CN104753362A

CN104753362A - 矩阵变换器、风力发电系统以及矩阵变换器的控制方法

Info

Publication number: CN104753362A
Application number: CN201410734159.6A
Authority: CN
Inventors: 武田弘太郎; 吉永亘; 田中贵志; 中拓也; 猪又健太朗
Original assignee: Yaskawa Electric Corp
Current assignee: Yaskawa Electric Corp
Priority date: 2013-12-26
Filing date: 2014-12-04
Publication date: 2015-07-01
Also published as: JP2015126632A; KR20150076113A; US20150188443A1; EP2889995A1; JP5888318B2

Abstract

本发明提供一种即便在交流电源成低电压时，也能继续进行电力转换动作且控制旋转电机的转矩的矩阵变换器、风力发电系统及矩阵变换器的控制方法。其中，矩阵变换器具备电力转换部和驱动控制部。电力转换部包括连接交流电源的各相与旋转电机的各相的多个双向开关。在交流电源的电压为规定值以下时，驱动控制部控制电力转换部，从电力转换部向交流电源供给无功功率且对旋转电机的转矩进行控制。

Description

矩阵变换器、风力发电系统以及矩阵变换器的控制方法

技术领域

本发明涉及矩阵变换器、风力发电系统以及矩阵变换器的控制方法。

背景技术

矩阵变换器能够实现高次谐波电流的抑制、再生电力的有效利用，故作为新式的电力转换装置而受到关注。在这样的矩阵变换器中存在具备将交流电源的各相与旋转电机的各相连接的多个双向开关并控制这些双向开关来进行电力转换的矩阵变换器。

在这种矩阵变换器中，已知在交流电源因某种原因而成低电压时停止电力转换动作的技术。例如，存在以下的技术，即，在利用双向开关控制交流电源的各相电压来驱动发动机的状态下，在交流电源成低电压时，停止向发动机的电力供给(例如，参考专利文献1)。

【现有技术文献】

【专利文献】

【专利文献1】：日本特开2005-287200号公报

发明内容

【发明所要解决的课题】

但是，在将旋转电机作为负载的矩阵变换器中，即便在交流电源成低电压时，也期望不停止而继续进行电力转换动作，此时还期望控制旋转电机的转矩。

本发明就是鉴于上述的状况而作出的，其目的在于提供以下的一种矩阵变换器、风力发电系统以及矩阵变换器的控制方法，即，即便在交流电源成低电压时，也能够继续进行电力转换动作且控制旋转电机的转矩。

【用于解决课题的方式】

实施方式的一方式所涉及的矩阵变换器具备电力转换部和驱动控制部。所述电力转换部包括连接交流电源的各相与旋转电机的各相的多个双向开关。在所述交流电源的电压为规定值以下时，所述驱动控制部控制所述电力转换部，从所述电力转换部向所述交流电源供给无功功率且控制所述旋转电机的转矩。【发明效果】

根据实施方式的一方式，实现了以下的效果，即，可以提供以下的一种矩阵变换器、风力发电系统以及矩阵变换器的控制方法，即，即便在交流电源成低电压时，也能够继续进行电力转换动作且控制旋转电机的转矩。

