DE102011085857A1

DE102011085857A1 - Verfahren, Systeme und Geräte für das Einstellen der Aussteuerung von Pulsbreiten modulierten (PWM) Wellenformen

Info

Publication number: DE102011085857A1
Application number: DE102011085857A
Authority: DE
Inventors: Gabriel Gallegos-Lopez; Michael H. Kinoshita; Ray M. Ransom; Milun Perisic
Original assignee: GM Global Technology Operations LLC
Current assignee: GM Global Technology Operations LLC
Priority date: 2011-01-03
Filing date: 2011-11-07
Publication date: 2012-07-05
Also published as: CN102545763B; US20120169263A1; CN102545763A; US8446117B2

Abstract

Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung beziehen sich auf Verfahren, Systeme und Geräte, um den Betrieb einer Mehrphasenmaschine in einem vektorgesteuerten Motorantriebssystem zu steuern, wenn die Mehrphasenmaschine in einem Übermodulationsbereich arbeitet. Die veröffentlichen Ausführungsformen liefern einen Mechanismus, um eine Aussteuerung der PWM-Wellenformen einzustellen, sodass die korrekten Phasenspannungs-Befehlssignale an den Winkelübergängen angelegt werden. Dies kann die Variationen/Fehler in den Phasenspannungs-Befehlssignalen reduzieren, welche an der Mehrphasenmaschine angelegt sind, so dass der Phasenstrom richtiger Weise geregelt werden kann, so dass damit die Strom-/Drehmoment-/Oszillation reduziert wird, was umgekehrt den Wirkungsgrad und die Leistungsfähigkeit der Maschine verbessern kann, ebenso wie das Benutzen der DC-Spannungsquelle.

Description

STELLUNGNAHME BEZÜGLICH VON DER REGIERUNG GEFÖRDERTER FORSCHUNG ODER ENTWICKLUNG
Diese Erfindung wurde mit Unterstützung der Regierung unter DE-FC26-07NT43123 durchgeführt, welche vom Department of Energy der Vereinigten Staaten zugeteilt wurde. Die Regierung besitzt gewisse Rechte an dieser Erfindung.
TECHNISCHER BEREICH
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung beziehen sich im Allgemeinen auf Techniken, um den Betrieb von Mehrphasensystemen zu steuern und spezieller ausgedrückt, beziehen sie sich auf Verfahren, Systeme und Geräte, um Aussteuerung von Pulsbreitenmodulierten (PWM) Wellenformen bzw. Signalformen einzustellen, welche benutzt werden, um eine Mehrphasenmaschine zu steuern.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Elektrische Maschinen werden in einer großen Vielfalt von Applikationen benutzt. Zum Beispiel beinhalten Hybride/Elektrische Fahrzeuge (HEVs) typischer Weise ein elektrisches Traktionsantriebssystem, welches einen elektrischen Wechselstrom-(AC-)Motor beinhaltet, welcher durch einen Leistungswandler mit einer Gleichstrom-(DC-)Leistungsquelle, wie zum Beispiel einer Speicherbatterie angetrieben wird. Motorwicklungen des elektrischen AC-Motors können an Wechselrichter-Untermodule eines Leistungswechselrichtermoduls (PWM) gekoppelt werden. Jedes Wechselrichter-Untermodul beinhaltet ein Paar von Schaltern, welche in einer komplementären Weise schalten, um eine schnelle Schaltfunktion durchzuführen, um die DC-Leistung in AC-Leistung zu wandeln. Diese AC-Leistung treibt den elektrischen AC-Motor, welcher umgekehrt eine welle des HEV's Antriebsstranges antreibt. Traditionell implementieren HEVs zwei Drei-Phasen-Pulsweitenmodulierte-(PWM-)Wechselrichtermodule und zwei Drei-Phasen-AC-Maschinen (z. B. AC-Motore), wobei jeder durch einen der entsprechenden Drei-Phasen-Wechselrichtermodule angetrieben wird, an die es gekoppelt ist.
Viele moderne Hochleistungs-AC-Motorantriebe benutzen das Prinzip der Feldorientierten Steuerung (FOC) oder „Vektor”-Steuerung, um den Betrieb des elektrischen AC-Motors zu steuern. Speziell wird die Vektor-Steuerung häufig bei variablen Frequenzantrieben benutzt, um das Drehmoment, welches an der Welle angelegt wird (um damit letztlich die Geschwindigkeit) eines elektrischen AC-Motors durch das Steuern des Stromes zu steuern, welcher dem elektrischen AC-Motor zugeführt wird. Kurzum, es werden Statorphasenströme gemessen und in einen entsprechenden komplexen Raumvektor gewandelt. Dieser Stromvektor wird dann in ein Koordinatensystem transformiert, welches mit dem Rotor des elektrischen AC-Motors umläuft.
In jüngster Zeit haben Forscher die Möglichkeit des Benutzens von Mehrphasenmaschinen bei verschiedenen Anwendungen, wobei elektrische Fahrzeuge beinhaltet sind, gesucht. Wie er hier benutzt wird, bezieht sich der Term „Mehrphasen” auf mehr als drei Phasen und kann benutzt werden, um sich auf elektrische Maschinen zu beziehen, welche drei oder mehr Phasen besitzen. Eine elektrische Mehrphasenmaschine beinhaltet typischer Weise ein Mehrphasen-PWM-Wechselrichtermodul, welches eine oder mehrere Mehrphasen-AC-Maschine(n) antreibt. Ein Beispiel einer derartigen Mehrphasenmaschine ist eine Fünfphasen-AC-Maschine.
In einem Fünfphasensystem, treibt ein Fünfphasen-PWM-Wechselrichtermodul ein oder mehrere Fünfphasen-AC-Maschine(n) an.
In derartigen Mehrphasensystemen werden Spannungsbefehlssignale an einem Pulsbreitenmodulations-(PWM-)Modul angelegt. Das PWM-Modul wendet PWM-Wellenformen an den Spannungsbefehlssignalen an, um die Pulsbreitenmodulation der Spannungsbefehlssignale zu steuern und um Vektorsignale zu erzeugen, welche an das PWM-Wechselrichtermodul geliefert werden. Die PWM-Wellenformen werden durch Anstiegflanken- und Abfallflanken-Übergänge charakterisiert, welche bei speziellen Übergangswinkeln auftreten und eine spezielle Aussteuerung während jeder PWM-Periode generieren. Für einen Pulszug, welcher rechteckige Pulse besitzt, ist die Aussteuerung (DC) das Verhältnis der Puls-Ein-Dauer (T_on) und einer entsprechenden PWM-Periode (T_pwn) (d. h Zeit zwischen dem Start von aufeinander folgenden Pulsen), welche zu dem gleichen Puls gehören (z. B. für einen Puls, in welchem die Pulsdauer 25 Mikrosekunden ist und die PWM-Periode 100 Mikrosekunden ist, ist die Aussteuerung gleich 0,25 oder 25%).
Idealer Weise werden diese Übergangswinkel (d. h. die Anstiegflanke- und Abfallflanke-Übergänge) einer PWM-Wellenform synchron bezüglich der elektrischen Frequenz der Maschine auftreten. Die Therme „Anstiegflanke” und „Vorderflanke” werden hier gegenseitig austauschbar genutzt. In ähnlicher Weise werden die Therme „Abfallflanke” und „Hinterflanke” hier gegenseitig austauschbar genutzt.
Jedoch treten diese Übergangswinkel (d. h. die Anstiegflanke- und Abfallflanke-Übergänge) einer PWM-Wellenform synchron bezüglich der elektrischen Frequenz der Maschine auf. In vielen Betriebsszenarien (z. B. wenn die Mehrphasenmaschine zwischen einem mittleren bis zu einem hohen Geschwindigkeitsbereich oder in einem Übermodulations-Bereich arbeitet), treten die Übergangswinkel nicht immer an den korrekten Winkelorten auf, da die Schaltfrequenz des PWM-Wechselrichter-moduls asynchron zu der Maschinengeschwindigkeit ist. 1 stellt ein Beispiel der Schaltvektorsignale (Sa...Se) dar, welches drei überlagerte PWM-Wellenformen darstellt, wobei die Anstiegs- und Abfallflanken der Aussteuerungs-Wellenformen nicht an den korrekten Winkelposition während der jeweiligen PWM-Perioden auftreten, und gegeneinander versetzt sind, und einen Jitter von Zyklus zu Zyklus aufweisen.
Obwohl das PWM-Modul die Aussteuerung der PWM-Wellenformen jedes Mal, wenn es auf das Ende des „Grenzwinkels” einer aktuellen PWM-Periode trifft, aktualisieren/einstellen kann, ist diese Aussteuerung nur gültig bezüglich für Übergangswinkel, welche auftreten, bevor sie berechnet wurden und ist nicht gültig für Übergangswinkel, welche danach auftreten.
Das PWM-Modul wird die Aussteuerung, welche am Ende der aktuellen PWM-Periode berechnet wurde, während der nächsten PWM-Periode, welche folgt, aufrechterhalten (d. h. nachdem die vorherige Aussteuerung berechnet wurde). Mit anderen Worten das PWM-Modul wird nicht die Aussteuerung der PWM-Wellenform einstellen, sondern wird stattdessen fortfahren, die alte zuvor berechnete Aussteuerung anzuwenden, sogar wenn ein Übergangswinkel in der nächsten PWM-Periode auftritt. Zum Beispiel wenn eine Aussteuerung von 100% am Ende der aktuellen PWM-Periode berechnet wurde, wird der Prozessor nicht eine Aussteuerung von 0% einstellen, wenn ein Übergangswinkel in der nächsten PWM-Periode auftritt (nach welchem Punkt eine Aussteuerung von 0% benötigt wird). Das PWM-Modul wird fortfahren, die alte Aussteuerung von 100% für die Gesamtheit der letzten PWM-Periode anzuwenden und wird die Aussteuerung (auf 0%) nur am Ende der nächsten PWM-Periode aktualisieren.
Als Ergebnis wird eine falsche Phasenspannung an der Maschine angewendet und deshalb kann der Phasenstrom nicht in richtiger Weise geregelt werden, was umgekehrt Strom-/Drehmoment-Oszillationen auslösen kann.
Es wäre wünschenswert, einen Mechanismus für das Sicherstellen zu liefern, dass Übergangswinkel an ihren korrekten Winkelorten auftreten, sodass die korrekte Phasenspannung an einer Mehrphasenmaschine angewendet wird, um zu helfen, die richtige Phasenstromregulierung aufrecht zu erhalten. Andere wünschenswerte Merkmale und Charakteristika der vorliegenden Erfindung werden aus der nachfolgenden detaillierten Beschreibung und den angehängten Ansprüchen offensichtlich, welche in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen und dem vorhergegangenen technischen Bereich und Hintergrund gegeben werden.
ZUSAMMENFASSUNG
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung beziehen sich auf Verfahren, Systeme und Geräte, um den Betrieb einer Mehrphasenmaschine in einem vektorgesteuerten Motorantriebssystem zu steuern, welches ein Mehrphasen-PWM-gesteuertes Wechselrichtermodul beinhaltet, welches die Mehrphasenmaschine antreibt, wenn die Mehrphasenmaschine in einem Übermodulationsbereich arbeitet. Die veröffentlichten Ausführungsformen liefern einen Mechanismus, um eine Aussteuerung von PWM-Wellenformen einzustellen, sodass die korrekten Phasenspannungsbetriebssignale an der Mehrphasenmaschine angewendet werden. Dies kann Variationen/Fehler in den Phasenspannungsbefehlssignalen reduzieren, welche an der Mehrphasenmaschine angelegt werden, sodass der Phasenstrom richtig reguliert werden kann, sodass damit die Strom-/Drehmoment-Oszillation reduziert wird, welches umgekehrt den Maschinenwirkungsgrad und die Leistungsfähigkeit verbessern kann, ebenso wie die Benutzung der DC-Spannungsquelle.
BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden hier nachfolgend in Verbindung mit den folgenden gezeichneten Figuren beschrieben, wobei ähnliche Ziffern ähnliche Elemente bezeichnen, und
1 ein Beispiel der Schaltvektorsignale (Sa...Se) darstellt, welche drei überlagerte PWM-Wellenformen darstellt;
2A ein Blockdiagramm eines Beispiels eines vektorgesteuerten Motorantriebssystems ist, entsprechend einigen der veröffentlichten Ausführungsformen;
2B ein Blockdiagramm eines Teilbereichs eines Motorantriebssystems ist, wobei ein Fünfphasen-Spannungsquellen-Wechselrichtermodul beinhaltet ist, welches an einen Fünfphasen-AC-Motor angeschlossen ist;
3A und 3B Darstellungen eines Zustands-Raumspannungs-Schaltvektordiagramms ist, welches dreißig der zweiunddreißig Spannungsschaltvektoren darstellt, um Schalter in einem Fünfphasen-Wechselrichtermodul anzutreiben;
3C eine Tabelle ist, welche die unterschiedlichen Kombinationen der Ein-/Aus-Zustände der Schaltvektorsignale zusammenfasst, welche benutzt werden, um jeden Spannungsschaltvektor darzustellen, welcher in den 3A und 3B gezeigt wird;
4 ein Diagramm ist, welches einen Zehneck-Bereich darstellt, welcher durch benachbarte zehn große Spannungsschaltvektoren gebildet ist, normiert auf DC-Verbindungsspannung und drei getrennte Modulationsbereiche;
5A ist eine vergrößerte Ansicht von Sektor-Zahlen der 4, welche die Modulationsbereiche der 4 in größerem Detail darstellt;
5B ist eine vergrößerte Ansicht der Modulationsbereiche der 5A im größeren Detail;
6 ist ein Ablaufdiagramm, welches ein Verfahren entsprechend zu einigen der veröffentlichten Ausführungsformen darstellt;
7A, B, D, F, H und J sind Ablaufdiagramme, welche eine Implementierung eines Verfahrens der 5 entsprechend zu einigen der veröffentlichten Ausführungen darstellt, wie sie in einem speziellen Sektor angewendet werden;
7C, E, G, I, K stellen jeweils einen speziellen Sektor zusammen mit relativen Winkelpositionen einer aktuellen PWM-Periode und eine nächste vorausgesagte PWM-Periode bezüglich verschiedener Übergangswinkeln dar;
8 ist ein Zeitablaufdiagramm, welches Aussteuerung-PWM-Wellenformen zeigt, welche an dem SVPWM-Modul der 2A berechnet und verarbeitet wurden, für jede Phase (A, B, C, D, E) über einen elektrischen Zyklus, basierend auf Phasenspannungsbefehlssignalen (Vas*...Ves*) der 2A;
9 stellt ein Beispiel der Schaltvektorsignale (Sa...Se) 109 dar, welche an dem Raumvektor(SV)-PWM-Modul 108 erzeugt sind, entsprechend zu einigen der veröffentlichten Ausführungsformen.
BESCHREIBUNG DER BEISPIELHAFTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
Wie es hier benutzt wird, bedeutet das Wort „beispielhaft” „als ein Beispiel, ein Umstand oder eine Darstellung dienend”. Folgende detaillierte Beschreibung ist nur von ihrer Art her beispielhaft und ist nicht beabsichtigt die Erfindung oder die Anwendung und das Gebrauchen der Erfindung zu begrenzen. Die hier als „beispielhaft” beschriebene Ausführungsform ist nicht notwendiger Weise als bevorzugt oder vorteilhaft gegenüber anderen Ausführungsformen zu interpretieren. Alle Ausführungsformen, welche in dieser detaillierten Beschreibung beschrieben werden, sind beispielhafte Ausführungsformen, welche geliefert werden, um Fachleute in die Lage zu versetzen, die Erfindung durchzuführen oder zu gebrauchen und nicht, um den Umfang der Erfindung zu begrenzen, welcher durch die Ansprüche definiert ist. Außerdem gibt es keine Absicht, an irgend eine ausgedrückte oder beinhaltete Theorie gebunden zu sein, welche in dem vorausgegangenen technischen Bereich, dem Hintergrund, der kurzen Zusammenfassung oder der folgenden detaillierten Beschreibung zitiert wird.
Bevor im Detail Ausführungsformen beschrieben werden, welche entsprechend der vorliegenden Erfindung sind, sollte beobachtet werden, dass die Ausführungsformen in erster Linie hier in Kombinationen der Verfahrungsschritte und der Gerätekomponenten angesiedelt sind, welche sich auf das Steuern des Betriebs eines Mehrphasensystems beziehen. Es wird gewürdigt werden, dass Ausführungsformen der hier beschriebenen Erfindung implementiert werden können, indem Hardware, Software oder eine Kombination davon benutzt wird. Die Steuerschaltungen, welche hier beschrieben sind, weisen verschiedene Komponenten, Module, Schaltungen und andere Logik auf, welche unter Benutzung einer Kombination von analogen/oder digitalen Schaltungen, diskreten oder integrierten, analogen oder digitalen elektronischen Schaltungen oder Kombinationen davon implementiert werden können. Wie er hier benutzt wird, bezieht sich der Term „Modul” auf eine Einrichtung, eine Schaltung, eine elektrische Komponente und/oder auf eine auf Software basierende Komponente für das Durchführen einer Aufgabe. In einigen Implementierungen können die hier beschriebenen Steuerschaltungen implementiert werden indem eine oder mehrere Anwendungsspezifische Schaltungen (ASICs), eine oder mehrere Mikroprozessoren und/oder einer oder mehrere Digitalsignalprozessor-(DSP-)basierte Schaltungen benutzt werden, wenn ein Teil oder die gesamte Steuerlogik in derartigen Schaltungen implementiert wird. Es wird gewürdigt werden, dass Ausführungsformen der hier beschriebenen Erfindung einen oder mehrere herkömmliche Prozessoren und einzigartig gespeicherte Programminstruktionen aufweisen können, welche einen oder mehrere Prozessoren steuern, um, in Verbindung mit bestimmten Nichtprozessorschaltungen einige, die meisten oder alle der Funktionen zum Steuern des Betriebs eines Mehrphasensystems, wie es hier beschrieben wird, zu implementieren. Demnach können diese Funktionen als Schritte eines Verfahrens interpretiert werden, um den Betrieb eines Mehrphasensystems zu steuern. Alternativ können einige oder alle Funktionen durch eine Zustandsmaschine implementiert werden, welche keine gespeicherten Programminstruktionen besitzt, oder in einer oder mehreren anwendungsspezifischen Schaltungen (ASICs), in welchem bzw. welchen jede Funktion oder einige Kombinationen von bestimmten Funktionen als maßgeschneiderte Logik implementiert sind. Natürlich kann eine Kombination der zwei Vorgehensweisen genutzt werden. Demnach werden hier Verfahren und Mittel für diese Funktionen beschrieben. Außerdem wird erwartet, dass ein Fachmann, welcher möglicherweise keine Anstrengung und viele Gestaltungsmöglichkeiten scheut, welche zum Beispiel durch verfügbare Zeit, aktuelle Technologie und ökonomische Betrachtungen motiviert sind, schließlich in der Lage sein wird, wenn er durch die Konzepte und Prinzipien geführt wird, welche hier veröffentlicht sind, derartige Softwareinstruktionen und Programme und ICs mit minimalem Experimentieren zu erzeugen.
Überblick
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung beziehen sich auf Verfahren, Systeme und Geräte für Übermodulation in einem Mehrphasensystem. Die veröffentlichten Verfahren, Systeme und Geräte, um den Betrieb eines Mehrphasensystems zu steuern und um den Strom zu regulieren, welcher für eine Mehrphasenmaschine geliefert wird, können in Betriebsumgebungen implementiert werden, wie zum Beispiel einem Hybriden/Elektrischen Fahrzeug (HEV). In den beispielhaften Implementierungen, welche nun beschrieben werden, werden die Steuertechniken und Technologien beschrieben, wie sie an einem Hybriden/Elektrischen Fahrzeug angewendet werden. Jedoch wird von Fachleuten gewürdigt werden, dass die gleichen oder ähnliche Techniken und Technologien im Kontext anderer Systeme angewendet werden können, in welchen es wünschenswert ist, den Betrieb eines Mehrphasensystems zu steuern und den Strom zu regulieren, welcher an eine Mehrphasenmaschine in diesem System geliefert wird, wenn eine oder mehrere Phasen einen Fehler aufweisen oder ausgefallen sind. Diesbezüglich können alle der Konzepte, welche hier veröffentlicht sind, bei allgemeinen „Fahrzeugen” angewendet werden, und wie er hier benutzt wird, bezieht sich der Term „Fahrzeug” gleichermaßen auf einen nicht lebenden Transportmechanismus, welcher eine AC-Maschine besitzt. Zusätzlich ist der Term „Fahrzeug” nicht durch eine spezielle Antriebstechnologie wie zum Beispiel Benzin oder Dieselkraftstoff begrenzt. Vielmehr beinhalten Fahrzeuge auch Hybridfahrzeuge, elektrische Batterie-Fahrzeuge, Wasserstofffahrzeuge und Fahrzeuge, welche betrieben werden, indem sie verschiedene andere alternative Kraftstoffe benutzen.
Wie hier benutzt wird, bezieht sich der Term „Wechselstrom-AC-Maschine” im Allgemeinen auf „eine Einrichtung oder ein Gerät, welches elektrische Energie in mechanische Energie oder umgekehrt wandelt. AC-Maschinen können allgemein in synchrone AC-Maschinen und asynchrone AC-Maschinen kategorisiert werden. Synchrone AC-Maschinen können Permanentmagnetmaschinen und Reluktanz- bzw. magnetische Maschinen beinhalten. Permanentmagnetmaschinen beinhalten in der Oberfläche befestigte Permanentmagnetmaschinen (SMPMMs) und innere Permanentmagnetmaschinen (IPMMs). Asynchrone AC-Maschinen beinhalten Induktionsmaschinen. Obwohl eine AC-Maschine ein AC-Motor sein kann (z. B. ein Gerät, welches benutzt wird, um elektrische AC-Energieleistung an seinem Eingang zu wandeln, um mechanische Energie oder Leistung herzustellen), ist eine AC-Maschine nicht darauf begrenzt, ein AC-Motor zu sein, sondern kann auch Generatoren umfassen, welche benutzt werden, um mechanische Energie oder Leistung an seinem primären Bewegungsglied in elektrische AC-Energie oder Leistung an seinem Ausgang zu wandeln. Jede der Maschinen kann ein AC-Motor oder AC-Generator sein. Ein AC-Motor ist ein elektrischer Motor, welcher durch einen Wechselstrom angetrieben wird. Bei einigen Implementierungen beinhaltet ein AC-Motor einen außenseitigen stationären Stator, welcher Spulen besitzt, welche mit Wechselstrom beliefert werden, um ein sich drehendes Magnetfeld herzustellen, und einen innenseitigen Rotor, welcher an der Ausgangswelle befestigt ist, welchem ein Drehmoment durch das sich drehende Feld gegeben wird. Abhängig von der Art des benutzten Rotors, können AC-Motoren als synchron oder asynchron klassifiziert werden.
