonische-Größe-Koeffizienten (k) einen größeren Einfluss auf die Dritte-Harmonische-Größe-Änderungen (ΔV₃), als auf die entsprechenden Grund-Größe-Änderungen (ΔV₁).
13 ist eine Reihe von Graphen 1310A–F, welche eine Grund-Phasenwinkel-Änderung (Δγ₁) als eine Funktion eines Dritte-Harmonische-Phasenwinkel-Modifikationskoeffizienten (φ) graphisch darstellt, wenn die Dritte-Harmonische-Spannung in dem Übermodulationsbereich entsprechend zu einigen der veröffentlichten Ausführungsformen gesteuert wird. Die Graphen 1310A–F stellen die Grund-Phasenwinkel-Änderung (Δγ₁) dar, wenn der Referenzwinkel-Geschwindigkeit-Modifikationskoeffizient (A) null ist, der Dritte-Harmonische-Größe-Koeffizient (k) zwischen 0,5 und –0,5 variiert und der Dritte-Harmonische-Phasenwinkel-Modifikationskoeffizient (φ) sich über ungefähr 360° ändert. Jeder Graph 1310A–F entspricht einem speziellen Wert des Dritte-Harmonische-Größe-Koeffizienten (k). Der Graph 1310A entspricht einem Dritte-Harmonische-Größe-Koeffizienten (k) von –0,05. Der Graph 1310B entspricht einem Dritte-Harmonische-Größe-Koeffizienten (k) von –0,03. Der Graph 1310C entspricht einem Dritte Harmonische-Größe-Koeffizienten (k) von –0,01. Der Graph 1310D entspricht einem Dritte Harmonische-Größe-Koeffizienten (k) von 0,01. Der Graph 1310E entspricht einem Dritte Harmonische-Größe-Koeffizienten (k) von 0,03. Der Graph 1310F entspricht einem Dritte Harmonische-Größe-Koeffizienten (k) von 0,05.
14 ist eine Reihe von Graphen 1410A–F, bei welchem eine Dritte-Harmonische-Phasenwinkel-Änderung (Δ3), als eine Funktion eines Dritte-Harmonische-Phasenwinkel-Modifikationskoeffizienten (φ) ausgedruckt ist, wenn die Dritte-Harmonische-Spannung in dem Übermodulationsbereich entsprechend zu einigen der veröffentlichten Ausführungsformen gesteuert wird. Jeder Graph 1410A–F entspricht einem speziellen Wert des dritten Harmonische-Größe-Koeffizienten (k). Der Graph 1410A entspricht einem Dritte-Harmonische-Größe-Koeffizienten (k) von –0,05. Der Graph 1410B entspricht einem Dritte-Harmonische-Größe-Koeffizienten (k) von –0,03. Der Graph 1410C entspricht einem Dritte-Harmonische-Größe-Koeffizienten (k) von –0,01. Der Graph 1410D entspricht einem Dritte-Harmonische-Größe-Koeffizienten (k) von 0,01. Der Graph 1410E entspricht einem Dritte-Harmonische-Größe-Koeffizienten (k) von 0,03. Der Graph 1410F entspricht einem Dritte Harmonische-Größe-Koeffizienten (k) von 0,05.
Graph 1310F zeigt, dass, wenn der Referenzwinkel-Geschwindigkeit-Modifikationskoeffizient (A) null ist, der Dritte-Harmonische-Größe-Koeffizient (k) 0,05 ist, die Grund-Phasenwinkeländerung (Δγ₁) eine Maximalwinkeländerung von ungefähr 1,2° und der Dritte-Harmonische-Phasenwinkel-Modifikationskoeffizient (φ) sich über ungefähr 330° ändert. Im Gegensatz dazu, zeigt Graph 1410F, dass, wenn der Referenzwinkel-Geschwindigkeits-Modifikationskoeffizient (A) null ist, der Dritte-Harmonische-Größe-Koeffizient (k) 0,05 ist, die Dritte-Harmonische-Phasenwinkel-Änderung (Δγ₃) eine maximale Winkeländerung von ungefähr 2,8 Grad besitzt und der Dritte-Harmonische-Phasenwinkel-Modifikationskoeffizient (φ) sich über ungefähr 330 Grad ändert.