附图说明

图1是表示第一实施方式所涉及的风力发电系统的结构例的图。

图2是表示图1所示的矩阵变换器的结构例的图。

图3是表示图2所示的双向开关的结构例的图。

图4是表示图2所示的控制部的控制例的流程图。

图5是表示图2所示的第二驱动控制部的具体结构的一例的图。

图6是表示系统无功电流指令和系统电压值的关系的一例的图。

图7是表示电流型逆变器模型的图。

图8是表示发电机相位和开关驱动信号的关系的图。

图9是表示系统修正相位和开关驱动信号的关系的图。

图10A是表示基于开关驱动信号的开关元件的状态的图(之一)。

图10B是表示基于开关驱动信号的开关元件的状态的图(之二)。

图10C是表示基于开关驱动信号的开关元件的状态的图(之三)。

图11是表示图7所示的电流型逆变器模型的变换器中的空间矢量的一例的图。

图12是表示图11所示的空间矢量的局部中的电流矢量和占空比的关系的图。

图13是表示与电流矢量对应的开关模式的一例的空间矢量图。

图14是表示系统脉冲模式生成器的开关模式的图。

图15是表示电力转换部的结构例的图。

图16是表示第二实施方式所涉及的矩阵变换器的结构例的图。

附图标记说明

1 风力发电系统

2 发电部

3、3A 矩阵变换器

4 电力系统

5 叶片

6 转子

7 轴

8 旋转电机

9 位置检测器

10、10A 电力转换部

11 LC滤波器

12 电流检测部

13 电压检测部

14 停电检测部

15、15A 控制部

20、20A 切换部

21、21A 第一驱动控制部

22、22A 第二驱动控制部

24、25 单向开关元件

26、27 二极管

31 有功电流补偿部

32 无功电流补偿部

33 发电机速度补偿部

34 脉冲模式生成部

41 PQ转换器

80 电流型逆变器模型

81 逆变器

82 变换器

S1～S21 ：开关驱动信号

Sd ：停电检测信号

Sw1～Sw12 ：双向开关

具体实施方式

以下，参考附图对本申请所公开的矩阵变换器、风力发电系统以及矩阵变换器的控制方法的实施方式进行详细的说明。另外，并不是通过以下所示的实施方式来对本发明加以限定。另外，在以下的实施方式中，以利用矩阵变换器对作为三相交流发电机(ACG)的旋转电机的发电功率进行转换并向交流电源供给为例来进行说明，但旋转电机不局限于交流发电机，例如也可以为交流电动机。另外，作为交流电源以三相交流的电力系统(Grid)为例来进行说明，但交流电源不局限于此。

[1.第一实施方式]

图1是表示第一实施方式所涉及的风力发电系统的结构例的图。如图1所示，第一实施方式所涉及的风力发电系统1具备发电部2和矩阵变换器3。矩阵变换器3连接在发电部2与电力系统4之间，对利用发电部2发出的电力进行转换并向电力系统4输出。

发电部2具备多个叶片5、转子6、轴7、旋转电机8、位置检测器9。多个叶片5安装在设于轴7的前端的转子6，接收风力而使转子6以及轴7旋转。轴7安装在旋转电机8，旋转电机8能够产生与转子6以及轴7的旋转力相应的电力。

旋转电机8为交流发电机，例如为永磁铁型旋转电机。位置检测器9例如通过对轴7的旋转位置进行检测从而对旋转电机8的输出轴的旋转位置θ_G进行检测。

[1.1.矩阵变换器3]

图2是表示矩阵变换器3的结构例的图。如图2所示，矩阵变换器3具备：系统侧端子Tr、Ts、Tt；发电机侧端子Tu、Tv、Tw；电力转换部10；LC滤波器11；电流检测部12；电压检测部13；停电检测部14；控制部15。电力系统4的R相、S相以及T相与系统侧端子Tr、Ts、Tt连接，旋转电机8的U相、V相以及W相与发电机侧端子Tu、Tv、Tw连接。

电力转换部10具备将电力系统4的R相、S相以及T相的各相与旋转电机8的U相、V相以及W相的各相连接的多个双向开关Sw1～Sw9。双向开关Sw1～Sw3为将电力系统4的R相、S相、T相与旋转电机8的U相分别连接的双向开关。

双向开关Sw4～Sw6为将电力系统4的R相、S相以及T相与旋转电机8的V相分别连接的双向开关。双向开关Sw7～Sw9为将电力系统4的R相、S相以及T相与旋转电机8的W相分别连接的双向开关。

双向开关Sw1～Sw9例如具有图3所示那样的结构。图3是表示各双向开关Sw1～Sw9的结构例的图。如图3所示，各双向开关Sw1～Sw9通过由单向开关元件24与二极管26形成的串联连接体和由单向开关元件25与二极管27形成的串联连接体呈反向并联连接而构成。

单向开关元件24、25例如为MOSFET(Metal-Oxide-SemiconductorField-Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)或IGBT(Insulated GateBipolar Transistor：绝缘栅双极型晶体管)等的半导体开关元件。另外，单向开关元件24、25也可以为下一代半导体开关元件的SiC、GaN。

