CN101174811A

CN101174811A - 一种采用空间矢量脉冲宽度调制的电机控制方法和装置

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Publication number: CN101174811A
Application number: CNA2007101633798A
Authority: CN
Inventors: 谢美娟; 林伟义; 方运舟
Original assignee: Chery Automobile Co Ltd
Current assignee: Chery Automobile Co Ltd
Priority date: 2007-10-19
Filing date: 2007-10-19
Publication date: 2008-05-07
Anticipated expiration: 2027-10-19
Also published as: WO2009049501A1; CN101174811B

Abstract

本发明公开一种采用空间矢量脉冲宽度调制的电机控制方法，包括：根据当前载波周期的电机运行状态检测数据以及指令数据，计算对应该载波周期的各相SPWM矢量调制信号；对于各相SPWM矢量调制信号，加入对应该载波周期的零序分量，获得该载波周期内各相SVPWM矢量调制信号；根据各相SVPWM矢量调制信号，获得当前载波周期各相占空比；根据所确定当前载波周期内各相占空比，产生对应各相的PWM控制信号；根据PWM控制信号，产生对应逆变器各相上下桥臂的PWM驱动信号，控制当前载波周期内逆变器各个桥臂导通和关断。本发明提供的方法和装置获得SVPWM信号的方式步骤少，计算简单，可以用更低廉的芯片实现对电机的实时控制。

Description

一种采用空间矢量脉冲宽度调制的电机控制方法和装置

技术领域

本发明涉及脉冲宽度调制的电机控制技术，具体地说涉及一种采用空间矢量脉冲宽度调制的电机控制方法，本发明同时提供一种采用空间矢量脉冲宽度调制的电机控制装置。

背景技术

近几年来，电机的空间矢量理论被引入到逆变器及其控制中，其基本原理就是利用逆变器各桥臂开关控制信号的不同组合，使逆变器的输出电压空间矢量的运行轨迹尽可能接近圆形，使用该输出电压为电机提供电源，使电机按照需要的速度平滑运行。

以下以三相桥式电压型逆变器为例说明其空间矢量控制的方法。所述三相桥式电压型逆变器的基本功能是将直流母线电压Ud转化为驱动三相电机的三相交流电压，该三相交流电压交变产生的旋转磁场使电机以一定的速度旋转。

请参看图1，该图示出三相桥式电压型逆变器的基本电路结构。该逆变器主要包括对应三相电机具有三相绕组Z，对应该三相绕组具有三对桥臂，分别标记为A相、B相、C相；每对桥臂包括上桥臂、下桥臂，各桥臂均由可控的大功率开关器件控制桥臂的通断，各相上、下桥臂的中点a、b、c则连接电动机相应相绕组的一个端点，电机各相绕组的另一个端点为三相绕组的公共接点n。通过控制六个桥臂的通断，可以将直流母线电压U_d转换为具有一定频率的交流电压，该交流电压流入三相电机，使三相电机旋转。图中直流母线电压Ud表示为两个Ud/2，中点为O。

采用矢量控制方法对三相电机进行控制，就是控制逆变器各个桥臂按照一定的频率和顺序依次导通；为了表示逆变器的不同工作状态，将各个桥臂的通断状态用一个三维空间矢量来表示。由于每一对桥臂的上桥臂、下桥臂不能同时导通，因此，该三维空间矢量足以表示所有桥臂的工作状态，并进而表示该逆变器的工作状态，这一表示逆变器工作状态的三维空间矢量称为电压空间矢量。在该电压空间矢量中，采用“1”表示上桥臂的导通，下桥臂截至；采用“0”表示上桥臂截至、下桥臂导通；该三维空间矢量的各个分量分别表示对应于电机A、B、C三相的桥臂。这样，在进行交流逆变的过程中，逆变器的工作过程可以表示为一个如图2所示的空间矢量六边形。图2中，在三维坐标上表示对应于A、B、C三相绕组的三维空间矢量的运动，该三维坐标的三个坐标轴分别为对应于A、B、C三相的A、B、C轴，相互之间在该图上呈120度。各轴对应的电压矢量分别为u_a、u_b、u_c。该三相逆变器总共会出现8种工作状态，这8种工作状态包括六个有效矢量(

)和两个零矢量(

)，可以看出图2的六个有效矢量(

)形成一个开关状态空间六边形。在上述定义的矢量空间中可以用各轴对应的电压矢量表示一个任意的空间矢量：

{\overset{uu}{U}}_{r} = \frac{2}{3} (u_{a} + e^{j 2 / 3 π} u_{b} + e^{j 4 / 3 π} u_{c}) - - - (1)

进行空间矢量脉冲宽度调制(SVPWM)，就是依据该开关状态六边形获得以上述矢量表达式表示的一系列以一定速率变化的旋转矢量，该旋转矢量的终点形成一个圆形，其实际效果就是使电机定子形成一个圆形旋转磁场，使电机按照要求的速率稳定运动。与传统的正弦脉宽调制(SPWM)相比，采用空间矢量理论对逆变器进行控制，可以使开关器件的开关次数减少三分之一，直流电压利用率提高百分之十五，能获得较好的谐波抑止效果，并易于实现数字化控制。

现有技术提供的空间矢量脉冲宽度调制方法，均直接采用基于图2中的开关状态六边形进行空间矢量调制信号的计算，这种方法需要进行复杂的在线正弦函数、反正切函数运算，导致计算量大，其复杂的算法对高精度实时控制产生了不可忽视的影响。目前，也出现了一些对空间矢量脉冲宽度调制进行简化的方法。如在专利号为US 6,819,078 B2“SPACE VECTOR PWMMODUL ATOR FOR PERMANENT MAGNET MOTOR DRIVE”的方法，虽然较常规的有些改进，但是由于依然是基于开关状态六边形的调制，不可避免导致调制步骤多而复杂。