Fachleute werden ferner würdigen, dass die verschiedenen dargestellten logischen Blöcke, Module, Schaltungen und Algorithmenschritte, welche hier in Verbindung mit den veröffentlichen Ausführungsformen beschrieben werden, als elektronische Hardware, Computersoftware oder eine Kombination von beiden implementiert werden können. Einige der Ausführungsformen und Implementierungen werden oben in Termen der funktionellen und/oder logischen Blockkomponenten (oder Module) und verschiedenen Verarbeitungsschritten beschrieben. Es sollte jedoch gewürdigt werden, dass derartige Blockkomponenten (oder Module) durch eine beliebige Anzahl von Hardware-, Software- und/oder Firmware-Komponenten realisiert werden kann, welche so konfiguriert sind, um die spezifizierten Funktionen durchzuführen.
Um diese Auswechselbarkeit der Hardware und Software klar darzustellen, wurden verschiedene erläuternde Komponenten, Blöcke, Module, Schaltungen und Schritte oben im Allgemeinen in Termen ihrer Funktionalität beschrieben. Ob eine derartige Funktionalität als Hardware oder Software implementiert wird, hängt von der speziellen Anwendung und den Gestaltungsgrenzen ab, welche im Gesamtsystem vorliegen. Fachleute können die beschriebene Funktionalität auf verschiedene Weise für jede spezielle Anwendung implementieren, jedoch sollten derartige Implementier-Entscheidungen nicht interpretiert werden, um eine Abweichung vom Umfang der vorliegenden Erfindung auszulösen. Beispielsweise kann eine Ausführungsform oder ein System oder eine Komponente verschiedene integrierte Schaltungskomponenten anwenden, z. B. Speicherelemente, Digital-Signal-Verarbeitungselemente, logische Elemente, Look-up-Tabellen oder Ähnliches, welche eine Vielzahl von Funktionen unter der Steuerung eines oder mehrerer Mikroprozessoren oder anderer Steuereinrichtungen ausführen können. Zusätzlich werden Fachleute würdigen, dass hier beschriebene Ausführungsformen nur beispielhafte Implementierungen sind.
Die verschiedenen erläuternden logischen Blöcke, Module und Schaltungen, welche in Verbindung mit den hier veröffentlichten Ausführungsformen beschrieben sind, können hier implementiert oder mit einem Prozessor für allgemeine Zwecke, einem Digitalsignalprozessor (DSP), einer anwendungsspezifischen integrierten Schaltung (ASIC), einem feldprogrammierbaren Gate Array (FPGA) oder einer anderen programmierbaren logischen Einrichtung, diskreter Gate- oder Transistorlogik, diskreten Hardware-Komponenten oder irgendeiner Kombination davon durchgeführt werden, welche gestaltet ist, um die Funktionen, welche hier beschrieben sind, durchzuführen. Ein Prozessor für einen allgemeinen Zweck kann ein Mikroprozessor sein, aber als Alternative kann der Prozessor irgendein herkömmlicher Prozessor, ein Steuerglied, ein Mikrosteuerglied oder eine Zustandsmaschine sein. Ein Prozessor kann auch als eine Kombination von Rechnereinheiten implementiert werden, z. B. eine Kombination von einem DSP und einem Mikroprozessor, eine Vielzahl von Mikroprozessoren, einer oder mehrere Mikroprozessoren in Verbindung mit einem DSP-Kern oder irgendeine andere derartige Konfiguration.
Die Schrittes eines Verfahrens oder eines Algorithmus, welche in Verbindung mit den hier veröffentlichten Ausführungsformen beschrieben sind, können direkt in Hardware, in einem Software-Modul, welcher durch einen Prozessor ausgeführt wird, oder in einer Kombination von den beiden eingebettet sein. Ein Software-Modul kann in einem RAM-Speicher, einem Flash-Speicher, einem ROM-Speicher, einem EPROM-Speicher, einem EEPROM-Speicher, Registern, einer Festplatte, einer entfernbaren Platte, einer CD-ROM oder in irgendeiner anderen Form von Speichermedium, welches in der Fachwelt bekannt ist, angesiedelt sein. Ein beispielhaftes Speichermedium ist an den Prozessor gekoppelt, so dass der Prozessor die Information von dem Speichermedium lesen kann und die Information auf dieses schreiben kann. Alternativ kann das Speichermedium integral mit dem Prozessor sein. Der Prozessor und das Speichermedium können in einem ASIC angesiedelt sein. Der ASIC kann in einem Benutzerterminal angesiedelt sein. Alternativ können der Prozessor und das Speichermedium als diskrete Komponenten in einem Benutzerterminal angesiedelt sein.
