CN102710203B - 一种基于能量优化的永磁电机控制装置和方法 - Google Patents

Abstract

一种基于能量优化的永磁电机控制装置和方法，装置包括综合管理与调度单元、PWM整流单元和逆变控制单元；其中PWM整流单元包括控制器，此外，所述的PWM整流单元还包括功率变换电路，为三相四桥臂拓扑结构，用于控制零序电流，对电网输入电压进行补偿，消除电网中含有的不对称电流。本发明装置有效地抑制了电网的不平衡，同时提高了功率因数，确保整流电路的正常运行；逆变单元采用基于能量优化的模糊PI控制算法，实现了能量最优控制，减少了能量损失，节约了能量。

Description

一种基于能量优化的永磁电机控制装置和方法

技术领域

本发明属于电力电子与电力传动技术领域，特别涉及一种基于三相四桥臂拓扑结构的整流电路和一种基于能量优化的模糊PI控制算法。

背景技术

近年来，我国工业规模的不断扩大，能源需求的不断增加，尤其是在近几年国际市场上能源价格的不断上涨的情形下，我国工业发展与资源消耗的矛盾越来越突出，其根本原因在于我国工业并未摆脱以高能耗来支撑发展的老路。这严重制约了国民经济的进一步发展，因此开发一种基于采用先进的工业控制技术以及信息技术的电气传动控制系统，研发节能降耗的控制技术和装置、提高单位能耗产出、提升我国工业水平已势在必行。

目前，以电力电子技术为基础并结合控制技术的电气传动系统，已成为自动化生产线和过程自动化的基础核心部分，广泛应用于工业生产的各个领域。随着工业中永磁电机传动控制系统的需求量日益增加，对其控制性能和节能效果也提出了越来越高的指标。而我国现有的电气传动系统存在能耗大、效率低、控制精度不高等问题。在现代工厂的机械设备中，电气传动系统所耗费的电能占到了60％～70％，已成为现代工业耗能的主体，而随着能源价格的不断攀升，这个比例还有继续上升的趋势。传统电气传动系统控制性能差且耗能严重，其主电路多采用三相晶闸管整流、逆变电路，功率因数低、开关管损耗高；控制器普遍采用传统的PI控制算法，传动系统控制精度低、鲁棒性差。针对现有技术的不足，本发明提供一种以能量为统一优化指标，对系统中各组成部分进行改造，形成以永磁同步电机为最终执行装置的电气传动及控制系统，实现了系统低能耗运行的目标。采用模块化设计思想，所研发系统主要由PWM整流单元、逆变控制单元、综合管理和调度单元构成。

发明内容

针对现有方法存在的不足，本发明提出一种基于能量优化的永磁电机控制装置和方法，以达到有效抑制电网的不平衡，提高功率因数的目的。

本发明的技术方案是这样实现的：一种基于能量优化的永磁电机控制装置，包括综合管理与调度单元、PWM整流单元和逆变控制单元；所述的PWM整流单元包括控制器，此外，所述的PWM整流单元还包括功率变换电路；所述的功率变换电路为三相四桥臂拓扑结构，所述的功率变换电路为三相四桥臂拓扑结构，是用于控制零序电流，对电网输入电压进行补偿，消除电网中含有的不对称电流，抑制电网的不平衡的电路。

所述的功率变换电路，为三相四桥臂拓扑结构，每个桥臂由上桥臂和下桥臂串联组成，所述的上桥臂和下桥臂都由开关管和二极管并联构成，第一桥臂的上桥臂与下桥臂的连接点与输入电压的A相连接，第二桥臂的上桥臂与下桥臂的连接点与输入电压的B相连接，第三桥臂的上桥臂与下桥臂的连接点与输入电压的C相连接；第四桥臂的上桥臂与下桥臂的连接点与输入电压G相连接；四个桥臂彼此并联后，再与一个滤波电容并联。