通常空间矢量脉冲宽度调制软件实现是基于单片机或者DSP(digitalsignal processor，数字信号处理器)，需要执行许多指令，代码长度特别是软件指令的执行时间不能满足某些应用中的高性能控制系统的设计要求。功率晶体管的转换状态通常是由中断驱动的，在微处理器或者DSP中，考虑到CPU执行中断延迟时间以及中断中代码执行时间，使得实现上述电压空间矢量控制需要更高性能的微处理器或者DSP。上述问题造成空间矢量控制装置的成本提高，以及不能满足高性能的实时控制的要求。

发明内容

针对上述缺陷，本发明解决的技术问题在于，提供一种采用空间矢量脉冲宽度调制的电机控制方法，该方法能够简化现有技术的空间矢量脉冲宽度调制计算过程，满足高性能实时控制的要求。

本发明提供的采用空间矢量脉冲宽度调制的电机控制方法，包括：

根据当前载波周期的电机运行状态检测数据以及指令数据，计算对应该载波周期的各相SPWM矢量调制信号；

对于各相SPWM矢量调制信号，加入对应该载波周期的零序分量，获得该载波周期内的各相SVPWM矢量调制信号；

根据所述各相SVPWM矢量调制信号，获得当前载波周期内各相占空比；

根据所确定的当前载波周期内各相占空比，产生对应于各相的PWM控制信号；

根据所述PWM控制信号，产生对应于逆变器各相的上下桥臂的PWM驱动信号，控制当前载波周期内逆变器各个桥臂的导通和关断。

优选地，计算所述SPWM矢量调制信号的方法包括下述步骤：

检测获得当前载波周期内电机的三相电流、直流母线电压以及转子运行速度；

接收当前对电机扭矩的指令值；

根据电机的转子角速度和所述电机扭矩指令值，通过电机特性表获得同步旋转坐标系d轴和q轴的电流指令值i_d ^x、i_q ^x；

使用当前载波周期电机电流检测值，计算获得同步旋转坐标系d轴和q轴的实际电流值i_d、i_q；

根据d轴和q轴的电流指令值i_d ^x、i_q ^x和d轴和q轴的实际电流值i_d、i_q，计算d轴电压指令值和q轴电压指令值；

将上述同步旋转坐标系中的d轴电压指令值、q轴电压指令值变换为静止坐标系下的三相电压指令值；所述三相电压指令值即为各相的所述SPWM矢量调制信号。

优选地，所述电机运行状态检测数据和指令数据以载波周期中点处触发中断更新采样值获得。

优选地，所述零序分量通过下式获得：

u_{z}^{*} = - k \max (u_{a}^{*}, u_{b}^{*}, u_{c}^{*}) - (1 - k) \cdot \min (u_{a}^{*}, u_{b}^{*}, u_{c}^{*}) + (2 k - 1);

其中，u_z ^*为零序分量；u_a，b，c ^*为该载波周期下各相的SPWM矢量调制信号；K为大于等于零并且小于等于1的常数。

优选地，所述根据SVPWM矢量调制信号，获得该载波周期内各相占空比，具体是采用下述公式计算获得：

\frac{T_{a, b, c}}{T_{s}} = \frac{u_{a, b, c}^{* *} + 0.5 U_{d}}{U_{d}}

其中，T_a，b，c为各相导通时间，u_d为直流母线电压，T_s为采样周期；一个采样周期内各相导通时间T_a，b，c除以所述采样周期T_s即为对应各相的所述占空比。

优选地，所述根据所确定的当前载波周期内各相占空比，产生对应于各相的PWM控制信号，具体是：采用计数寄存器对载波周期进行计数，其计数寄存器值为TBPRD；一个载波周期中包括该计数寄存器从0增计数到TBPRD，再从TBPRD减计数到0两个对称的过程；根据所述各相占空比计算出一比较器数值CMPA＝TBPRD*η_a，b，c/2；当计数值CTR＝0时，开始进入当前载波周期，此时CTR＜CMPA，该相PWM控制信号保持为低电平；当CTR＝CMPA，并且计数寄存器处于增计数阶段，则PWM控制信号跳变为高电平输出；当CTR＝CMPA，并且计数寄存器处于减计数阶段，则PWM控制信号跳变为低电平输出。

本发明提供的采用空间矢量脉冲宽度调制的电机控制装置，包括：

SPWM矢量调制信号计算单元，用于接收当前载波周期内获得的电机运行状态检测数据以及指令数据，并据此计算对应该载波周期的SPWM矢量调制信号；

SVPWM矢量调制信号计算单元，用于接收所述SPWM矢量调制信号计算单元输出的SPWM矢量调制信号，向该矢量调制信号中加入对应该载波周期的零序分量，获得该载波周期内的SVPWM矢量调制信号；

占空比计算单元，用于接收所述SVPWM矢量调制信号计算单元输出的SVPWM矢量调制信号，并根据该SVPWM矢量调制信号计算当前载波周期内的各相占空比；

PWM控制信号产生单元，用于接收所述占空比计算单元输出的当前载波周期内的各相占空比，并据此在该载波周期产生对应于各相占空比的PWM控制信号；

驱动信号产生单元，用于接收所述PWM控制信号产生单元输出的PWM控制信号，并根据各相的PWM控制信号产生两路驱动信号，该驱动信号输出到逆变器各相的上、下桥臂，控制逆变器各个桥臂的导通和关断。

优选地，所述SPWM矢量调制信号计算单元包括：

电流指令值确定子单元，用于接收检测获得的当前载波周期的电机转子角速度，以及当前的电机扭矩指令值，通过电机特性表获得同步旋转坐标系d轴和q轴的电流指令值i_d ^x、i_q ^x；

固定/同步坐标变换器，用于接收当前载波周期的电机电流检测值，以及转子位置检测值，并根据上述值计算获得同步旋转坐标系d轴和q轴的实际电流值i_d、i_q；

电流控制器，用于接收所述d轴和q轴的电流指令值i_d ^x、i_q ^x，以及d轴和q轴的实际电流值i_d、i_q，结合检测获得的电机转子角速度，计算同步旋转坐标系d轴电压指令值和q轴电压指令值V_d ^*；V_q ^*；