另外，双向开关Sw1～Sw9不局限于图3所示的结构。例如，在图3所示的示例中，二极管26、27的阴极彼此并不连接，但双向开关Sw1～Sw9也可以为二极管26、27的阴极彼此连接的结构。另外，在单向开关元件24、25为逆元件IGBT时，也可以不设置二极管26、27。

返回图2继续矩阵变换器3的说明。LC滤波器11设置在电力系统4的R相、S相以及T相与电力转换部10之间，对从电力转换部10向电力系统4的噪声的影响进行抑制。具体而言，LC滤波器11包括三个电抗器和三个电容器，对由构成电力转换部10的双向开关Sw1～Sw9的开关所引起的开关噪声进行除去。另外，LC滤波器11不局限于图2所示的结构，也可以为其他的结构。

电流检测部12设置在电力系统4与LC滤波器11之间，对在矩阵变换器3与电力系统4的R相、S相、T相的各相之间流动的电流的瞬时值Ir、Is、It(以下记为系统相电流值Ir、Is、It)进行检测。另外，电流检测部12例如利用作为磁电转换元件的霍尔元件来检测电流。

电压检测部13设置在电力系统4与电力转换部10之间，对电力系统4的R相、S相、T相的各相的电压值Vr、Vs、Vt(以下记为系统相电压值Vr、Vs、Vt)进行检测。

停电检测部14对系统电压的电压值Va(以下记为系统电压值Va)是否为电压值V1以下进行检测。在系统电压值Va为电压值V1以下时，停电检测部14判定为电力系统4已停电而输出高电平的停电检测信号Sd。另一方面，在系统电压值Va超过电压值V1时，停电检测部14判定为电力系统4未停电而输出低电平的停电检测信号Sd。

停电检测部14例如将系统相电压值Vr、Vs、Vt向固定坐标上的正交的2轴的αβ成分转换，从而求出α轴方向的系统电压值V_α与β轴方向的系统电压值V_β。然后，停电检测部14运算系统电压值V_α、V_β的平方和的平方根(＝√(V_α ²+V_β ²))，并将运算结果设为系统电压值Va。

控制部15生成与停电检测信号Sd相应的开关驱动信号S1～S18，并利用所述开关驱动信号S1～S18来控制电力转换部10的双向开关Sw1～Sw9。

图4是表示控制部15的控制例的流程图。如图4所示，控制部15对停电检测信号Sd是否为高电平进行判定(步骤10)。在判定为停电检测信号Sd为高电平时(步骤10；是)，控制部15根据旋转电机8的旋转位置θ_G来生成制动用转矩指令Ibra(步骤11)。

例如，控制部15根据旋转电机8的旋转位置θ_G来判定旋转电机8的转速ω_G，并以使所述转速ω_G与设定速度ωref的偏差成为零的方式来生成制动用转矩指令Ibra。另外，控制部15例如将停电检测信号Sd即将成为高电平之前的转速ω_G设为设定速度ωref。

接着，控制部15根据向电力系统4供给的无功电流的值和制动用转矩指令Ibra来确定无功电流供给期间T1与转矩控制期间T2(步骤12)。无功电流供给期间T1为从矩阵变换器3向电力系统4供给无功电流的期间，转矩控制期间T2为利用矩阵变换器3来进行旋转电机8的转矩控制的期间。

控制部15通过对电力转换部10进行控制，由此顺序或者逆序地来执行无功电流供给处理以及转矩控制处理。通过无功电流供给处理，在无功电流供给期间T1中从电力转换部10向电力系统4供给无功电流，通过转矩控制处理，在转矩控制期间T2中利用电力转换部10进行旋转电机8的转矩控制(步骤13)。在停电检测信号Sd继续处于高电平时，反复进行步骤11～步骤13的处理。

另一方面，在判定为停电检测信号Sd不为高电平时(步骤10；否)，控制部15控制电力转换部10，将旋转电机8的发电功率向电力系统4供给(步骤14)。在所述处理中，控制部15例如这样对电力转换部10进行控制：将旋转电机8的发电功率转换为与电力系统4的电压以及频率对应的功率并向电力系统4输出。