2A ist ein Blockdiagramm eines Beispiels eines Vektorgesteuerten Motorantriebssystems 100 entsprechend den veröffentlichten Ausführungsformen. Das System 100 steuert eine Fünfphasen-AC-Maschine 120 über ein Fünfphasen-Pulsbreitenmoduliertes-(PWM)-Wechselrichtermodul 110, welches an die Fünfphasen-AC-Maschine 120 gekoppelt ist, sodass die Fünfphasen-AC-Maschine 120 effizient eine DC-Eingangsspannung (Vdc) nutzen kann, welche von dem Fünfphasen-PWM-Wechselmodul 110 durch Einstellen von Strombefehlen geliefert wird, welche die Fünfphasen-AC-Maschine 120 steuern. In einer speziellen Implementierung kann das Vektorgesteuerte Motorantriebssystem 100 benutzt werden, um das Drehmoment in einem HEV zu steuern.
In der folgenden Beschreibung einer speziellen nicht eingrenzenden Implementierung wird die Fünfphasen-AC-Maschine 120 als ein Fünfphasen-AC-angetriebener Motor 120 beschrieben und, spezieller ausgedrückt, als ein Fünfphasiger, Synchroner Permanentmagnet-AC-angetriebener Motor (oder weiter gefasst als ein Motor 120); jedoch sollte gewürdigt werden, dass die dargestellte Ausführungsform nur ein nicht eingrenzendes Beispiel der Arten von AC-Maschinen ist, in denen die veröffentlichten Ausführungsformen angewendet werden können und außerdem, dass die veröffentlichten Ausführungsformen an jedem Typ von Mehrphasen-AC-Maschine angewendet werden können, welcher fünf oder mehr Phasen beinhaltet.
Der Fünfphasen-AC-Motor 120 ist an das Fünfphasen-PWM-Wechselrichtermodul 110 über fünf Wechselrichter-Module gekoppelt und erzeugt mechanische Leistung (Drehmoment X Geschwindigkeit), basierend auf fünfphasigen, sinusförmigen Stromsignalen, welche von dem PWM-Wechselrichtermodul 110 empfangen werden. Bei einigen Implementierungen wird die Winkelposition eines Rotors (θr) des Fünfphasen-AC-Motors 120 oder die „Welle-Position” gemessen, indem ein Positionssensor (nicht dargestellt) benutzt wird und bei anderen Implementierungen kann die Winkelposition eines Rotors (θr) des Fünfphasen-AC-Motors 120 geschätzt werden, ohne einen Positionssensor zu nutzen, indem sensorlose Positions-Schätztechniken benutzt werden.
Vor dem Beschreiben der Betriebsdetails des Systems 100 wird eine detailliertere Beschreibung einer beispielhaften Implementierung des Fünf-Phasen-Spannungsquellen-Wechselrichters 110 geliefert (wobei beinhaltet ist, wie dieser an den Fünfphasen-AC-Motor 120 angeschlossen ist) mit Bezug auf 2B.
2B ist ein Blockdiagramm eines Teilbereichs eines Motorantriebssystems, wobei ein Fünfphasen-Spannungs-Wechselrichter 110 an einen Fünfphasen-AC-Motor 120 angeschlossen ist. Es sollte beachtet werden, dass der Fünfphasen-Spannungs-Wechselrichter 110 und der Fünfphasen-Motor 120 in 2A nicht auf diese Implementierung beschränkt sind; vielmehr ist 2B nur ein Beispiel, wie der Fünfphasen-Spannungs-Wechselrichter 110 und der Fünfphasen-Motor 120 in 2A in einer speziellen Ausführungsform implementiert werden können.
Wie in 2B dargestellt wird, besitzt der Fünfphasen-AC-Motor 120 fünf Stator- oder Motorwicklungen 120a, 120b, 120c, 120d, 120e, welche an die Motoranschlüsse A, B, C, D, E angeschlossen sind und das Fünfphasen-PWM-Wechsechselrichteruntermodule 110 beinhaltet einen Kondensator 270 und fünf Wechselrichteruntermodule 115–119. In dieser speziellen Ausführungsform ist in Phase A das Wechselrichteruntermodul 115 an die Motorwicklung 120A gekoppelt, in Phase B das Wechselrichteruntermodul 116 an die Motorwicklung 120B gekoppelt, in Phase C das Wechselrichteruntermodul 117 an die Motorwicklung 120C gekoppelt, in Phase D das Wechselrichteruntermodul 118 an die Motorwicklung 120D gekoppelt und in Phase E das Wechselrichteruntermodul 119 an die Motorwicklung 120E gekoppelt. Die Motorwicklungen A, B, C, D, E (120A, 120B, 120C, 120D, 120E), sind an einem neutralen Punkt (N) zusammen gekoppelt. Der Strom in der Motorwicklung A 120A fließt aus den Motorwicklungen B–E 120b–120e, der Strom in die Motorwicklung B 120b ist aus den Motorwicklungen A, C, D, E 120a und 120c–e, der Strom in die Motorwicklung C 120C fließt aus den Motorwicklungen A, B, D, E 120a, 120b, 120d, 120e, der Strom in die Motorwicklung D 120d fließt aus den Motorwicklungen A, B, C, E 120a–c und 120e und der Strom in die Motorwicklung E 120e fließt aus den Motorwicklungen A–D 120a–d.
Die resultierenden Phasen- oder Statur-Ströme (Ia–Ie) 122, 123, 124, 125, 126 fließen durch die jeweiligen Statorwicklungen 120a–e. Die Phase für die Neutralspannungen über jede der Statorwicklungen 120a–120e werden jeweils als V_an, V_bn, V_cn, V_dn, V_en, bezeichnet mit den rückelektromotrischen Kraft-(EMF)-Spannungen, welche in jeder der Statorwicklungen 120a–120e jeweils erzeugt werden, welche als die Spannungen E_a, E_b, E_c, E_d, E_e gezeigt werden, welche durch ideale Spannungsquellen hergestellt werden, wobei jede davon jeweils verbunden in Reihe mit den Statur Wicklungen 120a–120e gezeigt wird. Wie gut bekannt ist, sind diese Rück-EMF-Spannungen E_a, E_b, E_c, E_d, E_e die Spannungen, welche in den jeweiligen Statorwicklungen 120a–120e durch Drehen des Permanentmagnet-Rotors induziert werden. Obwohl nicht gezeigt, ist der Motor 120 an eine Antriebswelle gekoppelt.
Der Wechselrichter 110 beinhaltet einen Kondensator 270, ein erstes Wechselrichteruntermodul 115, welches einen dualen Schalter 272/273, 274/275 aufweist, ein zweites Wechselrichteruntermodul 116, welches einen dualen Schalter 276/277, 278/279 aufweist, ein drittes Wechselrichteruntermodul 117, welches einen dualen Schalter 280/281, 282/283 aufweist, ein viertes Wechselrichteruntermodul 118, welches einen dualen Schalter 284/285, 286/287 aufweist und ein fünftes Wechselrichteruntermodul 119, welches einen dualen Schalter 288/289, 290/291 aufweist. Demnach besitzt der Wechselrichter 110 zehn feste steuerbare Schalteinrichtungen 272, 274, 276, 278, 280, 282, 284, 286, 288, 290 und zehn Dioden 273, 275, 277, 279, 281, 283, 285, 287, 289, 291, um in richtiger Weise die Verbundspannung (V_DC) zu schalten und eine Fünfphasen-Energieversorgung der Statorwicklungen 120a, 120b, 120c, 120d, 120e des Fünfphasen-AC-Motors 120 zu liefern.
Obwohl nicht dargestellt kann ein Regelkreis-Motor-Steuerglied Motor-Betriebssignale und Motor-Betriebssignale von dem Motor 120 empfangen und Steuersignale für das Steuern des Schaltens der Festkörper-Schalteinrichtungen 272, 274, 276, 278, 280, 282, 284, 286, 288, 290 innerhalb der Wechselrichter-Untermodule 115–128 zu erzeugen. Beispiele dieser Schaltvektoren, welche benutzt werden, um diese Steuersignale aufzubauen, werden nachfolgend beschrieben. Durch das Liefern richtiger Steuersignale an die einzelnen Wechselrichter-Untermodule 115–119, steuert das Regelkreis-Motor-Steuerglied das Schalten der Festkörperschalteinrichtungen 272, 274, 276, 278, 280, 282, 284, 286, 288, 290 innerhalb der Wechselrichteruntermodule 115–119 und damit das Steuern der Ausgangssignale der Wechselrichteruntermodule 115–119, welche jeweils an die Motorwicklungen 120a–120e geliefert werden. Die resultierenden Statorströme (Ia...Ie) 122–126, welche durch die Wechselrichteruntermodule 115–119 des Fünfphasen-Wechselrichtermoduls 110 erzeugt werden, werden an die Motorwicklungen 120a, 120b, 120c, 120d, 120e geliefert. Die Spannungen wie V_an, V_bn, V_cn, V_dn, V_en, E_a, E_b, E_c, E_d, E_e und die Spannung am Knoten N fluktuieren über die Zeit hinweg, abhängig von den offenen/geschlossenen Zuständen der Schalter 272, 274, 276, 278, 280, 282, 284, 286, 288, 290 in den Wechselrichter-Untermodulen 115–119 des Wechselrichters 110, wie nachfolgend beschrieben wird.
Wieder mit Bezug auf 2A beinhaltet das Vektor-Steuer-Motorantriebssystem 100 ein Drehmoment-zu-Strom-Umsetzungsmodul 140, ein synchrones (SYNC.-) Rahmen-Strom-Regelmodul 170, einen Übermodulationsprozessor 180, ein Synchron-zu-Stationär (SYNC.-TO-STAT.) Transformationsmodul 102, einen αβ-Differenzrahmen-zu-abcde-Referenzrahmen (αβ-to-abcde)-Transformationsmodul 106, ein Raumvektor-(SV)-PWM-Modul 108, einen Fünfphasen-PWM-Wechselrichter 110, einen abcde-Referenzrahmenzu-αβ-Referenzrahmen (abcde-to-αβ) Transformationsmodul 127, ein Stationär-zu-Synchron-(STAT.-TO-SYNC.)-Transformationsmodul 130.
Das Drehmmoment-zu-Strom-Umsetzungsmodul 140 empfängt ein Drehmomentsignal (Te*) 136, die Winkeldrehgeschwindigkeit (ωr) 138 der Welle, welche basierend auf der Ableitung des Rotor-/Wellen-Positionsausgangssignals (θr) 121 erzeugt wird und die DC-Eingangsspannung (V_DC) 139 als Eingangssignale, zusammen mit möglicher Weise einer Mehrzahl von anderen Systemparametern, abhängig von der Implementierung. Das Drehmoment-zu-Strom-Umsetzungsmodul 140 benutzt diese Eingangssignale, um einen d-Achsen-Strombefehl (Id*) 142 und einen q-Achsen-Strombefehl (Iq*) 144 zu erzeugen, welche den Motor 120 veranlassen, das befohlene Drehmoment (Te*) bei der Geschwindigkeit (ωr) 138 zu erzeugen. Im einzelnen benutzt das Drehmoment-zu-Strom-Umsetzungsmodul 140 die Eingangssignale, um das Drehmomentbefehlssignal (Te*) 136 in einem d-Achsen-Srom-Befehlssignal (Id*) 142 und ein q-Achsen-Strom-Befehlssignal (Iq*) 144 abzubilden. Die Synchronen-Referenzrahmen-d-Achse und q-Achsen-Strom-Befehlssignale (Id*, Iq*) 142, 144 sind DC-Befehle, welche einen konstanten Wert als eine Funktion der Zeit besitzen.
Das abcde-zu-αβ-Transformationsmodul 127 empfängt die gemessenen Fünfphasen-Stationär-Refenzrahmen-Rückkopplungs-Statorströme (Ia...Ie) 122–126, welche von dem Motor 120 rückgekoppelt wurden. Das abcde-zu-αβ-Transformationsmodul 127 nutzt diese Fünfphasen-Stationär-Referenzrahmen-Rückkopplungs-Statorströme 122–126, um eine abcde-Referenz-Rahmen-zu-αβ-Referenzrahmen-Transformation durchzuführen, um die Fünfphasen-Stationär-Referenzrahmen-Rückkopplungs-Statorströme 122–126 in stationäre Referenzrahmen-Rückkopplungs-Statorströme (Iα, Iβ) 128, 129 umzuwandeln. Die abcde-zu-αβ-Transformation kann durchgeführt werden, wobei irgendeine bekannte Transformationstechnik benutzt wird, wobei das Benutzen der Matrizen in der Gleichung (1) nachfolgend definiert ist, beinhaltet ist.
In Gleichung (1) wird der Spaltenvektor, welcher die Fünfphasen-Stationär-Referenzrahmen-Rückkopplungs-Statorströme 122–126 präsentiert mit einer Transformatonsmatrix und einem Skalierfaktor multipliziert, um einen Spaltenvektor zu erzeugen, welcher die Stationär-Referenzrahmen-Rückkopplungs-Statorströme (Iα, Iβ) 128, 129 repräsentiert.
Das Stationär-zu-Synchron-Transformationsmodul 130 empfängt die Stationär-Referenzrahmen-Rückkopplungs-Statorströme (Iα, Iβ) 128, 129 und die Rotorwinkelposition (θr) 121 und erzeugt (z. B. bearbeitet oder wandelt) diese Stationär-Referenzrahmen-Rückkopplungs-Statorströme (Iα, Iβ) 128, 129, um ein Synchrones-Referenzrahmen-d-Achse-Stromsignal (Id) 132 und ein Synchrones-Referenzrahmen-q-Achse-Stromsignal (Iq) 134 zu erzeugen. Der Prozess der Stationär-zu-Synchron-Wandlung ist in der Fachwelt gut bekannt und wird hier der Kürze wegen nicht im Detail beschrieben.
Das Synchronrahmen-Strom-Regelglied-Modul 170 empfängt das Synchron-Referenzrahmen-d-Achse-Stromsignal (Id) 132, das Synchron-Referenzrahmen-q-Achse-Stromsignal (Iq) 134, den d-Achse-Strombefehl (Id*) 142 und den d-Achse-Strombefehl (Iq*) 144 und benutzt diese Signale, um ein Synchron-Referenzrahmen-d-Achse-Spannungsbefehlssignal (Vd*) 172 und ein Synchron-Referenzrahmen-q-Achse-Spannungsbefehlssignal (Vq*) 174 zu erzeugen. Die Synchron-Referenzrahmen-Spannungsbefehlssignale (Vd*, Vq*) 172, 174 sind DC-Befehle, welche einen konstanten Wert als eine Funktion der Zeit für einen stationären Betrieb besitzen. Da die Strombefehle DC-Signale in den synchronen Referenzrahmen sind, sind sie leichter zu regeln, im Vergleich zu AC-Stationär-Referenzrahmen-Strombefehlen. Der Prozess der Strom zu Spannungswandlung kann als ein Proportional-Integral-(PI)-Steuerglied implementiert werden, welches in der Fachwelt bekannt ist und der Kürze wegen hier nicht im Detail beschrieben wird.
Der Übermodulations-Vorprozessor 180 empfängt das synchrone Referenzrahmen-d-Achse-Spannungsbefehlssignal (Vd*) 172 und das synchrone-Referenzrahmen-q-Achse-Spannungsbefehlssignal (Vq*) 174. Der Übermodulations-Vorprozessor 180 bearbeitet diese Spannungsbefehlssignale 172, 174, um ein modifiziertes Synchron-Referenzrahmen-d-Achse-Spannungsbefehlssignal (Vd**) 182 und ein modifiziertes Synchron-Referenzrahmen-q-Achse-Spannungsbefehlssignal (Vq**) 184 zu erzeugen. Die modifizierten Befehlssignale (Vd**, Vq**) 182, 184 werden optimiert, so dass die Ausgangsspannungssignale, welche durch das Wechselrichtermodul 110 erzeugt wurden, durch Übermodulation erhöht werden können. Die Verarbeitung, welche durch den Übermodulations-Vorprozessor 180 durchgeführt wurde, wird im Detail in der Patentanmeldung der vereinigten Staaten mit der Seriennummer 12/722,166, ausgegeben am 11. März 2010, mit dem Titel „METHODS, SYSTEMS AND APPARATUS FOR OVERMOLUTION OF A FIVE-PHASE MACHINE” bzw. ”Verfahren, Systeme und Geräte zur Übermodulation einer Fünfphasenmaschine” und dem Aussteller der vorliegenden Erfindung zugeteilt, welche hier als Referenz in ihrer Gesamtheit eingearbeitet ist.
Das Synchron-zu-Stationär-Transformationsmodul 102 empfängt die modifizierten Spannungsbefehlssignale (Vd**, Vq**) 182, 184 als Eingangssignale zusammen mit dem Rotorpositionsausgangssignal (θr) 121. In Antwort auf die modifizierten Spannungsbefehlssignale (Vd**, Vq**) 182, 184 und den gemessenen (oder geschätzten) Rotorpositionswinkel (θr) 121, führt das Synchron-zu-Stationär-Transformationsmodul 102 eine dq-zu-αβ-Transformation durch, um ein α-Achse-Stationär-Referenzrahmen-Spannungsbefehlsignal (Vα*) 104 und ein β-Achse-Stationär-Referenzrahmen-Spannungsbefehlsignal (Vβ*) 105 zu erzeugen. Die Stationär-Referenzrabmen-α-Achse- und β-Achse-Spannungsbefehlssignale (Vα*, Vβ*) 104, 105 sind in dem stationären Referenzrahmen und deshalb besitzen sie Werte, welche sich wie eine Sinuswelle als Funktion der Zeit ändern. Der Prozess der Synchron-zu-Stationär-Wandlung ist in der Fachwelt gut bekannt und wird hier der Kürze wegen im Detail nicht beschrieben.
Das αβ-zu-abcde-Transformationsmodul 106 empfängt die Stationär-Referenzrahmen-Spannungsbefehlssignale (Vα*, Vβ*) 104, 105 und, basierend auf diesen Signalen erzeugt es die Stationär-Referenzrahmen-Spannungsbefehlssignale (Vas*...Ves*) 107 (auch als die „Phasenspannungssignale” oder „Phasenspannungs-Befehlssignale” bezeichnet), welche an das Raumvektor-(SV-)PWM-Modul 108 gesendet werden. Die αβ-zu-abcde-Transformation kann durchgeführt werden, wenn irgendeine bekannte Transformationstechnik benutzt wird, wobei das Benutzen der Matrizen, welche nachfolgend in Gleichung (2) definiert werden, beinhaltet ist.
In Gleichung (2) wird der Spaltenvektor, welcher die stationären Referenzrahmen-Spannungsbefehlssignale (Vα*, Vβ*) 104, 105 repräsentiert, mit einer Transformationsmatrix und einem Skalierfaktor multipliziert, um einen Spaltenvektor zu erzeugen, welcher die Stationär-Referenzrahmen-Spannungsbefehlssignale (Vas*...Ves*) 107 (oder die „Phasen-Spannungsbefehlssignal”) repräsentiert.
Das Fünfphasen-PWM-Wechselrichtermodul 110 ist an das SVPWM-Modul 108 gekoppelt. Das SVPWM-Modul 108 wird für das Steuern der Pulsbreitenmodulation (PWM) der Phasen-Spannungsbefehlssignale (Vas*...Ves*) 107 benutzt. Die Schaltvektorsignale (Sa...Se) 109 werden basierend auf den Aussteuerungs-Wellenformen (z. B. 8) erzeugt, die hier nicht in 2A dargestellt sind, sie werden jedoch stattdessen intern an dem SVPWM-Modul 108 erzeugt, um eine spezielle Aussteuerung während jeder PWM-Periode zu besitzen. Entsprechend zu den veröffentlichten Ausführungsformen können die Aussteuerungs-Wellenformen (nicht in 2A dargestellt) kompensiert oder an dem Raumvektor-(SV)-PWM-Modul 108 eingestellt werden, so dass die korrekten Phasen-Spannungsbefehlssignale (Vas*...Ves*) 107 an jedem PWM-Sektor angelegt werden. Das SVPWM-Modul 108 modifiziert die Phasenspannungsbefehlssignale (Vas*...Ves*) 107, basierend auf den Aussteuerungs-Wellenformen (nicht in 2A dargestellt), um Schaltvektorsignale (Sa...Se) 109 zu erzeugen, welche es an das Fünfphasen-PWM-Wechselrichtermodul 110 liefert. Der spezielle SV-Modulations-Algorithmus, welcher in dem SV-PWM-Modul 108 implementiert ist, kann irgendein bekannter SV-Modulationsalgorithmus sein.
Die Schaltvektorsignale (Sa...Se) 109 steuern die Schaltzustände der Schalter in dem PWM-Wechselrichter 110, um Fünfphasen-Spannungsbefehle bei jeder Phase A, B, C, D, E zu erzeugen. Die Schaltvektorsignale (Sa...Se) 109 sind PWM-Wellenformen, welche eine spezielle Aussteuerung während jeder PWM-Periode besitzen, welche durch die Aussteuerungs-Wellenformen bestimmt wird (z. B. 8), welche intern an dem SVPWM-Modul 108 erzeugt sind. Das Fünfphasen-PWM-Wechselrichtermodul 110 empfängt die DC-Eingangsspannung (Vdc) und die Schaltvektorsignale (Sa...Se) 109 und benutzt sie, um Fünfphasen-Wechselstrom-(AC)-Spannungssignal-Wellenformen an den Wechselrichterpolen zu erzeugen, welche die Fünfphasen-AC-Maschine 102 bei verschiedenen Geschwindigkeiten (ωr) treiben.
