CN101867343A - 交流永磁同步电机伺服系统 - Google Patents

Abstract

交流永磁同步电机伺服系统，由DSP控制板、旋转变压器、主功率电路、调理和保护电路组成，电机本体由电枢绕组和永磁体铁心转子构成，转子采用永磁体励磁，由DSP实现磁场定向控制算法、通讯、电流的采样计算、驱动的配置输出；旋转变压器的输出通过设有的四路DA转换芯片与DSP的SPI或多通道缓冲处理使数据的传输至DSP；DSP输出脉宽调制并连接电流调节器输出的电压信号并连接CLARK反变换转换为三相开关信号PWM1-PWM3驱动逆变器，逆变器输出至电枢绕组，从而控制电机的电枢绕组产生旋转的圆形磁场；主功率电路由可控整流的直流测，逆变器，电流检测电路，过压放电回路，保护电路和驱动电路组成；本发明采用磁场定向控制算法。该算法可以适时地控制电机的转矩、速度和位置状态，有良好的控制性能。

Description

交流永磁同步电机伺服系统

技术领域

本发明涉及伺服系统，即交流永磁同步电机伺服的控制方法与系统。

背景技术

电动机作为把电能转换为机械能的主要设备，不仅要具有较高的机电能量转换效率，而且应该能够根据生产机械的工艺要求，控制和调节旋转速度。调速系统是伺服系统的重要组成部分，其性能对提高产品质量，提高劳动生产率和节省电能起着决定性的影响。

调速系统是由功率部分、执行部分和控制部分组成，各部分之间的不同组合构成多种多样的调速系统。长期以来，直流电动机因其调速性能优越而掩盖了其结构复杂，难以维护等缺点，广泛应用于工程中。但直流电机的固有缺点，限制了其向高转速、高电压、大容量方向发展。交流永磁同步电机伺服系统与直流伺服系统相比有以下优点：电动机无电刷和换向器，工作可靠，维护和保养简单；定子绕组散热快；惯量小，易提高系统的快速性；适用于高速大力矩工作状态；相同功率下，体积和重量较小。

近年来，随着大功率开关器件、模拟和数字专用集成电路的不断问世，控制理论的不断进步，以及高性能微处理器的出现为交流调速技术的发展创造了有利的技术条件和物质基础，现阶段，交流调速系统不但性能可以和直流调速系统媲美，而且成本和维护比直流调速系统更低，可靠性更高。国内外直流传动装置的生产呈下降趋势，而交流变频调速装置的生产大幅度上升。随着价格低廉，性能优越永磁材料的出现，永磁同步电机的研究和应用得到了很快的发展，永磁同步电机具有结构简单、体积小、重量轻、转动惯量小、调速范围宽、转矩脉动小、无需励磁电流、功率因数高、发热少等优点。随着永磁电机技术的成熟和完善，永磁同步电机的应用领域也越来越广泛，从小型到大型，从一般的控制驱动到高精度的伺服系统，从日常电器到高精尖的科技领域均采用永磁电机作为主要的驱动电机。

由于矢量控制技术和直接力矩控制技术的出现，以及大功率全控式电力电子器件和高性能微处理器的快速发展，更促进了交流伺服控制系统的发展和应用。在交流伺服系统中，由于电机本身具有非线性和强耦合特性，其控制方法相当复杂，用常规控制方法很难满足高性能控制系统的要求，采用高速数字信号处理器则易于实现复杂的矢量控制算法，可以有效地解决电机的强耦合特性。

发明内容

本发明目的是：提供一种驱动大功率雷达天线使用的交流永磁同步电机伺服系统。尤其是采用高速数字信号处理器和磁场定向控制方法实现高性能的全数字交流控制系统，选用表贴式正旋波交流永磁同步电机(PMSM)，控制策略主要采用空间矢量脉宽调制算法(SVPWM)，即磁场定向控制算法。该算法可以适时地控制电机的转矩、速度和位置状态，这种控制算法在各种工作状态(稳态和动态)下都有良好的控制性能，并且不需要过大体积的能量变换装置即可随意地控制瞬态电流的幅值。采用这种控制方法，应用正旋波电流驱动时可以消除转矩的波动。减小电动机电流谐波损耗，消除转矩波动，提高控制系统性能，提高逆变器直流侧电压利用率。