如此，在电力系统4成低电压时，矩阵变换器3向电力系统4供给无功功率，由此继续进行电力转换动作且控制旋转电机8的转矩。由此，例如即便在电力系统4停电时也能够抑制旋转电机8的转速ω_G。其结果是，例如能避免旋转电机8的转速ω_G超过发电部2的额定转速而使发电部2发生故障的事态发生。

控制部15例如包括具有CPU(Central Processing Unit)、ROM(Read OnlyMemory)、RAM(Random Access Memory)、输入输出端口等的微型计算机和各种电路。所述微型计算机的CPU通过读出并执行存储于ROM的程序来实现上述的控制。

如图2所示，控制部15例如具备切换部20、第一驱动控制部21以及第二驱动控制部22，从而实现上述的控制。这些切换部20、第一驱动控制部21以及第二驱动控制部22的功能通过由上述CPU读出并执行上述程序来实现。另外，也可以仅仅由硬件来构成切换部20、第一驱动控制部21以及第二驱动控制部22中的至少任一者或者全部。

切换部20根据从停电检测部14输出的停电检测信号Sd，选择并输出向电力转换部10输出的开关驱动信号S1～S18。具体而言，在停电检测信号Sd为低电平时，切换部20将利用第一驱动控制部21生成的开关驱动信号Sa1～Sa18作为开关驱动信号S1～S18输出。另外，在停电检测信号Sd为高电平时，切换部20将利用第二驱动控制部22生成的开关驱动信号Sb1～Sb18作为开关驱动信号S1～S18输出。

第一驱动控制部21生成电压指令。所述电压指令例如这样生成：根据对旋转电机8应产生的转矩进行规定的转矩指令而利用公知的同步发电机的矢量控制法则。第一驱动控制部21利用公知的矩阵变换器的PWM(Pulse WidthModulation)控制方法，生成用于将与电压指令相应的电压向旋转电机8输出的开关驱动信号Sa1～Sa18，并向电力转换部10输出。

电力转换部10的双向开关Sw1～Sw9利用开关驱动信号Sa1～Sa18来进行PWM控制。由此，电力转换部10将旋转电机8的发电功率转换为与电力系统4的电压以及频率对应的有功功率并向电力系统4输出。

第二驱动控制部22根据系统相电压值Vr、Vs、Vt、系统相电流值Ir、Is、It以及旋转位置θ_G，生成开关驱动信号Sb1～Sb18。第二驱动控制部22利用所述开关驱动信号Sb1～Sb18，独立地控制构成多个双向开关Sw1～Sw9的多个单向开关元件24、25，从而反复进行上述的无功电流供给处理和转矩控制处理。

第二驱动控制部22通过一边将无功功率向电力系统4供给，一边以经由电力转换部10而间歇地连接旋转电机8的相间(线间)的方式向电力转换部10输出开关驱动信号Sb1～Sb18，由此对旋转电机8的转矩进行控制。

在旋转电机8中存在与电感量串联的电阻量。因而，通过经由电力转换部10连接旋转电机8的相间，由此电流流向旋转电机8的电阻量，从而旋转电机8产生转矩。由于经由电力转换部10间歇地进行旋转电机8的相间的连接，因此，第二驱动控制部22在未连接旋转电机8的相间的时刻，通过使无功电流从电力转换部10向电力系统4供给，由此能使电力转换部10的电力转换动作继续进行。以下，对于第二驱动控制部22的具体结构的一例进行具体的说明。

[1.2.第二驱动控制部22]

图5是表示第二驱动控制部22的具体结构的一例的图。如图5所示，第二驱动控制部22具备：有功电流补偿部31；无功电流补偿部32；旋转电机速度补偿部33；脉冲模式生成部34。

[1.2.1.有功电流补偿部31]

有功电流补偿部31根据系统相电流值Ir、Is、It以及电力系统4的电压相位θrst(以下记为系统相位θrst)，生成系统相位补偿值dθrst，并将生成的系统相位补偿值dθrst向脉冲模式生成部34输出。