同步/固定坐标变换器，用于接收所述同步旋转坐标系d轴电压指令值和q轴电压指令值，并将其变换为静止坐标系下的三相电压指令值输出；所述静止坐标系下的三相电压指令值即为所需的SPWM矢量调制信号。

优选地，对所述电机转子角速度、电机电流以及获得当前电机扭矩指令值等都是在载波周期的中点处采样获得。

优选地，所述SVPWM矢量调制信号计算单元使用的当前载波周期的零序分量具体通过下式获得：

u_{z}^{*} = - k \max (u_{a}^{*}, u_{b}^{*}, u_{c}^{*}) - (1 - k) \cdot \min (u_{a}^{*}, u_{b}^{*}, u_{c}^{*}) + (2 k - 1);

其中，u_z ^*即为所述零序分量；u_a，b，c ^**为该载波周期下各相的SPWM矢量调制信号；K为大于等于零并且小于等于1的常数。

优选地，所述占空比计算单元具体采用下述公式计算获得当前载波周期内的各相占空比η_a，b，c：

\frac{T_{a, b, c}}{T_{s}} = \frac{u_{a, b, c}^{* *} + 0.5 U_{d}}{U_{d}};

其中，T_a，b，c为各相导通时间，u_d为直流母线电压，Tx为采样周期；

即为对应各相的所述占空比η_a，b，c。

优选地，所述PWM控制信号产生单元包括：

计数寄存器，用于对各个载波周期进行分频计数，以实现对载波周期的时间计量；该计数寄存器的寄存器值为TBPRD，对一个载波周期的计时包括从0增计数到TBPRD，再从TBPRD减计数到0的两个对称过程；

比较数值计算单元，用于接收占空比计算单元输出的当前载波周期中的各相占空比，并根据各相占空比计算出比较数值；具体计算公式为：CMPA＝TBPRD*η_a，b，c/2；

比较结果输出单元，用于接收所述比较数值计算单元输出的各相比较数值，并将该比较数值与所述计数寄存器的当前计数值相比较，根据比较状结果产生不同的输出信号作为PWM控制信号；CTR＝0时，进入新的载波周期，此时CTR＜CMPA，该单元输出的PWM控制信号为低电平；当CTR＝CMPA，并且所述计数寄存器处于增计数阶段，则该单元对应该相输出的PWM控制信号跳变为高电平；当CTR＝CMPA，并且计数寄存器处于减计数阶段，则该单元对应该相输出的PWM控制信号跳变为低电平。

优选地，所述驱动信号产生单元具体以如下方式产生驱动信号：当对应某一相的PWM控制信号为高电平时，向该相上桥臂输出高电平信号，使该桥臂导通，向该相下桥臂输出低电平信号，使该桥臂截至；当该相PWM控制信号为低电平时，向该相上桥臂输出低电平信号，使上桥臂截至，向该相下桥臂输出高电平信号，使该相下桥臂导通。

优选地，所述电机运行状态检测数据包括电机转子位置角、电机转子角速度以及电机电流；所述电机转子位置角采用转子位置检测器检测获得转子的转子位置角，所述电机转子角速度根据相邻转子位置角的检测值，采用下式计算获得：

ω = \frac{θ (k) - θ (k - 1)}{Δt} .

优选地，所述转子位置检测器为旋转变压器或者霍尔位置传感器。

本发明提供的方法和装置，在每一个载波周期的SPWM矢量调制信号上加上对应该载波周期的零序分量，即获得了SVPWM矢量调制信号，此种获得SVPWM信号的方式步骤少，计算简单，可以用价格更为低廉的控制芯片实现对电机的实时控制。与之相比，现有技术采用基于开关状态六边形计算各个载波周期的SVPWM矢量调制信号，其计算方式需要使用多种三角函数，计算过程复杂，如果使用性能普通的将控制芯片则达不到良好的实时控制效果。

综上所述，本发明提供的方法和装置，简化了SVPWM矢量调制信号的计算过程，从而降低了实现SVPWM控制所需要使用的控制芯片的要求，扩大了SVPWM矢量调制信号电机控制方式的应用范围。

附图说明

图1是三相桥式电压型逆变器的基本电路结构；

图2是逆变器工作状态形成的空间矢量六边形；

图3是为本发明第一实施例提供的采用空间矢量脉冲宽度调制的电机控制方法的流程图；

图4是一种典型的计算SPWM矢量调制信号u_a ^*、u_b ^*、u_c ^*方法的流程图；

图5是采用有效矢量和零矢量合成所需空间矢量的示意图；

图6是采用SVPWM调制信号获得所需空间矢量的方法；

图7是对载波周期进行计时的实现原理示意图；

图8是使用比较数值CMPA控制三相桥臂通断的示意图；

图9是本发明第二实施例的结构框图。

具体实施方式

本发明第一实施例提供一种采用空间矢量脉冲宽度调制的电机控制方法，该实施例用于向图1所示的三相桥式逆变器提供PWM控制信号。所提供的PWM控制信号能够使所述三相桥式逆变器输出三相交流电，该三相交流电在电动机定子上获得所需速度的圆形旋转磁场，使电动机的转子输出相应的转速。

该实施例提供的控制方法的具体步骤如下：首先，根据当前的电机运行检测数据和指令数据计算三相矢量调制信号u_a ^*、u_b ^*、u_c ^*，向上述三相矢量调制信号u_a ^*、u_b ^*、u_c ^*中加入零序分量，获得该载波周期的SVPWM三相调制信号u_a ^**、u_b ^**、u_c ^**；根据所述SVPWM三相调制信号u_a ^**、u_b ^**、u_c ^**获得该载波周期内的各相占空比；根据所确定的各相占空比，控制逆变器的各个桥臂依次导通和关断。以下具体介绍实现上述各个步骤的方法。