Die Fünfphasen-Innen-Permanentmagnet-Synchronmaschine 120 empfängt die Fünfphasen-Spannungssignale, welche durch den PWM-Wechselrichter 110 erzeugt sind und erzeugt ein Motorausgangssignal an dem befohlenen Drehmoment Te* 136. Bei dieser speziellen Implementierung weist die Maschine 120 einen Fünfphasen-Innen-Permanentmagneten-Synchronmotor (IPMSM) 120 auf, es kann jedoch irgendeine Fünfphasen-AC-Maschine sein.
Obwohl nicht in 2 dargestellt, kann das System 100 auch ein Getriebe beinhalten, welches an eine Welle der Fünfphasen-AC-Maschine 120 gekoppelt ist und durch diese angetrieben wird. Die gemessenen Rückkopplungs-Statorströme (Ia–Ie) werden erfasst, abgetastet und an das abcde-zu-αβ-Transformationsmodul 127 geliefert, wie oben beschrieben.
SPANNUNGSSCHALTVEKTOREN
Raumvektor-Pulsbreitenmodulations-(SVPWM)-Techniken sind an dem SVPWM-Modul 108 und dem Wechselrichtermodul 110 implementiert, um die Pulsbreitenmodulation (PWM) zu steuern, um Wechselstrom-AC-Wellenformen zu schaffen, welche die Fünfphasen-AC-versorgte Maschine 120 bei variierenden Geschwindigkeiten, basierend auf dem DC-Eingangssignal 139 treiben.
3A und 3B sind Darstellungen eines Zustands-Raum-Spannungsschaltvektor-Diagramms, welches dreißig der zweiunddreißig „Zustandsraum”-Spannungs-Schaltvektoren (V1...V30) darstellt, um die Schalter in einem Fünfphasen-Wechselrichtermodul 110 zu treiben. Fig. C ist eine Tabelle, welche unterschiedliche Kombinationen der Ein-/Aus-(0/1-)Zustände der Schaltvektorsignale (Sa...Se) 109 zusammenfaßt, welche benutzt werden, um jeden Spannungsschaltvektor zu repräsentieren, welcher in den 3A und 3B gezeigt wird. Wie oben beschrieben, werden die Schaltzustände der Schalter in dem PWM-Wechselrichter 110 gesteuert, indem die Schaltvektorsignale (Sa...Se) 109 benutzt werden, um Fünfphasen-Stationär-Differenzrahmen-Rückkopplungs-Statorströme 122–126 zu erzeugen. Das Fünfphasen-Spannungsquellen-Wechselrichtermodul 110 muss so gesteuert werden, dass zu keiner zeit beide Schalter in dem gleichen Wechselrichteruntermodul 115–119 oder „Zweig” eingeschaltet sind, um die DC-Lieferung daran zu hindern, kurz geschlossen zu werden. Ebenso werden die Schalter in dem gleichen Wechselrichter-Untermodul 115–119 so betrieben, dass, wenn einer aus ist, der andere ein ist und umgekehrt. Wie in 3A dargestellt wird und wie in 3C zusammengefasst wird, führt dies zu zweiunddreißig möglichen Spannungsschaltvektoren für den Wechselrichter 110 mit dreißig aktiven Spannungsschaltvektoren (V1 bis V30) und zwei Null-Spannungsschaltvektoren (V0 und V31). Jeder Spannungsschaltvektor (V0...V31) wird benutzt, um den Schaltstatus der Schalter des Fünfphasen-Spannungswellen-Wechselrichters 110 in 2B zu repräsentieren. Mit anderen Worten, jeder der zweiunddreißig Spannungsschaltvektoren (V0...V31) repräsentiert eine unterschiedliche Kombination von möglichen Schaltzuständen der Schalter in dem Fünfphasen-Spannungsquellen-Wechselrichter 110.
Um weiter zu erklären, in einer gegebenen Phase, (A...E) zu irgend einer speziellen Zeit, ist einer der Schalter aus und der andere eine der Schalter ist ein (d. h. die zwei Schalter in einem speziellen Wechselrichter-Untermodul müssen entgegengesetzte Ein-/Aus-Zustände besitzen). Zum Beispiel, als ein Beispiel bezüglich der Phase A, wenn der Schalter 272 an ist, ist der Schalter 274 aus und umgekehrt.
Demnach kann für ein spezielles Wechselrichter-Untermodul, der Ein-/Aus-Status der zwei Schalter in diesem Wechselrichteruntermodul als eine binäre 1 oder binäre 0 repräsentiert werden. Zum Beispiel, wenn der obere Schalter in einer gegebenen Phase ein ist (und der untere Schalter ist aus), wird der Wert eines Bits eins (1) sein, und wenn der untere Schalter in einer gegebenen Phase ein ist (und der obere Schalter ist aus) wird der Wert eines Bits null (0) sein. Zum Beispiel, als ein Beispiel bezüglich der Phase A, wenn der obere Schalter 272 ein ist (und der untere Schalter 274 aus ist) wird der Wert des ersten Bits (von links nach rechts) eins (1) sein.
Entsprechend wird in 3A jeder der aktiven Spannungsschaltvektoren (V1...V30) zusammen mit einer Fünfbit-Binärzahl in der Paranthese nächstliegend zu dem aktiven Spannungsschaltvektor dargestellt. In 3B besitzt jede Spannungsschaltvektor-Kennung (V1...V30) eine Kennung, welche einen entsprechenden Schalterzustand identifiziert bzw. kennzeichnet, welcher zu den speziellen Spannungsschaltvektoren gehört. Das erste Bit (von links nach rechts) repräsentiert den Zustand der Schalter 272, 274 für das Wechselrichter-Untermodul 115 für die Phase A, das zweite Bit (von links nach rechts) repräsentiert den Zustand der Schalter 276, 278 für das Wechselrichter-Untermodul 116 für Phase B, das dritte Bit (von links nach rechts) repräsentiert den Zustand der Schalter 280, 282 für das Wechselrichter-Untermodul 117 für Phase C und so weiter.
Demnach repräsentiert. der aktive Spannungsschaltvektor (V1) einen Fall, in welchem, bezüglich der Phase A, der obere Schalter 272 (ein ist und der untere Schalter 274 aus ist) und der Wert des ersten Bits (von links nach rechts) wird eins (1) sein; mit Bezug auf Phase B ist der obere Schalter 276 ein (und der untere Schalter 278 ist aus) und der Wert des zweiten Bits (von links nach rechts) wird eins (1) sein mit Bezug auf Phase C; der obere Schalter 280 ist aus (und der untere Schalter 282 ist ein) und der Wert des dritten Bits (von links nach rechts) wird null (0) sein, mit Bezug auf Phase D; der obere Schalter 284 ist aus (und der untere Schalter 286 ist ein) und der Wert des vierten Bits (von links nach rechts) wird null (0) sein und mit Bezug auf Phase E; der obere Schalter 287 ist ein (und der untere Schalter 290 ist aus) und der Wert des fünften Bits (von links nach rechts) wird eins (1) sein. Und daher besitzt der aktive Spannungsschaltvektor (V1) ein entsprechendes Schaltzustand-Bit-Muster (11001). Mit anderen Worten der Schaltzustand, welcher durch den Spannungsschaltvektor (V1) repräsentiert wird, ist (11001), was bedeutet, dass die Phasen A, B, E hoch sind während die Phasen C und D niedrig sind.
Der Null-Spannungsschaltvektor (V0) repräsentiert ein Schaltungsszenario, in welchem, bezüglich der Phasen A–E alle der oberen Schalter aus sind (und alle der unteren Schalter ein sind). Von daher besitzt der Null-Spannungsschaltvektor (V0) ein entsprechendes Schaltungszustand-Bit-Muster (00000), welches anzeigt, dass alle der oberen Schalter in allen fünf Phasen A–E aus sind und dass alle der unteren Schalter in allen fünf Phasen A–E ein sind. In ähnlicher Weise besitzt der Null-Spannungsschaltvektor (V31) ein entsprechendes Schaltungszustand-Bit-Muster (11111), welches anzeigt, dass alle der oberen Schalter in allen fünf Phasen A–E ein sind und das alle der unteren Schalter in allen fünf Phasen A–E aus sind.
Wie in 3B angezeigt wird, beinhaltet das Spannungsschaltvektor-Diagramm zehn (10) Sektoren mit Sektorenzahlen (1...10), welche im Gegenuhrzeigersinn zunehmen. Jeder der Sektoren (1...10) ist zwischen zwei der zehn aktiven Spannungsschaltvektoren (V1–V10) definiert. Diese zehn Sektoren werden benutzt, um die Schaltung der Schalter in dem PWM-Wechselrichter 110 zu steuern, um den Strom in den Motor 120 basierend auf den Betriebszuständen zu steuern. 4 ist ein Diagramm, welches einen Zehneck-Bereich darstellt, welcher durch Aneinanderfügen der zehn großen Spannungsschaltvektoren, normiert auf die DC-Verbindungsspannung, und drei getrennte Modulationsbereiche gebildet ist. Wie in 4 dargestellt, werden nur die zehn großen Spannungsschaltvektoren (d. H. V1, V2, V3, V4, V5, V6, V7, V8, V9, V10) und die Null-Spannungsschaltvektoren (V0, V31) benutzt, um die Grund-Ausgangsspannung für eine gegebene DC-Anschlussspannung zu maximieren. Wie weiter unten beschrieben werden wird, werden in jedem PWM-Zyklus die zwei am benachbarsten, aktiven Spannungsschaltvektoren (d. h. jene, welche den Sektor begrenzen) für jeden speziellen Sektor und die zwei Null-Spannungsschaltvektoren (V0 V31) benutzt, um PWM-Wellenformen, genannt modifizierte Schaltvektorensignale (Sa...Se) 109 (2A) für jeweils die Phasen A...E zu erzeugen. Die Schaltvektorsignale (Sa...Se) 109 werden an die Gates der Schalter in dem Fünfphasen-Spannungsquellen-Wechselrichter 110 in 2B geliefert, um das Schalten dieser Schalter zu steuern.
Wie auch in 3A, 3B und 4 dargestellt wird, wenn die zehn großen Spannungsschaltvektoren (d. h. V1, V2, V3, V4, V5, V6, V7, V8, V9, V10) über Linien verbunden werden, bildet dies einen Zehneck-Bereich 310.
4 stellt ferner dar, dass der Zehneck-Bereich 310 drei getrennte Modulationsbereiche 410, 420, 430 (angezeigt durch Kreise) definiert, welche als ein linearer Modulationsbereich 410, ein erster Übermodulationsbereich 420 und ein zweiter Übermodulationsbereich 430 bezeichnet werden. Ähnliche Modulationsbereiche werden innerhalb jeder Kombination von zwei großen Spannungsschaltvektoren definiert. Jeder der Modulationsbereiche 410, 420, 430 wird im größeren Detail nachfolgend mit Bezug auf 5A beschrieben, welche eine vergrößerte Ansicht der Sektorzahlen 1–3 darstellt.
5A ist eine vergrößerte Ansicht der Sektorenzahlen 1–3 der 4, welche die Modulationsbereiche 410, 420, 430 im größeren Detail darstellt. Zusätzlich stellt 5A auch einen Referenz-Spannungsvektor dar, welcher eine Größe (Vr) 540 und einen Winkel (α) 542, einen linearen Bereichs-Spannungsschwellwert (Vlin) 550 für einen linearen Modulationsbereich 410, einen ersten Spannungsschwellwert (VI) 560 für einen ersten Übermodulationsbereich 420, einen zweiten Spannungsschwellwert (VII) 570 für einen zweiten Übermodulationsbereich 430 und Schaltvektoren V1 (302), V2 (304) und V3 (306) besitzt. 5B ist eine vergrößerte Ansicht der Modulationsbereiche 410, 420, 430 der 5A in größerem Detail und zeigt Schnittpunkte 422, 432, 434, 436, 438 zwischen dem Zehneck-Bereich 310 und dem linearen Modulationsbereich 410, den ersten Übermodulationsbereich 420 und den zweiten Übermodulationsbereich 430.
Die Leistungsfähigkeit der PWM kann durch den Modulationsindex (MI) charakterisiert werden, welcher als eine normierte Grundreferenzspannung definiert werden kann. Wie er hier benutzt wird, ist der „Modulationsindex (MI)” das Verhältnis der Spitzen-Grundphasenspannung (Vr) zu der maximal verfügbaren Spannung. Der MI kann über die Gleichung
where
und Vd und Vq sind das d-Achse-Spannungsbefehlssignal (Vd*) 172 und das q-Achse-Spannungsbefehlssignal (Vq*) 174, welche durch das Stromsteuerglied 170 ausgegeben werden. Der Bereich des Modulationsindex ist von 0 bis 1.
In dem ersten Sektor (Sektor 1) zwischen V1 und V2 kann die Größe (Vr) des Referenzspannungssektors in Gleichung (3) als eine Funktion der Zeit wie folgt repräsentiert werden: nachfolgend Gleichung (3). V_rT_pwm = V₁t₁ + V₂t₂ + V₀(T_pwm – t₁ – t₂) (3) wobei V1 der große Spannungsschaltvektor (V1) ist, welcher ein entsprechendes Schaltzustand-Bit-Muster (11001) besitzt, V2 ist der große Spannungsschaltvektor (V2), welcher ein entsprechendes Schaltzustands-Bit-Muster (11000) besitzt und V0 ist der Null-Spannungsschaltvektor (V0), welcher ein entsprechendes Schaltzustand-Bit-Muster (00000) besitzt. Die Zeit (t1) ist die Zeitdauer über welche der große Spannungsschaltvektor (V1) benutzt wird, um den Referenzspannungssektor zu erzeugen, die Zeit (t2) ist die Zeitdauer, in welcher der große Spannungsschaltvektor V2 benutzt wird, um den Referenzspannungssektor zu erzeugen und die Dauer (T_pwm) ist die Grundpulsbreitenmodulationsperiode. Die Zeitperiode T_pwm-t₁-t₂ ist die Zeitdauer, in welcher der Null-Spannungsschaltvektor (V0) benutzt wird, um den Referenzspannungssektor zu erzeugen. Diese Zeiten werden in größerem Detail nachfolgend mit Bezug auf jeden Modulationsbereich beschrieben.
Der große Spannungsschaltvektor (V1) besitzt eine Größe, welche in Gleichung (4) als eine Funktion der DC-Anschlussspannung (Vdc) wie folgt dargestellt wird:
Der große Spannungsschaltvektor (V2) kann in Gleichung (5) als eine Funktion des großen Spannungsschaltvektors (V1) wie folgt repräsentiert werden:
Der lineare Bereich-Spannungsschwellwert (Vlin) 550 für den linearen Modulationsbereich 410 besitzt eine Größe, welche in Gleichung (6) als eine Funktion des großen Spannungsschaltvektors (V1) und der DC-Anschlussspannung (Vdc) wie folgt repräsentiert werden kann:
Der erste Spannungsschwellwert (VI) 560 für den ersten Übermodulationsbereich 420 besitzt eine Größe, welche in Gleichung (7) als eine Funktion der DC-Anschlussspannung (Vdc) wie folgt repräsentiert werden kann:
Der zweite Spannungsschwellwert (VII) 570 für den zweiten Übermodulationsbereich 430 besitzt eine Größe, welche in Gleichung (8) als eine Funktion der DC-Anschlussspannung (Vdc) wie folgt repräsentiert werden kann: V_II = 2 / πV_dc (8)
In einem Fünfphasen-System können drei wichtige Modulationsbereiche 410, 420, 430 in Termen ihrer Modulationsintensität definiert werden. Die Bereiche sind als der lineare Modulationsbereich 410, der erste Übermodulationsbereich 420 und der zweite Übermodulationsbereich 430 definiert. In dem linearen Modulationsbereich 410 liegt der Modulationsindex zwischen 0 und 0,9669 wie dies in Ausdruck (9) wie folgt beschrieben wird:
In dem ersten Übermodulationsbereich 420 liegt der Modulationsindex zwischen 0,9669 und 0,98322, wie dies im Ausdruck (10) wie folgt beschrieben wird:
In dem zweiten Übermodulationsbereich 430 liegt der Modulationsindex zwischen 0,98322 und 1,0000 wie dies im Ausdruck (11) wie folgt beschrieben wird: MI ∊ [0.9832,1] (11).
Übermodulation einer Fünfphasen-Maschine
Nachdem die drei wichtigen Modulationsbereiche 410, 420, 430 identifiziert wurden, werden nun Verfahren, Systeme und Geräte für die Übermodulation beschrieben.
Die Ausgangsspannung, welche durch das Wechselrichtermodul 110 erzeugt wurde, kann über Übermodulation erhöht werden, indem Techniken benutzt werden, wie jene, welche zum Beispiel in der Patentanmeldung der Vereinigten Staaten unter der Seriennummer 12/722,166, ausgegeben am 11. März 2010, mit dem Titel „METHODS, SYSTEMS AND APPARATUS FOR OVERMODULATION OF A FIVE-PHASE MACHINE” bzw. „Verfahren, Systeme und Geräte für die Übermodulation einer Fünfphasenmaschine” beschrieben sind und welche dem Aussteller der vorliegenden Erfindung zuerteilt wurde, welche hier als Referenz in ihrer Gesamtheit eingearbeitet ist.
In Kürze, die Übermodulation wird benutzt, um die Spannungsbefehle 182, 184 zu optimieren, welche das Fünfphasen-PWM-gesteuerte-Wechselrichtermodul 110 steuern, um die Wechselrichter-Ausgangsspannung zu erhöhen, welche an die Fünfphasen-Maschine 120 geliefert wird. Durch das Erhöhen der Wechselrichter-Ausgangsspannung durch Übermodulation kann das maximal verfügbare mechanische Drehmoment, welches durch die Fünfphasen-Maschine 120 erzeugt ist, verbessert/erhöht werden, was umgekehrt den Maschinenwirkungsgrad verbessern/erhöhen und die dynamische Leistungsfähigkeit der Fünfphasen-Maschine verbessern kann. Außerdem kann dies auch den Modulationsindex (MI) erhöhen, was gestattet, dass das Benutzen der Batteriespannung (Vdc) verbessert wird.
Ausführungsformen werden nun beschrieben, welche einen Mechanismus liefern können, um eine Aussteuerung der PWM-Wellenformen einzustellen, sodass die korrekte Phasenspannung in jedem Sektor angelegt wird, in welchem Übergangswinkel vorhanden sind. Dies kann Variationen/Fehler in der Phasenspannung reduzieren, welche an der Mehrphasen-Maschine angelegt sind, so dass der Phasenstrom genau geregelt werden kann, so dass damit die Strom-/Drehmoment-Oszillation reduziert wird, was umgekehrt den Maschinenwirkungsgrad und die Leistungsfähigkeit verbessern kann, ebenso wie die Benutzung der DC-Spannungsquelle.
6 ist ein Ablaufdiagramm, welches ein Verfahren 600 entsprechend zu einigen der veröffentlichten Ausführungsformen darstellt.
Im Schritt 610 bestimmt das SVPWM-Modul 108 die Sektorgrenzinformation für einen Stromsektor und berechnet eine Winkelaufspannung 785 einer aktuellen PWM-Periode 786, eine vorhergesagte Winkelaufspannung (DeltaPos) 795 einer nächsten PWM-Periode 794 und eine Mehrzahl von Übergangswinkeln 790, 792, 793.
Die Sektorgrenzinformation weist einen Sektorgrenze-Startwinkel 782 des aktuellen Sektors und einen Sektorgrenze-Endewinkel 784 des aktuellen Sektors auf. Die Sektoren sind an vorher definierten Positionen plaziert (z. B. 0°, 36°, 72°, 108°, 144° etc.), und die Sektorgrenzen 782, 784 für den aktuellen Sektor können durch Lesen der synchronen Position (welche sich bei Maschinenumdrehungen ändern) von einem Auflöseglied (Positionssensor*-Faktor) bei dem aktuellen PWM-Grenzwinkel (CurAng) 788, bei jeder PWM-Periode bestimmt werden.
Die Dauer einer PWM-Periode wird durch eine Schaltfrequenz des PWM-Generators bestimmt. Die Schaltfrequenz wird festgelegt und deshalb ist die PWM-Periode festgelegt (da der PWM-Generator bei einer festgelegten Frequenz läuft). Die Geschwindigkeit der Maschine variiert abhängig davon, wie sie betrieben wird (d. h. die Geschwindigkeit der Maschine wird nicht bei einer festgelegten Geschwindigkeit gesteuert), und da die Geschwindigkeit der Maschine nicht festgelegt ist, ist sie nicht mit der PWM-Periode synchronisiert. Jedoch eine spezielle Momentangeschwindigkeit kann von einem Geschwindigkeitssensor oder Positionssensor gelesen werden, und da die Schaltfrequenz eingestellt ist, kann die Anzahl der elektrischen Grade in einer PWM-Periode bestimmt werden, basierend auf der speziellen momentanen Geschwindigkeit und der Schaltfrequenz. Demnach, da eine spezielle Momentangeschwindigkeit aus einem Geschwindigkeitssensor oder Positionssensor ausgelesen werden kann und da die Schaltfrequenz festgelegt ist, kann die Winkelaufspannung (oder Zahl der elektrischen Grade) in einer PWM-Periode bestimmt werden, basierend auf der speziellen Momentangeschwindigkeit und der Schaltfrequenz.