本发明的目的是这样实现的：交流永磁同步电机伺服方法，永磁同步电机定子主要由电枢绕组和永磁体铁心转子构成，转子采用永磁体励磁，同步电机伺服控制内环通过PWM即脉宽调制方法将电流调节器输出的电压信号转换为三相开关信号，驱动逆变器，从而控制电机的电枢绕组产生旋转的圆形磁场，因此PWM技术是交流调速系统的重要组成部分。主要实现控制算法、通讯、电流的采样计算、驱动的配置输出。因为DSP控制板上的大部分都是高频信号，所以PCB的设计要特别注意器件的布局以及整个控制板的抗干扰性。旋转变压器的输出通过设有的四路DA转换芯片与DSP的SPI或MCBSP(多通道缓冲处理)实现数据的传输至DSP。由DSP实现磁场定向控制算法：空间矢量脉宽控制(SVPWM)是针对旋转的圆形磁场提出的，其基本思想是把永磁同步电机和PWM控制逆变器作为一个整体，转子采用永磁体励磁，同步电机伺服控制通过PWM即脉宽调制方法(内环控制)将电流调节器输出的电压信号通过CLARK反变换转换为三相开关信号PWM1-PWM3，驱动逆变器，从而控制电机的电枢绕组产生旋转的圆形磁场。即DSP通过选择逆变器的不同开关模式，使得电机定子绕组产生圆形的旋转磁场。电机控制的目的是产生圆形的旋转磁场，从而产生恒定的电磁转矩，所以SVPWM控制技术比较适合于电机控制。对于永磁同步电机来讲，电机的转子是永磁体，所以对定子的影响相对较小，而且公共坐标系可以选择永磁磁链的方向，可以极大简化系统的分析，所以永磁同步电机调速系统采用矢量变换控制策略。

调速系统的性能好坏取决于外环(逆变器)速度的准确性和快速性，而外环性能的发挥依赖于内环的性能。因此永磁同步电机具有结构简单、功耗低的优点。

图1是控制系统的结构原理图：矢量控制思想的核心是将电机的三相电流、电压，磁链从三相静止坐标系中变换到以磁场定向的两相旋转坐标系中，从而实现定子、转子之间的解耦。矢量控制需要进行坐标变换，精确观测转子磁链大小和空间位置，运算量大。矢量控制的实质是：以从电机真实物理模型建立起来的数学模型为基础，经过一系列的坐标变换，将原来的数学模型变换成公共旋转坐标系中的等效两相模型(dq0模型)，然后通过对公共坐标系统中相关矢量进行独立控制，最后利用坐标反变换获得三相静止坐标系中的控制量，从而实现对电机的控制。矢量变换中的公共坐标系通常是建立在某一磁场(定子磁场、转子磁场或气隙磁场)矢量的位置上，也就是由该磁场矢量确定的公共坐标系，因此矢量变换控制也称为磁场定向控制(Field_Oriented Control，简称FOC)。矢量控制的公共坐标系通常以转子磁场定向来确定的，因而矢量控制也可以称为转子磁场定向控制。

磁场定向控制算法：可以适时地控制电机的转矩、速度和位置状态，这种控制算法在各种工作状态(稳态和动态)下都有良好的控制性能，并且不需要过大体积的能量变换装置即可随意地控制瞬态电流的幅值。下面具体介绍算法。

矢量控制实际上是对电动机定子电流矢量相位和幅值控制，当用磁体的励磁磁链和直、交轴电感确定后，电动机的转矩便取决于定子电流的空间矢量i_s，而i_s的大小和相位又取决于i_d和i_q，也就是说控制i_d和i_q便可以控制电动机的转矩。一定的转速和一定的转矩对应一定的i_d和i_q，通过对i_d和i_q的控制，使实际的i_d和i_q跟踪指令值i_d ^*和i_q ^*，便实现了电动机速度的控制。

由于实际馈入电动机电枢绕组的电流是三相交流电流i_w、i_u和i_v，因此，三相电流的指令值i_w ^*、i_u ^*和i_v ^*必须由下面的变换从i_d ^*和i_q ^*得到

$\left[\begin{array}{c}{i_W}^{*}\\ {i_V}^{*}\\ {i_W}^{*}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& -\sin \mathrm{\θ}\\ \cos (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ \cos (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i_d}^{*}\\ {i_q}^{*}\end{array}\right]$

上式中，电动机转子位置信号由位于电动机非负载端轴上的速度、位置传感器提供。通过电流控制环，可以使电动机实际输入电流i_w、i_u和i_v与给定的电流i_w ^*、i_u ^*和i_v ^*一致，从而实现电动机的转矩的控制。