请参看图3，该图为本发明第一实施例提供的采用空间矢量脉冲宽度调制的电机控制方法的流程图。以下结合该图进行详细的介绍。该实施例中被驱动的电机为三相永磁同步电机。

步骤S301，根据当前载波周期的电机运行状态检测数据以及指令数据，计算对应该载波周期的各相SPWM矢量调制信号u_a ^*、u_b ^*、u_c ^*。

所述SPWM矢量调制信号u_a ^*、u_b ^*、u_c ^*根据控制需求以及检测获得的电机状态通过计算获得。现有技术已经提供了多种具体计算方式，以下简要介绍其中一种典型的计算方式。

请参看图4，该图示出一种典型的计算SPWM矢量调制信号u_a ^*、u_b ^*、u_c ^*方法的流程图。

步骤S401，检测获得电机的三相电流、直流母线电压以及转子运行速度。

所述电机的三相电流通过安装在电机任意两相上的电流传感器检测获得，由于流入同一节点的电流之和为零，可以根据检测获得的上述两相电流计算获得另一相的电流值。所述直流母线电压通过电压传感器检测直流母线获得。转子运行速度是通过检测相邻采样时间的转子位置角，然后计算获得。所述转子位置角可以通过旋转变压器或者霍尔元件检测获得。设定速度采样频率后，将相邻采样间隔的转子位置角差值除以采样时间，获得转子角速度ω；上述计算用公式表示如下：

ω = \frac{θ (k) - θ (k - 1)}{Δt},

其中，θ(K)表示在当前采样时刻K检测获得的转子位置角；θ(K-1)表示在前次采样时刻(K-1)检测获得的转子位置角；Δt为采样间隔时间。

步骤S402，接收对电机扭矩的指令值。

该电机扭矩指令值是根据负载的需求确定的电机扭矩指令值，该电机扭矩指令值与外部负载的大小以及电机的旋转速度需求相关，根据基本转矩公式计算获得。

步骤S403，根据电机的转子位置角、转子角速度和所述电机扭矩指令值，通过电机的单位电流可提供最大扭矩特性表获得d轴和q轴的电流指令值i_d ^x、i_q ^x。

所述d轴和q轴为经过变换后电机同步旋转坐标系的坐标轴，该变换过程将电机静止坐标系变换为电机同步旋转坐标系，将静止的三轴坐标变换为两轴坐标，称为3/2变换或者固定/同步坐标变换。由于电机扭矩指令值体现对电机扭矩的期望，电机的转子位置角和转子角速度体现电机的实际运转状况，根据上述两个值可以获知使电机按需要运转时，d轴和q轴所需要的电流，该电流即为所述d轴和q轴的电流指令值i_d ^x、i_q ^x。上述计算以及坐标变换过程，为现有技术所公知，在此不予详述。

步骤S404，使用所述步骤S401的电流检测值，计算获得同步旋转坐标系的实际电流值。

通过上一步骤提及的3/2变换过程，可以将检测获得的三相电流转换为同步旋转坐标系上坐标轴的实际电流值，即同步旋转坐标系上d轴电流值i_d、q轴电流值i_q。

步骤S405，根据以上各步骤的计算结果，分别计算d轴电压指令值和q轴电压指令值。

由于步骤S403中获得了电流指令值i_d ^x、i_q ^x，该值表示对d轴和q轴电流的期望值；而步骤S404获得了该同步旋转坐标系上d轴电流值i_d、q轴电流值i_q，该值表示d轴和q轴的实际电流值，根据上述结果可以计算出d轴电压指令值u_d ^*、q轴电压指令值u_q ^*，上述值表示对d轴和q轴电压的期望值。其具体的计算方式为：d轴电压矢量u_d ^*为对i_d ^x与i_d的PI控制输出值减去电机极对数p、转子角速度ω、q轴电感L_q以及iq的乘积；q轴电压矢量u_q ^*为对i_q ^x与i_q的PI控制输出值与电机极对数p、转子角速度ω、q轴电感L_d以及i_d的乘积以及电机极对数p、ω、永磁磁链Ψ_m的乘积之和。

步骤S406，将上述同步旋转坐标系中的d轴电压指令值u_d ^*、q轴电压指令值u_q ^*变换为静止坐标系下的三相电压指令值：u_a ^*、u_b ^*、u_c ^*，即为SPWM三相矢量调制信号指令值，即SPWM矢量调制信号。

本步骤的变换过程是上述3/2变换过程的逆过程，称为2/3变换，或者同步/固定坐标变换。

上述获得SPWM矢量调制信号u_a ^*、u_b ^*、u_c ^*的方法在现有技术已经存在，并且现有技术中有多种方式根据速度或者转矩指令值以及检测获得的转子运行速度获得上述SPWM矢量调制信号u_a ^*、u_b ^*、u_c ^*的方法，由于本发明中并没有对这一过程提出特别改进，所以在此对上述过程不做详细的描述。总之，通过现有技术甚至将来可能产生的各种方法，可以获得一组SPWM矢量调制信号u_a ^*、u_b ^*、u_c ^*，利用上述指令值可以进行后续步骤。

在上述步计算SPWM矢量调制信号u_a ^*、u_b ^*、u_c ^*的步骤中，为了后续处理的便利，采用载波周期的起始时刻即CTR＝0时触发对检测数据的模数转换，中点时刻即CTR＝TBPRD时刻触发PWM中断，在中断中更新模数转换后的采样值，从而获得检测采样数据。

步骤S302，向所述SPWM矢量调制信号u_a ^*、u_b ^*、u_c ^*分别加入对应该载波周期的零序分量，获得该载波周期内的各相SVPWM矢量调制信号u_a ^**、u_b ^**、u_c ^**。

由于三相矢量调制信号u_a ^*、u_b ^*、u_c ^*是根据SPWM原理获得的三相矢量调制信号，使用上述三相矢量调制信号进行控制的开关次数会较使用SVPWM三相矢量调制信号多，直流电压的利用率相应也比较低，并且会产生较多的谐波分量。本实施例的目的就是将上述三相矢量调制信号u_a ^*、u_b ^*、u_c ^*转换为三相空间矢量，采用的具体方法是向所述三相矢量调制信号u_a ^*、u_b ^*、u_c ^*中加入零序分量，获得对应SPWM矢量调制信号的SVPWM矢量调制信号。该零序分量为：

u_{z}^{*} = - k \max (u_{a}^{*}, u_{b}^{*}, u_{c}^{*}) - (1 - k) \cdot \min (u_{a}^{*}, u_{b}^{*}, u_{c}^{*}) + (2 k - 1) .