采用基于能量优化的永磁电机控制装置的方法，包括以下步骤：

步骤1：确定基于能量优化的永磁电机控制系统的PI调节参数；

步骤1-1：获得通过电机速度检测装置反馈回来的速度信号和永磁同步电机速度给定值作差值运算，然后通过能量方程得到能量偏差和能量偏差变化率，该能量方程为

式中E为能量偏差，E_c为能量偏差变化率，A为数学符号，表示正号或负号，ω_r为电机转速，ω_r*为速度给定值，t为时间。

步骤1-2：确定模糊PI控制器输入变量和输出变量的论域、模糊子集和隶属函数；

步骤1-3：制定模糊规则，根据模糊规则的合成法则，得到模糊控制查询表；

步骤1-4：能量偏差变量和能量偏差变化率分别乘以模糊化量化因子K_e、K_c，得到量化后的能量偏差变量与能量偏差变化率，然后通过查询模糊控制查询表得到未解模糊的模糊PI参数修正值ΔK_P′、ΔK_I′，最后通过去模糊化，确定最终的模糊PI调节器参数修正值ΔK_P、ΔK_I；

步骤1-5：根据模糊PI调节器参数修正值ΔK_P、ΔK_I，可得到模糊PI调节器的参数K_P、K_I；

步骤2：对基于能量优化的永磁电机控制系统的电机转速进行控制；

步骤2-1：码盘反馈的速度值与给定值做差值运算，经模糊PI调节器，输出作为q轴电流的给定值；设定q轴为有功轴，d轴为无功轴，则取0为d轴电流的给定值；

步骤2-2：d轴、q轴电流给定值分别与反馈电流在d轴、q轴分量作差值运算到d轴、q轴的偏差值，其中反馈电流在d轴、q轴分量是由三相电压u_a、u_b、u_c经Clark变换和Park变换得到的，d轴、q轴的偏差值分别经过电流调节器调节输出d轴、q轴电压分量，作为调制信号，触发逆变桥臂上的开关管的开通或关断，输出三相电压最终控制电机转速。

本发明的有益效果：本发明装置的PWM整流单元采用三相四桥臂的拓扑结构，有效地抑制了电网的不平衡，同时提高了功率因数，确保整流电路的正常运行；逆变单元采用基于能量优化的模糊PI控制算法，实现了能量最优控制，减少了能量损失，节约了能量。

附图说明

图1为本发明的一种实施方式基于能量优化的永磁电机控制系统的系统结构图；

图2为本发明的一种实施方式三相四桥臂拓扑结构电路原理图；

图3为本发明的一种实施方式整流系统硬件结构框图；

图4为本发明的一种实施方式整流系统中的PWM脉冲产生及其输出电路原理图；

图5为本发明的一种实施方式整流系统中的电流采样电路原理图；

图6为本发明的一种实施方式第一扇区七段法开关顺序示意图；

图7为本发明的一种实施方式棱柱Ⅰ四面体Ⅰ开关顺序示意图；

图8为本发明的一种实施方式整流过程流程图；

图9为本发明的一种实施方式逆变控制单元硬件控制电路的结构框图；

图10为本发明的一种实施方式存储电路的电路原理图；

图11为本发明的一种实施方式电平转换电路的电路原理图；

图12为本发明的一种实施方式电压转换电路的电路原理图；

图13为本发明的一种实施方式复位及电压监控电路的电路原理图；

图14为本发明的一种实施方式相电流检测电路的电路原理图；

图15为本发明的一种实施方式直流母线检测电路的电路原理图；

图16为本发明的一种实施方式欠电压检测电路的电路原理图，其中，(a)为第一片模块温度过高检测电路的电路原理图，(b)为第二片或非门电路的电路原理图；

图17为本发明的一种实施方式开关量输入输出接口电路的电路原理图，其中，(a)为开关量输出接口电路，(b)为开关量输入接口电路；

图18为本发明的一种实施方式驱动电路的电路原理图；

图19为本发明的一种实施方式故障检测与保护电路的电路原理图，其中，(a)电压欠压保护电路；(b)模块温度过高保护电路；(c)非门电路；

图20为本发明的一种实施方式串行通信接口电路的电路原理图；

图21为本发明的一种实施方式基于能量优化的永磁电机控制方法的总流程图；

图22为本发明的一种实施方式电气传动控制系统控制框图；

图23为本发明的一种实施方式模糊PI控制器的原理框图；

图24为本发明的一种实施方式偏差变量E的隶属度函数示意图；

图25为本发明的一种实施方式偏差变化率E_c的隶属度函数示意图；

图26为本发明的一种实施方式ΔK_P′隶属度函数示意图；

图27为本发明的一种实施方式ΔK_I′隶属度函数示意图；

图28为本发明的一种实施方式综合调度单元的结构图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的实施方式做进一步详细说明。

