CN113644856B - 一种高频变频器的驱动控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种高频变频器的驱动控制方法，本发明面向高速磨床、燃料电池压缩机、PCB钻孔、汽车主驱动等高速度、高精度或高可靠性等永磁电机高性能应用场合；控制目标是高速度、高精度、低损耗、低震动；可驱动的电机类型为三相直流无刷、永磁同步、交流异步电机，采用磁场定向控制算法，有PG，可实现位置、速度或转矩控制；无位置传感器，无PG，可实现速度控制，本发明具有独创性；优势明显，应用广泛。

Description

一种高频变频器的驱动控制方法
技术领域
本发明涉及一种高频变频器的驱动控制方法。
背景技术
高频变频器及主轴是中高端数控磨床、压缩机、风机、PCB钻孔、分子泵等装备的核心功能部件，高转速、高效率、高可靠性、低震动的电机/主轴驱动系统是保证装备加工的精度、效率及使用寿命等性能指标的关键技术之一，目前市场上的变频器输出频率普遍低于600Hz(本发明的高频变频器是指输出频率高于 600Hz的变频器)，对应一对级电机/主轴转速在3.6万转/分钟以下，如需更高转速只能通过在传统机械传动环节中增加一个增速箱来实现，存在着购机成本高、运行费用高、维护成本高、体积大等缺陷。
为了实现对电机/主轴高转速、高效率、高可靠性、低震动等高性能控制，现有方案中配套驱动系统必须采用高性能矢量变频器，即用机械式位置传感器采集转子位置、转速数据，高性能MCU实现磁场定向控制(FOC)算法来实现，但是安装位置传感器使系统复杂度增加、可靠性降低、高速故障率高、使用成本高等缺点，本发明在现有有感控制的基础上，针对电机高速运行场合(600Hz以上) 增加无感控制算法，其基本原理是：将永磁电机看成一个“传感器”，电机的三相输入电压视为该传感器的激励，电机的三相反馈电流视为传感器“响应”，通过算法在线精确计算出转子位置，以实现磁场定向控制，不使用机械式位置传感器的情况下，实现对永磁电机的速度高精度控制，大幅降低了电机生产、装配及使用成本，同时降低了永磁电机的推广普及技术门槛。
在电机驱动系统中，变频器PWM载波频率必须高于其输出频率的30倍以上，否则电机震动、效率、发热等指标会输出频率的升高而急剧上升，FOC控制中MCU 运算速度必须与PWM载波频率保持同步，即MCU必须在一个PWM周期内完成一次 SVC算法，例如变频器输出2500Hz，PWM载波频率为80kHz，对应的时间间隔为 1.25us，按照现有市场上的通用MCU的运算能力运算一次SVC算法需要30us以上，无法满足高频驱动器对控制器运算能力的要求，这也是目前市场上通用变频驱动器的输出频率被限制在500-600Hz以下重要原因之一。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供一种高频变频器驱动方法，该高频变频器驱动方法易于实施，能显著提高电机最高转速。
发明的技术解决方案如下：
一种高频变频器的驱动控制方法，基于高频变频器；控制方法为无感矢量控制方法；
设计基于FPGA的Soc(System on chip)作为高频变频器主控制，电机控制算法的FOC算法(FOC-Field Oriented Control，又叫矢量控制)、SVC(Sensorless VectorControl)算法都采用IP软核实现。
电机运行的启动、运行、停止和参数自适应调整等过程都由这些软核控制模块独立完成，不占用总线、无中断，这种技术路线可以使Soc系统最高以120kHz 的速度实时处理SVC算法。
所述的高频变频器，包括控制器、信号采集电路和高频逆变桥；信号采集电路与控制器相连；控制器通过隔离电路与高频逆变桥相连；
控制器中具有核心模块；核心模块包括MCU最小系统及外围电路；可以是通过 IP核实现，也可以用GPU实现；控制器中还具有软核控制模块；软核控制模块包括有限状态机FSM、ADC同步采集单元(ADC interface)、Clarke变换单元、 Park变换单元、反电动势观察器(ABobsrv)、速度滤波器(GetVel)，速度环控制器(vPi),电流环控制器(dPi/qPi)，Park逆变换单元(invPark)、clarke 逆变换(invClarke)及中心对称矢量PWM调制器(SVM)；控制器通过中心对称矢量PWM调制器发出驱动脉冲以驱动逆变器工作。
有限状态机FSM：FSM核在一个控制周期内，首先控制ADC同步采集单元采集SVC算法所需反馈数据，再控制SVC算法外设按照由上往下的顺序片内执行 SVC算法，最后由SVM核输出控制脉冲控制驱动片外高频逆变桥，下一个周期重复执行上述步骤；ADC同步采集单元采集的模拟量包括：三相电流ia/b/c、母线电压VDC、电机温度TempMOTOR、变频器基座温度TempVFD和上位机模拟量输入 0-10V/4-20mA；上位机模拟量输入0-10V/4-20mA用于接收上位机(工控机、PLC 等)的控制信号；