上述电流矢量控制对电动机的稳态运行和瞬态运行都适用。而且i_d ^*和i_q ^*都是各自独立控制的，因此，实现了电机电流的解耦，便于实现先进的控制策略。

在整个控制算法中，空间矢量模块用来产生定子电压。应用数字信号处理器控制IPM模块，为定子提供三相电流，通过反Park变换产生每组开关的开关方案。

在定子上加载三相独立的相位120度的电压源，从而产生旋转的磁场。见图12：

在标准的三相系统中，将三相正旋电压加载到电机的每一相中，产生三相电流，电流表达式为：

$V_{\mathrm{OA}}=V\sqrt{2}\cos \left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)$

$V_{\mathrm{OB}}=V\sqrt{2}\cos ({\mathrm{\ω}}_{e}t-\frac{2\mathrm{\π}}{3})$

$V_{\mathrm{OC}}=V\sqrt{2}\cos ({\mathrm{\ω}}_{e}t-\frac{4\mathrm{\π}}{3})$

为了能够根据源电压(V_OA，V_OB，V_OC)计算出对于中心点的电压(分别为V_AN，V_BN，V_CN)，假设系统是对称的，则有：

V_ON＝V_OA+ZI₁

V_ON＝V_OB+ZI₂

V_ON＝V_OC+ZI₃

因此： $V_{\mathrm{AN}}=V_{\mathrm{ON}}-V_{\mathrm{OA}}=\frac{1}{3}(V_{\mathrm{OA}}+V_{\mathrm{OB}}+V_{\mathrm{OC}})-V_{\mathrm{OA}}=-\frac{2}{3}{V}_{\mathrm{OA}}+\frac{1}{3}{V}_{\mathrm{OB}}+\frac{1}{3}{V}_{\mathrm{OC}}$ 同样可以计算三相为：

$V_{\mathrm{AN}}=\frac{1}{3}(2V_{\mathrm{AO}}-V_{\mathrm{BO}}-V_{\mathrm{CO}})$

$V_{\mathrm{BN}}=\frac{1}{3}(2V_{\mathrm{BO}}-V_{\mathrm{AO}}-V_{\mathrm{CO}})$

$V_{\mathrm{CN}}=\frac{1}{3}(2V_{\mathrm{CO}}-V_{\mathrm{AO}}-V_{\mathrm{BO}})$

在静态功率桥中，不应用真正旋电压，而是用6个功率半导体开关控制调整直流母线电压来代替，目的是为了在绕组中重新建立正旋电流产生旋转磁场，考虑到相位的感应特性，功率开关反应过程中将产生附加的正旋电流，如图13，功率半导体由(a，b，c)和它们的补信号来控制。

在这种配置中，只有8种开关状态，加载的电压值实际上是相对调整后的电压中点而言的，具体见下表：

A	B	C	VAO	VBO	VCO
						0	0	0	-VDC/2	-VDC/2	-VDC/2
0	0	1	-VDC/2	-VDC/2	+VDC/2
						0	1	0	-VDC/2	+VDC/2	-VDC/2
0	1	1	-VDC/2	+VDC/2	+VDC/2
						1	0	0	+VDC/2	-VDC/2	-VDC/2
1	0	1	+VDC/2	-VDC/2	+VDC/2
						1	1	0	+VDC/2	+VDC/2	-VDC/2
1	1	1	+VDC/2	+VDC/2	+VDC/2

在磁场定向控制算法中，控制变量是在旋转坐标系下表示的，直接控制转矩的电流矢量经过Park变换转化为参考电压矢量。参考电压也是在(α，β)坐标系下描述的，为了描述三相电压(V_AN，V_BN，V_CN)和参考电压矢量的关系，三相电压也投影到(α，β)坐标系中，Clarke变换方程描述三相电压在(α，β)坐标系下的方程如下：

$\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{s\α}}\\ V_{\mathrm{s\β}}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{AN}}\\ V_{\mathrm{BN}}\\ V_{\mathrm{CN}}\end{array}\right]$

由于只有8种功率开关状态，V_sα和V_sβ在(α，β)坐标系下的值也是有限的，见下表：

根据开关状态确定8个电压矢量，见图14：

应用8种工作状态，调整每个相邻矢量的时序，来近似期望的定子参考电压。

为了知道具体应用哪个变量，需要知道参考电压矢量相应的扇区，为确定扇区，一种简单的方法是计算参考电压矢量在(a，b，c)下的V_a，V_b和V_c的投影，V_a，V_b和V_c的投影值由下式给定。