本实施方式中的基于能量优化的永磁电机控制装置，如图1所示，包括综合管理与调度单元、PWM整流单元和逆变控制单元。

PWM整流单元采用三相四桥臂拓扑结构，用于实现交流-直流的电能转换，从而为逆变单元提供稳定的直流电压。

逆变控制单元，用于调节输出的交流电压，从而实现对永磁电机的控制。

综合调度单元通过PROFIBUS网络与整流单元和逆变单元进行数据通信，用于对整流单元和逆变单元以及系统测试过程的管理和调度。

PWM整流单元如图2所示，图2给出了整流单元微处理器的最小系统硬件电路，本实施方式以微处理器为核心，扩展实现PWM整流功能和通讯功能的外围接口电路。整流单元包括功率变换电路和控制单元(DSP)。功率变换电路用于控制零序电流，对电网输入电压进行补偿，消除电网中含有的不对称电流，抑制电网的不平衡，其电路原理如图3所示。功率变换电路为三相四桥臂拓扑结构，4个桥臂结构相同，且彼此并联连接(每个桥臂的上桥臂一端彼此连接，下桥臂一端彼此连接)。以第一桥臂为例，上桥臂和下桥臂串联构成第一桥臂。其中，上桥臂由开关管S_ap与二极管D1并联连接，下桥臂由开关管San与二极管D2并联连接，上桥臂与下桥臂的连接点为Va，该连接点Va与输入电压的A相连接，作为功率变换电路的一个输入端。第二桥臂的结构与第一桥臂结构相同，它的上桥臂与下桥臂的连接点为Vb，该连接点Vb与输入电压的B相连接，作为功率变换电路的第二个输入端。第三桥臂的结构与第一桥臂结构相同，它的上桥臂与下桥臂的连接点为Vc，该连接点Vc与输入电压的C相连接，作为功率变换电路的第三个输入端。第四桥臂的结构与第一桥臂结构相同，它的上桥臂与下桥臂的连接点为V_f，该连接点V_f与输入电压的G相连接，作为功率变换电路的零序电流输入端。

功率变换电路中的八个开关管(IPM)，由控制单元(DSP)控制它的导通和关断。DSP的8个PMW信号输出端连接PWM脉冲产生及其输出电路的输入端PWM-A1端、PWM-A2端、PWM-B1端、PWM-B2端、PWM-C1端、PWM-C2端，如图4所示。电流采样电路用于采集电网的三相电压，电流采样电路的三个输入端分别连接A相电压、B相电压和C相电压，电流采样电路的输出端连接DSP的输入端AD1～AD3，如图5所示。

功率变化电路的工作过程如下：当电网平衡时，不产生零序电流，G桥臂不动作，A、B、C臂动作，共有六个不同开关状态组合(100、110、010、011、001、000、111，1代表上桥臂导通、0上桥臂关断，上下桥臂不能同时导通或关断)，两个相邻开关状态和一个零矢量(000或111)组成一个扇区，这样的扇区共有六个。以第一扇区为例，由零矢量(000)开始中间夹零矢量(111)由零矢量(000)结束，导通顺序为000-100-110-111-110-100-000，导通时间：T(000)＝T0/4，T(111)＝T0/2，T(100)＝T1/2，T(110)＝T2/2。同理可得其他五个扇区，如图6所示。

当电网不平衡时，产生零序电流，G桥臂和A、B、C桥臂一起动作，共有72个不同开关状态组合，其中同一桥臂的上下两个开关管不能同时导通或关断，三个相邻开关状态和一个零矢量(000或111)组成三维立体空间包括六个棱柱，每个棱柱包括四个四面体。以第一个棱柱第一个四面体为例，导通顺序为0000-1000-1100-1110-1111-1110-1100-1000-000，导通时间：T(0000)＝T0/4，T(1111)＝T0/2，T(1000)＝T1/2，T(1100)＝T2/2，T(1110)＝T3/3。同理可得其他五个棱柱，如图7所示。