Clarke变换单元用于执行幅度等效Clarke变换，得到iα、iβ
Clarke变换，正变换是电流，逆变换是电压；其中：
iA、iB和iC分别为三相电流，三相坐标下的电流，即对应ia/b/c；iα、iβ为电机的α-β坐标系两相电流；Park变换单元用于根据上一控制周期的转子位置θr，进行坐标轴旋转运算，得到交、直轴电流分量iq、id；
反电动势观察器(ABobsrv)用于获得反电动势；
反电动势观察器的传递函数为：
其中为反电动势观察器的输出；G(z)为电机单相绕组的数字化模型，该数字化化模型的输入量为输入相电压与电机反电动势之差，输出量为相电流：/>L、R分别为电机定子相绕组的电感、电阻，Tp为SVPWM周期；D(z)为观察器控制器：Kp＝2ξω0L-R，KI＝ω0LTsξ、ω0分别为反电动势观察器的阻尼比与无阻尼震荡频率；E(z)为相反电动势的z变换；Kp，KI是比例系数和积分系数Kp，KI为现有技术，其数值根据经验确定或通过整定
速度滤波器(GetVel)用于获得第n个采样点时刻速度dθ(n)，计算公式为：得到；
dθ(n)＝θ(n)-θ(n-1)，θ(n)和θ(n-1)分别为n和n-1时刻的转子位置；速度环控制器(vPi),在vPi速度环中，给定值Ref为速度指令、反馈值Fb为反馈速度，输出Out为q轴指令电流iq；iq的幅度限制取决电机的额定电流；电流环控制器(dPi/qPi)：dPi电流环控制器，给定值Ref为0,反馈值Fb为反馈电流 id,输出为Vd；qPi电流环控制器，给定值Ref为速度环输出iq,反馈值Fb为反馈电流iq,输出为Vq；两个电流环控制器输出Vd、Vq的幅度必须满足：vPi、dPi、qPi是完全相同的IP核，要实现的功能是：抗积分饱和的Pi控制器；
Park逆变换单元(invPark)用于Park逆变换，即将d-q轴变换到α-β轴；Park 逆变换为现有技术，具体个公式为将dPi、qPi 控制器输出的vd、vq从转子坐标系变换到定子坐标系；
clarke逆变换(invClarke)用于clarke逆变换，将α-β轴电压矢量等效转换为a-b-c三相坐标系；Vdc为直流母线电压，Tp 为SVPWM周期。
中心对称矢量PWM调制器(SVM)为现有技术，参见链接：
https://wenku.baidu.com/view/9b51ae394531b90d6c85ec3a87c24028915f85 22.html， SVPWM为现有成熟技术。
计算逻辑：根据控制器的输出结果vd,vq,产生va,vb,vc的过程为
得到vα,vβ
还有根据va+vb+vc＝0，得到va,vb,vc
再通过求逆矩阵的方式，得到SVPWM马鞍形 PWM脉宽Tu,Tv,Tw。
所述的高频变频器还包括用于高速总线控制的Modbus-RTU协议IP核，这个部分是与触摸显示屏对接。
所述的高频变频器还包括永磁电机SVC IP核，永磁电机无感矢量控制(SVC)，用于不通过位置传感器确定永磁电机转子位置。
控制器通过串口与上位机通信。如控制器的UART1接口通过RS232协议与PC机通信。
有益效果：
本发明提供一种的高频变频器的驱动控制方法，面向高速磨床、燃料电池压缩机、PCB钻孔、汽车主驱动等高速度、高精度或高可靠性等永磁电机高性能应用场合；控制目标是高速度、高精度、低损耗、低震动；实验结果能验证本发明的高频变频器能实现高速度、高精度、低损耗、低震动，可驱动的电机类型为三相直流无刷、永磁同步、交流异步电机，采用磁场定向控制算法，有PG，可实现位置、速度或转矩控制；无位置传感器，无PG，可实现速度控制。
本发明的核心在于设计了一种基于IP软核实现的高速控制器。
本发明给出与了一种隔离、散热、屏蔽、一体化成型的产品结构设计方法。
本发明的高频变频器，可用于三相永磁同步电机、直流无刷电机、交流异步电机，采用FOC算法。
高频变频器采用无感矢量控制，将永磁电机看成一个传感器，电机的输入电压视为该传感器的激励，电机的反馈电流视为传感器“响应”，通过算法在线精确计算出转子位置，以实现磁场定向控制，不使用机械式位置传感器的情况下，实现对永磁电机的速度高精度控制。
高频变频器采用基于FPGA的Soc(System on chip)作为高频变频器主控制，电机控制算法的FOC算法、现SVC(Sensorless Vector Control)算法都采用IP 软核实现。
本发明提供的是一种高频直驱方案，变频器驱动永磁、异步电机时最高输出频率分别可达2500Hz、8000kHz，对应一对级电机的转速分别为15万、48万转/ 分钟，该方法方案用直接驱动取代传统减速器或增速箱传动，提高传动效率的同时降低设备成本，同时具有高可靠性、高动态响应速度、高精度及低震动技术优势。