所述有功电流补偿部31具备：PQ转换器41；低通滤波器(LPF)42；系统有功电流指令器43；减法器44；系统有功电流控制器45。

PQ转换器41将系统相电流值Ir、Is、It向固定坐标上的正交的2轴的αβ成分转换，另外将所述αβ轴坐标系的成分向与系统相位θrst相应而旋转的旋转坐标系的成分转换，由此来求出系统有功电流IP和系统无功电流IQ。

PQ转换器41例如通过进行下式(1)的运算，来求出系统有功电流IP和系统无功电流IQ。

【算式1】

(\begin{matrix} IP \\ IQ \end{matrix}) = (\begin{matrix} \cos θrst & - \sin θrst \\ \sin θrst & \cos θrst \end{matrix}) (\begin{matrix} 1 & - 1 / 2 & - 1 / 2 \\ 0 & \sqrt{3 / 2} & - \sqrt{3 / 2} \end{matrix}) (\begin{matrix} Ir \\ Is \\ It \end{matrix}) \cdot \cdot \cdot (1)

LPF42从系统有功电流IP中将高频成分除去并向减法器44输出。由此，从系统有功电流IP中除去因开关噪声带来的影响。

减法器44通过从由系统有功电流指令器43输出的系统有功电流指令IPref中减去LPF42的输出，由此来算出作为系统有功电流指令IPref与系统有功电流IP的偏差的系统有功电流偏差，并向系统有功电流控制器45输出。

系统有功电流控制器45例如由PI(比例积分)控制器构成，通过以使系统有功电流偏差成为零的方式来进行比例积分运算，由此来生成系统相位补偿值dθrst。在此，系统有功电流指令IPref被设定为零，系统有功电流控制器45以使系统有功电流IP成为零的方式来生成系统相位补偿值dθrst。

[1.2.2.无功电流补偿部32]

图5所示的无功电流补偿部32根据系统无功电流指令IQref，生成发电机相位修正值dθuvw，并将生成的发电机相位修正值dθuvw向脉冲模式生成部34输出。所述无功电流补偿部32具备低通滤波器(LPF)51、系统无功电流指令器52、减法器53及系统无功电流控制器54。

系统无功电流指令器52生成并输出系统无功电流指令IQref。减法器53通过从系统无功电流指令IQref中减去LPF51的输出，由此来运算作为系统无功电流指令IQref与系统无功电流IQ的偏差的系统无功电流偏差，并向系统无功电流控制器54输出。

系统无功电流控制器54(无功电流指令生成部的一例)例如由PI控制器构成，通过以使系统无功电流偏差成为零的方式来进行比例积分运算，由此来生成发电机相位修正值dθuvw。系统无功电流指令IQref例如可以设为与系统电压值Va相应的值。

图6是表示系统无功电流指令IQref与系统电压值Va的关系的一例的图。如图6所示，在系统电压值Va超过作为第二阈值的电压值V2且处于作为第一阈值的电压值V1以下时，系统无功电流指令器52生成当系统电压值Va增大时其值按照由直线表示的关系而减少的系统无功电流指令IQref。

另外，系统无功电流指令器52这样生成系统无功电流指令IQref：在系统电压值Va处于作为第二阈值的电压值V2以下时其值为最大值，在超过作为第一阈值的电压值V1时其值为零。另外，系统无功电流指令IQref与系统电压值Va的关系不局限于图6所示的示例，也可以为不同的关系。

[1.2.3.旋转电机速度补偿部33]

图5所示的旋转电机速度补偿部33获取旋转电机8的旋转位置θ_G、系统无效电流指令IQref以及系统修正相位θrst’，生成PWM信号So、Sa、Sb并向脉冲模式生成部34输出。所述旋转电机速度补偿部33具备存储部60、制动用转矩指令器61、制动比率运算器62、载波比较器63。

存储部60将停电检测信号Sd即将成为高电平之前的转速ω_G作为设定速度ωref进行存储。

制动用转矩指令器61(转矩指令生成部的一例)根据旋转电机8的旋转位置θ_G，判定旋转电机8的转速ω_G，并以使所述转速ω_G与设定速度ωref的偏差成为零的方式来生成制动用转矩指令Ibra。制动用转矩指令器61将生成的制动用转矩指令Ibra向制动比率运算器62输出。制动用转矩指令器61例如根据内部的设定速度参数Ps来确定设定速度ωref。