整流单元的控制算法采用直接电流控制方案，实现高功率因数和输出电压稳定的目标。本实施方式通过软件编程的方式并将程序嵌入微处理器(DSP)，以控制PWM整流单元，实现对整流过程的有效控制。PWM整流过程主程序流程图，如图8所示。

逆变控制单元硬件控制电路如图9所示。本实施方式中的逆变单元控制器硬件电路是实现软件控制算法的基础，以信号处理器(DSP)为核心进行数据运算处理，并扩展了数据存储，缓存，A/D转换，PWM脉冲信号产生，物理量检测、数据通讯等功能。以下给出了硬件控制电路的电路原理图。在本实施例中信号处理器(DSP)选用TMS320F2812，存储器选用7Y7C1021容量为512K*16，电压转换芯片选用TPS76801，电平转换电路选用SN74CBTD3384为芯片，复位及电压监控电路选用TPS3823-33，驱动电路芯片选用SN7417串行通信接口电路选用MAX202作为SCI的驱动芯片。

(1)存储电路，如图10所示，以cypress公司的高性能SRAM为存储器，型号为7Y7C1021，容量为512K*16，该存储电路与DSP(TMS320F2812)连接，提供数据存储功能。存储电路的XA0～XA18引脚对应连接DSP的XA0～XA18引脚，存储电路的XD0～XD15引脚对应连接DSP的XD0～XD15引脚，存储电路的片选引脚脚和脚对应连接DSP的脚和脚。

(2)电平转换电路，如图11所示，主要是为扩展各种输入输出功能，提供兼容的电平。芯片采用了TI公司的高速TTL-COMS兼容转换芯片SN74CBTD3384，能兼容3.3V/5V电平，起到电平转换的作用，同时具有一定的驱动能力。电平转换电路的SCITXDA引脚、SCIRXDA引脚、SCITXDB引脚、SCIRXDB引脚、XSCITXDA引脚、XSCIRXDA引脚、XSCITXDB引脚、XSCIRXDB引脚、CAP4QEP3引脚、CAP5QEP4引脚、CAP6QEP12引脚、CAP1QEP1引脚、CAP2QEP2引脚、CAP3QEP11引脚、XCAP4QEP3引脚、XCAP5QEP4引脚、XCAP6QEP12引脚、XCAP1QEP1引脚、XCAP2QEP2引脚、XCAP3QEP11引脚对应连接DSP的SCITXDA引脚、SCIRXDA引脚、SCITXDB引脚、SCIRXDB引脚、XSCITXDA引脚、XSCIRXDA引脚、XSCITXDB引脚、XSCIRXDB引脚、CAP4QEP3引脚、CAP5QEP4引脚、CAP6QEP12引脚、CAP1QEP1引脚、CAP2QEP2引脚、CAP3QEP11引脚、XCAP4QEP3引脚、XCAP5QEP4引脚、XCAP6QEP12引脚、XCAP1QEP1引脚、XCAP2QEP2引脚、XCAP3QEP11引脚。

(3)电压转换电路，如图12所示，TMS320F2812正常工作除了需要+3.3V供电外，还需要+1.8V电源供电，同时要求+1.8V电源有较高的稳态精度。为了提供稳定的+1.8V供电，选择电压转换芯片TPS76801，设计电压转换电路，实现+5V到+1.8V的电压转换。

(4)复位及电压监控电路，如图13所示，采用TI公司的电压监控芯片TPS3823-33，将手动复位电路与电压监控电路设计到一起，该电路具有看门狗、手动复位、低电平复位、电压监控等功能。上电时，监控电路发出低电平复位脉冲信号，实现上电自动复位；当供电电压过低时，即小于3.15V时，为了防止DSP失控，芯片会自动置RESET为低电平来复位DSP；手动复位输入可通过按键开关S1来触发，RESET变为低电平；WDI为看门狗输入端，该端的作用是启动看门狗定时器开始计数，与DSP的T4CTRIP引脚相连，形成硬件看门狗电路，若在1.6s内不再重新触发WDI，则RESET输出200ms低电平，从而复位DSP。