本发明研发了完整的基于HDL(硬件描述语言)实现SVC(Sensorless VectorControl)算法，硬件平台基于超大规模集成电路，采用模块化设计方法将控制流程各个功能单元一一例化成独立“芯片”，用IP软核来实SVC算法控制，解决了 MCU运算能力瓶颈问题。
附图说明
图1为高频变频器总体结构框图；
图2(a)为高频变频器模拟量控制示意图；
图2(b)为高频变频器数字量控制示意图；
图2(c)为高频变频器总线控制示意图；
图2(d)高频变频器伺服控制示意图；
图3为基于Soc的高频变频器系统构成；
图4为中心对称矢量PWM时序图；
图5为抗积分饱和PI控制器结构图；
图6为定子单相绕组电路；
图7为定子单相绕组信号流程图；
图8为反电动势观察器；
图9为反电动势检测等效流程图；
图10为高频变频器通用主控板系统框图；
图11为高频驱动板结构框图；
图12为三相电流实测波形；
图13为指令脉宽实测波形；
图14为三相电压波形；
图15为反电动势观察器α轴输入、输出同步波形；
图16为α-β坐标系下反电动势及相位检测结果；
图17为α轴反电动及电流波形；
图18为加速阶段速度控制器的输入、输出波形图；
图19为高速稳态运行时控制精度及速度控制器输出；
图20为高频变频器加减速阶段的转矩波形显示。
图中以及说明书正文中的变量说明：
u(t)：电机相电压；U(s)、U(z)：相电压的拉普拉斯变换、z变换；
i(t)：电机相电流；s、z:拉普拉斯算子、z变换算子；I(s)、I(z)：相电流的拉普拉斯变换、z变换；e(t)：电机相反电动势；E(s)、E(z)：相反电动势的拉普拉斯变换、z变换；L、R:电机定子的等效电感、电阻；G(z)：相电压、相反电动势为输入，相电流为输出，单相绕组的理想数字化模型；为理想化模型的G(z)近似；Tp:PWM载波周期；Tu/v/w:u、v、w相PWM指令脉宽；TDB: PWM死区时间；UT、VT、WT:u、v、w相逆变桥上臂开关信号，控制器芯片管脚； UB、VB、WB:u、v、w相逆变桥下臂开关信号，控制器芯片管脚；FOC：Field Oriented Control(磁场定向控制)；SVC:Sensorless Vector control(无感矢量控制)；z:数字系统延时算法；Kp:控制器比例参数；Ki:控制器积分参数；Kc:控制器抗饱和系数；Ref:控制器指令参考值；Fb：控制器输入反馈值；Out:控制器输出；vα、 vβ:α-β坐标系两相电压；va、vb、vc:a、b、c三相电压；iα、iβ:α-β坐标系两相电流；ia、ib、ic:a、b、c三相电流；id、iq:d-q坐标系两相电流；vd、vq:d-q坐标系两相电压；eα、eβ:α-β坐标系两相反电动势；θr：转子位置。
具体实施方式
以下将结合附图和具体实施例对本发明做进一步详细说明：
1、本发明提供一种用于高速电机技术驱动的高频变频器，用FPGA取代通用的DSP/ARM，设计基于Soc(System on chip)作为高频变频器主控制，发明研发了完整的基于HDL(硬件描述语言)实现SVC(Sensorless Vector Control)算法，用IP软核实现电机控制算法，将转矩环运算速度从目前的20kHz提升至100kHz, 相应地将变频器的最高输出频率从目前的600Hz提升至2500Hz，可以实现对直流无刷电机、用磁同步电机的高精度、高效率、低震动速度控制。
2、本发明采用磁场定向控制算法实现对永磁电机的高性能控制，而"定向”首先要解决的是转子位置的精确检测问题，本发明的提供了两种位置检测方法，一是传统的通过安装位置传感器直接检测，该方法可以使电机工作于转矩控制、速度控制、位置控制模式，且具有启动性能好、易于实现的优点，但存在高成本、高故障率的缺陷，使其成为永磁电机替代交流异步电机的关键技术障碍之一。第二种：不用位置传感器，建立电机的数字化模型，将永磁电机看成一个传感器，电机的输入电压视为该传感器的激励，电机的反馈电流视为传感器“响应”，通过高级算法在线精确计算出转子位置；该方法具有高精度、高可靠性、低成本的优势，但电机不能工作于转矩控制控制和位置控制模式。
3、针对高频变频器的散热问题、电磁干扰问题、强弱点隔离问题及产品族之间的兼容性问题，发明了一种隔离、散热、屏蔽、一体化成型的产品结构设计方法。
实施例1：
如图1所示，高速电机多是非标产品，高频变频器采用直流电源输入，可输入的电压范围设定为24～400Vdc，宽范围的母线电压以拓宽变频器对各种规格电机的适应性及应用领域。本发明产品属于工业领域核心功能部件，其与目前工控机、PLC及非标系统等上位机都完全兼容性，图1系统中与上位机接口的功能见表1，表中RS232接口与强电隔离，其他接口都与上位机共地，与驱动控制单元电路完全隔离，隔离电压等级为2.1kV。可编程通信接口可由触摸屏或面板操作器设置，可配置成3个RS485，一个RS485和一个RS422或3个LVDS输入/出, 通信协议可根据上位机调整，与上位机系统集成方案见图3，图2(a)给出的是模拟量作为速度指令输入，图2(b)数字量作为速度输入，图2(c)通过总线方式控制电机，图2(d)给出的电机伺服控制方案，通过上述接口本发明高频变频器与目前上位机工控完全兼容。机UART1接口RS232协议与PC，UART0以Modbus-RTU 协议与触摸屏。