Entsprechend kann die Winkelaufspannung (DeltaPos) 785 der aktuellen PWM-Periode 786 berechnet werden, basierend auf einer Schaltfrequenz eines PWM-Generators und einer speziellen Momentangeschwindigkeit der elektrischen Mehrphasen-Maschine (in rpm bzw. U/min) über die Gleichung (12) wie folgt: DeltaPos = (Geschwindigkeit/60* Pol-Paare)·(1/Schaltfrequenz)·360 Grad (12)
Wie in 7C dargestellt wird, wird die Winkelaufspannung 785 der aktuellen PWM-Periode 786 durch einen alten PWM-Grenzwinkel (OldAng) 787 definiert, welcher den Start der aktuellen PWM-Periode 786 repräsentiert und einen aktuellen PWM-Grenzwinkel (CurAng) 788, welcher das Ende der aktuellen PWM-Periode 786 repräsentiert (ebenso wie den Start einer nächsten PWM-Periode 794). Der alte PWM-Grenzwinkel (OldAng) 787 ist die Differenz zwischen dem aktuellen PWM-Grenzwinkel (CurAng) 788 und der Winkelaufspannung (DeltaPos) 785 der aktuellen PWM-Periode 786.
Während der aktuellen PWM-Periode 786 oder bevor die nächste PWM-Periode 794 auftritt, kann das SVPWM-Modul 108 die Kenntnis der Dauer der aktuellen PWM-Periode 786 benutzen, um eine Vorhersage einer vorhergesagten Winkelaufspannung (DeltaPos) 795 für die nächste PWM-Periode 794 vorherzusagen. Die vorhergesagte Winkelaufspannung (DeltaPos) 795 ist der Winkelabstand, welcher durch die nächste PWM-Periode abgedeckt wird. Jede Änderung in der Geschwindigkeit von einer PWM-Periode zu der nächsten ist vernachlässigbar oder so klein, dass sie nicht signifikant vorhergesagte Ergebnisse, welche berechnet wurden, beeinträchtigt. Da sich die Geschwindigkeit nicht signifikant innerhalb einer PWM-Periode ändern wird, kann von der vorhergesagten Winkelaufspannung (DeltaPos) 795 angenommen werden, dass sie identisch zu der Winkelaufspannung 785 der aktuellen PWM-Periode 786 ist. Die vorhergesagte Winkelaufspannung (DeltaPos) 795 gestattet, dass ein nächster PWM-Grenzwinkel (NxtAng) 798 der nächsten vorhergesagten PWM-Periode 794 vorhergesagt oder während der aktuellen PWM-Periode 786 vorausgesagt wird. Der nächste PWM-Grenzwinkel (NxtAng) 798 kann als die Summe des aktuellen PWM-Grenzwinkels (CurAng) 788 und der Winkelaufspannung 785 der aktuellen PWM-Periode 786 berechnet werden. Wie in 7C dargestellt wird, wird die vorhergesagte Winkelaufspannung (DeltaPos) 795 zwischen dem aktuellen PWM-Grenzwinkel (CurAng) 788, welcher den Start einer nächsten PWM-Periode 794 repräsentiert und dem nächsten PWM-Grenzwinkel (NxtAng) 798 definiert werden, welcher das Ende der nächsten PWM-Periode 794 repräsentiert.
Die Übergangswinkel werden basierend auf der Sektorgrenzinformation und einem Haltewinkel (αh) 799 berechnet, welcher von einem Übermodulationsprozessor geliefert wird. Die Übergangswinkel beinhalten einen ersten Übergangswinkel (X1) 790, einen zweiten Übergangswinkel (X2) 792 und einen dritten Übergangswinkel (X3) 793. 8 ist ein Zeitablaufdiagramm, welches Aussteuerungs-PWM-Wellenformen zeigt, welche an dem SVPWM-Modul 108 der 2A für jede Phase (A, B, C, D, E) über einen elektrischen Zyklus, basierend auf Phasenspannungs-Befehlssignalen (Vas*...Ves*) 107 der 2A berechnet wurden. Jeder Übergangswinkel entspricht einer Ecke, in welcher die Richtung jeder Linie sich in 8 ändert. Nur wenn der Haltewinkel (αh) 799 18 Grad in 7C ist, werden die diagonalen Linien in 8 zu vertikalen Linien. 8 wird detaillierter nachfolgend beschrieben.
Wie nachfolgend beschrieben wird, stellen die Blöcke 710 und 718 der 7A die Schritte dar, welche in einer beispielhaften Implementierung des Schrittes 610 der 6 durchgeführt werden können.
Durch Vorhersagen, ob einer oder mehrere der Übergangswinkel (X1, X2, X3) in der nächsten PWM-Periode, bevor sie auftritt (auftreten), kann die Aussteuerung während der nächsten PWM-Periode eingestellt werden, sodass die Kompensation angewendet werden kann, um zu helfen sicherzustellen, dass die korrekte Phasenspannung angelegt wird, wie während der nächsten PWM-Periode erwartet.
Bei Schritt 620 bestimmt das SVPWM-Modul 108, ob irgendeiner der Übergangswinkel (X1, X2, X3) innerhalb der vorhergesagten Winkelaufspannung (DeltaPos) 795 in der nächsten PWM-Periode 794 auftreten wird. Wie nachfolgend beschrieben werden wird, stellt Block 720 der Fig. A die Schritte 719, 721, 730, 738, 746, 754 dar, welche in einer beispielhaften Implementierung des Schrittes 620 der 6 durchgeführt werden können.
Wenn das SVPWM-Modul 108 bestimmt (bei 620), dass ein Übergangswinkel (X1, X2, X3) nicht während der nächsten, vorhergesagten PWM-Periode auftreten wird, fährt das Verfahren 600 mit dem Schritt 630 fort, in welchem das SVPWM-Modul 108 die Aussteuerung für die nächste, vorhergesagte PWM-Periode einstellt, ohne irgendeine PWM-Kompensation anzuwenden. In einer Ausführungsform stellt das SVPWM-Modul 108 die Aussteuerung für die nächste vorhergesagte PWM-Periode ohne jegliche Modifikation ein. In einer Implementierungen des Schrittes 630 stellt das SVPWM-Modul 108 die Aussteuerung entweder auf eine Aussteuerung von X% (z. B. 0%) oder eine Aussteuerung von Y% (z. B. 100%) ein.
Auf den Schritt 630 folgend, fährt dann das Verfahren 600 mit dem Schritt 660 fort, in welchem das SVPWM-Modul 108 Pulsbreitenmodulierte-(PWM)-Wellenformen für die nächste PWM-Periode erzeugt. Hier wird die Aussteuerung der Pulsbreitenmodulierten Wellenformen für die nächste PWM-Periode die eingestellte Aussteuerung (ohne Kompensation) vom Schritt 630 sein. Das Verfahren endet dann im Schritt 680.
Im Gegensatz dazu, wenn das SVPWM-Modul 108 bestimmt (bei 620), dass ein Übergangswinkel (X1, X2, X3) während der nächsten, vorhergesagten PWM-Periode auftreten wird, fährt das Verfahren 600 mit dem Schritt 640 fort, in welchem das SVPWM-Modul 108 eine Aussteuerungs-Einstellung oder Kompensation für die nächste PWM-Periode berechnet. Auf diese Weise kann die Aussteuerung für die PWM-Wellenformen der Schaltvektorsignale (Sa...Se) 109, welche während einer nächsten PWM-Periode erzeugt werden wird, modifiziert werden. Die Modifikation der Aussteuerung hilft sicherzustellen, dass die korrekten Phasenspannung-(oder „stationäre Referenzrahmen-Spannungsbefehl”-)Signale (Vas*...Ves*) 107 an den Übergangswinkeln (X1, X2, X3) angelegt werden, was die Variationen in der Phasenspannung reduziert, welche an der elektrischen Maschine angelegt wird, das Regeln der Phasenstromes verbessert und damit die Strom-/Drehmoment-Oszillation reduziert. Wenn zum Beispiel in einem nicht eingrenzenden Beispiel von einem Übergangswinkel (X1) vorhergesagt wird, dass er in der Mitte der nächsten PWM-Periode auftritt, dann kann eine 50%-Aussteuerung am Ende des Grenzwinkels der aktuellen PWM-Periode angewendet werden, im Gegensatz zu einer 100%-Aussteuerung, welche zuvor berechnet wurde. Durch das Einstellen der Aussteuerung auf einen richtigen Wert kann der richtige Phasenspannungswinkel erzeugt werden und die Stromregelrobustheit wird sich verbessern, sodass damit geholfen wird, die Strom-/Drehmoment-Oszillation zu reduzieren und/oder zu eliminieren. Im Gegensatz dazu, wenn die Aussteuerung nicht modifiziert wird, wenn es einen Übergangswinkel (X1, X2, X3) gibt, wird die falsche Phasenspannung an der nächsten PWM-Periode 794 angelegt, da die Aussteuerung, welche bei dem aktuellen PWM-Grenzwinkel (CurAng) 788 berechnet wurde, an der gesamten nächsten PWM-Periode 794 angewendet werden wird. Wenn der (die) Übergangswinkel vorhergesagt wird (werden), kann die Aussteuerung entsprechend eingestellt werden. Dies vermeidet, dass eine falsche Phasenspannung an der Maschine angelegt wird und reduziert deshalb die Stromoszillation/-spitzen und das Drehmoment-Ripple.
Die Aussteuerungseinstellung oder -kompensation für die nächste PWM-Periode kann abhängig davon variieren, wo erwartet wird, dass der Übergangswinkel auftritt. Eine beispielhafte Implementierung der Schritte, welche durchgeführt werden können, um den Schritt 640 der 6 zu implementieren, wird im Block 722 (Schritte 724, 726, 728) der 7B, Block 731 (Schritte 733, 734, 736) der 7D, Block 739 (Schritte 741, 742, 744) der 7F, Block 747 (Schritte 749, 750, 752) der 7H und Block 755 (Schritte 757, 758, 760, 762, 764, 766) der 7J dargestellt. Wie beschrieben werden wird, kann die Aussteuerungskompensation, welche für die nächste PWM-Periode berechnet wird, wenigstens eine von folgenden sein: (1) ”Abfallflanke-100%-Kompensation” (z. B. Schritt 726 der 7B, Schritt 734 der 7D und Schritt 766 der 7J); (2) ”Anstiegflanke-100%-Kompensation” (z. B. Schritt 728 der 7B, Schritt 744 der 7F und Schritt 764 der 7J); (3) ”Abfallflarike-0%-Kompensation” (z. B. Schritt 736 der 7D und Schritt 762 der 7J); (4) ”Anstiegflanke-0%-Kompensation” (z. B. Schritt 742 der 7F und Schritt 760 der 7J); (5) ”Abfallflanke-steigungsabgeleitete-Kompensation” (z. B. Schritt 50 der 7H); oder (6) ”Anstiegflanken-Steigungsabgeleitete-Kompensation” (z. B. Schritt 752 der 7H). Diese unterschiedlichen Arten der Aussteuerungskompensation werden in größerem Detail nachfolgend beschrieben.
Folgend auf den Schritt 640 fährt das Verfahren 600 mit dem Schritt 650 fort. Bei 650 wendet das SVPWM-Modul 108 die berechnete Aussteuerungseinstellung oder Kompensation an, wenn die Pulsbreitenmodulierten Wellenformen für die nächste PWM-Periode erzeugt werden. Die Aussteuerung der Pulsbreitenmodulierten Wellenformen, welche für die nächste PWM-Periode erzeugt sind, werden durch die Aussteuerungseinstellung oder Kompensation modifiziert, welche im Schritt 640 berechnet wurde. Eine beispielhafte Implementierung der Schritte, welche durchgeführt werden können, um den Schritt 650 der 6 zu implementieren, wird im Block 723 (Schritte 727, 729) der 7B, Block 732 (Schritte 735, 737) der 7D, Block 740 (Schritte 743, 745) der 7D, Block 748 (Schritte 751, 753) der 7H und Block 756 (Schritte 761, 763, 765, 767) der 7J dargestellt. Das Verfahren 600 endet dann im Schritt 680. Entsprechend mit dem vorgeschlagenen Verfahren 600, durch das Vorhersagen des Sektorübergangs im Schritt 610 kann die richtige Aussteuerung (für den stationären Referenzrahmen-Spannungsbefehl oder die ”Phasenspannungs”-Signale (Vas*...Ves*) 107) berechnet werden und benutzt werden, um die Aussteuerung der PWM-Wellenformen der Schaltvektorsignale (Sa...Se) 109 zu modifizieren. Die Modifizierung der Aussteuerung durch Anwenden der berechneten Aussteuerungskompensation an den PWM-Wellenformen liefert genauere Stationär-Referenzrahmen-Spannungsbefehlssignale (Vas*...Ves*) 107 an die elektrische Maschine. Folglich wird die Stromregelung verbessert.
7A, B, D, F, H und J sind jeweils ein Ablaufdiagramm, welches eine Implementierung eines Verfahrens 600 entsprechend zu einigen der veröffentlichten Ausführungen zeigt, wie sie in einem speziellen Sektor angewendet werden. 7A, B, D, F, H und J werden mit Bezug auf die 7C, E, G, I, K erklärt.
Sektordefinition, Sektorgrenzen, Übergangswinkel, Strom-PWM-Periode und vorhergesagte PWM-Periode
7C, E, G, I, K stellen jeweils einen einzelnen Sektor dar, welcher durch einen Sektorgrenze-Ende-Winkel 784 und einen Sektorgrenze-Startwinkel 782 definiert sind. Ein Sektor bezieht sich auf eine Winkelaufspannung (z. B. 36 Grad in einem 5-Phasensystem) zwischen zwei benachbarten Spannungsschaltvektoren, welche benutzt werden, um PWM-Wellenformen 109 der Schaltvektorsignale (Sa...Se) 109 zu erzeugen, welche die Schalter in einem Fünfphasen-Wechselrichtermodul betreiben. Die Winkelaufspannung des Sektors wird durch zwei Sektorgrenzen definiert, welche hier als der Sektorgrenze-Startwinkel 782 und der Sektorgrenze-Endwinkel 784 bezeichnet werden. Es wird vermerkt, dass in 7C, E, G, I, K der Winkelwert entlang des Sektors in einer Anzeigerichtung zunimmt (d. h. 0 Grad an der + X-Achse, 90 Grad an der – Y-Achse, 180 Grad an der – X-Achse und 270 Grad an der + Y-Achse). Die Winkelaufspannung des Sektors wird abhängig davon variieren, wie viele Phasen die elektrische Maschine besitzt. Zum Beispiel bei einer Fünfphasen-Maschinen-Implementierung ist die Winkelaufspannung des Sektors 36 Grad, wohingegen in einer Dreiphasen-Maschinen-Implementierung die Winkelaufspannung des Sektors 60 Grad ist.
In 7C, E, G, I, K werden die relativen Winkelpositionen einer aktuellen PWM-Periode 786 und eine nächste vorhergesagte PWM-Periode 794 bezüglich des Sektorgrenze-Endwinkels 784 und des Sektorgrenze-Startwinkels 782 dargestellt.
Die aktuelle PWM-Periode 786 ist zwischen einem alten Winkel 787, welcher den Start einer aktuellen PWM-Periode 786 repräsentiert und einem aktuellen Winkel 788 definiert, welcher das Ende der aktuellen PWM-Periode 786 repräsentiert. Abweichend davon festgestellt, definiert der alte Winkel 787 und der aktuelle PWM-Grenz-Winkel (CurAng) 788 eine Winkelaufspannung der aktuellen PWM-Periode 786.
Eine spezielle momentane Geschwindigkeit kann aus einem Geschwindigkeitssensor oder Positionssensor ausgelesen werden, und da die Schaltfrequenz festgelegt ist, kann die Anzahl der elektrischen Grade in einer PWM-Periode bestimmt werden, basierend auf der speziellen momentanen Geschwindigkeit und der Schaltfrequenz.
Dies gestattet einen nächsten PWM-Grenzwinkel (NxtAng) 798 der nächsten vorhergesagten PWM-Periode 794, welcher vorherzusagen oder während der aktuellen PWM-Periode 786 vorauszusagen ist.
Wie in 7C dargestellt wird, startet zum Beispiel die nächste, vorhergesagte PWM-Periode 794 bei dem aktuellen Winkel 788 und wird an dem nächsten PWM-Grenzwinkel (NxtAng) 798 enden. Mit anderen Worten der aktuelle PWM-Grenzwinkel (CurAng) 788 und der nächste PWM-Grenzwinkel (NxtAng) 798 definieren eine Winkelaufspannung der nächsten, vorhergesagten PWM-Periode 794.
Winkelwerte, welche basierend auf dem Haltewinkel (αh) berechnet werden
In 7C, E, G, I, K werden auch ein erster Übergangswinkel (X1) 790, ein zweiter Übergangswinkel (X2) 792 und/oder ein dritter Übergangswinkel (X3) 793 dargestellt. Der erste Übergangswinkel (X1) 790 und der zweite Übergangswinkel (X2) 792 können irgendwo zwischen den Sektorgrenzen (d. h. zwischen dem Sektorgrenze-Endwinkel 784 und dem Sektorgrenze-Startwinkel 782) sein, wohingegen der dritte Übergangswinkel (X3) 793 immer außerhalb des aktuellen Sektors sein wird.
Der erste Übergangswinkel (X1) 790 repräsentiert die Summe des berechneten Sektorgrenze-Startwinkels 782 und einem Haltewinkel (αh) 799. Der Haltewinkel (αh) 799 ist ein variabler Befehl, welcher eine Funktion des Modulationsindexes ist, und wird durch einen Übermodulationsprozessor 180 erzeugt, wie zum Beispiel in der Patentanmeldung der Vereinigten Staaten, mit der Seriennummer Nr. 12/722,166 beschrieben, mit dem Titel ”METHODS, SYSTEMS AND APPARATUS FOR OVERMODULATION OF A FIVE-PHASE MACHINE”.
Der zweite Übergangswinkel (X2) 792 repräsentiert die Differenz zwischen dem berechneten Sektorgrenze-Endwinkel 784 und dem Haltewinkel (αh) 799.
Der dritte Übergangswinkel (X3) 793 repräsentiert die Summe des berechneten Sektorgrenze-Endwinkels 784 und des Haltewinkels (αh) 799.
Der Wert des Haltewinkels (αh) 799 variiert basierend auf dem Modulationsindex (MI) und kann zwischen einem Minimalwert von 0 Grad und einer Maximalzahl von Graden liegen, welche gleich einer Hälfte der Winkelaufspannung des Sektors ist. Der Haltewinkel (αh) 799 ist gleich der Differenz zwischen dem ersten Übergangswinkel (X1) 790 und dem Sektorgrenze-Startwinkel 782. Der Haltewinkel (αh) 799 ist auch gleich zu der Differenz zwischen dem Sektorgrenze-Endwinkel 784 und dem zweiten Übergangswinkel (X2) 792. Damit wird in 7C, E, G, I, K die folgende Beziehung angewendet: (1) die Differenz zwischen dem Sektorgrenze-Endwinkel 784 und dem zweiten Übergangswinkel (X2) 792 ist gleich der Differenz zwischen dem ersten Übergangswinkel (X1) 790 und dem Sektorgrenze-Startwinkel 782, und (2) die Summe des ersten Übergangswinkels (X1) 790 und des zweiten Übergangswinkels (X2) 792 ist gleich der Summe des Sektorgrenze-Endwinkels 784 und des Sektorgrenze-Startwinkels 782.
Überblick
Wie nun nachfolgend beschrieben wird, kann ein SVPWM-Modul 108 die Kenntnis der Dauer der aktuellen PWM-Periodenzeit und der synchronen Frequenz nutzen, um ein PWM-Periodenwinkel (DeltaPos) 795 für die nächste PWM-Periode (d. h. den Winkelabstand, welcher durch die nächste PWM-Periode abgedeckt ist) zu berechnen, kann den ersten Übergangswinkel (X1) 790, den zweiten Übergangswinkel (X2) 792 und den dritten Übergangswinkel (X3) 793 berechnen, und dann bestimmen, ob irgendeiner der Übergangswinkel (X1, X2, X3) in einer nächsten, vorhergesagten PWM-Periode auftritt, bevor die nächste, vorhergesagte PWM-Periode 794 auftritt. Wenn das SVPWM-Modul 108 bestimmt, dass einer der Übergangswinkel (X1, X2, X3) in der nächsten vorhergesagten PWM-Periode 74 auftreten wird, kann das SVPWM-Modul 108 die Aussteuerungskompensation berechnen und dann die berechnete Aussteuerungs-Kompensation anwenden, bevor die nächste PWM-Periode 794 auftritt, um die Aussteuerung der nächsten PWM-Periode 794 auf einen richtigen Wert einzustellen. Wenn die Aussteuerung nicht eingestellt wird, wenn einer der Übergangswinkel (X1, X2, X3) in der nächsten PWM-Periode 794 auftreten wird, werden die falschen Phasenspannungssignale (Vas*...Ves*) 107 angewendet, da die Aussteuerung diese Änderung in der Spannung bei dem Übergangswinkel nicht berücksichtigen wird.
Wieder mit Bezug auf 7A bestimmt im Schritt 702 das SVPWM-Modul 108, ob die Maschine in einem Übermodulationsbereich arbeitet. Wenn der Prozessor bestimmt, dass die Maschine nicht in dem Übermodulationsbereich arbeitet, endet das Verfahren 700 im Schritt 770.
Wenn das SVPWM-Modul 108 bestimmt, dass die Maschine in dem Übermodulationsbereich arbeitet, fährt das Verfahren 700 mit dem Schritt 710 fort. Die Schritte 710 und 718 stellen die Schritte dar, welche durch das SVPWM-Modul 108 in einer beispielhaften Implementierung des Schrittes 610 der 6 durchgeführt werden können. In einer Implementierung, im Schritt 710, bestimmt das SVPWM-Modul 108 Information oder berechnet sie, welche beinhaltet: den Sektorgrenze-Startwinkel 782 des aktuellen Sektors, den Sektorgrenze-Endwinkel 784 des aktuellen Sektors, den alten PWM-Grenzwinkel (OldAng) 787, welcher den Start der aktuellen PWM-Periode repräsentiert, den aktuellen PWM-Grenzwinkel (CurAng) 788, welcher das Ende der aktuellen PWM-Periode und den Start der nächsten PWM-Periode repräsentiert, die Winkelaufspannung (DeltaPos) 795 der nächsten PWM-Periode 794, den nächsten PWM-Grenzwinkel (NxtAng) 798, welcher das Ende der nächsten PWM-Periode 794 repräsentiert, den Haltewinkel (αh) 799, einen ersten Übergangswinkel (X1) 790, den zweiten Übergangswinkel (X2) 792 und den dritten Übergangswinkel (X3) 793.