外围接口电路用于实现系统运行状态的检测、控制信号(开关器件驱动信号)的输出、串行通信、故障检测，及提供开关量输入输出接口。它主要包括相电流检测电路、直流电压检测电路、码盘信号检测电路、开关量输入输出接口电路、驱动电路、故障检测电路和串行通信接口电路。

(5)相电流检测电路，如图14所示，用于获得控制所需的反馈量，并转换成DSP可以接受和计算的电压信号。该电路由三部分组成：跟随环节、滤波环节、电压偏置环节。跟随环节提供高阻抗输入。滤波环节根据实际系统工作频率特性，设计成截止频率为500Hz的低通滤波器，电压偏置环节是为了匹配检测信号和DSP的A/D端口的电压范围而设计，电流传感器作为相电流检测电路的输入信号，相电流检测电路的输出连接DSP的AD0引脚。

(6)直流母线检测电路，如图15所示，直流母线检测电路用于获得空间矢量调制方法所需的直流电压值，电流传感器作为直流母线检测电路的输入信号，直流母线检测电路的输出连接DSP的AD2引脚。

(7)码盘信号检测电路，如图16(a)和图16(b)所示，用于获得控制所需的电机速度和磁极位置反馈量。实际系统中用到的位置传感器的输出为12路差分信号，具有A、B、Z、U、V、W等6相信号，每相信号都是差分输出，如传感器输出的A相信号由一路A信号及一路它的互补信号组成，而DSP不能直接处理这些信号，所以设计检测电路将12路差分信号复原为6相信号送给DSP处理，码盘信号检测电路的QEP1端、QEP2端、CAPI端、U端、V端、W端对应与DSP引脚AD3、AD4、AD5、CAP1、CAP2、CAP3连接。

(8)开关量输入输出接口电路，如图17(a)和图17(b)所示，用于实现由开关量完成的控制和显示。开关量的输入主要有启动/停止控制、正反转控制及其他功能预留接口等，与DSP引脚I/O1连接；开关量的输出主要有软启动控制、报警、保护输出、主电路冷却风扇控制以及预留接口等，与DSP引脚I/O7连接。

(9)驱动电路，如图18所示，用于实现DSP的PWM输出电平与驱动板输入电平的匹配。考虑到开关频率为10kHz，要求电平转换过程有较好的动态特性，即PWM信号不失真，采用TI公司的芯片SN7417，DSP引脚PWM1～PWM6分别接PWMA1、PWMA2、PWMB1、PWMB2、PWMC1、PWMC2，驱动电路的J701～J703的输出接逆变桥上的开关管，驱动电路的引脚[6]接驱动板故障信号，J704为备用。

(10)故障检测电路，如图19(a)、19(b)和19(c)所示，用于检测和处理系统故障信号。当驱动板内部检测到过流、短路、模块驱动控制电压欠压或者模块温度过高时，输出故障报警信号，各种故障信号由或非门电路MC14078BCP综合后，输入到引脚DSP的PDPINT，将PDPINT引脚置低电平。此时DSP立即停止计数，所有输出管脚全部呈高阻状态，封锁输出脉冲，保护系统。

(11)串行通信接口电路，如图20所示，利用DSP的SCI模块，采用MAX202作为SCI的驱动芯片，串行通信接口电路的XSCIRXDA端与DSP引脚XSCIRXDA连接，实现与PC上位机的异步串行数据通信。

本实施方式中，采用基于能量优化的永磁电机控制装置的方法，其流程如图21所示。该流程开始于步骤2101。在步骤2102，本实施方式采用M/T法进行电机转速检测，公式如下：