表1：驱动器产品的控制接口及功能
图1高频变频器数据采集单元、IO单元、可编程通信接口单元都设计了耐压值2.1kV以上隔离接口电路，各功能模块响应速度快、可靠性高、抗干扰能力强；为满足数据采集单元、高负荷运算单元、高频逆变器同步高速运行。
本发明面向永磁电机高速、高性能驱动控制领域，采用单片FPGA作为主控器，发明了基于Soc软核的高频变频器专用高性能处理器，高频变频器Soc系统架构见图3，Soc系统中IP的来源分两类：
第三方提供的免费IP核，包括图3中FPGA方框内的软核处理器、主控板左侧锁相环PLL、SPI接口、SDRAM接口、数字量输入/输出PIO、异步串行口 UARTx(x＝0～4)IP核，构成FPGA最小系统及通用外围，在低成本场合下，该模块可以被GPU(包括DSP/ARM/单片机)来替代。
自主研发IP核，图3中FPGA框图内右侧阴影部分，包括用于高速总线控制的Modbus-RTU协议IP核、永磁电机无感矢量控制(SVC)的系列IP核，将SVC 算法流程中小批量、高频计算功能单元一一例化成专用Soc的“外设”，Soc系统只负责外设的初始化、过程数据读取、电机运行状态机FSM的控制，电机运行的启动、运行、停止、参数自适应等过程都由这些外设独立完成，不占用总线、无中断，这种技术路线可以使Soc系统最高以120kHz的速度实时处理SVC算法。
如图3所示，Soc系统中FOC控制专用外设包括有限状态机FSM、ADC同步采集ADCinterface、Clarke变换、Park变换、反电动势观察期ABobsrv、速度滤波器GetVel，速度环控制器vPi,电流环控制器dPi/qPi，Park逆变换invPark、 clarke逆变换invClarke及中心对称矢量PWM调制器SVM等。
控制器对电机的控制是通过对有限状态机FSM读写来实现，FSM软核是一个受控、有限状态机，FSM核在一个控制周期内，首先控制片外ADC按图4所示时间点高速采集SVC算法所需反馈数据，再控制图3右侧系列SVC算法外设按照由上往下的顺序片内执行SVC算法，最后SVM核控制FGPA管脚UT/B、VT/B、WT/B按照图4时序驱动片外高频逆变桥，下一个周期重复执行上述步骤。
第一步：模拟量同步检测及坐标变换
ADC interface软核控制外围多通道同步ADC芯片，为防止功率器件干扰，采样时刻精确定位于PWM中点，如图4所示，采集的模拟量包括：三相电流ia/b/c、母线电压VDC、电机温度TempMOTOR、变频器基座温度TempVFD、上位机模拟量输入 0-10V/4-20mA，采样完毕，执行幅度等效Clarke变换，得到iα、iβ及电压uα、uβ
Park软核根据上一控制周期的转子位置θr，坐标轴旋转运算，得到交、直轴电流分量iq、id。
第二步：转子位置获取技术
直接检测方式：如图1所示，通过安装在电机上机械式位置传感器PG直接采集转子位置，PG输入信号接通用主控板可编程通信接口。
间接检测方式：通过电机的输入电压、反馈电流设计观察器计算转子位置，将永磁电机看成一个传感器，电机的输入电压视为该传感器的激励，电机的反馈电流视为传感器“响应”，通过算法在线精确计算出转子位置，以实现磁场定向控制，不使用机械式位置传感器的情况下，实现对永磁电机的速度高精度控制。该技术方案实现方法如下：
定子单相绕组电路如图6所示，图7为其定子单相绕组电流信号流程图，L、 R电路G(s)对电流呈低通特性，可以将图2中的离散化步骤前移，并且根据检测的参数建立一个数字化模型与理想的模型G(z)并联，得到图8所示的反电动势检测流程图。
图8中上方支路实测相电流I(z)可表示为
I(z)＝(U(z)-E(z))G(z) (3)
图8中下方支路估计电流可表示为
图8中观察器的输出
图7中，电机单相绕组的参数可以精确测定，在高频变频器中电流采样频率远高于G(s)的带宽，假设图9中的单相绕组数字化模型的阶跃响应精确逼近图 7中电机实际模型G(z)，即
将(6)式代入(5)式可得
将(7)式写成(8)式所示的传递形式
(8)式系统描述观察器等效模型见图9，可以看出，反电动势与激励电压无关，根据G(z)模型参数及高频变频器输出频率设置D(z)，使得|D(z)G(z)|＞＞1, 则实现了反电动势检测。注意到(8)式所示的图9系统是不可以直接实现，ABobsv软核执行的是图8所示算法，通过(3-8)式的分析可以看出，该软核的输出结果等效于执行图9系统。
电机运行过程中，图8所示观察在α-β坐标系下实现，可以求得电机运行时的反电动势eα、eβ
采用牛顿二分法，经坐标轴旋转运算，getVel软核首先计算出转子位置