In diesem Dokument können Vergleichsterme, wie z. B. erster und zweiter und Ähnliches, nur benutzt werden, um eine Einheit oder Aktion von einer anderen Einheit oder Aktion zu unterscheiden, ohne dabei notwendigerweise irgendeine aktuelle derartige Beziehung oder Reihenfolge zwischen derartigen Einheiten oder Aktionen zu erfordern oder zu beinhalten. Numerische Ordnungszahlen, wie z. B. ”erster”, ”zweiter”, ”dritter” etc., bezeichnen einfach unterschiedliche Einzelelemente einer Vielfalt und beinhalten keinerlei Reihenfolge oder Folge, es sei denn, dies wird speziell durch die Sprache der Ansprüche definiert. Die Reihenfolge oder der Text in irgendeinem der Ansprüche beinhaltet nicht, dass Prozessschritte in einer zeitlichen oder logischen Reihenfolge entsprechend einer derartigen Folge durchgeführt werden müssen, es sei denn, dies wird speziell durch die Sprache des Anspruchs definiert. Die Prozessschritte können in irgendeiner Reihenfolge untereinander ausgetauscht werden, ohne vom Umfang der Erfindung abzuweichen, solange wie ein derartiges Austauschen nicht im Gegensatz zu der Sprache des Anspruchs steht und nicht logischerweise keinen Sinn ergibt.
Außerdem beinhalten Wörter, abhängig vom Kontext, wie z. B. ”verbinden” oder ”gekoppelt an”, welche für das Beschreiben einer Beziehung zwischen unterschiedlichen Elementen benutzt werden, nicht, dass eine direkte physikalische Verbindung zwischen diesen Elementen hergestellt werden muss. Beispielsweise können zwei Elemente miteinander physikalisch, elektronisch, logisch oder in irgendeiner anderen Weise durch eines oder mehrere zusätzliche Elemente verbunden sein.
Während wenigstens eine beispielhafte Ausführungsform in der vorausgegangenen detaillierten Beschreibung präsentiert wurde, sollte gewürdigt werden, dass eine große Anzahl von Variationen existiert. Es sollte gewürdigt werden, dass die beispielhafte Ausführungsform oder Ausführungsformen, nur Beispiele sind und sie sollen nicht den Umfang, die Anwendbarkeit oder die Konfiguration der Erfindung in irgendeiner Weise eingrenzen. Vielmehr wird die vorausgegangene detaillierte Beschreibung Fachleuten eine bequeme Anleitung für das Implementieren der beispielhaften Ausführungsform oder der beispielhaften Ausführungsformen liefern. Es sollte davon ausgegangen werden, dass verschiedene Änderungen in der Funktion und in der Anordnung der Elemente durchgeführt werden können, ohne vom Umfang der Erfindung, wie er in den Ansprüchen und den rechtlichen Äquivalenten davon dargelegt ist, abzuweichen.
WEITERE AUSFÜHRUNGSFORMEN

1. Verfahren für das Übermodulieren bzw. Übersteuern eines Referenzspannungsvektors, um die Spannungsbefehlsignale zu optimieren, welche ein Fünf-Phasen-Wechslermodul steuern, um die Ausgangsspannungen zu erhöhen, welche durch das Fünf-Phasen-Wechselrichtermodul erzeugt werden, wobei das Verfahren aufweist: Bestimmen einer Größe und eines Winkels des Referenzspannungsvektors, basierend auf den Spannungsbefehlsignalen; Bestimmen, ob die Größe des Referenzspannungsvektors geringer ist oder gleich zu einem Schwellwert und; Erzeugen einer modifizierten Größe und eines modifizierten Winkels des Referenzspannungsvektors basierend auf der Größe des Referenzspannungsvektors und des Winkels des Referenzspannungsvektors, wenn die Größe des Referenzspannungsvektors bestimmt wird, dass sie kleiner oder gleich einem Schwellwert ist, wobei der modifizierte Winkel des Referenzspannungsvektors ein Referenzspannung-Übermodulation-Steuerwinkel ist, wenn der Referenzspannungsvektor bestimmt wird, dass er innerhalb eines Übermodulationsbereiches ist.
