CN103929110B - 采用占空比直接求解脉宽调制的m相永磁电机控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及采用占空比直接求解脉宽调制的M相永磁电机控制方法，直接利用M相系统各谐波子空间参考电压瞬时值计算单位采样周期内各桥臂占空比，通过插入占空比重置因子对桥臂占空比波形进行中心化处理，即可直接求解脉宽调制信号的触发时刻，实现过程不包含扇区判断，而将整个向量空间视为一个整体，易于M相空间矢量脉宽调制方法的数字化实现；各正交子空间电流采用闭环解耦设计，以解决传统空间矢量脉宽调制方法中定子谐波电流不可控及算法复杂的缺点，可满足多相电机多维空间矢量控制的需要。

Description

采用占空比直接求解脉宽调制的M相永磁电机控制方法

技术领域

本发明涉及一种采用占空比直接求解脉宽调制的电机控制方法，可应用于多相电机调速控制应用场合，属于电机驱动技术。

背景技术

实现大功率调速的主要途径有多电平逆变器和多相逆变器两种，前者在过去的十余年中已在高压场合得到广泛应用；而后者在低压大电流调速场合更具优势，但对多相逆变器的研究大部分沿用了传统三相两电平的相关技术，没有形成一套多相自有的理论体系，诸如多维空间分解、多相调制策略及谐波抑制等问题，因此对多相技术的研究空间还很大。

在控制多相电机的多相逆变器中，空间矢量脉宽调制(Space Vector PulseWidth Modulation，SVPWM)和载波型脉宽调制(Carrier-Based Pulse Width Modulation，CBPWM)为常用的两种调制方式。SVPWM的调制方法将逆变器和电机视为一个整体，着眼于如何使电机实现幅值恒定的旋转磁场，具有易于数字硬件实现的优点，对电动机的调速控制采用SVPWM方法是比较理想的。而在多相驱动系统中，基本空间矢量随相数增加呈2ⁿ指数增长，如何从中选取合适的空间矢量合成目标参考矢量是一个难题。

由于SVPWM实现复杂的缺点对其应用也带来了不便，目前国内外诸多学者致力于寻找SVPWM的简化算法。利物浦约翰摩尔斯大学Emil Levi提出基于空间矢量解耦的SVPWM方法，使目标电压矢量在发生能量交换的基波平面内合成，同时使输出电压矢量在一个周期内谐波平面内平均作用效果为零，从而有效抑制谐波子空间中谐波电流分量。该方法目前理论上较理想，但在实际应用中选择电压矢量和计算不司电压矢量作用时间的过程相当困难，不易推广。而CBPWM技术在多相电机控制上实现起来比较容易，算法复杂程度受电机系统相数的影响小。基于上述研究背景，本发明提出了一种既易于实现又同时兼有SVPWM特性的多相电机脉宽调制方法，具有重要的理论和实践意义。传统M相SVPWM算法存在扇区判断、三角函数复杂运算及谐波电流不可控。

发明内容

发明目的：针对上述现有技术，提出一种采用占空比直接求解脉宽调制的电机控制系统，解决等效M相SVPWM实现算法和谐波电流可控问题。

技术方案：为解决上述技术问题，本发明提供了一种采用占空比直接求解脉宽调制的M相永磁电机控制方法，通过光电编码器、包括一个转速外环和M-1个电流内环的矢量控制模块、占空比直接求解脉宽调制模块以及M相电压型逆变器对M相永磁电机进行控制，包括如下具体步骤：

步骤1)，在每一个控制周期中，通过所述光电编码器测量并计算得到电机转子位置θ_r和转子实际转速ω_r；

步骤2)，将电机给定转速值和所述实际转速ω_r比较后，通过转速外环的PI调节器得到给定电磁转矩基波交轴电流分量

步骤3)，检测电机M相绕组实际电流信号i₁～i_M，并经过M相park变换得到实际基波直、交轴电流i_d1、i_q1以及实际h次谐波直、交轴电流i_dh、i_qh；

步骤4)，将各子空间电流给定值与所述实际基波、谐波直、交轴电流比较后，由所述M-1个电流内环PI调节器得到各子空间给定参考电压调制信号；由所述各子空间给定参考电压调制信号经过M相扩展park反变换，得到载波周期内M相电压型逆变器的各桥臂参考电压调制信号；

步骤5)，根据所述M相电压型逆变器各桥臂参考电压调制信号，通过所述占空比直接求解脉宽调制模块得到各桥臂PWM脉冲信号；所述占空比直接求解脉宽调制算法如式(1)所示：

T_gk＝(m_k+Δm)*T_s (1)

其中，T_gk为脉宽触发时刻，m_k为各桥臂占空比，Δm为占空比重置因子，T_s为载波周期，k为桥臂相，其中，k＝1.2...M；

所述各桥臂占空比m_k通过式(2)得到：

其中，为载波周期内各桥臂的参考电压调制信号，V_dc为M相电压型逆变器直流母线电压；

所述占空比重置因子Δm通过式(3)得到：

Δm＝a(-min(m_k))+(1-a)(1-max(m_k)) (3)