再将θr输入(11)式所示滤波器，δ为滤波系数，且0<δ<1
最后再计算(11)式滤波器输出，并作为电机反馈速度输入至vPi软核。
第三步：速度、磁链及转矩控制
速度、磁链及转矩控制均采用抗积分饱和PI控制IP核，其控制算法如图5 所示，该IP软核例化为SVC控制算法中三个外设vPi、dPi、qPi，分别对应速度环、d轴电流环、q轴电流环控制器。
在vPi速度环中，Ref为速度指令、Fb为反馈速度，输出Out为q轴指令电流iq；iq的幅度限制取决电机的额定电流；
dPi电流环控制器Ref为0,Fb为(3)式中的反馈电流id,输出为Vd；
qPi电流环Ref为速度环输出iq,Fb为(3)式中的反馈电流iq,输出为Vq；
两个电流环控制器输出Vd、Vq的幅度必须满足：
第四步：电压矢量空间合成将dPi、qPi控制器输出的vd、vq从转子坐标系变换到定子坐标系，θr取自第二步式(10)计算结果
根据功率等效原则，将上式2相还原成3相电压
根据电压矢量合成原理，三相电压又可表示为
图3中inClarke单元根据(11-12)式，消去va、vb、vc，计算u、v、w相 PWM指令脉宽TU、TV、TW，SVM功能单元根据脉宽指令TU、TV、TW按照图4所示时序，控制FPGA管脚UT/B、VT/B、WT/B输出中心对称矢量PWM，经隔离后驱动高频逆变单元。
3、高频变频器隔离、散热、屏蔽及成型一体化设计方案
高频变频器产品产业化方案需要解决以下问题：
(1)散热问题，高频变频器功率器件开关损耗、通态损耗；
(2)屏蔽问题，变频器输出的高频、大电流电磁干扰；强、弱电之间平面和空间隔绝缘；
(3)标准化问题，产业化过程中客户的小批量、多品种问题；
综合考虑上述问题，本发明了一种设计隔离、散热、屏蔽及成型一体化设计方案，实现方法如下：
高频变频器设计方案对变频器系统按强、弱电分离、散热及及抗干扰等因素考虑，进行功能分割，分为一块通用主控板和一块驱动板，通用主控板主要功能是：接收面板操作器、触摸屏、PC机、工科即或PLC等上位机指令并反馈数据，通过驱动板控制电机并实时采集电机运行过程数据，执行SVC算法。如图5所示通用主控板由高性能MCU、多通道ADC、隔离式数字量IO、隔离式模拟量输入、可编程通信接口、隔离式DC/DC、UART接口构成。驱动板主要功能是：控制电机，向主控板输出三相电流、母线电压、功率半导体器件温度、电机温度信号。如图 6所示，驱动板由浪涌电压/电流保护电路、隔离式高频三相逆变单元、隔离式母线电压检测电路、隔离变频器/电机温度检测电路、隔离式三相电流检测电路、隔离式开关电源构成。
高频变频器的通用主控板和驱动板分列安装基座的两侧，通用主控板通过控制线束实现对读取驱动板的控制模拟量数据并控制高频逆变单元，这种结构的优势体现在以下
散热技术方案
(1)驱动板上的热源功率半导体通过导热材料粘接高导热、高导磁基座上，根据驱动板功率大小选择散热基座厚度W及散热风扇功率，通过散热片并风冷；(2)基座固定在用户机箱内金属主板上，将基座热量传道至金属机箱；(3)驱动板PCB采用厚铜板，在功率半导体器件安装位置大面积覆铜并加开窗过孔，增加驱动板自身散热能力。
屏蔽技术方案
(1)高频变频器系统分割为通用主控板和驱动板，实现强弱电隔离；(2)高导磁性接地基座将驱动板与通用主控板隔开，有效屏蔽驱动板高电压、大电流产生对主控板、控制线速的电磁干扰；(3)通用主控板和驱动板PCB数字地、模拟地、电源地、机壳体分居不同地平面，有效解决信号之间干扰问题；(4)驱动板通过安装基座接机壳地。
产品标准化技术方案
本发明的高频变频器驱动板功率范围在0.2～30kW之间，产品生产采取以下标准化技术方案：
(1)安装规格标准化
系列变频器采用统一的通用控制板；系列变频器驱动板采用统一规格的 PCB，驱动板之间差异体现在功率半导体、电流传感器、电解电容三种元器件的不同，但是在上述功率范围内这三种元器件的在PCB上的安装位置、元件封装完全完全一致；一体化成型技术，如图7所示，上述功率范围内基座长、宽完全一致，仅基座厚度W根据高频变频器的散热需求而变化，功率越大W也响应增加，基座同时是通用控制板、驱动板及外壳的安装载体。
(2)系统软件柔性设计
根据电机功率等级、转速范围，选择对应的驱动板，该驱动板与通用板按图 7方式安装，通过操作触摸屏、面板操作器、PLC、工控机或个人电脑对通用板进行设置，高频变频器与不同电机及负载的驱动产品族配套，主要可设置参数为
表1：驱动器产品的硬件配置
上述设计方法，用2种PCB板就可以实现全功率范围的产品，实现标准化生产，增加产品适用性的同时降低了产品的成本，统一安装规格及柔性的软件系统，保障产品能快速适应电机市场动态变化，能够在很短的开发周期内生产出低成本、高性能的不同品种产品，解决产业化过程中客户的小批量、多品种问题，提升了产品的生存能力和竞争能力。