2. Verfahren nach Ausführungsform 1, wobei der Schritt des Bestimmens, ob die Größe des Referenzspannungsvektors geringer als oder gleich einem Schwellwert ist, aufweist: Bestimmen ob die Größe des Referenzspannungsvektors geringer als oder gleich zu einem linearen Bereichsspannungs-Schwellwert für einen linearen-Modulationsbereich ist, um zu bestimmen, ob der Referenzspannungsvektor innerhalb des linearen Modulationsbereiches ist.
3. Verfahren nach Ausführungsform 2, wobei der Übermodulationsbereich ein zweiter Übermodulationsbereich ist, wenn die Größe des Referenzspannungsvektors bestimmt wird, dass sie größer als der lineare Bereichsspannungsschwellwert im linearen Modulationsbereich ist, welches ferner die Schritte aufweist von: Bestimmen, ob die Größe des Referenzspannungsvektors geringer oder gleich zu einem ersten Spannungsschwellwert für einen ersten Übermodulationsbereich ist, um zu bestimmen, ob der Referenzspannungsvektor innerhalb des ersten Übermodulationsbereiches oder des zweiten Übermodulationsbereiches ist.
4. Verfahren nach Ausführungsform 3, wenn die Größe des Referenzspannungsvektors bestimmt wird, dass sie kleiner oder gleich zu dem ersten Spannungsschwelwert für den ersten Übermodulationsbereich ist und der Referenzspannungsvektor bestimmt wird, dass er innerhalb des ersten Übermodulationsbereiches ist, wobei der Schritt des Erzeugens einer modifizierten Größe und eines modifizierten Winkels des Referenzspannungsvektors aufweist: Erzeugen einer modifizierten Größe des Referenzspannungsvektors, basierend auf der Größe des Referenzspannungsvektors und eines Korrekturfaktorkoeffizienten und eines modifizierten Winkels des Referenzspannungsvektors, welcher gleich zu dem Winkel des Referenzspannungsvektors ist.
5. Verfahren nach Ausführungsform 3, wenn die Größe des Referenzspannungsvektors bestimmt wird, dass sie größer als der erste Spannungsschwelwert für den ersten Übermodulatiansbereich ist und der Referenzspannungsvektor bestimmt wird, dass er innerhalb des zweiten Übermodulationsbereiches ist, wobei der Schritt des Erzeugens einer modifizierten Größe und eines modifizierten Winkels des Referenzspannungsvektors aufweist: Modifizieren des Winkels des Referenzspannungsvektors, um den Referenzspannungs-Übermodulations-Steuerwinkel zu erzeugen.
6. Verfahren nach Ausführungsform 5, wobei der Schritt des Modifizierens des Winkels des Referenzspannungsvektors um den Referenzspannung-Übermodulation-Steuerwinkel zu erzeugen, aufweist: Modifizieren des Winkels des Referenzspannungsvektors, basierend auf einem Referenzwinkel-Geschwindigkeit-Modulationskoeffizienten, einem Dritte-Harmonische-Größe-Koeffizienten und eines Dritte-Harmonische-Phasenwinkel-Modifikationskoeffizienten, um den Referenzspannung-Übermodulation-Steuerwinkel zu erzeugen.
7. Verfahren nach Ausführungsform 5, wobei das Erzeugen einer modifizierten Größe und eines modifizierten Winkels des Referenzspannungsvektors aufweist, welches ferner aufweist: Modifizieren der Größe des Referenzspannungsvektors, basierend auf dem Referenzspannung-Übermodulation-Steuerwinkel, um die modifizierte Größe des Referenzspannungsvektors zu erzeugen.
8. Verfahren nach Ausführungsform 7, wobei der Schritt des Modifizierens der Größe des Referenzspannungsvektors basierend auf dem Referenzspannung-Übermodulation-Steuerwinkel, um die modifizierte Größe des Referenzspannungsvektors zu erzeugen, ferner aufweist: Modifizieren der Größe des Referenzspannungsvektors, basierend auf dem Referenzspannung-Übermodulation-Steuerwinkel, einer Sektorzahl und eines Spannungsschwellwertes für den linearen Modulationsbereich, um die modifizierte Größe des Referenzspannungsvektor zu erzeugen.
9. Verfahren nach Ausführungsform 1, wobei der Schritt des Bestimmens einer Größe und eines Winkels des Referenzspannungsvektors basierend auf Spannungsbefehlsignalen aufweist: Bestimmen einer Größe und eines Winkels des Referenzspannungsvektors, basierend auf einem Synchron-Referenzrahmen-d-Achse-Spannungsbefehlsignals und eines synchronen Referenzrahmen-q-Achse-Spannungsbefehlsignals.