Im Schritt 718 bestimmt das SVPWM-Modul 108 (z. B. sucht nach), welche Phase der nächsten PWM-Periode 794 für die Aussteuerung bestimmt wird, so dass es weiß, welche Phase der PWM-Wellenform der Schaltvektorsignale (Sa...Se) 109 modifiziert werden wird. Wie in 8 dargestellt wird, besitzt jeder Sektor (0...9) Übergangswinkel für spezielle Phasen. Sobald die Sektorzahl (0...9) definiert ist, kann die Phase, in welcher die Aussteuerung modifiziert werden muss, identifiziert werden.
Bei 719 der 7B bestimmt das SVPWM-Modul 108, ob der nächste PWM-Grenzwinkel (NxtAng) 798 geringer als der erste Übergangswinkel (X1) 790 ist, oder ob der aktuelle PWM-Grenzwinkel (CurAng) 788 größer als der dritte Übergangswinkel (X3) 793 ist, um vorläufig zu bestimmen, ob ein Übergangswinkel bei der nächsten vorausgesagten PWM-Periode auftreten wird. Wenn einer dieser Zustände zutrifft (d. h. wenn entweder der nächste PWM-Grenzwinkel (NxtAng) 798 kleiner als der erste Übergangswinkel (X1) 790 ist oder der aktuelle PWM-Grenzwinkel (CurAng) 788 größer als der dritte Übergangswinkel (X3) 793 ist), dann fährt das Verfahren 700 mit dem Schritt 770 fort, in welchem das Verfahren endet.
Im Gegensatz dazu, wenn sowohl (1) der nächste PWM-Grenzwinkel (NxtAng) 798 nicht kleiner als der erste Übergangswinkel (X1) 790 und (2) der aktuelle PWM-Grenzwinkel (CurAng) 788 nicht größer als der dritte Übergangswinkel (X3) 793 ist, dann fährt das Verfahren 700 mit dem Schritt 721 fort.
Wie nachfolgend mit Bezug auf 7B, 7D, 7F, 7H und 7J beschrieben wird, kann das SVPWM-Modul 108 unterschiedliche Arten der Aussteuerungs-Kompensation an der PWM-Wellenform der Schaltvektorsignale (Sa...Se) 109 berechnen und anwenden (wenn die Einstellung der Aussteuerung als notwendig bestimmt wird). Eine beispielhafte Implementierung der Schritte, welche durchgeführt werden können, um den Schritt 640 der 6 zu implementieren, wird im Block 722 (Schritte 724, 726, 728) der 7B, im Block 731 (Schritte 733, 734, 736) der 7D, im Block 739 (Schritte 741, 742, 744) der 7F, im Block 747 (Schritte 749, 750, 752) der 7H und im Block 755 (Schritte 757, 758, 760, 762, 764, 766) der 7J dargestellt.
Wie nachfolgend beschrieben werden wird, kann die berechnete Aussteuerungs-(DC)-Einstellung oder Kompensation, welche für die nächste PWM-Periode berechnet wird, eine aus sechs unterschiedlichen Arten sein. Mit Bezug auf 8 wird festgestellt, dass abhängig von der Art der angewendeten Aussteuerungs-Kompensation, die Aussteuerungen entweder von einer oder zwei der Phasenspannungssignale 107 (in einer oder zwei Phasen) modifiziert wird, wenn die Kompensation angewendet wird. Mit anderen Worten die gesamten Aussteuerungen aller fünf Phasen werden nicht modifiziert, wenn die Kompensation angewendet wird.
Wenn der Haltewinkel (αh) 799 ”klein” ist, was bedeutet, dass der Haltewinkel 799 nahe an 0 Grad ist und ein einzelner Übergangswinkel (der erste Übergangswinkel (X1) 799 oder der zweite Übergangswinkel (X2) 792) wird geplant, dass er in dem nächsten PWM-Zyklus auftritt, dann kann eine der vier Arten der Kompensation angewendet werden, um die Aussteuerung der PWM-Wellenform einzustellen: (1) Anstiegflanke-100%-Kompensation, (2) Abfallflanke-100%-Kompensation, (3) Anstiegsflanke-0%-Kompensation, oder (4) Abfallflanke-0%-Kompensation.
Die Anstiegflanke-100%-Kompensation erzeugt eine Aussteuerung kleiner als 100%. Beispiele der Anstiegflanke-100%-Kompensation beinhalten: die Anstiegflanke-100%-Kompensation (Schritt 728 der 7B), die Anstiegflanke-100%-Kompensation (Schritt 744 der 7F) und die Anstiegflanke-100%-Kompen-sation (Schritt 764 der 7J).
Die Abfallflanke-100%-Kompensation erzeugt eine Aussteuerung geringer als 100%, jedoch wie nachfolgend beschrieben wird, wird sie unterschiedlich gegenüber der Anstiegflanke-100%-Kompensation berechnet. Beispiele der Abfallflanke-100%-Kompensation beinhalten: die Abfallflanke-100%-Kompensation (Schritt 726 der 7B), die Abfallflanke-100%-Kompensation (Schritt 734 der 7D) und die Abfallflanke-100%-Kompensation (Schritt 766 der 7J).
Die Anstiegflanke-0%-Kompensation erzeugt eine Aussteuerung größer als 0%. Beispiele der Anstiegflanke-0%-Kompensation beinhalten: die Anstiegflanke-0%-Kompensation (Schritt 742 der 7F) und die Anstiegflanke-0%-Kompensation (Schritt 760 der 7J).
Die Abfallflanke-0%-Kompensation erzeugt eine Aussteuerung größer als 0%, jedoch wie nachfolgend beschrieben wird, wird sie unterschiedlich gegenüber der Anstiegflanke-0%-Kompensation berechnet. Beispiele der Abfallflanke-0%-Kompensation beinhalten: die Abfallflanke-100%-Kompensation (Schritt 736 der 7D) und die Abfallflanke-100%-Kompensation (Schritt 762 der 7J).
Wenn der Haltewinkel (αh) 799 ”groß” ist, was bedeutet, dass der Haltewinkel (αh) 799 nahezu 18 Grad für die Fünf-Phasenmaschine ist (oder dass der Haltewinkel (αh) 799 nahe an 30 Grad für eine Drei-Phasenmaschine ist) und zwei Übergangswinkel (sowohl der erste Übergangswinkel (X1) 790 und der zweite Übergangswinkel (X2) 792) sind geplant, dass sie in dem nächsten PWM-Zyklus auftreten, dann können die unterschiedlichen Arten der Kompensation, welche angewendet werden können, die Aussteuerung der PWM-Wellenform einzustellen, entweder sein: (5) eine Abfallflanke-steigungsabgeleitete-Kompensation, in welcher eine Kombination der Abfallflanke-100%-Kompensation und der Anstiegflanke-0%-Kompensation benutzt wird, um einen einzelnen PWM-Zyklus zu erzeugen, welcher eine Aussteuerung > 0% und < 100% besitzt, oder (6) eine Anstiegflanke-Steigungsabgeleitete-Kompensation, in welcher eine Kombination der Anstiegflanke-100%-Kompensation und der Abfallflanke-0%-Kompensation benutzt wird, um einen einzelnen PWM-Zyklus zu erzeugen, welcher eine Aussteuerung > 0% und < 100% besitzt. Ein Beispiel der Abfallflanke-steigungsabgeleiteten-Kompensation ist die Abfallflanke-steigungsabgeleitete-Kompensa-tion (Schritt 750 der 7H), wohingegen ein Beispiel der Anstiegflanke-steigungsabgeleiteten-Kompensation die Anstiegflanke-steigungsabgeleitete-Kompensation (Schritt 752 der 7H) ist. Die letzten beiden Kompensationen werden angewendet, wenn sowohl der erste Übergangswinkel (X1) 790 und der zweite Übergangswinkel (X2) 792 in dem gleichen PWM-Zyklus auftreten. Die Abfallflanke-steigungsabgeleitete-Kompensation wird benutzt, wenn von 100% auf 0% übergegangen wird und die Anstiegflanke-steigungsabgeleitete-Kompensation wird benutzt, wenn von 0% auf 100% übergegangen wird. Es wird auch festgestellt, dass in einem speziellen Fall, wenn der Haltewinkel (αh) 799 seinen Maximalwert erreicht, der erste Übergangswinkel (X1) 790 und der zweite Übergangswinkel (X2) 792 zusammen kommen und wenn dies geschieht, wird eine der Abfallflanke-Kompensationen angewendet.
Wenn das Verfahren 700 zum Schritt 721 fortschreitet, auf den Schritt 719 folgend, bestimmt das SVPWM-Modul 108 ob der Haltewinkel (αh) größer als oder gleich zu einhalb der Winkelaufspannung eines Sektors ist (z. B. 18 Grad in einer Fünf-Phasenimplementierung oder 30 Grad in einer Drei-Phasenimplementierung). 7C ist ein Sektordiagramm, welches ein Szenario darstellt, in welchem der Haltewinkel (αh) 799 gleich zu einhalb der Winkelaufspannung des Sektors ist und der erste Übergangswinkel (X1) 790 und der zweite Übergangswinkel (X2) 792 fallen innerhalb oder treten in der nächsten, vorhergesagten PWM-Periode 794 auf und werden an dem Mittelpunkt des Sektors ausgerichtet (d. h. bei 18 Grad von der Sektorgrenze 782).
Mit Bezug wieder auf 8 zeigt ein Zeitablaufdiagramm die Aussteuerungs-PWM-Wellenformen, welche bei dem SVPWM-Modul 108 der 2 für jede Phase (A, B, C, D, E) über einen elektrischen Zyklus berechnet und verarbeitet wurden, basierend auf den Phasenspannungs-Befehlssignalen (Vas* Ves*) 107 der 2A. Die Beziehung zwischen der Aussteuerung-PWM und den Phasenspannungsbefehlssignalen 107 kann bestimmt werden durch: Aussteuerung-PWM = Phasenspannung·A + B, wobei A ein Skalierfaktor und B ein Offset ist.
In 8 sind zehn Sektoren von 0 bis 9 gekennzeichnet. Der elektrische Zyklus umspannt 10 Sektoren (0...9). 8 zeigt nicht irgendwelche Modifikationen bezüglich der Aussteuerung, jedoch zeigt sie die Übergangswinkel, wo Linien die Richtung ändern. Über einen elektrischen Zyklus hinweg, unterzieht sich jede PWM-Wellenform für jede Phase vier Übergängen, zwei zwischen 0 (oder 0%) und 1 (oder 100%) oder umgekehrt. Zum Beispiel wird Phase A als Hinübergehen in die Sektoren 2 und 7 dargestellt, Phase B wird als Hinübergehen in die Sektoren 4 und 9 dargestellt, Phase C wird als Hinübergehen in die Sektoren 1 und 6 dargestellt, Phase D wird als das Hinübergehen in die Sektoren 3 und 8 dargestellt und Phase E wird als das Hinübergehen in die Sektoren 0 und 5 dargestellt.
Außerdem wird in jedem Sektor (0...9) sich einer der fünf Phasen A–E einem diagonalen Übergang unterziehen. Die PWM-Wellenform geht immer von 1 (oder 100%) zu 0 (oder 0%) in geradzahligen Sektoren über und von 0 (oder 0%) auf 1 (oder 100%) in ungeraden Sektoren über. Zum Beispiel geht in Sektor 2 die Phase A von 100% auf 0%, wohingegen im Sektor 3 die Phase D von 0% auf 100% übergeht. In dem Fall, welcher in 8 dargestellt ist, würde es einen oder mehrere normale PWM-Zyklen zwischen jeder konsekutiven Gruppe von 0 und 100% Zyklen geben. Dies bedeutet, dass in 8 die Aussteuerung bei 100% (obere horizontale Linie jeder Phase) aus mehreren PWM-Zyklen besteht, welche alle 100% Aussteuerung besitzen. Die Aussteuerung bei 0% (untere horizontale Linie jeder Phase) besteht auch aus mehreren PWM-Zyklen, welche alle 0% Aussteuerung besitzen. Damit besteht jede Spur in 8 aus mehreren PWM-Zyklen.
Die Steigung der diagonalen Linien wird sich abhängig von dem Wert des Haltewinkel (αh) 799 ändern. Wenn der Haltewinkel (αh) 799 bei seinem Maximalwert ist, werden die Linien im Wesentlichen vertikal. Wenn der Haltewinkel (αh) 799 sehr klein ist, besitzen die Linien eine minimale Steigung, wobei sie sehr nahe zu den vertikalen Linien übergehen (Sektorgrenzen). Die Übergangspunkte sollten im gleichen Abstand von den vertikalen Linien sein. Die Übergangspunkte berühren niemals die vertikalen Linien, da ein Übermodulationsmodus nur auftritt, wenn der Haltewinkel (αh) 799 > 0 ist.
In 8 modulieren die diagonalen Übergänge die Zeit zwischen den zwei Spannungsschaltvektoren, um die erforderliche Spannung zu erreichen. Zum Beispiel, wenn der diagonale Übergang bei Phase E zwischen 1 und 0 geht, entspricht dies dem Spannungsschaltvektor V1 (11001), und dann dem Spannungsschaltvektor V2 (11000), welcher der Sektor 1 ist. Dann, während dem zweiten Sektor 2, wenn der diagonale Übergang bei Phase C zwischen 0 und 1 geht, entspricht dies dem Spannungsschaltvektor V2 (11000) und dann dem Spannungsschaltvektor V2 (11100).
Mit Bezug wieder auf 7B, wenn das SVPWM-Modul 108 bestimmt, dass der Haltewinkel (αh) 799 größer als oder gleich zu einhalb der Winkelaufspannung des Sektors ist, fährt das Verfahren mit dem Schritt 724 fort, in welchem das SVPWM-Modul 108 bestimmt, ob der aktuelle Sektor ein geradzahliger Sektor ist. Wie in 8 gezeigt wird, geht eine PWM-Wellenform immer von 100% auf 0% in geraden Sektoren und von 0% auf 100% in ungeraden Sektoren.
Wenn der aktuelle Sektor ein geradzahliger Sektor ist, fährt das Verfahren mit dem Schritt 726 fort, in welchem das SVPWM-Modul 108 die Abfallflanke-100%-Kompensation berechnet und dann die Abfallflanke-100%-Kompensation im Schritt 727 anwendet. Wie es hier benutzt wird, bezieht sich der Term ”Abfallflanke-100%-Kompensation” auf eine Kompensation, welche das SVPWM-Modul 108 im Schritt 726 berechnet, um die Aussteuerung der PWM-Wellenformen der Schaltvektorsignale (Sa...Se) 109 einzustellen und in einer Implementierung kann diese basierend auf Gleichung (13) wie folgt berechnet werden: CompDuty = (x1 – CurAng)/DeltaPos (13), wobei X1 der erste Übergangswinkel (X1) 790 ist, CurAng der aktuelle PWM-Grenzwinkel (CurAng) 788 ist und DeltaPos die berechnete Winkelaufspannung 795 der nächsten PWM-Periode 794 ist. In einer Implementierung wendet das SVPWM-Modul 108 dann die Abfallflanke-100%-Kompensation im Schritt 727 an, basierend auf Gleichung (14) wie folgt: FirstModifiedPWM = FirstPWM·CompDuty (14), wobei FirstPWM die PWM-Aussteuerung für den ersten Übergangswinkel (X1) 790 für eine spezielle Phase ist, abhängig von dem Sektor und wobei CompDuty die berechnete Aussteuerungs-Kompensation ist, welche über die Gleichung (13) berechnet wurde. Es wird festgestellt, dass die ursprüngliche Aussteuerung 100% ist, jedoch in diesem Fall wird die Aussteuerung auf weniger als 100% mit den Gleichungen (13) und (14) modifiziert. Die spezielle Phase (A...E), welche modifiziert wird, hängt von dem Sektor ab.
Im Gegensatz dazu, wenn das SVPWM-Modul 108 bestimmt, dass der aktuelle Sektor kein geradzahliger Sektor ist (oder ein ungeradzahliger Sektor ist), dann fährt das Verfahren mit dem Schritt 728 fort, in welchem das SVPWM-Modul 108 die Anstiegflanke-100%-Kompensation berechnet und wendet dann die Anstiegflanke-100%-Kompensation im Schritt 729 an, um die modifizierte Aussteuerung für die nächste PWM-Periode zu erzeugen. Wie er hier benutzt wird bezieht sich der Term ”Anstiegflanke-100%-Kompensation” auf die Kompensation, welche das SVPWM-Modul 108 im Schritt 728 berechnet, um die Aussteuerung der PWM-Wellenformen der Schaltvektorsignale (Sa...Se) 109 einzustellen und in einer Implementierung kann sie basierend auf Gleichung (15) wie folgt berechnet werden: CompDuty = (NxtAng – X1)/DeltaPos (15), wobei X1 der erste Übergangswinkel (X1) 790, NxtAng der nächste PWM-Grezwinkel (NxtAng) 798 ist, welcher das Ende der nächsten PWM-Periode 794 darstellt und DeltaPos die berechnete Winkelaufspannung 795 der nächsten PWM-Periode 794 ist.
In einer Implementierung wendet das SVPWM-Modul 108 dann die Anstiegflanke-100%-Kompensation im Schritt 729 basierend auf Gleichung (16) wie folgt an: FirstModifiedPWM = FirstPWM·CompDuty (16), wobei FirstPWM die PWM-Aussteuerung für den ersten Übergangswinkel (X1) 790 für eine spezielle Phase ist, welche von dem Sektor abhängt und wobei CompDuty die berechnete Aussteuerungs-Kompensation ist, welche über Gleichung (15) berechnet ist.
9 stellt ein Beispiel der Schaltvektorsignale (Sa...Se) 109 dar, welche bei dem Raumvektor(SV)-PWM-Modul 108 entsprechend zu einigen der veröffentlichten Ausführungsformen erzeugt ist. 9 stellt ein Beispiel dar, wenn die Aussteuerung in 7b und 7c modifiziert wird, wobei X1 und X2 bei dem gleichen Haltewinkel von 18 Grad sind. Mit anderen Worten, der Zustand, welcher in 9 dargestellt ist, würde einem Fall entsprechen, in welchem die Übergänge in 9 modifiziert wurden, um die korrekten Phasenspannungen 107 zu liefern.
In 9 gehören die ansteigenden und abfallenden Flanken jedem Zyklus der Schaltvektorsignale (Sa...Se) 109 zu unterschiedlichen PWM-Perioden, und eine zyklische Aufspannung der elektrischen Zyklen wird zum Zwecke der Erläuterung gezeigt. Die Periode in 9 entspricht der Periode in 8. Es wird festgestellt, dass in diesem speziellen Beispiel die Implementierung für eine Fünf-Phasenmaschine in dem Übermodulationsbereich einen elektrischen Zyklus 10 Sektoren (0...9) aufspannt und jeder Sektor drei (3) Schalt-PWM-Perioden besitzt. Jedoch wird festgestellt, dass die Anzahl der Schaltperioden pro Sektor sich in anderen Implementierungen ändern kann, abhängig von der Schaltfrequenz, welche das Wechselrichtermodul 110 behandeln kann und der synchronen Frequenz (Geschwindigkeit).
9 stellt dar, dass durch das Vorhersagen des Sektorübergangs eine wichtige Aussteuerung für die Aussteuerungs-Wellenformen der Schaltvektorsignale (Sa...Se) 109 berechnet werden kann und so angewendet werden kann, dass die korrekten Phasenspannungsbefehlssignale (Vas*...Ves*) 107 (auch als Stationär-Referenzrahmen-Spannungsbefehlssignale (Vas*...Ves*) 107 bezeichnet) in jedem PWM-Sektor angewendet werden. Dies führt zu geringeren Variationen in den Stationär-Referenzrahmen-Spannungsbefehlssignalen (Vas*...Ves*) 107 und als ein Ergebnis werden genauere Phasenspannungssignale 107 an der Maschine angelegt. Als eine Folge wird das Regeln des Phasenstromes verbessert, wodurch damit eine geringere Strom-/Drehmoment-Oszillation resultiert.
Wieder mit Bezug auf 7B, wenn das SVPWM-Modul 108 bestimmt, dass der Haltewinkel (αh) 799 kleiner als einhalb der Winkelaufspannung des Sektors ist, fährt das Verfahren 700 mit dem Schritt 730 der 7D fort.
Im Schritt 730 führt das SVPWM-Modul 108 drei Überprüfungen durch, um zu bestimmen, wie weiter vorzugehen ist. Spezieller ausgedrückt, im Schritt 730 bestimmt das SVPWM-Modul 108, ob der aktuelle PWM-Grenzwinkel (CurAng) 788 kleiner als der erste Übergangswinkel (X1) 790 ist, bestimmt, ob der nächste PWM-Grenzwinkel (NxtAng) 798 größer als der erste Übergangswinkel (X1) 790 ist und bestimmt, ob der nächste PWM-Grenzwinkel (NxtAng) 798 geringer als der zweite Übergangswinkel (X2) 792 ist.
Wenn das SVPWM-Modul 108 bestimmt, dass der aktuelle Grenzwinkel (CurAng) 788 geringer als der erste Übergangswinkel (X1) 790 ist, dann ist der nächste PWM-Grenzwinkel (NxtAng) 798 größer als der erste Übergangswinkel (X1) 790, und dass der nächste PWM-Grenzwinkel (NxtAng) 798 geringer als der zweite Übergangswinkel (X2) 792 ist, dann fährt das Verfahren 700 mit dem Schritt 733 fort, in welchem das SVPWM-Modul 108 bestimmt, ob der aktuelle Sektor ein geradzahliger Sektor ist.
7E ist ein Sektordiagramm, welches ein Szenario darstellt, in welchem der aktuelle PWM-Grenzwinkel (CurAng) 788 kleiner als der erste Übergangswinkel (X1) 790 ist, der nächste PWM-Grenzwinkel (NxtAng) 798 größer als der erste Übergangswinkel (X1) 790 ist, der nächste PWM-Grenzwinkel (NxtAng) 798 geringer als der zweite Übergangswinkel (X2) 792 ist, und nur der erste Übergangswinkel (X1) 790 fällt innerhalb oder tritt in der nächsten, vorhergesagten PWM-Periode auf. In diesem Szenario, da der erste Übergangswinkel (X1) innerhalb oder in der nächsten vorhergesagten PWM-Periode 794 auftritt, wird die Aussteuerung während der nächsten PWM-Periode modifiziert, wie nachfolgend beschrieben wird.