V_a＝V_sβref

$V_b=\frac{1}{2}(\sqrt{3}{V}_{\mathrm{s\αref}}-V_{\mathrm{s\βref}})$

$V_c=\frac{1}{2}(-\sqrt{3}{V}_{\mathrm{s\αref}}-V_{\mathrm{s\βref}})$

上式给出了三相交流电压输出值，也就是最终由SVPWM控制算法结算出来，经过逆变器加载到三相电动机上的控制电压，这样就实现了磁场定向控制算法。

交流永磁同步电机伺服系统，由DSP控制板、电机本体、旋转变压器、主功率电路、调理和保护电路组成，电机本体由电枢绕组和永磁体铁心转子构成，转子采用永磁体励磁，由DSP实现磁场定向控制算法、通讯、电流的采样计算、驱动的配置输出；设有的旋转变压器的输出通过设有的四路DA转换芯片与DSP的SPI或多通道缓冲处理使数据的传输至DSP；DSP输出脉宽调制并连接电流调节器输出的电压信号并连接CLARK反变换转换为三相开关信号PWM1-PWM3驱动逆变器，逆变器输出至电枢绕组，从而控制电机的电枢绕组产生旋转的圆形磁场；主功率电路由可控整流的直流测，逆变器，电流检测电路，过压放电回路，保护电路和驱动电路组成；在直流测并联大电容进行滤波；电器信号的检测是调速系统实现高性能控制的重要环节，电流检测电路：其中直流侧的母线电流检测用于过流保护；相电流检测用于电机电流闭环控制，采用霍尔电流传感器来检测电流，相电流为交流信号，霍尔传感器副边检测电阻上的电压也为交流信号(具有双极性)，而DSP的AD采样电压范围为0-3V(单极性)，给检测信号加入直流偏置，使检测电阻上的电压在DSP的采样范围内；驱动信号通过光耦器件来实现隔离，驱动电路有三部分组成，第一是由可编程逻辑器件GAL构成的硬件保护，通过各驱动信号和保护信号进行或运算来实现；第二部分是光耦隔离部分U14，实现数字和功率信号的隔离；第三部分是由U1574LS04实现六路反相至逆变器。

实现优良的控制策略必须有性能优越的控制器作为基础。模拟控制具有以下优点：抗干扰能力强，不会因为峰值噪声的影响导致致命的误动作；控制信号连续，响应速度快；信号易读取、测量等。但是，模拟控制器也存在以下不足之处：参数不易调整、自适应能力差、难以实现高精度和复杂的控制策略、集成度不高、硬件复杂、通用性差等。以DSP(数字信号处理器)为核心的数字控制器能实现模拟系统不能实现的高复杂和高精度的控制算法，具有硬件电路简单、可靠性好、集成度高、易于移植、自适应能力强、数据采集速度快、易于实现监控、故障诊断和自恢复等优点。本发明采用的是TI公司的TMS320F2812来实现控制算法，TMS320F2812是32位可进行浮点运算的定点数字处理器，运算速率达150MIPS，片上RAM达18k*16bit，片内Flash达128k*16bit，可扩展RAM达1M*16bit，支持45个外部中断，可扩展SPI、SCI、eCAN、McBSP等串行通讯外设，具有128位保护密码，两个电机控制外设事件管理器和16路12位高精度AD转换通道，非常有利于高复杂，高精度控制策略的实现。

本发明的有益效果是：采用磁场定向控制算法。该算法可以适时地控制电机的转矩、速度和位置状态，这种控制算法在各种工作状态(稳态和动态)下都有良好的控制性能，并且不需要过大体积的能量变换装置即可随意地控制瞬态电流的幅值。采用这种控制方法，应用正旋波电流驱动时可以消除转矩的波动。减小电动机电流谐波损耗，消除转矩波动，提高控制系统性能，提高逆变器直流侧电压利用率。

由于矢量控制技术和直接力矩控制技术的出现，以及大功率全控式电力电子器件和高性能微处理器的快速发展，更促进了交流伺服控制系统的发展和应用。在交流伺服系统中，由于电机本身具有非线性和强耦合特性，其控制方法相当复杂，用常规控制方法很难满足高性能控制系统的要求，采用高速数字信号处理器则易于实现复杂的矢量控制算法，可以有效地解决电机的强耦合特性。

本发明采用高速数字信号处理器和磁场定向控制方法实现高性能的全数字交流控制系统，选用表贴式正旋波交流永磁同步电机(PMSM)，控制策略主要采用空间矢量脉宽调制算法(SVPWM)，即磁场定向控制算法。该算法可以适时地控制电机的转矩、速度和位置状态，这种控制算法在各种工作状态(稳态和动态)下都有良好的控制性能，并且不需要过大体积的能量变换装置即可随意地控制瞬态电流的幅值。采用这种控制方法，应用正旋波电流驱动时可以消除转矩的波动。