以下详细说明采用该方法的原理。首先需要说明，现有技术是采用图2所示的开关状态六边形，根据矢量指令判断所在扇区，根据所在扇区信息通过三角函数经过一系列计算确定各相导通时间即占空比，从而通过PWM调制，获得合成所需矢量，例如图2所示的空间矢量

。以下结合图5和图2说明上述计算过程。

对于图2所示的空间矢量

，其位于第I象限，这一象限中的矢量是由有效矢量

合成的，还需要适当加入零矢量

。因此，在该载波周期中，存在有效矢量

和零矢量等矢量，其中零矢量

根据需要选用。根据开关状态六边形的原理，可以计算出在该载波周期内对应于有效

和零矢量

和

的各自的时间T₁、T₂、T₀₇。上述作用时间的有效矢量

和零矢量和

最终可以合成为空间矢量

。将上述作用时间对称分布在该载波周期T_s上，即获得图5所示的对应于有效矢量

和零矢量

和

的时间分布图，该图横轴表示有效矢量

和零矢量

和

的作用时间，由于各个矢量是由A、B、C三相的导通时间合成的，图中对应绘出A、B、C三相的导通时间。实际上在电路中具体可以控制的量是A、B、C相是否导通，因此，获得该载波周期所需要的空间矢量，首先是计算出有效矢量

和零矢量

和

各自在T_s载波周期的适当作用时间，确定之后即可合成获得空间矢量

；上述涉及的有效矢量

和零矢量

的作用时间需要落实到A、B、C三相的导通时间，以实现控制。上述有效矢量

和零矢量

和的作用时间T₁、T₂、T₀₇在图5中对称绘出，这是为了便于进行后序计算。以上是通过理论推导出获得空间矢量

所需的A、B、C三相的导通情况，可知A、B、C三相导通时间可以表示如下：

\{\begin{matrix} T_{a} = T_{07} + T_{1} + T_{2} \\ T_{b} = T_{07} + T_{2} \\ T_{c} = T_{07} \end{matrix} - - - (3)

上式表示出A、B、C三相的导通时间和有效矢量

和零矢量

和

的作用时间T₁、T₂、T₀₇之间的关系。

图6示出采用SVPWM三相调制信号U_a ^**、U_b ^**、U_c ^**获得上述空间矢量

的方法。由于载波周期T_s很短，该周期内U_a ^**、U_b ^**、U_c ^**的电压值可以认为固定不变，即为图6所示的平行于横轴的直线，上述SVPWM三相调制信号U_a ^**、U_b ^**、U_c ^**的作用时间T_a、T_b、T_c即为根据公式(3)计算的A、B、C三相的作用时间。

根据图6中的相似三角形，可以获知下式成立：

\frac{T_{a, b, c}}{T_{s}} = \frac{u_{a, b, c}^{* *} (N T_{s} + T_{s} / 2) + 0.5 U_{d}}{U_{d}} - - - (4)

该式中，〔NT_s+T_s/2〕表示该采样时刻的SVPWM三相调制信号U_a ^**、U_b ^**、U_c ^**。

将式(3)带入式(4)，获得

\{\begin{matrix} u_{a, b, c}^{* *} = u_{a, b, c}^{*} + u_{z}^{*} \\ u_{z}^{*} = - k u_{a}^{*} - (1 - k) u_{c}^{*} + (2 k - 1) \end{matrix} - - - (5)

以上公式(5)是针对图2中空间矢量

获得的，其中u_Z ^*是空间矢量

对应的零序分量。上述推导过程，对于图2所示的开关六边形结构上的任意类似空间矢量

的其它空间矢量，都可以通过上述推导方式获得类似于式(5)的结果。对应于不同的空间矢量采用的零序分量不同，在一个完整的周期内，所述零序分量u_Z ^*可以表示为

u_{z}^{*} = - k \max (u_{a}^{*}, u_{b}^{*}, u_{c}^{*}) - (1 - k) \cdot \min (u_{a}^{*}, u_{b}^{*}, u_{c}^{*}) + (2 k - 1) - - - (6)

该式中，K为大于等于0小于等于1的常数，该常数可以按需要取值，实际上常常取K的值为0.5，以获得化简该式(6)的效果。

通过上述推导过程可知，只需要在u_a，b，c ^*中加入相应的零序分量u_z ^*，即可将SPWM三相矢量调制信号指令值U_a ^*、U_b ^*、U_c ^*转化为相应的SVPWM三相调制信号U_a ^**、U_b ^**、U_c ^**，这种方式不需要如现有技术一样进行复杂的三角计算，可以节省控制器的运算时间，有利于进行实时控制。

步骤S303，根据所述SVPWM三相调制信号U_a ^**、U_b ^**、U_c ^**，获得当前载波周期内各相占空比。

由步骤S303已经获得了当前的SVPWM三相调制信号U_a ^**、U_b ^**、U_c ^**，将其带入公式(4)，就可以获得A、B、C三相的占空比

η_{a, b, c} = \frac{T_{a, b, c}}{T_{s}} .