Mit Bezug wieder auf 7D, wenn der aktuelle Sektor ein geradzahliger Sektor ist, fährt das Verfahren mit dem Schritt 734 fort, in welchem das SVPWM-Modul 108 die Abfallflanke-100%-Kompensation berechnet, und wendet dann die Abfallflanke-100%-Kompensation bei 735 an, um die modifizierte Aussteuerung für die nächste PWM-Periode zu erzeugen und das Verfahren 700 endet dann im Schritt 770. Wie er hier benutzt wird, bezieht sich der Term ”Abfallflanke-100%-Kompensation auf die Kompensation, welche das SVPWM-Modul 108 im Schritt 734 berechnet, um die Aussteuerung der PWM-Wellenformen der Schaltvektorsignale (Sa...Se) 109 einzustellen und in einer Implementierung kann sie basierend auf Gleichung (15) oben, berechnet werden. Bei einer Implementierung wendet dann das SVPWM-Modul 108 die Abfallflanke-100%-Kompensation im Schritt 735 an, basierend auf Gleichung (17), wie folgt: First ModifiedPWM = FirstPWM·(100% – CompDuty) (17) wobei FirstPWM die PWM-Aussteuerung für den ersten Übergangswinkel (X1) 790 für eine spezielle Phase ist, welche von dem Sektor abhängt und wobei CompDuty die berechnete Aussteuerungs-Kompensation ist, berechnet über Gleichung (15). Die Kompensation wird in gleicher Weise für beide ansteigenden und abfallenden Flanken über die Gleichung (15) berechnet, jedoch wird sie zu 0% in dem Fall des Ansteigens in Gleichung (16) addiert und von 100% subtrahiert in dem Fall des Abfallens in Gleichung (17). Mit Bezug auf 7E, als ein Beispiel der Abfallflanke-100%-Kompensation, wenn der erste Übergangswinkel (X1) 790 in der Mitte der nächsten vorhergesagten PWM-Periode 794 auftritt, muss die Aussteuerung kompensiert werden und die 50%, welche für diese Aussteuerung berechnet wurden, würden nach oben eingestellt, um die Spannung zu vermindern und die weniger als 100% in diesem PWM-Zyklus (Teil nach rechts des ersten Übergangswinkels (X1) 790 in der nächsten vorhergesagten PWM-Periode 794) simulieren. Diese Kompensation würde ”Abfallflanke 100%” sein, da sie einen Übergang von 100% zu einem geringeren Wert kompensiert. Es wird auch festgestellt, dass die ”Abfallflanke 100%-Kompensation” (im Schritt 726) die gleiche ist, wie die ”Abfallflanke-100%-Kompensation” (im Schritt 734), außer die nächste Perioden-Aussteuerung ist in dem vorherigen Fall immer 0% und kann irgend einen Wert kleiner 100% in dem letzteren Fall besitzen.
Im Gegensatz dazu, wenn das SVPWM-Modul 108 bestimmt, dass der aktuelle Sektor nicht ein gradzahliger Sektor ist, dann fährt das Verfahren mit dem Schritt 736 fort, in welchem das SVPWM-Modul 108 die Abfallflanke-0%-Kompensation berechnet und dann die Abfallflanke-0%-Kompensation bei 737 anwendet, um die modifizierte Aussteuerung für die nächste PWM-Periode zu erzeugen und das Verfahren 700 endet dann im Schritt 770. Wie er hier benutzt wird, bezieht sich der Term ”Abfallflanke-0%-Kompensation” auf die Kompensation, welche das SVPWM-Modul 108 im Schritt 736 berechnet, um die Aussteuerung der PWM-Wellenformen der Schaltvektorsignale (Sa...Se) 109 einzustellen und in einer Implementierung kann sie basierend auf Gleichung (15) oben berechnet werden. In einer Implementierung wendet dann das SVPWM-Modul 108 die Abfallflanke-0%-Kompensation im Schritt 737 basierend auf Gleichung (18) wie folgt an: FirstModifiedPWM = FirstPWM + (100% – FirStPWM)·CompDuty (18) wobei FirstPWM die PWM-Aussteuerung für den ersten Übergangswinkel (X1) 790 eine spezielle Phase ist, welche von dem Sektor abhängt und wobei CompDuty die berechnete Aussteuerungs-Kompensation ist, welche über Gleichung (15) berechnet ist. Die Abfallflanke-0%-Kompensation ist der reziproke Wert der Abfallflanke-100%-Kompensation. In 7E würde ein Beispiel der Abfallflanke-0%-Kompensation sein, wenn von 0% bei dem ersten Übergangswinkel (X1) 790 auf 100% bei dem zweiten Übergangswinkel (X2) 792 übergegangen wird. Die Kompensation, welche während der nächsten vorhergesagten PWM-Periode 794 angewendet wird, würde die ”Abfallflanke 0%” sein. Die 10%-Aussteurung, welche für diese PWM-Periode berechnet ist, würde auf die Verzögerung des Übergangspunktes herunter auf 0% eingestellt sein.
Wenn das SVPWM-Modul 108 bestimmt, dass der aktuelle PWM-Grenzwinkel (CurAng) 788 nicht geringer als der erste Übergangswinkel (X1) 790 ist oder dass der nächste PWM-Grenzwinkel (NxtAng) 798 nicht größer als der erste Übergangswinkel (X1) 790 ist, oder der nächste PWM-Grenzwinkel (NxtAng) 798 nicht geringer als der zweite Übergangswinkel (X2) 792 ist, dann fährt das Verfahren 700 mit dem Schritt 738 der 7F fort.
Im Schritt 738 führt das SVPWM-Modul 108 vier Überprüfungen durch, um zu bestimmen, wie fortzufahren ist. Spezieller ausgedrückt, im Schritt 738 bestimmt das SVPWM-Modul 108, ob der aktuelle PWM-Grenzwinkel (CurAng) 788 größer als der erste Übergangswinkel (X1) 790 ist, bestimmt ob der aktuelle PWM-Grenzwinkel (CurAng) 788 geringer als der zweite Übergangswinkel (X2) 792 ist, bestimmt, ob der nächste PWM-Grenzwinkel (NxtAng) 798 größer als der zweite Übergangswinkel (X2) 792 ist und bestimmt, ob der nächste PWM-Grenzwinkel (NxtAng) 798 geringer als der dritte Übergangswinkel (X3) 793 ist.
Wenn das SVPWM-Modul 108 bestimmt, dass der aktuelle PWM-Grenzwinkel (CurAng) 788 größer als der erste Übergangswinkel (X1) 790 ist, dass der aktuelle PWM-Grenzwinkel (CurAng) 788 geringer als der zweite Übergangswinkel (X2) 792 ist, dass der nächste PWM-Grenzwinkel (NxtAng) 798 größer als der zweite Übergangswinkel (X2) 792 ist und dass der nächste PWM-Grenzwinkel (NxtAng) 798 geringer als der dritte Übergangswinkel (X3) 793 ist, dann fährt das Verfahren mit dem Schritt 741 fort, in welchem das SVPWM-Modul 108 bestimmt, ob der aktuelle Sektor ein geradzahliger Sektor ist.
7G ist ein Sektordiagramm, welches ein Szenario darstellt, in welchem der aktuelle PWM-Grenzwinkel (CurAng) 788 größer als der erste Übergangswinkel (X1) 790 ist, der aktuelle PWM-Grenzwinkel (CurAng) 788 geringer als der zweite Übergangswinkel (X2) 792 ist, der nächste PWM-Grenzwinkel (NxtAng) 798 größer als der zweite Übergangswinkel (X2) 792 ist, der nächste PWM-Grenzwinkel (NxtAng) 798 geringer als der dritte Übergangswinkel (X3) 793 ist, und nur der zweite Übergangswinkel (X2) 792 in die nächste vorhergesagte PWM-Periode 794 fällt oder in ihr auftritt. Dieses Szenario, da der zweite Übergangswinkel (X2) 792 in die nächste vorhergesagte PWM-Periode 794 fällt oder in ihr auftritt, wird die Aussteuerung während der nächsten PWM-Periode modifiziert, wie dies nachfolgend beschrieben wird.
Wiederum mit Bezug auf 7F, wenn der aktuelle Sektor ein geradzahliger Sektor ist, fährt das Verfahren mit dem Schritt 742 fort, in welchem das SVPWM-Modul 108 die Anstiegflanke-0%-Kompensation berechnet und dann die Anstiegflanke-0%-Kompensation bei 743 anwendet, um die modifizierte Aussteuerung für die nächste PWM-Periode zu erzeugen. Das Verfahren 700 endet dann im Schritt 770. Wie er hier benutzt wird, bezieht sich der Term „Anstiegflanke”-0%-Kompensation auf die Kompensation, welche das SVPWM-Modul 108 berechnet, um die Aussteuerung der PWM-Wellenformen der Schaltvektorsignale (Sa...Se) 109 einzustellen und sie kann in einer Implementierung basierend auf den Gleichungen (19, 20 und 21) wie folgt berechnet werden: CompDuty = (NxtAng – X2)/DeltaPos (19) DutySlope = (A*AlphaHold + B)/(100% + AlphaHold*(C + D*AlphaHold) (20) NextDuty = DutySlope*(NxtAng – X2) + 100% (21) wobei A, B, C und D Konstanten sind und wobei AlphaHold der Haltewinkel (α_h) 799 ist, wobei X2 der zweite Übergangswinkel (X2) 792 ist, NxtAng der nächste PWM-Grenzwinkel (NxtAng) 798 ist, welcher das Ende der nächsten PWM-Periode 794 repräsentiert, und DeltaPos die berechnete Winkelaufspannung 795 der nächsten PWM-Periode 794 ist. In einer Implementierung wendet das SVPWM-Modul 108 dann die Anstiegflanke-0%-Kompensation im Schritt 743 an, basierend auf Gleichung (22) wie folgt: FirstModifiedPWM = NextDuty·CompDuty (22) wobei NextDuty das Ergebnis der Gleichung (21) ist und wobei CompDuty die berechnete Aussteuerungs-Kompensation ist, welche über die Gleichung (19) berechnet ist. In 7G, wenn der PWM-Wert von 100%, welcher für die nächste vorhergesagte PWM-Periode 794 berechnet ist, nach unten hin kompensiert werden muss, da der zweite Übergangswinkel (X2) 792 in dieser nächsten vorhergesagten PWM-Periode 794 auftritt, würde die Kompensation ”Anstiegflanke 0%” sein, da sie einen Übergang auf 0% von einem etwas größeren Wert aus kompensiert.
Im Gegensatz dazu, wenn das SVPWM-Modul 108 bestimmt, dass der aktuelle Sektor nicht ein geradzahliger Sektor ist, fährt das Verfahren mit dem Schritt 744 fort, in welchem das SVPWM-Modul 108 die Anstiegflanke-100%-Kompensation berechnet und dann die Anstiegflanke-100%-Kompensation bei 745 anwendet, um die modifizierte Aussteuerung für die nächste PWM-Periode zu erzeugen. Das Verfahren 700 endet dann im Schritt 770. Wie er hier benutzt wird, bezieht sich der Term ”Anstiegflanke-100%-Kompensation” auf die Kompensation, welche das SVPWM-Modul 108 im Schritt 744 berechnet, um die Aussteuerung der PWM-Wellenformen der Schalvektorsignale (Sa...Se) 109 einzustellen und in einer Implementierung kann diese basierend auf den Gleichungen (19, 20, und 23) wie folgt berechnet werden: CompDuty = (NxtAng – X2)/DeltaPos (19) DutySlope = (A*AlphaHold + B)/(100% + AlphaHold*(C + D*AlphaHold)) (20) NextDuty = DutySlope*(NxtAng – X2) + 100% (23)
In einer Implementierung wendet dann das SVPWM-Modul 108 die Anstiegflanke-100%-Kompensation im Schritt 745 an, basierend auf Gleichung (24), wie folgt: FirstModifiedPWM = (100% – NextDuty) (100% – CompDuty) + NextDuty (24) wobei NextDuty das Ergebnis der Gleichung (23) ist und wobei CompDuty die berechnete Aussteuerungs-Kompensation ist, welche über Gleichung (19) berechnet ist. Die Anstiegflanke-100%-Kompensation ist der Reziprokwert der Anstiegflanke-0%-Kompensation. In 7G wäre ein Beispiel der Anstiegflanke-100%-Kompensation, wenn die 90%-Aussteuerung, welche für die nächste vorhergesagte PWM-Periode 794 berechnet wurde, aufwärts kompensiert würde, um den zweiten Übergangswinkel (X2) 792 nach links in einen Übergang zu verschieben.
Wenn das SVPWM-Modul 108 bestimmt (im Schritt 738), dass der aktuelle PWM-Grenzwinkel (CurAng) 788 nicht größer der erste Übergangswinkel (X1) 790 ist, oder dass der aktuelle PWM-Grenzwinkel (CurAng) 798 kleiner als der zweite Übergangswinkel (X2) 792 ist, oder dass der nächste PWM-Grenzwinkel (NxtAng) 798 nicht größer als der zweite Übergangswinkel (X2) 792 ist oder dass der nächste PWM-Grenzwinkel (NxtAng) 798 nicht größer als der dritte Übergangswinkel (X3) 793 ist, dann fährt das Verfahren 700 mit dem Schritt 746 (7A) fort.
Im Schritt 746 führt das SVPWM-Modul 108 drei Überprüfungen durch, um zu bestimmen, wie fortzufahren ist. Spezieller ausgedrückt, im Schritt 746 bestimmt das SVPWM-Modul 108, ob der aktuelle PWM-Grenzwinkel (CurAng) 788 kleiner als der erste Übergangswinkel (X1) 790 ist, bestimmt ob der nächste PWM-Grenzwinkel (NxtAng) 798 größer als der zweite Übergangswinkel (X2) 792 ist und bestimmt, ob der nächste PWM-Grenzwinkel (NxtAng) 798 kleiner als der dritte Übergangswinkel (X3) 793 ist.
Wenn das SVPWM-Modul 108 bestimmt, dass der aktuelle PWM-Grenzwinkel (CurAng) 788 kleiner als der erste Übergangswinkel (X1) 790 ist, dass der nächste PWM-Grenzwinkel (NxtAng) 798 größer als der zweite Übergangswinkel (X2) 792 ist und dass der nächste PWM-Grenzwinkel (NxtAng) 798 kleiner als der dritte Übergangswinkel (X3) 793 ist, dann fährt das Verfahren 700 mit dem Schritt 749 fort, in welchem das SVPWM-Modul 108 bestimmt, ob der aktuelle Sektor ein geradzahliger Sektor ist.
7I ist ein Sektordiagramm, welches ein Szenario darstellt, in welchem der aktuelle PWM-Grenzwinkel (CurAng) 788 geringer als der erste Übergangswinkel (X1) 790 ist, der nächste PWM-Grenzwinkel (NxtAng) 798 größer als der zweite Übergangswinkel (X2) 792 ist, der nächste PWM-Grenzwinkel (NxtAng) 798 geringer als der dritte Übergangswinkel (X3) 793 ist und sowohl der erste Übergangswinkel (X1) 790 als auch der zweite Übergangswinkel (X2) 792 innerhalb oder in der nächsten vorhergesagten PWM-Periode 794 auftritt. In dieses Szenario, da der erste Übergangswinkel (X1) 790 und der zweite Übergangswinkel (X2) 792 in die nächste vorhergesagte PWM-Periode 794 fällt oder in ihr auftritt, wird die Aussteuerung der nächsten PWM-Periode modifiziert, wie nachfolgend beschrieben wird.
Wieder mit Bezug auf 7H, wenn der aktuelle Sektor ein geradzahliger Sektor ist, fährt das Verfahren mit dem Schritt 750 fort, in welchem das SVPWM-Modul 108 eine Abfallflankesteigungsabgeleitete-Kompensation berechnet und bei 751 die Abfallflanke-steigungsabgeleitete-Kompensation anwendet, um die modifizierte Aussteurung für die nächste PWM-Periode zu erzeugen. Das Verfahren 700 endet dann im Schritt 770. Wie er hier benutzt wird, bezieht sich der Term ”Abfallflanke-Steigungsabgeleitete-Kompensation” auf die Kompensation, welche das SVPWM-Modul 108 im Schritt 750 berechnet, um die Aussteuerung der PWM-Wellenformen der Schaltvektorsignale (Sa...Se) 109 einzustellen und in einer Implementierung kann sie, basierend auf Gleichung (25) wie folgt berechnet werden: CompDuty1 = AlphaHold/(Sector boundary starting angle – CurAng) (25)
In einer Implementierung wendet dann das SVPWM-Modul 108 die ”Abfallflanke-steigungsabgeleitete-Kompensation” im Schritt 751 an, basierend auf Gleichung (26), wie folgt: FirstNodifiedPWM = FirstPWM (100% – CompDuty1) (26) wobei CompDuty1 die berechnete Aussteuerungs-Kompensation ist, welche über Gleichung (25) berechnet ist.
Im Gegensatz dazu, wenn das SVPWM-Modul 108 bestimmt, dass der aktuelle Sektor nicht ein geradzahliger Sektor (d. h. ein ungeradzahliger Sektor ist), dann fährt das Verfahren mit dem Schritt 752 fort, in welchem das SVPWM-Modul 108 eine Anstiegflanke-steigungsabgeleitete-Kompensation berechnet und an der Anstiegflanke-steigungsabgeleitete-Kompensation bei 753 anwendet, um die modifizierte Aussteuerung für die nächste PWM-Periode zu erzeugen. Das Verfahren 700 endet dann im Schritt 770.
Wie er hier benutzt wird, bezieht sich der Term ”Anstiegflanke-steigungsabgeleitete-Kompensation” auf die Kompensation, welche das SVPWM-Modul 108 im Schritt 752 berechnet, um die Aussteuerung der PWM-Wellenformen der Schaltvektorsignale (Sa...Se) 109 einzustellen und in einer Implementierung kann sie basierend auf Gleichung (27) wie folgt berechnet werden: CompDuty1 = AlphaHold/(Sector boundary starting angle – CurAng) (27)
In einer Implementierung wendet dann das SVPWM-Modul 108 die ”Anstiegflanke-steigungsabgeleitete Kompensation” im Schritt 753 basierend auf Gleichung (28) wie folgt an: FirstModifiedPWM = FirstPWM + (100% – FirstPWM)*CompDuty1 (28) wobei CompDuty1 die berechnete Aussteuerungs-Kompensation ist, welche über Gleichung (27) berechnet ist.
Wenn das SVPWM-Modul 108 bestimmt (im Schritt 746), dass der aktuelle PWM-Grenzwinkel (CurAng) 788 größer als der erste Übergangswinkel (X1) 790 ist, oder das der nächste PWM-Grenzwinkel (NxtAng) 798 kleiner als der zweite Übergangswinkel (X2) 792 ist, oder dass der nächste PWM-Grenzwinkel (NxtAng) 798 größer als der dritte Übergangswinkel (X3) 793 ist, dann fährt das Verfahren 700 mit dem Schritt 754 (7J) fort.
Im Schritt 754 führt das SVPWM-Modul 108 drei Überprüfungen durch, um zu bestimmen, wie fortzufahren ist. Spezieller ausgedrückt, im Schritt 754 bestimmt das SVPWM-Modul 108, ob der aktuelle PWM-Grenzwinkel (CurAng) 788 größer als der erste Übergangswinkel (X1) 790 ist, bestimmt ob der aktuelle PWM-Grenzwinkel (CurAng) 788 kleiner als der zweite Übergangswinkel (X2) 792 ist, und bestimmt ob der nächste PWM-Grenzwinkel (NxtAng) 798 größer als der dritte Übergangswinkel (X3) 793 ist.
Wie in 7J dargestellt, wenn das SVPWM-Modul 108 bestimmt, dass der aktuelle PWM-Grenzwinkel (CurAng) 788 kleiner als der erste Übergangswinkel (X1) 790 ist, oder dass der aktuelle PWM-Grenzwinkel (CurAng) 788 größer als der zweite Übergangswinkel (X2) 792 ist oder dass der nächste PWM-Grenzwinkel (NxtAng) 798 kleiner als der dritte Übergangswinkel (X3) 793 ist, dann fährt das Verfahren 700 mit dem Schritt 768 fort. Im Schritt 768, stellt das SVPWM-Modul 108 die Aussteuerung für die nächste vorhergesagte PWM-Periode ein, ohne irgendeine PWM-Kompensation anzuwenden. Das Verfahren 700 fährt dann mit dem Schritt 769 fort, in welchem das SVPWM-Modul 108 Pulsbreitenmodulierte-(PWM)-Wellenformen für die nächste PWM-Periode erzeugt, nach welchen das Verfahren 700 im Schritt 770 endet. Im Schritt 769 wird die Aussteuerung der Pulsbreitenmodulierten Wellenformen für die nächste PWM-Periode das Einstellen der Aussteuerung sein (ohne Kompensation).
Im Gegensatz dazu, wenn das SVPWM-Modul 108 bestimmt, dass der aktuelle PWM-Grenzwinkel (CurAng) 788 größer als der erste Übergangswinkel (X1) 790 ist, bestimmt, dass der aktuelle PWM-Grenzwinkel (CurAng) 788 geringer als der zweite Übergangswinkel (X2) 792 ist, und bestimmt, dass der nächste PWM-Grenzwinkel (NxtAng) 798 größer als der dritte Übergangswinkel (X3) 793 ist, dann fährt das Verfahren 700 mit dem Schritt 757 fort, in welchem das SVPWM-Modul 108 nach der Phase für den nächsten Sektor ausschaut bzw. nachsucht. Hier wird nach der Phase für den nächsten Sektor im Schritt 757 nachgesucht, da der dritte Übergangswinkel (X3) 793 in dem nächsten Sektor ist, nicht in dem aktuellen Sektor.