附图说明

图1是控制系统的结构原理图，

图2是本发明结构框图，

图3是电源转换电路，

图4是静态随机存储器扩展图，

图5是四路DA转换芯片电路图，

图6是调理电路图，

图7是反相器和光耦电路，

图8是永磁同步电机控制系统框图，

图9系统软件的整体流程图，

图10是系统对转速误差调节的流程图，

图11是系统对电流误差调节的流程图，

图12是三相独立的相位120度的电压源，从而产生旋转的磁场。

图13功率开关反应过程中将产生附加的正旋电流图，

图14：根据开关状态确定8个电压矢量图。

具体实施方案

系统结构

全数字式PWM变频器的关键问题是如何适时获得PWM控制开关信号。通常情况下，有两种获得PWM波的控制算法，即传统的次谐波PWM(正旋PWM)方式和新近提出的电流空间矢量法PWM方式。无论从减小电动机电流谐波损耗，消除转矩波动，提高控制系统性能方面，还是从逆变器直流侧电压利用率方面看，空间电流矢量控制PWM方法都具有明显的优势。

应用高速数字信号处理器(DSP)，可使系统朝着高可靠，高性能和维护方便的全数字化方面发展，采用TMS320F2812定点数字信号处理器为主控芯片，完成电流环，速度环，位置环的算法实现及其控制。系统主要由DSP控制板、电机本体、旋转变压器、主功率电路、调理和保护电路组成，系统硬件总体结构框图如图2：

硬件实现方案：

DSP控制板是系统的核心，主要实现控制算法、通讯、电流的采样计算、驱动的配置输出。因为DSP控制板上的大部分都是高频信号，所以PCB的设计要特别注意器件的布局以及整个控制板的抗干扰性。

1.TMS320F2812总共需要四路电源：3.3V的IO数字数字电源、3.3V的模拟电源、1.8V的DSP核数字电源以及1.8V的模拟电源。利用专用的转换芯片可以方便地实现DSP的多路供电，数字地和模拟地之间用磁珠连接，用于隔离干扰和抑制噪声。图3电源转换电路。

2.IS61LV25616是256k*16bit高速异步CMOS静态随机存储器，采用单3.3V供电，IS61LV25616读写周期为8ns。DSP芯片的主频为150MHz，所以对DSP的XINTF(外部扩展)寄存器进行配置以便和低速的外部设备相匹配，TMS320F2812具有5个独立的扩展空间，本系统只对第二个空间进行扩展。扩展图如图4静态随机存储器所示：

3.TLV5614是2.7V-5V供电的12位四路DA转换芯片，具有四线串行接口，可以方便地与DSP的SPI或MCBSP(多通道缓冲处理)实现数据的传输。TLV5614的参考电压由热稳定性良好的三端可调分流基准源TL43提供TLV5614。见图5四路DA转换芯片：

4.主功率电路主要由可控整流，逆变器，过压放电回路，保护电路组成。

为了保证直流母线电压的平滑，需要在直流测并入大电容进行滤波，选用大容量低频率的电解电容和高压高频无感CBB电容并联。

功率电路存在大量的电解电容，在上电时，若没有足够的残留电压，将会产生很大的冲击电流，因此需加入上电软启动。

软启动实现方法：在主电路中串入大功率限流电阻，使启动电压缓慢升高，当电压增加到一定程度后，通过继电器切除限流电阻。

当电机制动时，机械能量快速的反馈到直流母线端，而整流电路是单相不控整流电路，不能将电机电能返回电网，所以电容电压急剧升高，危及并联在直流母线侧器件的安全，因此加入泄放回路。泄放回路由功率电阻和继电器组成，当直流母线侧电压升高到一定值后，驱动继电器开通，直流母线侧电压通过放电回路进行放电。

5.电器信号的检测是调速系统实现高性能控制的重要环节，电流检测分为两个部分：其中直流母线电流检测用于过流保护，保证系统的安全运行；相电流检测用于电机电流闭环控制，其精度和实时性将直接影响整个系统的控制效果，本系统采用霍尔电流传感器来检测电流。相电流为交流信号，霍尔传感器副边检测电阻上的电压也为交流信号(具有双极性)，而DSP的AD采样电压范围为0-3V(单极性)，所以需要给检测信号加入直流偏置，使检测电阻上的电压在DSP的采样范围内。