该占空比是对应一个载波周期的占空比。

步骤S304，根据所确定的各相占空比，产生对应于各相的PWM控制信号。

所述各相占空比确定后，只需要根据该占空比输出PWM控制信号，控制逆变器各个桥臂的依次导通和关断，即可实现SVPWM控制。具体根据占空比实现SVPWM控制的方法在现有技术中存在多种方案，以下提供其中一种方案。该方案直接基于图5所示的A、B、C各相在一个载波周期内的导通情况，即采用中心对称的方式实现所述的占空比控制。对占空比中时间长度的计量则采用计数方式实现。

请参看图7，该图示出对载波周期进行计时的实现原理。由于需要对一个载波周期中的各相导通时间的占空比进行控制，因此，需要具有一个能够对载波周期进行计量的时间单位，具体可以使用控制系统的时钟频率。在本实施例中，PWM信号的载波频率为10KHz，即一个载波周期为100μs，可以用控制系统的100Mhz的时钟频率对该载波周期进行计时。此时，最小计数时间步长T_TBLK值为0.01μs，即一个载波周期包含10000个时间单位。对载波周期进行计量的方式是使用寄存器值TBPRD＝5000的计数寄存器对载波周期进行计数，由0增计数到5000，再由5000减计数到0。图7中，示出对载波周期Ts采用8个脉冲计数的例子。

在上述方式下，根据所确定的该载波周期中的各相占空比，在比较寄存器中存储与各相占空比相应的比较数值，以所述计数寄存器计数数值与所述比较数值相比较，并根据比较结果确定各相的通断。由于采用增减数值产生对称的波形，其具体计算比较数值的公式为CMPA＝TBPRD*η_a，b，c/2。图8示出使用该比较数值CMPA控制三相桥臂通断的方法，结合该图，以A相为例，说明该相的控制过程。

设计数器值为CTR，CTR＝0时，开始进入当前的载波周期，此时CTR＜CMPA，PWM控制信号S_a保持为低电平；当CTR＝CMPA，并且计数寄存器处于增计数阶段，则产生PWM控制信号S_a跳变为高电平输出；当CTR＝CMPA，并且计数寄存器处于减计数阶段，则PWM控制信号S_a跳变为低电平输出。

步骤S305，根据所述PWM控制信号，产生对逆变器各相上下桥臂的驱动信号。

以A相为例，当无死区时间设置时，驱动信号PWM_a上、PWM_a下互补动作；当S_a＝1时，所述PWM_a上输出高电平，所述A相上桥臂导通，PWM_a下输出低电平，所述A相下桥臂关断；当S_a＝0时，所述PWM_a上输出低电平，所述A相上桥臂关断，PWM_a下输出高电平，所述A相下桥臂导通；当采用死区设置时，下桥臂相对于上桥臂存在延迟或前滞互补导通。无论何种情况，确保上下桥臂不会同时导通。上述过程使PWM控制信号输出在该载波周期中获得所需要的占空比，最终合成该载波周期中所需要的空间矢量。

以上实现占空比控制即PWM具体调制的过程，是现有技术中的一种较为简易的实现方式，实际上还可以采用其它方式获得所需要的占空比，本领域技术人员可以根据本步骤的控制需求，设计其它形式的控制方式，使所述PWM控制信号以所述占空比输出。

上述实施例虽然针对三相永磁同步电机，实质上该技术方案同样适用于其他类型的三相电机。

本发明第二实施例提供一种实现空间矢量脉冲宽度调制的电机控制装置。请参看图9，该图示出本发明第二实施例的单元组成框图。

该采用空间矢量脉冲宽度调制的电机控制装置，包括SPWM矢量调制信号计算单元91、SVPWM矢量调制信号计算单元92、占空比计算单元93、PWM控制信号产生单元94、驱动信号产生单元95，转子位置检测器96以及速度计算器97。该图还示出被控制对象电机90，以及逆变器98。本实施例中，所述电机90具体为永磁同步电极。

所述SPWM矢量调制信号计算单元91，用于接收当前载波周期内获得的电机运行状态检测数据以及指令数据，并据此计算对应该载波周期的SPWM矢量调制信号。由于现有技术中存在多种计算SPWM矢量调制信号的计算方法，不同的计算方法可能需要不同的电机状态检测参数，因此上述电机运行状态检测数据依据不同的SPWM矢量调制信号而有所不同，一般的，所述电机运行状态检测数据主要包括电机转子位置角、电机转子角速度以及电机电流等数据。如图9所示，采用转子位置检测器96检测获得电机的转子位置角，该转子位置检测器96一般采用旋装变压器或者霍尔位置传感器，其直接检测结果是转子位置角的正弦值和余弦值，通过三角函数计算可以获得转子位置角并输出。所述速度计算器97接收该转子位置检测器96输出的转子位置角检测结果，并使用公式

ω = \frac{θ (k) - θ (k - 1)}{Δt},

计算出电机转子角速度ω，对该公式的说明参见第一实施例。对于电机电流，可以采用多种方法检测获得电机90的三相输入中两相的电流，如图9所示的i_a、i_c。在现有技术中已经提供了许多具体的电流检测方法，例如采用电阻法或者采用电流互感器等进行检测，在此不予详述。在测出i_a、i_c两相电流后，另外一相i_b的电流则根据电机三相电流之和为零的关系计算获得。上述转子位置角、电机电流等以一定的采用频率检测获得，其中最佳采样频率取载波频率，并以载波周期的中点作为采样点，一个载波周期获得的检测结果在下一个载波周期的计算中使用。

该SPWM矢量调制信号计算单元91包括电流指令值确定子单元911、固定/同步坐标变换器912、电流控制器913、同步/固定坐标变换子单元914。

所述电流指令值确定子单元911，用于接收检测获得的当前载波周期的电机转子角速度ω，以及当前的电机扭矩指令值τ，通过电机90的单位电流可提供最大扭矩特性表，获得同步旋转坐标系d轴和q轴的电流指令值i_d ^*、i_q ^*。所述电机扭矩指令值来自主控单元对电机扭矩的需求，该指令值确定了对电机的工作需求。所述单位电流可提供最大扭矩特性表是反映电机的特性的数据表，每一个永磁同步电机都有对应的数据表。