10. Fünf-Phasen-System, welches aufweist: ein Fünf-Phasen-Wechselrichtermodul, welches Ausgangsspannungen basierend auf Spannungsbefehlsignalen erzeugt, welche das Fünf-Phasen-Wechselrichtermodul steuern; eine Fünf-Phasen-Maschine, welche durch die Ausgangsspannungen betrieben wird, welche durch das Fünf-Phasen-Wechselrichtermodul erzeugt sind; und einen Übermodulationsprozessor, welcher gestaltet ist, um einen Referenzspannungsvektor zu übermodulieren, um die Spannungsbefehlsignale zu optimieren, um die Ausgangsspannungen zu erhöhen, welche durch das Fünf-Phasen-Wechselrichtermodul erzeugt werden, wobei der Übermodulations-Prozessor gestaltet ist, um einen modifizierten Winkel des Referenzspannungsvektors zu erzeugen, basierend auf einem Winkel eines Referenzspannungsvektors, wenn der Referenzspannungsvektor bestimmt wird, dass er innerhalb eines Übermodulationsbereiches ist, wobei der modifizierte Winkel ein Referenzspannung-Übermodulation-Steuerwinkel ist.
11. System nach Ausführungsform 10, wobei der Übermodulationsprozessor gestaltet ist, um zu bestimmen, ob eine Größe des Referenzspannungsvektors geringer als oder gleich zu einem Schwellwert ist, und eine modifizierte Größe und einen modifizierten Winkel des Referenzspannungsvektors erzeugt, basierend auf der Größe des Referenzspannungsvektors und einem Winkel des Referenzspannungsvektors, wenn die Größe des Referenzspannungsvektors bestimmt wird, dass sie geringer als oder gleich zu einem Schwellwert ist, wobei der modifizierte Winkel des Referenzspannungsvektors der Referenzspannung-Übermodulation-Steuerwinkel ist, wenn der Referenzspannungsvektor bestimmt wird, dass er innerhalb des Modulationsbereiches ist.
12. System nach Ausführungsform 11, wobei der Übermodulationsprozessor gestaltet ist, um zu bestimmen, ob die Größe des Referenzspannungsvektors geringer als oder gleich zu einem linearen Bereichsspannungsschwellwert für einen linearen Modulationsbereich ist, um zu bestimmen, ob der Referenzspannungsvektor innerhalb des linearen Modulationsbereiches ist.
13. System nach Ausführungsform 12, wenn die Größe des Referenzspannungsvektors so bestimmt ist, dass sie größer als der Linearbereich-Spannungsschwellwert für den linearen Modulationsbereich ist, wobei der Übermodulationsprozessor gestaltet ist, um zu bestimmen, ob die Größe des Referenzspannungsvektors geringer oder gleich zu einem ersten Spannungsschwellwert für einen ersten Übermodulationsbereich ist, um zu bestimmen, ob die Referenzspannung innerhalb des ersten Übermodulationsbereiches oder eines zweiten Übermodulationsbereiches ist, wobei der Übermodulationsbereich der zweite Übermodulationsbereich ist.
14. System nach Ausführungsform 13, wenn die Größe des Referenzspannungsvektors bestimmt ist, dass sie geringer ist oder gleich zu dem ersten Spannungsschwelwert für den ersten Übermodulationsbereich ist und der Referenzspannungsvektor bestimmt ist, dass er innerhalb des ersten Übermodulationsbereiches ist, wobei der Übermodulationsprozessor gestaltet ist, um eine modifizierte Größe des Referenzspannungsvektors zu erzeugen, basierend auf der Größe des Referenzspannungsvektors und eines Korrekturfaktor-Koeffizienten.
15. System nach Ausführungsform 13, wenn die Größe des Referenzspannungsvektors bestimmt ist, dass sie größer als der erste Spannungsschwelwert für den ersten Übermodulationsbereich ist und der Referenzspannungsvektor bestimmt ist, dass er innerhalb des zweiten Modulationsbereiches ist, wobei der Übermodulationsprozessor so gestaltet ist, eine modifizierte Größe und einen modifizierten Winkel des Referenzspannungsvektors zu erzeugen.