${\mathrm{\ω}}_r=\frac{60m_1{f}_{m_2}}{N{m}_2}---\left(1\right)$

式中，ω_r为电机转速，m₁为记录测试时间内码盘输出的脉冲数，m₂为同一时间间隔内高频时钟的脉冲数，高频时钟脉冲的频率，N为码盘每转输出的脉冲个数。

公式(1)计算的电机转速与永磁同步电机速度给定值作差值运算，公式为：

ω_r-ω_r*

式中ω_r*为速度给定值。

再通过能量方程得到能量偏差E、能量偏差变化率E_c，其中能量方程为：

式中，A为数学符号，表示正号或负号，t为时间。

确定模糊PI控制器输入变量和输出变量的论域、模糊子集和隶属函数。包括四个方面内容，下面分别进行详细的说明：

(1)确定模糊PI控制器输入变量。

传统的PID控制是一种线性控制，其控制规律为：

$U\left(t\right)=K_P[e\left(t\right)+\frac{1}{T_i}{\∫}_0^{t}e\left(t\right)\mathrm{dt}+\frac{T_d\mathrm{de}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}]---\left(3\right)$

控制参数K_p、T_i、T_d由工程整定得到，以达到对系统的控制。模糊PID控制则通过分析系统所处的状态，智能调节参数K_p、T_i、T_d，模糊控制已经包含了微分部分，所以本实施方式采用的是模糊PI控制。模糊PI控制比传统PI控制具有更快的动态响应特征和更小的超调，是一种具有优良性能的高精度模糊控制器。

将步骤2102计算出的能量偏差变量和能量偏差变化率，作为模糊PI调节器的输入。

取能量偏差E范围在[-1500²,1500²]，能量变化率E_c在[-2000,2000]，量化因子K_e和K_c分别为和比例比例因子为k_p、积分因子为k_I，则量化后的能量偏差变量和能量偏差变化率公式如下：

$\left\{\begin{array}{c}{E}^{\′}=\left[K_{e}E\right]\\ E_c^{\′}=\left[K_c{E}_c\right]\end{array}\right.---\left(4\right)$

式中，E′为能量偏差变量E的量化形式，E_c′为能量偏差变化率的量化形式。公式(10)的结果即为PI调节器的输入，[]为取整运算符。

(2)确定模糊PI控制器输出变量的论域、模糊子集和隶属函数。

能量偏差量E和能量偏差变化率E_c的论域定义为{-6,-5,-4,-3,-2,-1,0,1,2,3,4,5,6}，其模糊子集定义为{NB,NM,NS,ZE,PS,PM,PB}，为简化运算，隶属度函数(如图24、25所示)均采用三角形隶属度函数。输出变量ΔK_P的论域定义为{-0.15，-0.1，-0.05，0，0.05，0.1，0.15}，ΔK_I的论域定义为{-0.3，-0.2，-0.1，0，0.1，0.2，0.3}，其模糊子集定义为{NB,NM,NS,ZE,PS,PM,PB}，隶属度函数如图(如图26、27所示)。

在步骤2104，制定模糊规则，根据模糊规则的合成法则，得到模糊控制查询表。根据能量偏差变量E和能量偏差变化率E_c对输出特性的影响，本实施方式制定了49条模糊控制规则。由这些模糊规则可得到模糊关系，根据模糊推理的合成法则建立ΔK_P′模糊控制查询表1以及ΔK_I′模糊控制查询表2。

表1为ΔK_P′模糊控制查询表

表2为ΔK_I′模糊控制查询表

在步骤2105，通过查询模糊控制查询表得到未解模糊的模糊PI参数修正值ΔK_P′和ΔK_I′，通过去模糊化，可得到最终的模糊PI调节器参数修正值ΔK_P和ΔK_I。

模糊PI控制器包括模糊推理和PI调节器两个部分，通过模糊PI控制器的自适应控制，利用模糊逻辑可得到输出控制模糊变量ΔK_p′和ΔK_I′。根据相应的量化因子可求出确切的输出控制量ΔK_p和ΔK_I。本实施方式采用的是最大隶属度法建立模糊查询表进行解模糊判决，可得到修正后的PI调节器参数K_p和K_I，过程如下：

采用最大隶属度法进行去模糊化：最大隶属度法把隶属度最大的元素作为精确输出控制量，例如： $E_c=\frac{0}{-6}+\frac{0.5}{-5}+\frac{1}{-4}+\frac{0.5}{-3}+\frac{0}{-2}+\frac{0}{-1}+0+\frac{0}{1}+\frac{0}{2}+\frac{0}{3}+\frac{0}{4}+\frac{0}{5}+\frac{0}{6}$