因电机是高频脉冲电压供电，电流信号会迭加大量的高频干扰。可以通过RC滤波电路滤除高频干扰信号，为提高滤波效果，滤波器的截止频率略高于电机的工作频率。基准电压由变阻器提供，采用精密电阻实现电流采样。调理电路如图6：

6.由于控制电路易受强电IPM的干扰，所以驱动信号不能直接进入IPM的驱动端，需要加入隔离电路。本系统由于开关频率较高，所以选择快速、双路HCPL2631光耦器件来实现隔离。驱动电路共有三部分组成，第一部分是由可编程逻辑器件GAL构成的硬件保护，通过各驱动信号和保护信号进行或运算来实现；第二部分是光耦隔离部分，实现数字和功率信号的隔离；第三部分是由74LS04实现六路反相。驱动电路不仅应能实现硬件保护，还应使上电和工作过程中DSP的PWM信号和IPM驱动信号相匹配。在DSP上电时，PWM引脚上输出的是高电平，这时没有保护信号，PWM经过GAL后保持不变，经过光耦后全变为低电平，然后经过六路反相器保证六路驱动均为高电平，从而确保上电时IPM和电机的安全。电路如图7。

数字交流调速系统，不仅要有稳定可靠的硬件系统，还应有实现控制策略高效软件的支持，TMS320F2812支持C语言及其它高级语言，可读性和可移植性强，本系统采用C语言编写。参见图8控制框图。

软件实现方案：

1.事件管理器A

T1用于产生比较单元PWM1_PWM6驱动信号的时基，并在其周期中断进行电流环调节；读取旋转变压器经过AD变换后的值进行转速计算；PDPINT1接调理板上的保护信号，用于发生故障时封锁驱动。

2.事件管理器B

T3周期中断用于M测速法的计算和转速的调节计算。

3.AD转换

选择ADCINA0和ADCINB0两个通道作为两相电流采样信号的输入端，经过采样法，每个通道每次转换四次。

4.串行外设接口(SPI)

采用串行外设接口SPI与DA转换芯片TLV5614进行数据传输，实现数摸转换。

5.串行通讯接口(SCI)

用于DSP和上位机之间的通讯。

6.通用IO端口

通用IO端口GPIO13、GPIO14、GPIO15检测位置信号U、V、W信号用于初始定位。

7.系统的中断

定时器T1的周期中断用于电流环调节和SVPWM的计算；T3的周期中断用于M测速法的计算和转速的调节；PDPINT1中断用于过流、过热保护；SCI中断用于DSP和上位机之间的数据传输。

本系统软件实现的功能有：转速计算与调节、电流计算与调节、SVPWM计算与驱动产生、与上位机通讯等，系统软件的整体流程如图9：

转速的计算与调节

PID调节器是控制理论广泛应用的一种系统校正方法，常用数字PID算法有位置式和增量式两种。位置式PID调节器的输出跟过去的状态有关，运算量大，需要对误差累加，易造成误差积累，影响控制的性能；增量式PID调节器只输出增量，不易受芯片误动作的影响，而且只和最近的几次采样值有关，不易造成误差积累，容易获得更好的控制效果。本系统采用增量式PID调节器，转速调节器的输出为交轴电流给定值。

电流调节和空间矢量脉宽调制计算

电流环的计算是在定时器T1的周期中断中进行，中断周期为0.1ms。T1中断中所要做的工作是：电流采样与变换、电流调节器的计算和电流调节和空间矢量脉宽调制计算。AD采样是通过查询方式进行的，采用过采样法，每个信号每次转换采样四次，排序器排列8个通道，然后对采样值加权平均。由于电机的三相绕组是星型连接的，三相电流具有对称性，因此只对两相电流进行采样(图10和图11)。

Claims (4)

1.交流永磁同步电机伺服方法，其特征是永磁同步电机定子由电枢绕组和永磁体铁心转子构成，转子采用永磁体励磁，由DSP实现磁场定向控制算法、通讯、电流的采样计算、驱动的配置输出；

设有的旋转变压器的输出通过设有的四路DA转换芯片与DSP的SPI或MCBSP多通道缓冲处理实现数据的传输至DSP；

DSP实现磁场定向控制算法的过程：空间矢量脉宽控制(SVPWM)是针对旋转的圆形磁场提出的，把永磁同步电机和PWM控制逆变器作为一个整体，转子采用永磁体励磁，同步电机伺服控制通过PWM即脉宽调制方法将电流调节器输出的电压信号通过CLARK反变换转换为三相开关信号PWM1-PWM3驱动逆变器，从而控制电机的电枢绕组产生旋转的圆形磁场；磁场定向控制算：适时地控制电机的转矩、速度和位置状态，这种控制算法在各种工作状态(稳态和动态)下都有良好的控制性能，并且不需要过大体积的能量变换装置即可随意地控制瞬态电流的幅值；