Das Verfahren 700 fährt dann mit dem Schritt 758 fort, in welchem das SVPWM-Modul 108 bestimmt, dass der aktuelle Sektor ein geradzahliger Sektor ist.
7K ist ein Sektordiagramm, welches ein Szenario darstellt, in welchem der aktuelle PWM-Grenzwinkel (CurAng) 788 größer als der erste Übergangswinkel (X1) 790 ist, der aktuelle PWM-Grenzwinkel (CurAng) 788 kleiner als der zweite Übergangswinkel (X2) 792 ist, der nächste PWM-Grenzwinkel (NxtAng) 798 größer als der dritte Übergangswinkel (X3) 793 ist und sowohl der zweite Übergangswinkel (X2) 792 als auch der dritte Übergangswinkel (X3) 793 innerhalb die nächste vorhergesagte PWM-Periode 794 fällt oder in ihr auftritt. In diesem Szenario, da der zweite Übergangswinkel (X2) 792 und der dritte Übergangswinkel (X3) 793 innerhalb die nächste vorhergesagten PWM-Periode 794 fällt oder in ihr auftritt, wird die Aussteuerung während der nächsten PWM-Periode modifiziert, wie nachfolgend beschrieben wird.
Wieder mit Bezug auf 7J, wenn das SVPWM-Modul 108 bestimmt, dass der aktuelle Sektor ein geradzahliger Sektor ist, fährt das Verfahren mit dem Schritt 760 fort, in welchem das SVPWM-Modul 108 eine Anstiegflanke-0%-Kompensation für die aktuelle Sektorphase berechnet und dann die Abfallflanke-0%-Kompensation für die aktuelle Sektorphase im Schritt 761 anwendet, um die modifizierte Aussteuerung für die nächste PWM-Periode zu erzeugen, eine Abfallflanke-0%-Kompensation bei 762 berechnet und dann die Abfallflanke-0%-Kompensation an der nächsten Sektorphase im Schritt 763 anwendet, um die modifizierte Aussteuerung für die nächste PWM-Periode zu erzeugen. Hier kann jeder Übergangswinkel getrennt verarbeitet werden und zwei Kompensationen werden für unterschiedliche Phasen angewendet. Das Verfahren 700 endet dann im Schritt 770.
Wie er hier benutzt wird, bezieht sich der Term ”Anstiegflanke-0%-Kompensation” auf die Kompensation, welche das SVPWM-Modul 108 im Schritt 760 der 7J berechnet, um die Aussteuerung der PWM-Wellenformen der Schaltvektorsignale (Sa... Se) 109 einzustellen, und in einer Implementierung kann sie basierend auf den Gleichungen (29, 20 und 30) wie folgt berechnet werden: CompDuty1 = (NxtAng – X3/DeltaPos) (29) DutySlope = (A*AlphaHold + B)/(100% + AlphaHold*(C + D*AlphaHold) (20) NextDuty = (DutySlope*(NxtAng – X3) (30)
In einer Implementierung wendet dann das SVPWM-Modul 108 die ”Anstiegflanke-0%-Kompensation” im Schritt 761 basierend auf Gleichung (22) wie folgt an: FirstModifiedPWM = NextDuty·CompDuty1 (22) wobei CompDuty 1 die berechnete Aussteuerungs-Kompensation ist, welche über Gleichung (29) berechnet ist und wobei NextDuty das Ergebnis der Gleichung (30) ist.
Wie er hier benutzt wird, bezieht sich der Term ”Abfallflanke-0%-Kompensation” auf die Kompensation, welche das SVPWM-Modul 108 im Schritt 762 der 7J berechnet, um die Aussteuerung der PWM-Wellenformen der Schaltvektorsignale (Sa...Se) 109 einzustellen und in einer Implementierung kann sie basierend auf Gleichung (31) wie folgt berechnet werden: CompDuty 2 = (X2 – CurAng)/(Sector Boundary 798 – CurAng) (31).
In einer Implementierung wendet dann das SVPWM-Modul 108 die ”Abfallflanke-0%-Kompensation” im Schritt 763 basierend auf Gleichung (32) wie folgt an: SecondModifiedPWM = FirstPWM*(CompDuty2) (32), wobei CompDuty2 die berechnete Aussteuerungs-Kompensation ist, welche über Gleichung (31) berechnet ist.
Im Gegensatz dazu, wenn das SVPWM-Modul 108 bestimmt, dass der aktuelle Sektor ein ungeradzahliger Sektor ist, dann fährt das Verfahren mit dem Schritt 764 fort, in welchem das SVPWM-Modul 108 eine Anstiegflanke-100%-Kompensation berechnet, wendet die Anstiegflanke-100%-Kompensation an der aktuellen Sektorphase im Schritt 765 an, um die modifizierte Aussteuerung für die nächste PWM-Periode zu erzeugen, berechnet dann eine Abfallflanke-100%-Kompensation bei 766, und wendet dann die Abfallflanke-100%-Kompensation an der nächsten Sektorphase bei Schritt 767 an, um die modifizierte Aussteuerung für die nächste PWM-Periode zu erzeugen. Das Verfahren 700 endet dann bei Schritt 770.
Wie er hier benutzt wird, bezieht sich der Term ”Anstiegflanke-100%-Kompensation” auf die Kompensation, welche das SVPWM-Modul 108 im Schritt 764 der 7J berechnet, um die Aussteuerung für die PWM-Wellenformen der Schaltvektorsignale (Sa...Se) 109 einzustellen, und in einer Implementierung kann diese basierend auf Gleichung (29, 20 und 33) wie folgt berechnet werden: CompDuty3 = (NxtAng – X3/DeltaPos) (29) DutySlope = (A*AlphaHold + B)/(100% + AlphaHold*(C + D*AlphaHold) (20) NextDuty = (DutySlope*(NxtAng – X3) + 100% (33)
In einer Implementierung wendet dann das SVPWM-Modul 108 die ”Anstiegflanke-100%-Kompensation” im Schritt 765, basierend auf Gleichung (34), wie folgt an: FirstModifiedPWM = (100% – NextDuty)·(100% – CompDuty3) + NextDuty (34) wobei CompDuty3 die berechnete Aussteuerungs-Kompensation ist, welche über Gleichung (29) berechnet ist und wobei NextDuty das Ergebnis der Gleichung (33) ist.
Wie er hier benutzt wird, bezieht sich der Term ”Abfallflanke-100%-Kompensation” auf die Kompensation, welche das SVPWM-Modul 108 im Schritt 766 der 7J berechnet, um die Aussteuerung der PWM-Wellenformen der Schaltvektorsignal (Sa...Se) 109 einzustellen, und in einer Implementierung kann diese basierend auf Gleichung (31), wie folgt berechnet werden: CompDuty2 = (X2 – CurAng)/(Sector Boundary 798 – CurAng) (31).
In einer Implementierung wendet dann das SVPWM-Modul 108 die ”Abfallflanke-0%-Kompensation” im Schritt 767 basierend auf Gleichung (35) wie folgt an: SecondModifiedPWM = FirstPWM + (100% – FirstPWM) * CompDuty2 (35) wobei CompDuty2 die berechnete Aussteuerungs-Kompensation ist, welche über Gleichung (31) berechnet ist.
Damit wurden verschiedene Ausführungsformen für das Steuern des Betriebes einer Mehrphasenmaschine in einem Vektorgesteuerten Motorantriebssystem beschrieben, wenn die Mehrphasenmaschine in einem Übermodulationsbereich arbeitet. Die veröffentlichten Ausführungsformen liefern einen Mechanismus für das Einstellen einer Aussteuerung der PWM-Wellenformen, so dass die Anstiegflanke- und die Abfallflanke-Übergänge an korrekten Positionen auftreten. Wie oben festgestellt, kann dies die Variationen/Fehler in der Phasenspannung reduzieren, welche an der Mehrphasenmaschine angelegt sind, sodass der Phasenstrom in richtiger Weise geregelt werden kann, sodass damit die Strom-/Drehmoment-Oszillation vermindert wird, was umgekehrt den Wirkungsgrad und die Leistungsfähigkeit der Maschine verbessert, ebenso wie das Benutzen der DC-Spannungsquelle.
Fachleute werden ferner würdigen, dass die verschiedenen dargestellten logischen Blöcke, Module, Schaltungen und Algorithmenschritte, welche hier in Verbindung mit den veröffentlichen Ausführungsformen beschrieben werden, als elektronische Hardware, Computersoftware oder eine Kombination von beiden implementiert werden können. Einige der Ausführungsformen und Implementierungen werden oben in Termen der funktionellen und/oder logischen Blockkomponenten (oder Module) und verschiedenen Verarbeitungsschritten beschrieben. Es sollte jedoch gewürdigt werden, dass derartige Blockkomponenten (oder Module) durch eine beliebige Anzahl von Hardware-, Software- und/oder Firmware-Komponenten realisiert werden kann, welche so konfiguriert sind, um die spezifizierten Funktionen durchzuführen.
Um diese Auswechselbarkeit der Hardware und Software klar darzustellen, wurden verschiedene erläuternde Komponenten, Blöcke, Module, Schaltungen und Schritte oben im Allgemeinen in Termen ihrer Funktionalität beschrieben. Ob eine derartige Funktionalität als Hardware oder Software implementiert wird, hängt von der speziellen Anwendung und den Gestaltungsgrenzen ab, welche im Gesamtsystem vorliegen. Fachleute können die beschriebene Funktionalität auf verschiedene Weise für jede spezielle Anwendung implementieren, jedoch sollten derartige Implementier-Entscheidungen nicht interpretiert werden, um eine Abweichung vom Umfang der vorliegenden Erfindung auszulösen. Beispielsweise kann eine Ausführungsform oder ein System oder eine Komponente verschiedene integrierte Schaltungskomponenten anwenden, z. B. Speicherelemente, Digitalsignal-Verarbeitungselemente, logische Elemente, Look-up-Tabellen oder Ähnliches, welche eine Vielzahl von Funktionen unter der Steuerung eines oder mehrerer Mikroprozessoren oder anderer Steuereinrichtungen ausführen können. Zusätzlich werden Fachleute würdigen, dass hier beschriebene Ausführungsformen nur beispielhafte Implementierungen sind.
Die verschiedenen erläuternden logischen Blöcke, Module und Schaltungen, welche in Verbindung mit den hier veröffentlichten Ausführungsformen beschrieben sind, können hier implementiert oder mit einem Prozessor für allgemeine Zwecke, einem Digitalsignalprozessor (DSP), einer anwendungsspezifischen integrierten Schaltung (ASIC), einem feldprogrammierbaren Gate Array (FPGA) oder einer anderen programmierbaren logischen Einrichtung, diskreter Gate- oder Transistorlogik, diskreten Hardware-Komponenten oder irgendeiner Kombination davon durchgeführt werden, welche gestaltet ist, um die Funktionen, welche hier beschrieben sind, durchzuführen. Ein Prozessor für einen allgemeinen Zweck kann ein Mikroprozessor sein, aber als Alternative kann der Prozessor irgendein herkömmlicher Prozessor, ein Steuerglied, ein Mikrosteuerglied oder eine Zustandsmaschine sein. Ein Prozessor kann auch als eine Kombination von Rechnereinheiten implementiert werden, z. B. eine Kombination von einem DSP und einem Mikroprozessor, eine Vielzahl von Mikroprozessoren, einer oder mehrere Mikroprozessoren in Verbindung mit einem DSP-Kern oder irgendeine andere derartige Konfiguration.
Die Schrittes eines Verfahrens oder eines Algorithmus, welche in Verbindung mit den hier veröffentlichten Ausführungsformen beschrieben sind, können direkt in Hardware, in einem Software-Modul, welcher durch einen Prozessor ausgeführt wird, oder in einer Kombination von den beiden eingebettet sein. Ein Software-Modul kann in einem RAM-Speicher, einem Flash-Speicher, einem ROM-Speicher, einem EPROM-Speicher, einem EEPROM-Speicher, Registern, einer Festplatte, einer entfernbaren Platte, einer CD-ROM oder in irgendeiner anderen Form von Speichermedium, welches in der Fachwelt bekannt ist, angesiedelt sein. Ein beispielhaftes Speichermedium ist an den Prozessor gekoppelt, so dass der Prozessor die Information von dem Speichermedium lesen kann und die Information auf dieses schreiben kann. Alternativ kann das Speichermedium integral mit dem Prozessor sein. Der Prozessor und das Speichermedium können in einem ASIC angesiedelt sein. Der ASIC kann in einem Benutzerterminal angesiedelt sein. Alternativ können der Prozessor und das Speichermedium als diskrete Komponenten in einem Benutzerterminal angesiedelt sein.
In diesem Dokument können Vergleichsterme, wie z. B. erster und zweiter und Ähnliches, nur benutzt werden, um eine Einheit oder Aktion von einer anderen Einheit oder Aktion zu unterscheiden, ohne dabei notwendigerweise irgendeine aktuelle derartige Beziehung oder Reihenfolge zwischen derartigen Einheiten oder Aktionen zu erfordern oder zu beinhalten. Numerische Ordnungszahlen, wie z. B. ”erster”, ”zweiter”, ”dritter” etc., bezeichnen einfach unterschiedliche Einzelelemente einer Vielfalt und beinhalten keinerlei Reihenfolge oder Folge, es sei denn, dies wird speziell durch die Sprache der Ansprüche definiert. Die Reihenfolge oder der Text in irgendeinem der Ansprüche beinhaltet nicht, dass Prozessschritte in einer zeitlichen oder logischen Reihenfolge entsprechend einer derartigen Folge durchgeführt werden müssen, es sei denn, dies wird speziell durch die Sprache des Anspruchs definiert. Die Prozessschritte können in irgendeiner Reihenfolge untereinander ausgetauscht werden, ohne vom Umfang der Erfindung abzuweichen, solange wie ein derartiges Austauschen nicht im Gegensatz zu der Sprache des Anspruchs steht und nicht logischerweise keinen Sinn ergibt.
Außerdem beinhalten Wörter, abhängig vom Kontext, wie z. B. ”verbinden” oder ”gekoppelt an”, welche für das Beschreiben einer Beziehung zwischen unterschiedlichen Elementen benutzt werden, nicht, dass eine direkte physikalische Verbindung zwischen diesen Elementen hergestellt werden muss. Beispielsweise können zwei Elemente miteinander physikalisch, elektronisch, logisch oder in irgendeiner anderen Weise durch eines oder mehrere zusätzliche Elemente verbunden sein.
Während wenigstens eine beispielhafte Ausführungsform in der vorausgegangenen detaillierten Beschreibung präsentiert wurde, sollte gewürdigt werden, dass eine große Anzahl von Variationen existiert. Es sollte gewürdigt werden, dass die beispielhafte Ausführungsform oder Ausführungsformen, nur Beispiele sind und sie sollen nicht den Umfang, die Anwendbarkeit oder die Konfiguration der Erfindung in irgendeiner Weise eingrenzen. Vielmehr wird die vorausgegangene detaillierte Beschreibung Fachleuten eine bequeme Anleitung für das Implementieren der beispielhaften Ausführungsform oder der beispielhaften Ausführungsformen liefern. Es sollte davon ausgegangen werden, dass verschiedene Änderungen in der Funktion und in der Anordnung der Elemente durchgeführt werden können, ohne vom Umfang der Erfindung, wie er in den Ansprüchen und den rechtlichen Äquivalenten davon dargelegt ist, abzuweichen.
Weitere Ausführungsformen

1. Verfahren zum Steuern einer elektrischen Mehrphasenmaschine, welche in einem Übermodulationsbereich arbeitet, wobei das Verfahren aufweist: Bestimmen einer Sektorgrenze-Informaion für einen aktuellen Sektor, welcher eine Winkelaufspannung zwischen zwei benachbarten Spannungs-Schaltvektoren definiert, welche benutzt werden, um Pulsbreiten modulierte (PWM) Wellenformen der Schaltvektorsignale zu erzeugen, welche die Schalter in einem Fünfphasen-Wecheslrichtermodul treiben, wobei die Sektorgrenze-Information aufweist: Einen Sektorgrenze-Startwinkel des aktuellen Sektors und einen Sektorgrenze-Endwinkel des aktuellen Sektors; Berechnen einer Winkelaufspannung einer aktuellen PWM-Periode, basierend auf einer Schaltfrequenz eines PWM-Generators und einer speziellen Momentangeschwindigkeit der elektrische Mehrphasenmaschine und Vorhersagen einer vorhergesagten Winkelaufspannung einer nächsten PWM-Periode bevor die nächste PWM-Periode auftritt, basierend auf der Winkelaufspannung der aktuellen PWM-Periode; Berechnen einer Vielzahl von Übergangswinkeln, basierend auf der Sektorgrenze-Information und eines Haltewinkels, welcher von einem Übermodulations-Prozessor geliefert wird; Bestimmen, ob irgendeiner der Übergangswinkel innerhalb der vorhergesagten Winkelaufspannung der nächsten PWM-Periode auftritt; Berechnen, wenn irgendeiner der Übergangswinkel bestimmt wird, dass er innerhalb der vorhergesagten Winkelaufspannung der nächsten PWM-Periode auftritt, einer Aussteuerungs-Kompensation für die nächste PWM-Periode, welche benutzt wird, um die Aussteuerung für die PWM-Wellenformen bzw. -Signalformen der Schaltvektorsignale einzustellen, welche während der PWM-Periode erzeugt wird; und Anwenden der berechneten Aussteuerungs-Kompensation, wenn die PWM-Wellenformen für die nächste PWM-Periode erzeugt werden, bevor die nächste PWM-Periode auftritt, um die Aussteuerung der nächsten PWM-Periode einzustellen.
2. Verfahren nach Ausführungsform 1, wobei die Übergangswinkel einen ersten Übergangswinkel, einen zweiten Übergangswinkel und einen dritten Übergangwinkel beinhalten, und wobei der Schritt des Berechnens einer Vielzahl von Übergangswin-keln auf der Sektorgrenze-Information und einem Haltewin-kel basiert, welcher von einem Übermodulations-Prozessor geliefert wird, welches aufweist: Berechnen der Summe des Sektorgrenze-Startwinkels und des Haltewinkels, um den ersten Überganswinkel zu erzeugen, wobei der Haltewinkel ein variabler Befehl ist, welcher eine Funktion des Modulationsindexes ist; Berechnen der Differenz zwischen dem Sektorgrenze-Endwinkel und dem Haltewinkel, um einen zweiten Übergangswinkel zu erzeugen; und Berechnen der Summe des berechneten Sektorgrenze-Endwinkels und des Haltewinkels, um den dritten Übergangswinkel zu erzeugen.
3. Verfahren nach Ausführungsform 2, wobei der Haltewinkel ein variabler Befehl ist, welcher eine Funktion des Modula-tionsindexes ist und welcher von einem Minimalwert von 0 Grad und einer maximalen Anzahl von Graden liegt, welcher gleich zu einhalb der Winkelaufspannung des Sektors ist.
4. Verfahren nach Ausführungsform 1, wobei die Aussteuerungs-Kompen-sation für die nächste PWM-Periode abhängig davon vari-iert, wo erwartet wird, dass die Übergangswinkel bezüglich der nächste PWM-Periode auftreten, und wobei die Austeue-rungs-Kompensation für die nächste PWM-Periode aufweist: eine Abfallflanke-100%-Kompensation oder Abfallflanke-0%-Kompensation; eine Anstiegflanke-0%-Kompensation oder Anstiegflanke-100%-Kompensation; eine Abfallflanke-steigungsabeleitete-Kompensation oder Anstiegflanke-steigungsabgeleitete-Kompensation; eine Anstiegflanke-0%-Kompensation und eine Abfallflanke-0%-Kompensation; oder eine Anstiegflanke-100%-Kompensation und eine Abfallflanke-100%-Kompensation.
5. Verfahren nach Ausführungsform 2, wobei die Winkelaufspannung der aktuellen PWM-Periode durch einen alten PWM-Grenzwinkel, welcher den Start der aktuellen PWM-Periode präsentiert und einen aktuellen PWM-Grenzwinkel, welcher das Ende der aktuellen PWM-Periode repräsentiert, definiert ist und wobei die vorhergesagte Winkelaufspannung der Winkelab-stand ist, welcher durch die nächste PWM-Periode abgedeckt wird, und durch den aktuellen PWM-Grenzwinkel, welcher den Stand der nächsten PWM-Periode repräsentiert und einen nächsten PWM-Grenzwinkel definiert ist, welcher das Ende der nächsten PWM-Periode repräsentiert, und wobei der Schritt des Bestimmens, ob irgend einer der Übergangswin-kel innerhalb der vorhergesagten Winkelaufspannung der nächsten PWM-Periode auftritt, aufweist: Bestimmen, wenn der nächste PWM-Grenzwinkel nicht geringer als der erste Übergangswinkel ist und der aktuelle PWM-Grenzwinkel nicht größer als der dritte Übergangswinkel ist, ob der Haltewinkel größer oder gleich einhalb der Winkelaufspannung des aktuellen Sektors ist; und ferner aufweist: Bestimmen, wenn der Haltewinkel größer als oder gleich zu einhalb der Winkelaufspannung des aktuellen Sektors ist, ob der aktuelle Sektor ein geradzahliger oder ein ungeradzahliger Sektor ist.
6. Verfahren nach Ausführungform 5, wobei der Schritt des Berech-nens, wenn für irgend einen der Übergangswinkel bestimmt wird, dass er innerhalb der vorhergesagten Winkelaufspan-nung der nächsten PWM-Periode auftritt, einer Aussteue-rungs-Kompensation für die nächste PWM-Periode, welches aufweist: Berechnen, wenn der aktuelle Sektor ein geradzahliger Sektor ist, einer Abfallflanke-100%-Kompensation, basierend auf dem ersten Übergangswinkel, dem aktuellen PWM-Grenzwinkel und der vorhergesagten Winkelaufspannung der nächsten PWM-Periode; und Berechnen, wenn der aktuelle Sektor ein ungeradzahliger Sektor ist, einer Anstiegflanke-100%-Kompensation, basierend auf dem ersten Übergangswinkel, dem nächsten PWM-Grenzwinkel und der vorhergesagten Winkelaufspannung der nächsten PWM-Periode.