例如，在设定速度参数Ps为“0”时，制动用转矩指令器61采用存储于存储部60的设定速度ωref来生成制动用转矩指令Ibra。另外，在设定速度参数Ps为“1”时，制动用转矩指令器61将预先设定好的上限速度ωmax设为设定速度ωref。

制动比率运算器62(比率运算部的一例)根据制动用转矩指令Ibra以及系统无功电流指令IQref来确定占空比Do。占空比Do为无功电流供给期间T1相对于载波周期Tc的比率。制动比率运算器62例如通过进行下式(2)的运算来确定占空比Do。式(2)为对应于在旋转电机8的相间流动的电流相对于向电力系统4输出的电流之比的占空比。

【算式2】

D_{o} = \frac{I_{bra}}{I_{bra} + {IQ}_{ref}} \cdot \cdot \cdot (2)

还有，制动比率运算器62根据占空比Do以及系统修正相位θrst’来确定占空比Da、Db。占空比Da为后述的a矢量相对于载波周期Tc的比率，占空比Db为后述的b矢量相对于载波周期Tc的比率。

制动比率运算器62例如通过进行下式(3)、(4)的运算来确定占空比Da、Db。在下式(3)、(4)中，角度θa为系统电流矢量Io与a矢量的角度，如后所述，根据系统修正相位θrst’来判定角度θa。

【算式3】

D_{a} = (1 - D_{o}) (\frac{1}{2} + \frac{\sqrt{3}}{2} \tan (\frac{π}{6} - θ_{a})) \cdot \cdot \cdot (3)

D_{b} = (1 - D_{o}) (\frac{1}{2} - \frac{\sqrt{3}}{2} \tan (\frac{π}{6} - θ_{a})) \cdot \cdot \cdot (4)

载波比较器63通过对载波信号Sc与占空比Do、Da、Db进行比较，由此来生成PWM信号So、Sa、Sb。载波信号Sc例如为三角波、锯齿形波或者梯形波，载波信号Sc的振幅为“1”。

例如在载波信号Sc的值上升时，在载波信号Sc成为Do的值之前，载波比较器63将PWM信号So设为高电平而将PWM信号Sa、Sb设为低电平。然后，当载波信号Sc成为Do的值时，载波比较器63将PWM信号Sa设为高电平而将PWM信号So、Sb设为低电平。另外，当载波信号Sc成为Do+Da的值时，载波比较器63将PWM信号Sb设为高电平而将PWM信号So、Sa设为低电平。

另外，例如在载波信号Sc的值从1起开始下降时，在载波信号Sc成为Db的值之前，载波比较器63将PWM信号Sb设为高电平而将PWM信号So、Sa设为低电平。然后，当载波信号Sc成为Db的值时，载波比较器63将PWM信号Sa设为高电平而将PWM信号So、Sb设为低电平。另外，当载波信号Sc成为Db+Da的值时，载波比较器63将PWM信号So设为高电平而将PWM信号Sa、Sb设为低电平。

如此，在载波周期Tc内，载波比较器63在与占空比Do、Da、Db相应的期间中生成并输出成为高电平的PWM信号So、Sa、Sb。另外，PWM信号So、Sa、Sb的生成方法并不限定于上述的示例，只要能够在与占空比Do、Da、Db相应的期间内生成成为高电平的PWM信号So、Sa、Sb即可。

[1.2.4.脉冲模式生成部34]

图5所示的脉冲模式生成部34(生成部的一例)根据系统相电压值Vr、Vs、Vt、旋转位置θ_G、系统相位补偿值dθrst、发电机相位修正值dθuvw、停电检测信号Sd以及PWM信号So、Sa、Sb，生成开关驱动信号S1～S18。

脉冲模式生成部34具备：系统频率检测器70；保持器71；积分器72；加法器73；发电机相位生成器74；加法器75。另外，脉冲模式生成部34还具备：发电机脉冲模式生成器76；系统脉冲模式生成器77；GrGe开关驱动信号生成器78；GeGr开关驱动信号生成器79。