矢量控制实际上是对电动机定子电流矢量相位和幅值控制，当用磁体的励磁磁链和直、交轴电感确定后，电动机的转矩便取决于定子电流的空间矢量i_s，而i_s的大小和相位又取决于i_d和i_q，也就是说控制i_d和i_q便可以控制电动机的转矩。一定的转速和一定的转矩对应一定的i_d和i_q，通过对i_d和i_q的控制，使实际的i_d和i_q跟踪指令值i_d ^*和i_q ^*，便实现了电动机速度的控制。

由于实际馈入电动机电枢绕组的电流是三相交流电流i_w、i_u和i_v，因此，三相电流的指令值i_w ^*、i_u ^*和i_v ^*必须由下面的变换从i_d ^*和i_q ^*得到

$\left[\begin{array}{c}{i_W}^{*}\\ {i_V}^{*}\\ {i_W}^{*}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& -\sin \mathrm{\θ}\\ \cos (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ \cos (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i_d}^{*}\\ {i_q}^{*}\end{array}\right]$

上式中，电动机转子位置信号由位于电动机非负载端轴上的速度、位置传感器提供。通过电流控制环，可以使电动机实际输入电流i_w、i_u和i_v与给定的电流i_w ^*、i_u ^*和i_v ^*一致，从而实现电动机的转矩的控制；

上述电流矢量控制对电动机的稳态运行和瞬态运行都适用。而且i_d ^*和i_q ^*都是各自独立控制的，因此，实现了电机电流的解耦，便于实现先进的控制策略；

在整个控制算法中，空间矢量模块用来产生定子电压。应用数字信号处理器控制IPM模块，为定子提供三相电流，通过反Park变换产生每组开关的开关方案；

在定子上加载三相独立的相位120度的电压源，从而产生旋转的磁场；

在标准的三相系统中，将三相正旋电压加载到电机的每一相中，产生三相电流，电流表达式为：

$V_{\mathrm{OA}}=V\sqrt{2}\cos \left({\mathrm{\ω}}_{c}t\right)$

$V_{\mathrm{OB}}=V\sqrt{2}\cos ({\mathrm{\ω}}_{e}t-\frac{2\mathrm{\π}}{3})$

$V_{\mathrm{OC}}=V\sqrt{2}\cos ({\mathrm{\ω}}_{e}t-\frac{4\mathrm{\π}}{3})$

为了能够根据源电压(V_OA，V_OB，V_OC)计算出对于中心点的电压(分别为V_AN，V_BN，V_CN)，假设系统是对称的，则有：

V_ON＝V_OA+ZI₁

V_ON＝V_OB+ZI₂

V_ON＝V_OC+ZI₃

因此：

$V_{\mathrm{AN}}=V_{\mathrm{ON}}-V_{\mathrm{OA}}=\frac{1}{3}(V_{\mathrm{OA}}+V_{\mathrm{OB}}+V_{\mathrm{OC}})-V_{\mathrm{OA}}=-\frac{2}{3}{V}_{\mathrm{OA}}+\frac{1}{3}{V}_{\mathrm{OB}}+\frac{1}{3}{V}_{\mathrm{OC}}$ 同样可以计算三相为：

$V_{\mathrm{AN}}=\frac{1}{3}(2V_{\mathrm{AO}}-V_{\mathrm{BO}}-V_{\mathrm{CO}})$

$V_{\mathrm{BN}}=\frac{1}{3}(2V_{\mathrm{BO}}-V_{\mathrm{AO}}-V_{\mathrm{CO}})$

$V_{\mathrm{CN}}=\frac{1}{3}(2V_{\mathrm{CO}}-V_{\mathrm{AO}}-V_{\mathrm{BO}})$

在静态功率桥中，不应用真正旋电压，而是用6个功率半导体开关控制调整直流母线电压来代替，目的是为了在绕组中重新建立正旋电流产生旋转磁场，考虑到相位的感应特性，功率开关反应过程中将产生附加的正旋电流，如图13，功率半导体由(a，b，c)和它们的补信号来控制。