7. Verfahren nach Ausführungsform 6, wobei der Schritt des Anwendens aufweist: Anwenden der berechneten Abfallflanke-100%-Kompensation, um eine Aussteuerung der PWM-Wellenformen für die nächste PWM-Periode zu modifizieren.
8. Verfahren nach Ausführungsform 6, wobei der Schritt des Anwendens aufweist: Anwenden der berechneten Anstiegflanke-100%-Kompensation, um eine Aussteuerung der PWM-Wellenformen für die nächste PWM-Periode zu modifizieren.
9. Verfahren nach Ausführungsform 5, wobei der Schritt des Bestim-mens, ob irgendeiner der Übergangswinkel innerhalb der vorhergesagten Winkelaufspannung der nächsten PWM-Periode auftritt, aufweist: Bestimmen, wenn der Haltewinkel kleiner als einhalb der Winkelaufspannung des aktuellen Sektors ist, ob der aktuelle PWM-Grenzwinkel kleiner als der erste Übergangswinkel ist, ob der nächste PWM-Grenzwinkel großer als der erste Übergangswinkel ist und ob der nächste PWM-Grenzwinkel kleiner als der zweite Übergangswinkel ist; und welches ferner aufweist: Bestimmen, ob der aktuelle Sektor ein geradzahliger Sektor ein ungeradzahliger Sektor ist, wenn der aktuelle PWM-Grenzwinkel kleiner als der erste Übergangswinkel ist, der nächste PWM-Grenzwinkel größer als der erste Übergangswinkel ist und der nächste PWM-Grenzwinkel kleiner als der zweite Übergangswinkel ist.
10. Verfahren nach Ausführungsform 9, wobei der Schritt des Berech-nens, wenn für irgend einen der Übergangswinkel bestimmt wird, dass er innerhalb der vorhergesagten Winkelaufspan-nung der nächsten PWM-Periode auftritt, einer Aussteue-rungskompensation für die nächste PWM-Periode aufweist: Berechnen, wenn der aktuelle Sektor ein geradzahliger Sektor ist, der Abfallflanke-100%-Kompensation, basierend auf dem ersten Übergangswinkel, dem aktuellen PWM-Grenzwinkel und der vorhergesagten Winkelaufspannung der nächsten PWM-Periode; und Berechnen, wenn der aktuelle Sektor ein ungeradzahliger Sektor ist, der Abfallflanke-0%-Kompensation, basierend auf dem ersten Übergangswinkel, dem nächsten PWM-Grenzwinkel und der vorhergesagten Winkelaufspannung der nächsten PWM-Periode.
11. Verfahren nach Ausführungsform 10, wobei der Schritt des Anwendens der berechneten Aussteuerungs-Kompensation aufweist: Anwenden der berechneten Abfallflanke-100%-Kompensation, um eine Aussteuerung der PWM-Wellenformen für die nächste PWM-Periode zu modifizieren.
12. Verfahren nach Ausführungsform 10, wobei der Schritt des Anwendens der berechneten Aussteuerungs-Kompensation aufweist: Anwenden der berechneten Abfallflanke-0%-Kompensation, um eine Aussteuerung der PWM-Wellenformen für die nächste PWM-Periode zu modifizieren.
13. Verfahren nach Ausführungsform 9, wobei der Schritt des Bestim-mens, ob irgendeiner der Übergangswinkel innerhalb der vorgesagten Winkelaufspannung der nächsten PWM-Periode auftritt, ferner aufweist: wenn der aktuelle PWM-Grenzwinkel nicht kleiner als der erste Übergangswinkel ist, oder der nächste PWM-Grenzwinkel nicht größer als der erste Übergangswinkel ist, oder der nächste PWM-Grenzwinkel nicht kleiner als der zweite Übergangswinkel ist, Bestimmen, ob der aktuelle PWM-Grenzwinkel größer als der erste Übergangswinkel ist, ob der aktuelle PWM-Grenzwinkel kleiner als der zweite Übergangswinkel ist, ob der nächste PWM-Grenzwinkel größer als der zweite Übergangswinkel ist und ob der nächste PWM-Grenzwinkel kleiner als der dritte Übergangswinkel ist; und welches ferner aufweist: Bestimmen, wenn der aktuelle PWM-Grenzwinkel größer als der erste Übergangswinkel ist, der aktuelle PWM-Grenzinkel kleiner als der zweite Übergangswinkel ist, der nächste PWM-Grenzwinkel größer als der zweite Übergangswinkel ist und der nächste PWM-Grenzwinkel kleiner als der dritte Übergangswinkel ist, ob der aktuelle Sektor ein geradzahliger Sektor oder ein ungeradzahliger Sektor ist.
14. Verfahren nach Ausführungsform 13, wobei der Schritt des Berech-nens, wenn für irgendeinen der Übergangswinkel bestimmt wird, dass er innerhalb der vorhergesagten Winkelaufspan-nung der nächsten PWM-Periode auftritt, einer Aussteue-rungs-Kompensation für die nächste PWM-Periode aufweist: Berechnen, wenn der aktuelle Sektor ein geradzahliger Sektor ist, der Anstiegflanke-0%-Kompensation, basierend auf dem nächsten PWM-Grenzwinkel, welcher das Ende der nächsten PWM-Periode repräsentiert, dem Haltewinkel, dem zweiten Übergangswinkel und der vorhergesagten Winkelaufspannung der nächsten PWM-Periode; und Berechnen, wenn der aktuelle Sektor ein ungeradzahliger Sektor ist, der Anstiegflanke-100%-Kompensation, basierend auf dem nächsten PWM-Grenzwinkel, welcher das Ende der nächsten PWM-Periode repräsentiert, dem Haltewinkel, dem zweiten Übergangswinkel und der vorher-gesagten Winkelaufspannung der nächsten PWM-Periode.
15. Verfahren nach Ausführungsform 14, wobei der Schritt des Anwendens der berechneten Aussteuerungs-Kompensation aufweist: Anwenden der berechneten Anstiegflanke-0%-Kompensation, um eine der Aussteuerung der PWM-Wellenfarmen für die nächste PWM-Periode zu modifizieren.
16. Verfahren nach Ausführungsform 14, wobei der Schritt des Anwendens der berechneten Aussteuerungs-Kompensation aufweist: Anwenden der berechneten Anstiegflanke-100%-Kompensation, um eine Aussteuerung der PWM-Wellenformen für die nächste PWM-Periode zu modifizieren.
17. Verfahren nach Ausführungsform 14, wobei der Schritt des Bestim-mens, ob irgendeiner der Übergangswinkel innerhalb der Vorhergesagten Winkelaufspannung der nächsten PWM-Periode auftritt, ferner aufweist: wenn der aktuelle PWM-Grenzwinkel nicht größer als der erste Übergangswinkel ist, oder der aktuelle PWM-Grenzwinkel nicht kleiner als der zweite Übergangswinkel ist, oder der nächste PWM-Grenzwinkel nicht größer als der zweite Übergangswinkel ist, oder der nächste PWM-Grenzwinkel größer als der dritte Übergangswinkel ist, dann das Verfahren 700 zu dem Schritt 746 fortfährt, wobei bestimmt wird, ob der aktuelle PWM-Grenzwinkel kleiner als der erste Übergangswinkel ist, ob der nächste PWM-Grenzwinkel größer als der zweite Übergangswinkel ist, und ob der nächste PWM-Grenzwinkel kleiner als der dritte Übergangswinkel ist; und welches ferner aufweist: wenn der aktuelle PWM-Grenzwinkel kleiner als der erste Übergangswinkel ist, der nächste PWM-Grenzwinkel größer als der zweite Übergangswinkel ist, und der nächste PWM-Grenzwinkel kleiner als der dritte Übergangswinkel ist, Bestimmen, ob der aktuelle Sektor ein geradzahliger Sektor oder ungeradzahliger Sektor ist.
18. Verfahren nach Ausführungsform 17, wobei der Schritt des Berechnens, wenn für irgendeinen der Übergangswinkel bestimmt wird, dass er innerhalb der vorhergesagten Winkelaufspannung der nächsten PWM-Periode auftritt, einer Aussteuerungs-Kompensation für die nächste PWM-Periode aufweist: Berechnen, wenn der aktuelle Sektor eine Abfallflankesteigungsabgeleitete-Kompensation ist, basierend auf dem Haltewinkel, dem Sektorgrenze-Startwinkel des aktuellen Sektors, dem aktuellen PWM-Grenzwinkel, dem nächsten PWM-Grenzwinkel, welcher das Ende der nächsten PWM-Periode repräsentiert, des zweiten Übergangswinkels; und Berechnen, wenn der aktuelle Sektor ein ungeradzahliger Sektor ist, einer Anstiegflanke-steigungsabgeleiteten-Kompensation, basierend auf dem Haltewinkel, dem Sektorrenze-Startwinkel des aktuellen Sektors, dem aktuellen PWM-Grenzwinke1, dem nächsten PWM-Grenzwinkel, welcher das Ende der nächsten PWM-Periode repräsentiert, des zweiten Übergangswinkels.
19. Verfahren nach Ausführungsform 18, wobei der Schritt des Anwendens der berechneten Aussteuerungs-Kompensation aufweist: Anwenden der berechneten Abfallflanke-steigungsabgeleiteten-Kompensation, um eine Aussteuerung der PWM-Wellenformen für die nächste PWM-Periode zu modifizieren.
20. Verfahren nach Ausführungsform 18, wobei der Schritt des Anwendens der berechneten Aussteuerungs-Kompensation aufweist: Anwenden der berechneten Anstiegflanke-steigungsabgeleiteten-Kompensation, um eine Aussteuerung der PWM-Wellenormen für die nächste PWM-Periode zu modifizieren.
21. Verfahren nach Ausführungsform 17, wobei der Schritt des Gestim-mens, ob irgendeiner der Übergangswinkel innerhalb der vorher gesagten Winkelaufspannung der nächsten PWM-Periode auftritt, ferner aufweist: wenn der aktuelle PWM-Grenzwinkel größer als der erste Übergangswinkel ist, oder der nächste PWM-Grenzwinkel kleiner als der zweite Übergangswinkel ist, oder der nächste PWM-Grenzwinkel größer als der dritte Übergangswinkel ist, Bestimmen, ob der aktuelle PWM-Grenzwinkel größer als der erste Übergangswinkel ist, ob der aktuelle PWM-Grenzwinkel kleiner als der zweite Übergangswinkel ist und ob der nächste PWM-Grenzwinkel größer als der zweite Übergangswinkel ist; und wenn der aktuelle PWM-Grenzwinkel größer als der erste Übergangswinkel ist, und der aktuelle PWM-Grenzwinkel ist kleiner als der zweite Übergangswinkel, und der nächste PWM-Grenzwinkel ist größer als der dritte Übergangswinkel, es ferner aufweist: Bestimmen der Phase für den nächsten Sektor; und Bestimmen, ob der aktuelle Sektor ein geradzahliger Sektor oder ein ungeradzahliger Sektor ist.
22. Verfahren nach Ausführungsform 21, wobei der Schritt des Berech-nens, wenn für irgendeinen der Übergangswinkel bestimmt wird, dass er innerhalb der vorhergesagten Winkelaufspannung in der nächsten PWM-Periode auftritt, einer Aussteuerungs-Kompensation für die nächste PWM-Periode aufweist: Berechnen, wenn der aktuelle Sektor ein geradzahliger Sektor ist; einer Anstiegflanke-0%-Kompensation für die aktuelle Sektorphase, basierend auf dem nächsten PWM-Grenzwinkel, welcher das Ende der nächsten PWM-Periode repräsentiert, dem dritten Übergangswinkel, der vorhergesagten Winkelaufspannung der nächsten PWM-Periode und dem Haltewinkel, und einer Abfallflanke-0%-Kompensation für die nächste Sektorphase, basierend auf dem nächsten PWM-Grenzwinkel, welcher das Ende der nächsten PWM-Periode repräsentiert, dem zweiten Übergangswinkel und dem aktuellen PWM-Grenzwinkel; und Berechnen, wenn der aktuelle Sektor ein ungeradzahliger Sektor ist: einer Anstiegflanke-100%-Kompensation für die aktuelle Sektorphase, basierend auf dem nächsten PWM-Grenzwinkel, welcher das Ende der nächsten PWM-Periode repräsentiert, dem dritten Übergangswinkel, der vorhergesagten Winkelaufspannung der nächsten PWM-Periode und dem Haltewinkel, und einer Abfallflanke-100%-Kompensation für die nächste Sektorphase, basierend auf dem nächsten-PWM-Grenzwinkel, welcher das Ende der nächsten PWM-Periode repräsentiert, dem zweiten Übergangswinkel und dem aktuellen PWM-Grenzwinkel.
23. Verfahren nach Ausführungsform 22, wobei der Schritt des Anwen-dens der berechneten Aussteuerungs-Kompensation aufweist: Anwenden der berechneten Anstiegflanke-0%-mpensation und der berechneten Abfallflanke-0%-Kompensation, um eine Aussteuerung der PWM-Wellenformen für die nächste PWM-Periode zu modifizieren.
24. Verfahren nach Ausführungsform 22, wobei der Schritt des Anwen-dens der berechneten Aussteuerungs-Kompensation aufweist: Anwenden der berechneten Anstiegflanke-100%-Kompensation und der berechneten Abfallflanke-100%-Kompensation, um eine Aussteuerung der PWM-Wellenformen für den nächsten PWM-Periode zu modifizieren.

Claims

Verfahren zum Steuern einer elektrischen Mehrphasenmaschine, welche in einem Übermodulationsbereich arbeitet, wobei das Verfahren aufweist: Bestimmen einer Sektorgrenze-Informaion für einen aktuellen Sektor, welcher eine Winkelaufspannung zwischen zwei benachbarten Spannungs-Schaltvektoren definiert, welche benutzt werden, um Pulsbreiten modulierte (PWM) Wellenformen der Schaltvektorsignale zu erzeugen, welche die Schalter in einem Fünfphasen-Wecheslrichtermodul treiben, wobei die Sektorgrenze-Information aufweist: Einen Sektorgrenze-Startwinkel des aktuellen Sektors und einen Sektorgrenze-Endwinkel des aktuellen Sektors; Berechnen einer Winkelaufspannung einer aktuellen PWM-Periode, basierend auf einer Schaltfrequenz eines PWM-Generators und einer speziellen Momentangeschwindigkeit der elektrische Mehrphasenmaschine und Vorhersagen einer vorhergesagten Winkelaufspannung einer nächsten PWM-Periode bevor die nächste PWM-Periode auftritt, basierend auf der Winkelaufspannung der aktuellen PWM-Periode; Berechnen einer Vielzahl von Übergangswinkeln, basierend auf der Sektorgrenze-Information und eines Haltewinkels, welcher von einem Übermodulations-Prozessor geliefert wird; Bestimmen, ob irgendeiner der Übergangswinkel innerhalb der vorhergesagten Winkelaufspannung der nächsten PWM-Periode auftritt; Berechnen, wenn irgendeiner der Übergangswinkel bestimmt wird, dass er innerhalb der vorhergesagten Winkelaufspannung der nächsten PWM-Periode auftritt, einer Aussteuerungs-Kompensation für die nächste PWM-Periode, welche benutzt wird, um die Aussteuerung für die PWM-Wellenformen der Schaltvektorsignale einzustellen, welche während der PWM-Periode erzeugt wird; und Anwenden der berechneten Aussteuerungs-Kompensation, wenn die PWM-Wellenformen für die nächste PWM-Periode erzeugt werden, bevor die nächste PWM-Periode auftritt, um die Aussteuerung der nächsten PWM-Periode einzustellen.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Übergangswinkel einen ersten Übergangswinkel, einen zweiten Übergangswinkel und einen dritten Übergangwinkel beinhalten, und wobei der Schritt des Berechnens einer Vielzahl von Übergangswin-keln auf der Sektorgrenze-Information und einem Haltewin-kel basiert, welcher von einem Übermodulations-Prozessor geliefert wird, welches aufweist: Berechnen der Summe des Sektorgrenze-Startwinkels und des Haltewinkels, um den ersten Überganswinkel zu erzeugen, wobei der Haltewinkel ein variabler Befehl ist, welcher eine Funktion des Modulationsindexes ist; Berechnen der Differenz zwischen dem Sektorgrenze-Endwinkel und dem Haltewinkel, um einen zweiten Übergangswinkel zu erzeugen; und Berechnen der Summe des berechneten Sektorgrenze-Endwinkels und des Haltewinkels, um den dritten Übergangswinkel zu erzeugen.
Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei der Haltewinkel ein variabler Befehl ist, welcher eine Funktion des Modulationsindexes ist und welcher von einem Minimalwert von 0 Grad und einer maximalen Anzahl von Graden liegt, welcher gleich zu einhalb der Winkelaufspannung des Sektors ist.
Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei die Aussteuerungs-Kompensation für die nächste PWM-Periode abhängig davon variiert, wo erwartet wird, dass die Übergangswinkel bezüglich der nächste PWM-Periode auftreten, und wobei die Austeuerungs-Kompensation für die nächste PWM-Periode aufweist: eine Abfallflanke-100%-Kompensation oder Abfallflanke-0%-Kompensation; eine Anstiegflanke-0%-Kompensation oder Anstiegflanke-100%-Kompensation; eine Abfallflanke-steigungsabeleitete-Kompensation oder Anstiegflanke-steigungsabgeleitete-Kompensation; eine Anstiegflanke-0%-Kompensation und eine Abfallflanke-0%-Kompensation; oder eine Anstiegflanke-100%-Kompensation und eine Abfallflanke-100%-Kompensation.
Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei die Winkelaufspannung der aktuellen PWM-Periode durch einen alten PWM-Grenzwinkel, welcher den Start der aktuellen PWM-Periode präsentiert und einen aktuellen PWM-Grenzwinkel, welcher das Ende der aktuellen PWM-Periode repräsentiert, definiert ist und wobei die vorhergesagte Winkelaufspannung der Winkelabstand ist, welcher durch die nächste PWM-Periode abgedeckt wird, und durch den aktuellen PWM-Grenzwinkel, welcher den Stand der nächsten PWM-Periode repräsentiert und einen nächsten PWM-Grenzwinkel definiert ist, welcher das Ende der nächsten PWM-Periode repräsentiert, und wobei der Schritt des Bestimmens, ob irgend einer der Übergangswinkel innerhalb der vorhergesagten Winkelaufspannung der nächsten PWM-Periode auftritt, aufweist: Bestimmen, wenn der nächste PWM-Grenzwinkel nicht geringer als der erste Übergangswinkel ist und der aktuelle PWM-Grenzwinkel nicht größer als der dritte Übergangswinkel ist, ob der Haltewinkel größer oder gleich einhalb der Winkelaufspannung des aktuellen Sektors ist; und ferner aufweist: Bestimmen, wenn der Haltewinkel größer als oder gleich zu einhalb der Winkelaufspannung des aktuellen Sektors ist, ob der aktuelle Sektor ein geradzahliger oder ein ungeradzahliger Sektor ist.
Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei der Schritt des Berechnens, wenn für irgendeinen der Übergangswinkel bestimmt wird, dass er innerhalb der vorhergesagten Winkelaufspannung der nächsten PWM-Periode auftritt, einer Aussteuerungs-Kompensation für die nächste PWM-Periode, welches aufweist: Berechnen, wenn der aktuelle Sektor ein geradzahliger Sektor ist, einer Abfallflanke-100%-Kompensation, basierend auf dem ersten Übergangswinkel, dem aktuellen PWM-Grenzwinkel und der vorhergesagten Winkelaufspannung der nächsten PWM-Periode; und Berechnen, wenn der aktuelle Sektor ein ungeradzahliger Sektor ist, einer Anstiegflanke-100%-Kompensation, basierend auf dem ersten Übergangswinkel, dem nächsten PWM-Grenzwinkel und der vorhergesagten Winkelaufspannung der nächsten PWM-Periode.
Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei der Schritt des Anwendens aufweist: Anwenden der berechneten Abfallflanke-100%-Kompensation, um eine Aussteuerung der PWM-Wellenformen für die nächste PWM-Periode zu modifizieren.
Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei der Schritt des Anwendens aufweist: Anwenden der berechneten Anstiegflanke-100%-Kompensation, um eine Aussteuerung der PWM-Wellenformen für die nächste PWM-Periode zu modifizieren.
Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei der Schritt des Bestimmens, ob irgendeiner der Übergangswinkel innerhalb der vorhergesagten Winkelauf-spannung der nächsten PWM-Periode auftritt, aufweist: Bestimmen, wenn der Haltewinkel kleiner als einhalb der Winkelaufspannung des aktuellen Sektors ist, ob der aktuelle PWM-Grenzwinkel kleiner als der erste Übergangswinkel ist, ob der nächste PWM-Grenzwinkel größer als der erste Übergangswinkel ist und ob der nächste PWM-Grenzwinkel kleiner als der zweite Übergangswinkel ist; und welches ferner aufweist: Bestimmen, ob der aktuelle Sektor ein geradzahliger Sektor ein ungeradzahliger Sektor ist, wenn der aktuelle PWM-Grenzwinkel kleiner als der erste Übergangswinkel ist, der nächste PWM-Grenzwinkel größer als der erste Übergangswinkel ist und der nächste PWM-Grenzwinkel kleiner als der zweite Übergangswinkel ist.
Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei der Schritt des Berechnens, wenn für irgend einen der Übergangswinkel bestimmt wird, dass er innerhalb der vorhergesagten Winkelaufspannung der nächsten PWM-Periode auftritt, einer Aussteuerungskompensation für die nächste PWM-Periode aufweist: Berechnen, wenn der aktuelle Sektor ein geradzahliger Sektor ist, der Abfallflanke-100%-Kompensation, basierend auf dem ersten Übergangswinkel, dem aktuellen PWM-Grenzwinkel und der vorhergesagten Winkelaufspannung der nächsten PWM-Periode; und Berechnen, wenn der aktuelle Sektor ein ungeradzahliger Sektor ist, der Abfallflanke-0%-Kompensation, basierend auf dem ersten Übergangswinkel, dem nächsten PWM-Grenzwin-kel und der vorhergesagten Winkelaufspannung der nächsten PWM-Periode.