为了验证本发明的实验效果，用本发明高频变频器驱动一个一对级280W三相高速直流无刷电机，电机轴刚性耦合叶轮,考察风机高速、重载情况下设备运行的算法及速度精度、震动、效率，PWM载波频率设定为Tp＝60kHz,死区时间 Tdb＝300ns,母线电压Vdc＝32V,电机相电感23uH,相电阻0.174Ω，采用SVC，控制参数如图13所示，电机转速60000rpm，采用FPGA片内RAM高速记录三通道数据，图20所示实验采样频率为3750Hz，其他实验采样频率都为6000Hz。
电流、电压的精密检测是无感矢量控制精确识别转子位置的关键，本发明中电流传感器选用精密的线性hall传感器，常温下120kHz带宽下噪声范围在±0.17A以内，直流无刷电机在60000rpm且重载运行情况的电机三相电流波形见图12，电流曲线平滑，证明本发明的隔离、屏蔽技术措施有效地消除了电磁干扰，ADC interface软核控制ADC图4所示的开关噪声较小时刻采样，抑制dv/dt、 di/dt噪声，使得检测信号噪声来源主要是线性hall自身，信号波形逼近正弦波，有效地解决了传统3-hall、六步法控制直流无刷电机时转矩脉动大、谐波电流大、功率受限问题。
图13给出的PWM指令脉宽TU、TV、TW，由inClarke软核根据电流环dPi、 qPi控制器输出按(11～12)计算得到，因此TU、TV、TW波形的波动取决于负载的扰动，在稳态运行阶段高速风机负载恒定，图13曲线平滑，间接表明了本发明高频变频器在高速运行情况下的低振动技术性能。
直流无刷电机反电动势呈梯型，传统的控制方法是三相绕组两两导通，即 120°度通电，产生的一个以60°为步长的“跳跃”磁场；在本发明中，将TU、 TV、TW按照式(12)换算成电压，可得图14所示电机三相电压波形，波形近似正弦波，实现180°通电方式，产生的一个连续旋转的磁场，从原理上保证了对永磁电机控制的高精度、高效率、低震动。
图15给出的是图8所示观察器的输入输出结果，ABobsv软核在同步脉冲的驱动下实时计算eα、eβ，图中给出了观察器输入vα、iα及输出eα的同步波形，本发明中是通过检测α-β轴反电动势分量，再通过(10)式计算转子位置θr，因此，本发明参数设置时只关注反电动势eα、eβ基波分量相对比例，不考虑eα、eβ的绝对精度，因此图中eα没有呈现实验用直流无刷电机的梯形反电动势，而逼近正弦，即梯形反电动势的基波分量。
getVel软核接着对eα、eβ进行自适应滤波得到eαf、eβf，并计算θr，三者同步波形如图16所示，θr线性度好、波形畸变小。
在磁场定向控制中，电流矢量超前转子位置90°以实现最大转矩，从(9)式可以看出，反电动势相位也超前转子位值90°，即理想情况下两者同向。电流矢量相位是精确可测的，图17从上至下分别给出α轴电流iα、反电动势eα及转矩角(两波形的相位差)的同步波形，eα值计算原理见图8，在Soc系统中为ABobsv 软核输出的α轴分量，图中可以看出。反电动势矢量相位逼近与电流矢量相位，转矩角在±2°范围内波动，控制效果接近有PG控制，实验结果表明：在不用位置传感器情况下，本发明转子位置获取技术方案具有较高检测精度。
速度精度实验分两组，采样频率为3750Hz，记录2000点，加速阶段实验结果见图18，从上至下分别是指令转速、反馈速度及q轴指令电流iqr(作为qPi软核的 Ref)，可以看出反馈转速能快速、精确地跟随指令速度，指令电流随跟随误差的变化而变化。电机60000rpm稳态运行实验结果分析见图19，图中速度误差计算方式为
图19给出的是速度误差曲线，高频变频器速度控制实验用风机负载时速度精度可达±2‰。实验结果表明在整个调速范围高频变频器都保持了较高的速度控制精度和效率。
为了记录电机全速度范围内的，从转速静止与60000rpm加减速的过程，Soc 系统过UART0串口，每隔0.1s向触摸屏发送一个q轴电流数据，其波形(在触摸屏上被换算成转矩)在触摸屏上实时显示。实验步骤是：先将电机加速至 60000rpm，然后减速停止，再启动值60000rpm，这种方法完整记录了电机的加减速波形，记录结果见图20，图中左侧下降曲线为减速过程，右侧上升曲线为加速过程，启动阶段在开/闭环临界频率以下采用的是开环控制，在此阶段q轴电流并不能反应转矩，过临界频率后，转子位置被锁定，此后及减速阶段控制模式从开环切换至磁场定向控制模式，q轴电流曲线呈二次函数形状，这是由于实验用电机为风机类负载，转矩正比于速度的平方，这证明了本发明高频变频器的转矩能全速度范围内跟踪负载的大小，体现了控制算法的高效性及精确性，同时转矩曲线平滑，转矩脉动小，实现全速度范围内的低振动控制。
一种永磁电机一体式驱动、检测系统，包括驱动器(即变频器)和数据检测模块；驱动器用于驱动永磁电机旋转；数据检测模块为基于FPGA的IP软核的同步数据检测模块；数据检测模块所采集的数据包括：