所述固定/同步坐标变换器912，用于接收当前载波周期的电机电流检测值，并使用该电流检测值，以及转子位置检测器96检测获得电机的转子位置角，计算获得同步旋转坐标系d轴和q轴的实际电流值i_d、i_q并输出。

电流控制器913，用于接收所述d轴和q轴的电流指令值i_d ^x、i_q ^x，以及d轴和q轴的实际电流值i_d、i_q，并据此计算同步旋转坐标系d轴电压指令值和q轴电压指令值u_d ^*；u_q ^*，d轴电压矢量u_d ^*为对i_d ^x与i_d的PI控制输出值减去电机极对数p、转子角速度ω、q轴电感L_q以及i_q的乘积；q轴电压矢量u_q ^*为对i_q ^x与i_q的PI控制输出值与电机极对数p、转子角速度ω、q轴电感L_d以及i_d的乘积以及电机极对数p、ω、永磁磁链Ψ_m的乘积之和。

同步/固定坐标变换器914，用于接收所述同步旋转坐标系d轴电压指令值和q轴电压指令值u_d ^*；u_q ^*，并将其变换为静止坐标系下的三相电压指令值输出u_a ^*；u_b ^*、u_c ^*；所述静止坐标系下的三相电压指令值u_a ^*；u_b ^*、u_c ^*即为所需的SPWM矢量调制信号。

所述SVPWM矢量调制信号计算单元92，用于接收所述SPWM矢量调制信号计算单元91输出的SPWM矢量调制信号u_a ^*；u_b ^*、u_c ^*，向该矢量调制信号中加入对应该载波周期的零序分量，获得该载波周期内的SVPWM矢量调制信号u_a ^**；u_b ^**、u_c ^**。所述SVPWM矢量调制信号计算单元92使用的当前载波周期的零序分量具体通过下式获得：

u_{z}^{*} = - k \max (u_{a}^{*}, u_{b}^{*}, u_{c}^{*}) - (1 - k) \cdot \min (u_{a}^{*}, u_{b}^{*}, u_{c}^{*}) + (2 k - 1);

其中，u_z ^*即为所述零序分量；u_a，b，c ^**为该载波周期下各相的SPWM矢量调制信号；K为大于等于零并且小于等于1的常数。该零序分量随着载波周期的不同而不同，在每个载波周期中，将所述SPWM矢量调制信号计算单元91计算获得的(u_a ^*，u_b ^*，u_c ^*)值带入上述零序分量计算式计算获得对该载波周期的零序分量。由于当前载波周期的SPWM矢量调制信号u_a ^*；u_b ^*、u_c ^*依赖于当前载波周期中采样获得的检测信号的计算结果，而当前载波周期的采样在刚进入载波周期时尚未进行，所以实际上，进行上述计算使用的SPWM矢量调制信号u_a ^*；u_b ^*、u_c ^*是采用上一个载波周期获得的采样值进行，由于相邻载波周期中电机状态的变化不大，因此，这样计算的结果可以满足需求，

所述占空比计算单元93，用于接收所述SVPWM矢量调制信号计算单元92输出的SVPWM矢量调制信号u_a ^**；u_b ^**、u_c ^**，并根据该SVPWM矢量调制信号u_a ^**；u_b ^**、u_c ^**计算当前载波周期内的各相占空比。根据所述SVPWM矢量信号，可以依据下式计算出各相占空比η_a，b，c：

η_{a, b, c} = \frac{T_{a, b, c}}{T_{s}} = \frac{u_{a, b, c}^{* *} (N T_{s} + T_{s} / 2) + 0.5 U_{d}}{U_{d}},

所述PWM控制信号产生单元94，用于接收所述占空比计算单元93输出的当前载波周期内的各相占空比，并据此产生对应于各相的PWM控制信号S_a、S_b、S_c。该单元的具体实现方法有多种，本实施例中，该单元包括计数寄存器941、比较数值计算单元942、比较结果输出单元943。

所述计数寄存器941，用于对各个载波周期进行分频计数，以实现对载波周期的时间计量。对载波周期进行时间计量有多种方式，以下提供一种典型的方式。设定该计数寄存器941的寄存器值为TBPRD，从进入载波周期开始，计数器从0增计数到TBPRD，再从TBPRD减计数到0，正好结束一个载波周期。在该计时过程中，一个载波周期包括两个对称的计数过程。计数器的计数单位一般采用系统的最小时钟频率，在最小时钟频率确定后，根据载波周期T_s的值可以计算确定所述寄存器值TBPRD。

所述比较数值计算单元942，用于接收占空比计算单元93输出的当前载波周期中的各相占空比η_a，b，c，并根据各相占空比计算出对应于各相的比较数值，具体计算公式为：CMPA＝TBPRD*η_a，b，c/2。

比较结果输出单元943，用于接收所述比较数值计算单元942输出的各相比较数值，并将该比较数值与所述计数寄存器941的当前计数值相比较，根据比较状结果产生相应的PWM控制信号。对应各相分别为S_a、S_b、S_c。

以下以一个具体的比较过程的实例说明上述比较过程。设某个载波周期中，对应A相占空比的比较数值为CMPA，当当前计数值CTR＝0时，表明进入新的载波周期，此时，由于CTR＜CMPA，该单元输出的A相PWM控制信号S_a为低电平，即S_a＝0；当CTR＝CMPA，并且所述计数寄存器处于增计数阶段，则该单元对应该相输出的PWM控制信号跳变为高电平，即由S_a＝0变化为S_a＝1；当CTR＝CMPA，并且计数寄存器处于减计数阶段，则该单元对应该相输出的PWM控制信号跳变为低电平，即由S_a＝1变化为S_a＝0，直到该载波周期结束。上述过程可以实现S_a＝1在一个载波周期中的占空比为η_a，b，c。一个载波周期结束后，进入下一个载波周期，根据新的载波周期中的各相占空比，计算新的CMPA值，并重新开始计数。这样从一个载波周期到下一个载波周期，最终形成一个完整的电机控制过程。