系统频率检测器70例如为PLL(Phase Locked Loop)，根据系统相电压值Vr、Vs、Vt而输出与电力系统4的电压频率同步的系统频率frst。

在停电检测信号Sd从低电平转换为高电平的时刻，保持器71对从系统频率检测器70输出的系统频率frst进行保持，在从高电平转换为低电平的时刻，解除对系统频率frst的保持。

积分器72对从保持器71输出的系统频率frst进行积分，生成系统相位θrst，并向有功电流补偿部31以及加法器73输出。加法器73使系统相位θrst加上系统相位补偿值dθrst而生成系统修正相位θrst’，并将生成的系统修正相位θrst’向系统脉冲模式生成器77输出。

发电机相位生成器74通过使旋转位置θ_G乘以旋转电机8的极对数，由此生成发电机相位θuvw并向加法器75输出。加法器75使发电机相位θuvw加上发电机相位修正值dθuvw而生成发电机修正相位θuvw’，并将生成的发电机修正相位θuvw’向发电机脉冲模式生成器76输出。

脉冲模式生成部34采用图7所示的电流型逆变器模型来生成开关驱动信号S1～S18。图7是表示电流型逆变器模型的图。通过将矩阵变换器3视为电流源，采用电流型逆变器模型而将矩阵变换器3视为虚拟的电流型逆变器-变换器，由此能够使无功电流流向电力系统4。

如图7所示，电流型逆变器模型80为具备逆变器81和变换器82的模型。逆变器81由与旋转电机8的U相、V相、W相全桥连接的多个开关元件Swup、Swvp、Swwp、Swun、Swvn、Swwn(以下，有时记为开关元件Swup～Swwn)构成。所述开关元件Swup～Swwn利用开关驱动信号Sup、Svp、Swp、Sun、Svn、Swn(以下，有时记为开关驱动信号Sup～Swn)来驱动。

变换器82由与电力系统4的R相、S相、T相全桥连接的多个开关元件Swrp、Swsp、Swtp、Swrn、Swsn、Swtn(以下，有时记为开关元件Swrp～Swtn)构成。所述开关元件Swrp～Swtn利用开关驱动信号Srp、Ssp、Stp、Srn、Ssn、Stn(以下，有时记为开关驱动信号Srp～Stn)来驱动。

返回图5继续脉冲模式生成部34的说明。发电机脉冲模式生成器76生成与发电机修正相位θuvw’相应的开关驱动信号Sup～Swn。图8是表示发电机相位θuvw与开关驱动信号Sup～Swn的关系的图。

发电机脉冲模式生成器76具有流动有相对于发电机相位θuvw以120度通电的电流的逆变器81的开关驱动信号Sup～Swn的开关模式，并根据发电机修正相位θuvw’输出开关驱动信号Sup～Swn。

通过使以使系统无功电流偏差成为零的方式求出的发电机相位修正值dθuvw与发电机相位θuvw相加而求得发电机修正相位θuvw’。因此如图8所示，发电机脉冲模式生成器76通过以发电机修正相位θuvw’为基准，以流动有相对于发电机相位θuvw而延迟了π/2-dθuvwd的电流的方式来输出开关驱动信号Sup～Swn。由此，能够使与系统无功电流指令IQref相等大小的无功电流流向电力系统4。

发电机脉冲模式生成器76以使在旋转电机8侧的任意两相之间有电流流动的开关元件始终接通的方式输出开关驱动信号Sup～Swn。例如，在处于-π/6≤θuvw-dθuvw＜π/6的范围内时，开关驱动信号Swp、Svn为高电平，其他情况为低电平。由此，在W相与V相之间有电流流动。

同样地，在处于π/6≤θuvw-dθuvw＜π/2的范围内时，开关驱动信号Sup、Svn为高电平，在U相与V相之间有电流流动。在处于π/2≤θuvw-dθuvw＜5π/6的范围内时，开关驱动信号Sup、Swn为高电平，在U相与W相之间有电流流动。在处于5π/6≤θuvw-dθuvw＜7π/6的范围内时，开关驱动信号Svp、Swn为高电平，在V相与W相之间有电流流动。