16. System nach Ausführungsform 13, wenn die Größe des Referenzspannungsvektors bestimmt ist, dass sie größer als der erste Spannungsschwelwert für den ersten Übermodulationsbereich ist und der Referenzspannungsvektor bestimmt ist, dass er innerhalb des zweiten Übermodulationsbereich ist, wobei der Übermodulationsbereichsprozessor gestaltet ist, um den Winkel des Referenzspannungsvektor zu modifizieren, um den modifizierten Winkel des Referenzspannungsvektors zu erzeugen, welches der Referenzspannung-Übermodulation-Steuerwinkel ist.
17. System nach Ausführungsform 16, wobei der Übermodulationsprozessor gestaltet ist, den Winkel des Referenzspannungsvektors zu modifizieren, basierend auf einem Referenzwinkel-Geschwindigkeit-Modifikationskoeffizienten, einem Dritte-Harmonische-Größe-Koeffizienten und einem Dritte-Harmonische-Phasenwinkel-Modifikationskoeffizienten, um den modifizierten Winkel des Referenzspannungsvektors zu erzeugen, welcher ein Referenzspannung-Übermodulation-Steuerwinkel ist.
18. System nach Ausführungsform 16, wobei der Übermodulationsprozessor gestaltet ist, um die Größe des Referenzspannungsvektors zu modifizieren, basierend auf dem Referenzspannung-Übermodulation-Steuerwinkel, um die modifizierte Größe des Referenz-Spannungsvektors zu erzeugen.
19. System nach Ausführungsform 18, wobei der Übermodulationsprozessor so gestaltet ist, die Größe des Referenzspannungsvektors zu modifizieren, basierend auf dem Referenzspannung-Übermodulation-Steuerwinkel, einer Sektorzahl und einem Spannungsschwellwert für den linearen Modulationsbereich, um die modifizierte Größe des Referenzspannungsvektors zu erzeugen.
20. System nach Ausführungsform 10, wobei der Übermodulationsprozessor ferner gestaltet ist, um: die Größe und den Winkel des Referenzspannungsvektors zu bestimmen, basierend auf einem Referenzrahmen-Spannungsbefehlsignals und einem Synchron-Referenzrahmen-q-Achse-Spannungsbefehlsignal.

Claims

Verfahren für das Übermodulieren bzw. Übersteuern eines Referenzspannungsvektors, um die Spannungsbefehlsignale zu optimieren, welche ein Fünf-Phasen-Wechslermodul steuern, um die Ausgangsspannungen zu erhöhen, welche durch das Fünf-Phasen-Wechselrichtermodul erzeugt werden, wobei das Verfahren aufweist: Bestimmen einer Größe und eines Winkels des Referenzspannungsvektors, basierend auf den Spannungsbefehlsignalen; Bestimmen, ob die Größe des Referenzspannungsvektors geringer ist oder gleich zu einem Schwellwert und; Erzeugen einer modifizierten Größe und eines modifizierten Winkels des Referenzspannungsvektors basierend auf der Größe des Referenzspannungsvektors und des Winkels des Referenzspannungsvektors, wenn die Größe des Referenzspannungsvektors bestimmt wird, dass sie kleiner oder gleich einem Schwellwert ist, wobei der modifizierte Winkel des Referenzspannungsvektors ein Referenzspannung-Übermodulation-Steuerwinkel ist, wenn der Referenzspannungsvektor bestimmt wird, dass er innerhalb eines Übermodulationsbereiches ist.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Schritt des Bestimmens, ob die Größe des Referenzspannungsvektors geringer als oder gleich einem Schwellwert ist, aufweist: Bestimmen ob die Größe des Referenzspannungsvektors geringer als oder gleich zu einem linearen Bereichsspannungs-Schwellwert für einen linearen-Modulationsbereich ist, um zu bestimmen, ob der Referenzspannungsvektor innerhalb des linearen Modulationsbereiches ist.
Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei der Übermodulationsbereich ein zweiter Übermodulationsbereich ist, wenn die Größe des Referenzspannungsvektors bestimmt wird, dass sie größer als der lineare Bereichsspannungsschwellwert im linearen Modulationsbereich ist, welches ferner die Schritte aufweist von: Bestimmen, ob die Größe des Referenzspannungsvektors geringer oder gleich zu einem ersten Spannungsschwellwert für einen ersten Übermodulationsbereich ist, um zu bestimmen, ob der Referenzspannungsvektor innerhalb des ersten Übermodulationsbereiches oder des zweiten Übermodulationsbereiches ist.
Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche, wenn die Größe des Referenzspannungsvektors bestimmt wird, dass sie kleiner oder gleich zu dem ersten Spannungsschwelwert für den ersten Übermodulationsbereich ist und der Referenzspannungsvektor bestimmt wird, dass er innerhalb des ersten Übermodulationsbereiches ist, wobei der Schritt des Erzeugens einer modifizierten Größe und eines modifizierten Winkels des Referenzspannungsvektors aufweist: Erzeugen einer modifizierten Größe des Referenzspannungsvektors, basierend auf der Größe des Referenzspannungsvektors und eines Korrekturfaktorkoeffizienten und eines modifizierten Winkels des Referenzspannungsvektors, welcher gleich zu dem Winkel des Referenzspannungsvektors ist.
Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche, wenn die Größe des Referenzspannungsvektors bestimmt wird, dass sie größer als der erste Spannungsschwelwert für den ersten Übermodulationsbereich ist und der Referenzspannungsvektor bestimmt wird, dass er innerhalb des zweiten Übermodulationsbereiches ist, wobei der Schritt des Erzeugens einer modifizierten Größe und eines modifizierten Winkels des Referenzspannungsvektors aufweist: Modifizieren des Winkels des Referenzspannungsvektors, um den Referenzspannungs-Übermodulations-Steuerwinkel zu erzeugen.
verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei der Schritt des Modifizierens des Winkels des Referenzspannungsvektors um den Referenzspannung-Übermodulation-Steuerwinkel zu erzeugen, aufweist: Modifizieren des Winkels des Referenzspannungsvektors, basierend auf einem Referenzwinkel-Geschwindigkeit-Modulationskoeffizienten, einem Dritte-Harmonische-Größe-Koeffizienten und eines Dritte-Harmonische-Phasenwinkel-Modifikationskoeffizienten, um den Referenzspannung-Übermodulation-Steuerwinkel zu erzeugen.
Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei das Erzeugen einer modifizierten Größe und eines modifizierten Winkels des Referenzspannungsvektors aufweist, welches ferner aufweist: Modifizieren der Größe des Referenzspannungsvektors, basierend auf dem Referenzspannung-Übermodulation-Steuerwinkel, um die modifizierte Größe des Referenzspannungsvektors zu erzeugen.
Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei der Schritt des Modifizierens der Größe des Referenzspannungsvektors basierend auf dem Referenzspannung-Übermodulation-Steuerwinkel, um die modifizierte Größe des Referenzspannungsvektors zu erzeugen, ferner aufweist: Modifizieren der Größe des Referenzspannungsvektors, basierend auf dem Referenzspannung-Übermodulation-Steuerwinkel, einer Sektorzahl und eines Spannungsschwellwertes für den linearen Modulationsbereich, um die modifizierte Größe des Referenzspannungsvektor zu erzeugen.
Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei der Schritt des Bestimmens einer Größe und eines Winkels des Referenzspannungsvektors basierend auf Spannungsbefehlsignalen aufweist: Bestimmen einer Größe und eines Winkels des Referenzspannungsvektors, basierend auf einem Synchron-Referenzrahmen-d-Achse-Spannungsbefehlsignals und eines synchronen Referenzrahmen-q-Achse-Spannungsbefehlsignals.
Fünf-Phasen-System, welches speziell ein Verfahren nach einem der Ansprüche 1–9 anwendet, welches aufweist: ein Fünf-Phasen-Wechselrichtermodul, welches Ausgangsspannungen basierend auf Spannungsbefehlsignalen erzeugt, welche das Fünf-Phasen-Wechselrichtermodul steuern; eine Fünf-Phasen-Maschine, welche durch die Ausgangsspannungen betrieben wird, welche durch das Fünf-Phasen-Wechselrichtermodul erzeugt sind; und einen Übermodulationsprozessor, welcher gestaltet ist, um einen Referenzspannungsvektor zu übermodulieren, um die Spannungsbefehlsignale zu optimieren, um die Ausgangsspannungen zu erhöhen, welche durch das Fünf-Phasen-Wechselrichtermodul erzeugt werden, wobei der Übermodulations-Prozessor gestaltet ist, um einen modifizierten Winkel des Referenzspannungsvektors zu erzeugen, basierend auf einem Winkel eines Referenzspannungsvektors, wenn der Referenzspannungsvektor bestimmt wird, dass er innerhalb eines Übermodulationsbereiches ist, wobei der modifizierte Winkel ein Referenzspannung-Übermodulation-Steuerwinkel ist.