(1)Ch0速度设定值wr；(2)Ch1速度反馈值wf；(3)CH2 q轴指令电流 Iq；(4)CH3 q轴反馈电流Iqf；(5)CH4 q轴电压指令Vq；(6)CH5 d轴指令电流id；(7)CH6 d轴反馈电流idf；(8)Ch7 d轴电压指令Vd；(9)CH8 Vα(10)CH9 Vβ；(11)CHA A相SVPWM脉宽PWMA；(12)CHB B相SVPWM 脉宽PWMB；(13)CHC C相SVPWM脉宽PWMC；(14)CHD ia；(15)CHE iβ；(16)CHF ib；(17)CHG ic；(18)CHH相电压幅值Um；(19)CHI相电压相位(20)CHJ相电流幅度Im；(21)CHK相电流相位/>(22)CHL反电动势幅度Em；(23)CHM反电势相位/>(24)CHN转矩角，即/>(25)CHO功率角，即/>(26)CHP堵转系数；(27)CHK a相反电动势波形 Eα；(28)CHR b相反电动势波形Eβ；(29)CHS a电流估计值iα *；(30)CHT 转子位置θ(有传感器时为编码器测量，无传感器时恒为0)；(31)CHU转子实测速度w0(有传感器时为编码器测量，无传感器时恒为0)；(32)CHV编码器线数Rev(有传感器时为编码器测量，无传感器时恒为65535)
上述通道中，PWMA/B/C为给定值，ia/b/c为测量值，w、θ在在无感矢量控制算法中，为计算值；在有PG控制算法时为测量值，其他所有参量都为计算值。
必须要采集或计算的数据：无感矢量控制必须采集的量为ia/b/c；有PG(转子位置检测器)控制时在此基础上必须采集转子位置θ。
基于采集的数据计算电机运行动态参数；电机运行动态参数包括：负载转矩、绕组等效电阻/电感、电机有/无功功率、驱动器有/无功功率、扭矩参数、电机速度、驱动器温度、电机温度、反电动势、功率角、负载角。
数据检测模块输出的数据存储在本地存储器中、或输出到触摸屏显示或输出到上位机。
还包括电机静态参数辨识模块；
电机静态参数辨识模块的工作过程为：测试人员(通过上位机或触摸屏或键盘)发出静态参数识别命令，控制器根据静态参数识别命令在电机堵转的情况下注入三相旋转高频电压，在电流数据稳定后，将激励电压、反馈电流数据存入控制器内置的SRAM，再将存储的同步数据读入SOC系统内存，SOC系统根据永磁电机α-β坐标系下的永磁电机数据模型，离线计算电机的交、直轴电感、绕组电阻、凸极系数、转子初始位置。
电机静态参数的计算过程如下：
永磁电机的在α-β坐标系下的数学模型如(1)式所示
式中L1,L2分别为交、直轴电感Ld,Lq的和、差平均，关系可表示为：
测量方法,在电机堵转状态的情况下，注入幅度为Ui角速度为Ωi高频电压, 则激励电压可表示表示为
/>
上式中激励信号角频率Ωi较高，绕组感抗远大于绕组电阻R，(1)式最第一项可忽略；测量过程中电机堵转，(1)式最后一项为0；再忽略高次谐波分量；经近似处理，电机的响应电流可表示为
将矢量点乘矢量/>可得
将矢量叉乘矢量/>可得
(6)式中第一项为常数，第二项频率为2Ωi,注意到(4)式只考虑基波没有考虑谐波，根据变流技术原理可知，逆变电路必然存在输出频率的整数次谐波kΩi，为提高检测精度，设计M阶数字陷波器，设系统采样频率为fpwm及变频输出激励频率为fi，则M可选择为
M＝l×fpwm/fi(l＝1,2,3,…) (7)
设置激励信号频率fi可以整除fpwm,保证(7)式M为整数，数字滤波器传递函数H(z)如(8)式所示，M阶陷波器幅度响应如图7所示，图中将频率kΩi(k＝1,2,…，9)映射为数字滤波器的零点，即z平面单位圆上，该滤波器能完全消除频率为kΩi(k＝1,2,…)的各阶次基波、谐波。
该滤波器对基带信号呈全通特性，对变频器输出频率的基波及各次谐波信号呈陷波器特性，
为给定值，/>为ADC测量值，在高频注入过程中，点击图3 中的“Sample”按钮，将图3中所有变量按5所示时序存入SRAM，Soc软核处理器读出SRAM电压、电流数据，根据(5-6)式计算左侧数据运算结果，将该数据通过图8滤波器，则可求得(6)式右侧直流分量值，再综合(5～6)，可以计算L1、L2，进而求得电机绕组的等效电阻R、电感Ld/q、凸极系数L2/L1。
永磁电机一体式驱动、检测方法，其特征在于，采用前述的永磁电机一体式驱动、检测系统；
通过驱动器驱动永磁电机；
采用数据检测模块实际数据的采集与计算。
高速、同步数据采集IP核如图所示，该单元是由硬件描述语言例化生成的软核功能模块，右侧为IP核输入，clock、reset_n为采集系统的时钟、复位输入，w_r 高/低电平代表读/写SRAM，rdAddr为写地址指针计数器，synClk为写同步信号，该信号由人机界面设置决定，可选择与位置环、速度环或加速度环同步；在每个位置环、速度环或加速度环周期内，依次采集全部32个通道的数据。左侧为IP 核输出，smpFlag为SRAM数据已经满标志位，address接外围SRAM输入地址，sram_data接外围SRAM数据端口，该端口为双向IO，dataout为地址输入 rdAddr所对应的SRAM输出，CE_n、OE_n、UB_n、LB_n、WE_n为存储器读写控制信号