在这种配置中，只有8种开关状态，加载的电压值实际上是相对调整后的电压中点而言的，具体见下表：

A B C V_AO V_BO V_CO   0   0   0   -V_DC/2   -V_DC/2   -V_DC/2   0   0   1   -V_DC/2   -V_DC/2   +V_DC/2   0   1   0   -V_DC/2   +V_DC/2   -V_DC/2   0   1   1   -V_DC/2   +V_DC/2   +V_DC/2   1   0   0   +V_DC/2   -V_DC/2   -V_DC/2   1   0   1   +V_DC/2   -V_DC/2   +V_DC/2 1 1 0 +V_DC/2 +V_DC/2 -V_DC/2   1   1   1   +V_DC/2   +V_DC/2   +V_DC/2

在磁场定向控制算法中，控制变量是在旋转坐标系下表示的，直接控制转矩的电流矢量经过Park变换转化为参考电压矢量。参考电压也是在(α，β)坐标系下描述的，为了描述三相电压(V_AN，V_BN，V_CN)和参考电压矢量的关系，三相电压也投影到(α，β)坐标系中，Clarke变换方程描述三相电压在(α，β)坐标系下的方程如下：

$\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{s\α}}\\ V_{\mathrm{s\β}}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{AN}}\\ V_{\mathrm{BN}}\\ V_{\mathrm{CN}}\end{array}\right]$

由于只有8种功率开关状态，V_sα和V_sβ在(α，β)坐标系下的值也是有限的，见下表：

根据开关状态确定8个电压矢量：应用8种工作状态，调整每个相邻矢量的时序，来近似期望的定子参考电压；为了知道具体应用哪个变量，需要知道参考电压矢量相应的扇区，为确定扇区，计算参考电压矢量在(a，b，c)下的V_a，V_b和V_c的投影，V_a，V_b和V_c的投影值由下式给定。

V_a＝V_sβref

$V_b=\frac{1}{2}(\sqrt{3}{V}_{\mathrm{s\αref}}-V_{\mathrm{s\βref}})$

$V_c=\frac{1}{2}(-\sqrt{3}{V}_{\mathrm{s\αref}}-V_{\mathrm{s\βref}})$

上式给出了三相交流电压输出值，也就是最终由SVPWM控制算法结算出来，经过逆变器加载到三相电动机上的控制电压，这样就实现了磁场定向控制算法。

2.交流永磁同步电机伺服系统，其特征是由DSP控制板、电机本体、旋转变压器、主功率电路、调理和保护电路组成，电机本体由电枢绕组和永磁体铁心转子构成，转子采用永磁体励磁，由DSP实现磁场定向控制算法、通讯、电流的采样计算、驱动的配置输出；设有的旋转变压器的输出通过设有的四路DA转换芯片与DSP的SPI或多通道缓冲处理使数据的传输至DSP；DSP输出脉宽调制并连接电流调节器输出的电压信号并连接CLARK反变换转换为三相开关信号PWM1-PWM3驱动逆变器，逆变器输出至电枢绕组，从而控制电机的电枢绕组产生旋转的圆形磁场；主功率电路由可控整流的直流测，逆变器，电流检测电路，过压放电回路，保护电路和驱动电路组成；在直流测并联大电容进行滤波；电器信号的检测是调速系统实现高性能控制的重要环节，电流检测电路：其中直流侧的母线电流检测用于过流保护；相电流检测用于电机电流闭环控制，采用霍尔电流传感器来检测电流，相电流为交流信号，霍尔传感器副边检测电阻上的电压也为具有双极性交流信号，而DSP的AD采样电压范围为单极性0-3V，给检测信号加入直流偏置，使检测电阻上的电压在DSP的采样范围内；驱动信号通过光耦器件来实现隔离，驱动电路有三部分组成，第一是由可编程逻辑器件GAL构成的硬件保护，通过各驱动信号和保护信号进行或运算来实现；第二部分是光耦隔离部分U14，实现数字和功率信号的隔离；第三部分是由U1574LS04实现六路反相至逆变器。

3.根据权利要求1所述的交流永磁同步电机伺服方法，其特征是在功率电路上设有大量的电解电容，在上电时加入上电软启动；软启动实现方法：在主功率电路中串入大功率限流电阻，使启动电压缓慢升高，当电压增加到一定程度后，通过继电器切除限流电阻。

4.根据权利要求1所述的交流永磁同步电机伺服方法，其特征是当电机制动时，机械能量快速的反馈到直流母线端，使并联在直流母线侧的大容量低频率的电解电容和高压高频无感电容的电压急剧升高，危及并联在直流母线侧器件的安全，因此加入泄放回路。泄放回路由功率电阻和继电器组成；当直流母线侧电压升高到一定值后，驱动继电器开通，直流母线侧电压通过放电回路进行放电。

Images