上式中，元素-4对应的隶属度，根据最大隶属度法得到精确输出控制量为-4。

通过比例因子k_p、k_I将模糊输出转化为实际作用于对象的控制量，公式为：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{\Δ}{K}_P=k_p\mathrm{\Δ}{K}_P^{\′}\\ \mathrm{\Δ}{K}_I=k_I\mathrm{\Δ}{K}_P^{\′}\end{array}\right.---\left(5\right)$

ΔK_P、ΔK_I为控制器最终的修正参数。

在步骤2106，根据模糊PI控制器的输入量E、E_c，通过式(10)进行量化得到E′、E_c′，通过查表1和表2可得到模糊控制量ΔK_P′和ΔK_I′，根据相应的比例因子k_p、积分因子k_I可求出作用于控制对象的控制量K_P、K_I，公式如下：

$\left\{\begin{array}{c}{K}_P={K^{*}}_P+\mathrm{\Δ}{K}_P\\ K_I={K^{*}}_I+\mathrm{\Δ}{K}_I\end{array}\right.---\left(6\right)$

式中K*_P、K*_I为修正前PI调节器的参数。

由式(11)可得到修正后PI调节器K_P和K_I，从而实现对控制器参数的在线修改，实现能量优化控制。

在步骤2107，码盘反馈的速度值与给定值做差值运算，经模糊PI调节器，输出作为电流q轴的给定值；本发明定q轴为有功轴，d轴为无功轴，则取0为电流d轴的给定值。

永磁同步电机的双轴坐标数学模型，以电压源为激励时，d-q轴模型为

$\left[\begin{array}{c}{U}_d\\ U_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}R+p{L}_d& -\mathrm{\ω}{L}_q\\ \mathrm{\ω}{L}_d& R+p{L}_q\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ \mathrm{\ω}{\mathrm{\Φ}}_f\end{array}\right]---\left(7\right)$

式中：i_d，i_q——定子d、q轴电流

U_d，U_q——定子d、q轴电压

Φ_f——永磁电机转子磁链

R——定子电阻

L_d、L_q——定子绕组d、q轴的自感

p＝d/dt——微分算子

转矩方程为：

T_e＝1.5P_n[Φ_fi_q-(ρ-1)L_di_di_q]     (8)

式中，凸极率ρ＝L_q/L_d。

采用转矩最优控制方式，有利于充分提高系统输出转矩。最优转矩控制可等效为定子电流满足转矩方程的条件极值问题，构造拉格朗日函数：

$L(i_d,i_q,\mathrm{\λ})=i_d^2+i_q^2+\mathrm{\λ}\left\{\frac{3}{2}{P}_n\right[{\mathrm{\ψ}}_f{i}_q+(L_d-L_q)i_d{i}_q]-T_e\}---\left(9\right)$

式中：λ为拉格朗日乘子。对函数求偏导，并令各等式为0，可求得：

$\begin{array}{c}{i}_d=\frac{-{\mathrm{\ψ}}_f+\sqrt{{\mathrm{\ψ}}_f^2+4{(L_d-L_q)}^2{i}_q^2}}{2(L_d-L_q)}\\ T_e=\frac{3}{2}{p}_n\sqrt{i_d^2+\frac{{\mathrm{\ψ}}_f{i}_d}{(L_d-L_q)}[{\mathrm{\ψ}}_f+(L_d-L_q)i_d]}\end{array}---\left(10\right)$

对于隐极式永磁同步电机L_d＝L_q＝L，即ρ＝1，因此，隐极式永磁同步电机的i_d＝0矢量控制就是最优转矩控制，转矩方程可简化：

T_e＝1.5P_nΦ_fi_q   (11)

只要定子电流d轴分量给定值为0，即i_d＝0时，则直接控制q轴电流分量即可实现转矩最优控制。

从转矩方程(11)中得到结论，电磁能量仅仅与定子q轴电流的大小有关，实现了电机的解耦，形成采用基于矢量控制的速度和电流双闭环控制方案，如图22、与23所示。ω_r为通过编码器反馈回来的速度信号，与速度给定比较得偏差信号，通过模糊PI调节器产生q轴电流调节器的输入，最后将电流调节器输出的U_d、U_q经过逆park变换，作为脉冲触发的控制信号，控制电机的运行。