其中，a为零矢量分配因子，a取值范围为0＜a＜1，min(m_k)为桥臂占空比最小值，max(m_k)为桥臂占空比最大值；

步骤6)，所述PWM脉冲信号经M相电压型逆变器作用于M相永磁电机上。

有益效果：本方法采用占空比直接求解脉宽调制的电机控制策略：在每一个控制周期中，利用光中编码器的脉冲信号，计算出中机的转子位置及转速，通过转速环的PI调节器输出给定电磁转矩电流分量利用各子空间谐波电流给定值和转子位置与检测到的实际基波、谐波电流比较后由M-1个电流内环PI调节器得到各子空间给定参考电压调制信号，并用占空比直接求解脉宽调制模块得到相应的PWM脉冲信号，经M相电压型逆变器后作用于M相永磁电机上。与现有技术相比，存在以下优点：

1.基波和各次谐波实现解耦分别以直流量的形式存在，在电机矢量控制中，采用简单的PI调节器就可以实现基波电流和3、5、...、M-2次谐波电流含量的无静差调节。正弦供电下以抑制谐波电流为主；非正弦供电下以提供有效的谐波注入率获得更高的转矩密度。

2.通过改变占空比重置因子的值，无须修改硬件便可得到不同性能的脉宽调制策略。

3.实现过程不包含扇区判断且仪有加减运算，简化了软硬件的复杂度，并易于数字硬件实现。

4.可推广到更多相数的空间矢量脉宽调制系统。

附图说明

图1是采用占空比直接求解脉宽调制的电机控制系统；

其中包括：直流电压源1、电容2、M相电压型逆变器3、M相永磁电机4、光电编码器5、矢量控制模块6、占空比直接求解脉宽调制模块7；

图1中符号名称代表：-给定转速，ω_r-实际转速，-给定基波直、交轴电流，i_d1、i_q1-实际基波直、交轴电流，θ_r-电机转子的位置，i₁～i_M-M相绕组的实际电流，-给定h次谐波直、交轴电流，i_dh、i_qh-实际h次谐波直、交轴电流，-给定基波电压调制信号，-给定h次谐波电压调制信号。

图2是桥臂占空比中心化处理波形；

图3是占空比直接求解等效SVPWM实现；

图4是非正弦供电时桥臂电压调制波形。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做更进一步的解释。

实施例1：如图1所示，当M相永磁电机绕组为正弦分布时，采用占空比直接求解脉宽调制的M相永磁电机控制方法，通过光电编码器5、包括一个转速外环和M-1个电流内环的矢量控制模块6、占空比直接求解脉宽调制模块7以及M相电压型逆变器3对M相永磁电机4进行控制，包括如下具体步骤：

步骤1)，在每一个控制周期中，通过光电编码器5测量并计算得到电机转子位置θ_r和转子实际转速ω_r；

步骤2)，将电机给定转速值和实际转速ω_r比较后，通过转速外环的PI调节器得到给定电磁转矩基波交轴电流分量

步骤3)，检测电机M相绕组实际电流信号i₁～i_M，并经过M相park变换得到实际基波直、交轴电流i_d1、i_q1以及实际h次谐波交、直轴电流i_dh、i_qh；其中，M相PARK变换即M相自然坐标系至旋转坐标系变换矩阵，M相PARK变换的表达式为：

其中，γ值为2π/M，θ-电机的位置信号；

步骤4)，由于M相永磁电机绕组为正弦分布，所以给定基波直轴电流给定h次谐波直轴电流及给定h次谐波交轴电流利用分别与i_d1、i_q1、i_dh、i_qh比较后，由矢量控制模块中M-1个电流内环PI调节器得到各子空间绕组给定参考电压调制信号再由经过M相扩展派克反变换，得到载波周期内M相电压型逆变器的各桥臂参考电压调制信号其中，M相扩展派克反变换为：

其中：-基波直轴电压，-基波交轴电压，-谐波直轴电压，-谐波交轴电压，γ值为2π/M，h-谐波次数，θ-电机的位置信号，为各桥臂参考电压调制信号。

步骤5)，根据M相电压型逆变器各桥臂参考电压调制信号通过占空比直接求解脉宽调制模块得到各桥臂PWM脉冲信号；占空比直接求解脉宽调制算法如式(1)所示：

T_gk＝(m_k+Δm)*T_s (1)

其中，T_gk为脉宽触发时刻，m_k为各桥臂占空比，Δm为占空比重置因子，T_s为载波周期，k为桥臂相；其中，k＝1.2...M；

各桥臂占空比m_k通过式(2)得到：

其中，为载波周期内各桥臂的参考电压调制信号，V_dc为M相电压型逆变器直流母线电压；

占空比重置因子Δm通过式(3)得到：

Δm＝a(-min(m_k))+(1-a)(1-max(m_k)) (3)