当Soc系统接受到上位机发出的采样指令后，SRAM写使能信号Enable置位，并在ADC 转换完成后，高速采集单元按照时序，控制产生CE_n、OE_n、UB_n、LB_n、WE_n 命令波形，CHx(x＝0,1,2,…)为通道地址，通道地址选择的数据在下降沿以CHx分区第 Page地址被写入SRAM，/>上升沿,CHx值加1，执行2K次后，所有变量都被写入对应分区，页地址Page加1，等待下一采样完成重复上述时序,直到SRAM写满，则smpFlag标志位置位，一次采样命令，连续采样的数据量为32通道×2K字/通道×16bit/字2K+9bit。K＝13, 即一次采集命令，ip数据采集过程将采集4Mbit的数据。
以上实施例仅用于说明本发明的计算思想和特点，其目的在于使本领域内的技术人员能够了解本发明的内容并据以实施，本发明的保护范围不限于上述实施例。所以，凡依据本发明所揭示的原理、设计思路所作的等同变化或修饰，均在本发明的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种高频变频器的驱动控制方法，其特征在于，采用无感矢量控制方法；
设计基于FPGA的Soc作为高频变频器主控制，电机控制算法的FOC算法、SVC算法均采用IP软核实现；
所述的高频变频器包括控制器、信号采集电路和高频逆变桥；信号采集电路与控制器相连；控制器通过隔离电路与高频逆变桥相连；
控制器中具有核心模块；核心模块包括MCU最小系统及外围电路；
控制器中还具有IP软核控制模块；IP软核控制模块包括有限状态机FSM、ADC同步采集单元、Clarke变换单元、Park变换单元、反电动势观察器、速度滤波器，速度环控制器,电流环控制器，Park逆变换单元、Clarke逆变换及中心对称矢量PWM调制器；
控制器通过中心对称矢量PWM调制器发出驱动脉冲以驱动逆变器工作；
有限状态机FSM：FSM核在一个控制周期内，首先控制ADC同步采集单元采集SVC算法所需反馈数据，再控制SVC算法外设按照由上往下的顺序片内执行SVC算法，最后由SVM核输出控制脉冲控制驱动片外高频逆变桥，下一个周期重复执行上述步骤；
ADC同步采集单元采集的模拟量包括：三相电流iA、iB和iC、直流母线电压VDC、电机温度TempMOTOR、变频器基座温度TempVFD和上位机模拟量输入0-10V或4-20mA；
Clarke变换单元用于执行幅度等效Clarke变换，得到iα、iβ
其中：
iα、iβ为电机的α-β坐标系两相电流；
Park变换单元用于根据上一控制周期的转子位置θr，进行坐标轴旋转运算，得到交、直轴电流分量iq、id；
反电动势观察器用于获得反电动势；
反电动势观察器的传递函数为：其中/>为反电动势观察器的输出；G(z)为电机单相绕组的数字化模型，该电机单相绕组的数字化模型的输入量为输入相电压与电机反电动势之差，输出量为相电流：
L、R分别为电机定子相绕组的电感、电阻，Tp为SVPWM周期，
D(z)为观察器控制器：
Kp＝2ξω0L-R
KI＝ω0LTs
ξ、ω0分别为反电动势观察器的阻尼比与无阻尼震荡频率；
E(z)为相反电动势的z变换；Kp，KI是比例系数和积分系数；
速度滤波器用于获得第n个采样点时刻速度dθ(n)，计算公式为：
dθ(n)＝θ(n)-θ(n-1)，θ(n)和θ(n-1)分别为n和n-1时刻的转子位置；
速度环控制器,在速度环控制器的速度环中，给定值Ref为速度指令、反馈值Fb为反馈速度，输出Out为q轴指令电流iq *；iq *的幅度限制取决电机的额定电流；
电流环控制器：包括dPi电流环控制器和qPi电流环控制器；
dPi电流环控制器，给定值Ref为0,反馈值Fb为反馈电流id′,输出为Vd；
qPi电流环控制器，给定值Ref为速度环输出iq *,反馈值Fb为反馈电流iq′，输出为Vq；
两个电流环控制器输出Vd、Vq的幅度必须满足：
Clarke逆变换用于Clarke逆变换，将α-β轴电压矢量等效转换为a-b-c三相坐标系；
va、vb、vc分别为a、b、c三相电压；
VDC为直流母线电压，Tp为SVPWM周期。
2.根据权利要求1所述的高频变频器的驱动控制方法，其特征在于，IP软核还包括用于高速总线控制的Modbus-RTU协议IP核。
3.根据权利要求1所述的高频变频器的驱动控制方法，其特征在于，IP软核还包括永磁电机SVC的IP核，用于不通过位置传感器确定永磁电机转子位置。
4.根据权利要求1-3任一项所述的高频变频器的驱动控制方法，其特征在于，
控制器通过串口与上位机通信。
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