在步骤2108，d轴、q轴电流给定值分别与反馈电流在d轴、q轴分量作差值运算到d轴、q轴的偏差值，其中反馈电流在d轴、q轴分量是由三相电压u_a、u_b、u_c经Clark变换和Park变换得到的，d轴、q轴的偏差值分别经过电流调节器调节输出d轴、q轴电压分量，作为调制信号，触发逆变桥臂上的开关管的开通或关断，输出三相电压最终控制电机转速。

本实施方式中的综合调度单元基于WinCC软件平台，以可编程控制器(PLC)和微机工作站(PC)为硬件平台，通过PROFIBUS网络实现对其他各单元和系统测试过程的管理和调度。综合调度单元通过微机工作站的丰富的操控和显示界面实现系统参数的设置、系统运行的操控和系统运行状态的显示和记录。图28给出了综合调度单元的结构。

虽然以上描述了本发明的具体实施方式，但是本领域内的熟练技术人员应当理解，这些仅仅是举例，可以对这些实施方式做出多种变更或修改，而不背离本发明的原理和实质。本发明的范围仅由所附权利要求书限定。

Claims (1)

1.一种基于能量优化的永磁电机控制方法，该方法所采用的装置包括综合管理与调度单元、PWM整流单元和逆变控制单元；所述的PWM整流单元包括控制器，所述的PWM整流单元还包括功率变换电路，是用于控制零序电流，对电网输入电压进行补偿，消除电网中含有的不对称电流，抑制电网的不平衡的电路；所述的功率变换电路，为三相四桥臂拓扑结构，每个桥臂由上桥臂和下桥臂串联组成，所述的上桥臂和下桥臂都由开关管和二极管并联构成，第一桥臂的上桥臂与下桥臂的连接点与输入电压A相连接，第二桥臂的上桥臂与下桥臂的连接点与输入电压B相连接，第三桥臂的上桥臂与下桥臂的连接点与输入电压C相连接；第四桥臂的上桥臂与下桥臂的连接点与输入电压G相连接；四个桥臂彼此并联后，再与一个滤波电容并联；

其特征在于：包括以下步骤：

步骤1：确定基于能量优化的永磁电机控制系统的PI调节参数；

步骤1-1：获得通过电机速度检测装置反馈回来的速度信号和永磁同步电机速度给定值作差值运算，然后通过能量方程得到能量偏差和能量偏差变化率；

所述能量方程为

式中，E为能量偏差，E_c为能量偏差变化率，A为数学符号，表示正号或负号，ω_r为电机转速，ω_r*为速度给定值，t为时间；

步骤1-2：确定模糊PI控制器输入变量和输出变量的论域、模糊子集和隶属函数；

步骤1-3：制定模糊规则，根据模糊规则的合成法则，得到模糊控制查询表；

步骤1-4：能量偏差变量和能量偏差变化率分别乘以模糊化量化因子K_e、K_c，得到量化后的能量偏差变量与能量偏差变化率，然后通过查询模糊控制查询表得到未解模糊的模糊PI参数修正值ΔK′_P、ΔK′_I，最后通过去模糊化，确定最终的模糊PI调节器参数修正值ΔK_P、ΔK_I；

步骤1-5：根据模糊PI调节器参数修正值ΔK_P、ΔK_I，可得到模糊PI调节器的参数K_P、K_I；

步骤2：对基于能量优化的永磁电机控制系统的电机转速进行控制；

步骤2-1：码盘反馈的速度值与速度给定值做差值运算，经模糊PI调节器，输出作为q轴电流的给定值；设定q轴为有功轴，d轴为无功轴，则取0为d轴电流的给定值；

步骤2-2：d轴、q轴电流给定值分别与反馈电流在d轴、q轴的分量作差值运算得到d轴、q轴的电流偏差值，其中反馈电流在d轴、q轴的分量是由三相电流I_a、I_b、I_c经Clark变换和Park变换得到的，d轴、q轴的电流偏差值分别经过电流调节器调节输出d轴、q轴的电压分量，作为调制信号，触发逆变桥臂上的开关管的开通或关断，输出三相电压最终控制电机转速。