其中，a为零矢量分配因子，a取值范围为0＜a＜1，min(m_k)为桥臂占空比最小值，max(m_k)为桥臂占空比最大值；

步骤6)，PWM脉冲信号经M相电压型逆变器作用于M相永磁电机上。

本方法的核心是桥臂占空比直接求解脉宽调制技术。由于桥臂输出电压平均值只与占空比大小有关，而与占空比脉冲的位置无关，可以对作用桥臂占空比波形进行中心化处理即把每一桥臂采样周期内的占空比波形都移到中心位置。

以九相永磁电机系统进行设计，从图2中可看出，m_max-m_min的位置重置仅影响零矢量(111111111)和(000000000)占空比的分配，其值分别为-m_min和1-m_max，此时零矢量总作用占空比m₀值为：

m₀＝(-m_min)_000000000+(1-m_max)_111111111

利用两个零矢量作用时间相等实现等效SVPWM原则，引入零矢量分配因子a，则实际占空比重置因子Δm值为：

<Δm>＝a(-m_min)+(1-a)(1-m_max)

＝(1-a)+(a-1)m_max-am_min

当a为0.5时可实现两个零矢量占空比的均衡分配即等效SVPWM实现，此时有：

桥臂占空比波形经Δm重置处理后可以产生九相各桥臂的实际关时序触发时刻T_{gk_OFF}，如图2所示，具值为：

T_{gk_OFF}＝(m_k+Δm)*T_s

为了产生对称PWM波形，在相邻的一个采样周期即该载波周期的另一半内实际开时序触发时刻T_{gk_ON}为：

T_{gk_ON}＝T_s-T_gk

本发明采用空间矢量脉宽调制技术，以正弦和非正弦供电两种供电模式进行设计，得到的A相桥臂占空比调制波形分别如图3和如图4所示。

实施例2：当M相永磁电机绕组为集中整距分布时，采用占空比直接求解脉宽调制的M相永磁电机控制方法是在正弦供电基础上，仅需结合谐波注入率电机从正弦供电状态平滑过渡到非正弦供电状态，同时输出转矩增加。

以上所述仪是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (1)

1.采用占空比直接求解脉宽调制的M相永磁电机控制方法，其特征在于：通过光电编码器、包括一个转速外环和M-1个电流内环的矢量控制模块、占空比直接求解脉宽调制模块以及M相电压型逆变器对M相永磁电机进行控制，包括如下具体步骤：

步骤1)，在每一个控制周期中，通过所述光电编码器测量并计算得到电机转子位置θ_r和转子实际转速ω_r；

步骤2)，将电机给定转速值和所述实际转速ω_r比较后，通过转速外环的PI调节器得到给定电磁转矩基波交轴电流分量

步骤3)，检测电机M相绕组实际电流信号i₁～i_M，并经过M相park变换得到实际基波直、交轴电流i_d1、i_q1以及实际h次谐波直、交轴电流i_dh、i_qh；

步骤4)，将各子空间电流给定值与所述实际基波、谐波直、交轴电流比较后，由所述M-1个电流内环PI调节器得到各子空间给定参考电压调制信号；由所述各子空间给定参考电压调制信号经过M相扩展park反变换，得到载波周期内M相电压型逆变器的各桥臂参考电压调制信号；

步骤5)，根据所述M相电压型逆变器各桥臂参考电压调制信号，通过所述占空比直接求解脉宽调制模块得到各桥臂PWM脉冲信号；所述占空比直接求解脉宽调制算法如式(1)所示：

T_gk＝(m_k+△m)*T_s (1)

其中，T_gk为脉宽触发时刻，m_k为各桥臂占空比，△m为占空比重置因子，T_s为载波周期，k为桥臂相，其中，k＝1,2,...,M；

所述各桥臂占空比m_k通过式(2)得到：

<mrow> <msub> <mi>m</mi> <mi>k</mi> </msub> <mo>=</mo> <msubsup> <mi>V</mi> <mrow> <mi>k</mi> <mi>s</mi> </mrow> <mo>*</mo> </msubsup> <mo>/</mo> <msub> <mi>V</mi> <mrow> <mi>d</mi> <mi>c</mi> </mrow> </msub> <mo>-</mo> <mo>-</mo> <mo>-</mo> <mrow> <mo>(</mo> <mn>2</mn> <mo>)</mo> </mrow> </mrow>

其中，为载波周期内各桥臂的参考电压调制信号，V_dc为M相电压型逆变器直流母线电压；

所述占空比重置因子△m通过式(3)得到：

△m＝a(-min(m_k))+(1-a)(1-max(m_k)) (3)

其中，a为零矢量分配因子，a取值范围为0<a<1，min(m_k)为桥臂占空比最小值，max(m_k)为桥臂占空比最大值；

步骤6)，所述PWM脉冲信号经M相电压型逆变器作用于M相永磁电机上。