所述驱动信号产生单元95，接收所述PWM控制信号产生单元94输出对应各相的PWM控制信号，据此产生对应各相的互补的两路PWM驱动信号，分别驱动该相的上下桥臂。如图9所示，PWM驱动信号包括PWM_a上、PWM_a下、PWM_b上、PWM_b下、PWM_c上、PWM_c下，分对应A、B、C三相的上下桥臂。不设置死区区间时，每一相的上下桥臂之间互补导通。以A相为例，在不存在死区时间设置时，当所接收的PWM控制信号S_a＝1时，则所述PWM_a上输出高电平，使A相上桥臂导通，同时所述PWM_a下输出低电平，使A相下桥臂截至。当所接收的PWM控制信号S_a＝0时，则所述PWM_a上输出低电平，使A相上桥臂截至，同时所述PWM_a下输出高电平，使A相下桥臂导通。当然，也可以对S_a信号作相反的解读。在采用死区区间设置时，下桥臂对上桥臂存在延迟或者前滞互补导通。

本实施例提供的电机控制装置可以采用TI公司的DSP TMS320f2808芯片实现。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims

1.一种采用空间矢量脉冲宽度调制的电机控制方法，其特征在于，包括：

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，计算所述SPWM矢量调制信号的方法包括下述步骤：

接收当前对电机扭矩的指令值；

3.根据权利要求1或者2所述的电机控制方法，其特征在于，所述电机运行状态检测数据和指令数据以载波周期中点处触发中断更新采样值获得。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述零序分量通过下式获得：

u_{z}^{*} = - k \max (u_{a}^{*}, u_{b}^{*}, u_{c}^{*}) - (1 - k) \cdot \min (u_{a}^{*}, u_{b}^{*}, u_{c}^{*}) + (2 k - 1)

；其中，u_z ^*为零序分量；u_a，b，c ^*为该载波周期下各相的SPWM矢量调制信号；K为大于等于零并且小于等于1的常数。

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据SVPWM矢量调制信号，获得该载波周期内各相占空比，具体是采用下述公式计算获得：

\frac{T_{a, b, c}}{T_{s}} = \frac{u_{a, b, c}^{* *} + 0.5 U_{d}}{U_{d}}

6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据所确定的当前载波周期内各相占空比，产生对应于各相的PWM控制信号，具体是：采用计数寄存器对载波周期进行计数，其计数寄存器值为TBPRD；一个载波周期中包括该计数寄存器从0增计数到TBPRD，再从TBPRD减计数到0两个对称的过程；根据所述各相占空比计算出一比较器数值CMPA＝TBPRD*η_a，b，c/2；当计数值CTR＝0时，开始进入当前载波周期，此时CTR＜CMPA，该相PWM控制信号保持为低电平；当CTR＝CMPA，并且计数寄存器处于增计数阶段，则PWM控制信号跳变为高电平输出；当CTR＝CMPA，并且计数寄存器处于减计数阶段，则PWM控制信号跳变为低电平输出。

7.一种采用空间矢量脉冲宽度调制的电机控制装置，其特征在于，包括：

8.根据权利要求7所述的电机控制装置，其特征在于，所述SPWM矢量调制信号计算单元包括：

9.根据权利要求7或者8所述的电机控制装置，其特征在于，对所述电机转子角速度、电机电流以及获得当前电机扭矩指令值等都是在载波周期的中点处采样获得。

10.根据权利要求8所述的电机控制装置，其特征在于，所述SVPWM矢量调制信号计算单元使用的当前载波周期的零序分量具体通过下式获得：

u_{z}^{*} = - k \max (u_{a}^{*}, u_{b}^{*}, u_{c}^{*}) - (1 - k) \cdot \min (u_{a}^{*}, u_{b}^{*}, u_{c}^{*}) + (2 k - 1)

；其中，u_z ^*即为所述零序分量；u_a，b，c ^**为该载波周期下各相的SPWM矢量调制信号；K为大于等于零并且小于等于1的常数。

11.根据权利要求7所述的电机控制装置，其特征在于，所述占空比计算单元具体采用下述公式计算获得当前载波周期内的各相占空比η_a，b，c：

\frac{T_{a, b, c}}{T_{s}} = \frac{u_{a, b, c}^{* *} + 0.5 U_{d}}{U_{d}};

其中，T_a，b，c为各相导通时间，u_d为直流母线电压，T_s为采样周期；

即为对应各相的所述占空比η_a，b，c。

12.根据权利要求7所述的电机控制装置，其特征在于，所述PWM控制信号产生单元包括：

13.根据权利要求7所述的电机控制装置，其特征在于，所述驱动信号产生单元具体以如下方式产生驱动信号：当对应某一相的PWM控制信号为高电平时，向该相上桥臂输出高电平信号，使该桥臂导通，向该相下桥臂输出低电平信号，使该桥臂截至；当该相PWM控制信号为低电平时，向该相上桥臂输出低电平信号，使上桥臂截至，向该相下桥臂输出高电平信号，使该相下桥臂导通。

14.根据权利要求7所述的电机控制装置，其特征在于，所述电机运行状态检测数据包括电机转子位置角、电机转子角速度以及电机电流；所述电机转子位置角采用转子位置检测器检测获得转子的转子位置角，所述电机转子角速度根据相邻转子位置角的检测值，采用下式计算获得：

ω = \frac{θ (k) - θ (k - 1)}{Δt} .

15.根据权利要求14所述的电机控制装置，其特征在于，所述转子位置检测器为旋转变压器或者霍尔位置传感器。