在处于7π/6≤θuvw-dθuvw＜9π/6的范围内时，开关驱动信号Svp、Sun为高电平，在V相与U相之间有电流流动。在处于9π/6≤θuvw-dθuvw＜11π/6的范围内时，开关驱动信号Swp、Sun为高电平，在W相与U相之间有电流流动。如此，发电机脉冲模式生成器76以流动有相对于发电机相位θuvw而延迟了π/2的电流的方式，生成使脉冲模式提前了dθuvw量的开关驱动信号Sup～Swn。

返回图5继续脉冲模式生成部34的说明。系统脉冲模式生成器77具有对变换器82进行PWM控制的开关驱动信号Srp～Stn的开关模式，根据PWM信号So、Sa、Sb以及系统修正相位θrst’来生成开关驱动信号Srp～Stn。

图9是表示系统修正相位θrst’与开关驱动信号Srp～Stn的关系的图，表示出流动有相对于系统相位θrst而延迟了π/2的电流且用于控制旋转电机8的转矩的两者的关系。

系统修正相位θrst’通过将以使系统有功电流IP成为零的方式求出的系统相位补偿值dθrst与系统相位θrst相加而生成。因此，系统脉冲模式生成器77根据PWM信号Sa、Sb以及系统修正相位θrst’，如图9所示那样生成开关驱动信号Srp～Stn，由此能够向电力系统4流动有延迟了π/2且系统有功电流IP为零的无功电流。

另外，如图9所示，系统脉冲模式生成器77通过根据PWM信号So以及系统修正相位θrst’生成开关驱动信号Srp～Stn，由此来控制旋转电机8的转矩。具体而言，利用PWM信号So和PWM信号Sa、Sb中的一方，使旋转电机8的三个相间(UV、VW、WU)之中的任一相间连接。然后，将与PWM信号So的期间相应的转矩作用于旋转电机8。

图10A～图10C是表示由处于-π/6≤θrst＜π/6的范围内时的开关驱动信号Srp～Stn引发的开关元件Swrp～Swtn的状态的图。如图9所示，在处于-π/6≤θrst＜π/6的范围内时，开关驱动信号Srn成为高电平，将PWM信号So用作开关驱动信号Srp，将PWM信号Sa用作开关驱动信号Ssp，将PWM信号Sb用作开关驱动信号Stp。

因而，在处于-π/6≤θrst＜π/6的范围内时，开关驱动信号Srp～Stn的状态在载波周期Tc内按图10A的状态、图10B的状态以及图10C的状态转变，这些状态转变在每个载波周期Tc内执行。

在图10A所示的状态下，在高电平的开关驱动信号Srn、Srp的作用下开关元件Swrn，Swrp接通而变换器82发生短路。在逆变器81中，如上所述，由于在旋转电机8侧的任意两相之间流动有电流的开关元件始终处于接通，故经由逆变器81连接旋转电机8的相间。由此，在旋转电机8产生的相间电力(线间电力)被旋转电机8的电阻量消耗，在旋转电机8产生转矩。

在图10B所示的状态下，在高电平的开关驱动信号Srn、Ssp的作用下，开关元件Swrn、Swsp接通。由此，在电力系统4的R相与S相之间有电流流动。另外，在图10C所示的状态下，在高电平的开关驱动信号Srn、Stp的作用下，开关元件Swrn、Swtp接通。由此，在电力系统4的R相与T相之间有电流流动。

如此，在载波周期Tc内，系统脉冲模式生成器77通过将在电力系统4的任意两相之间流动有电流的开关元件设为接通，由此使电力系统4的无功电流流动。另外，在载波周期Tc内，系统脉冲模式生成器77通过使连接在电力系统4的相同相的上下的开关元件设为接通，由此产生旋转电机8的转矩。由此，在载波周期Tc内，系统脉冲模式生成器77既能够产生旋转电机8的转矩，同时也能够向电力系统4供给无功电流。

系统脉冲模式生成器77采用空间矢量调制法生成开关驱动信号Srp～Stn。图11是表示图7所示的变换器82的空间矢量的一例的图。在图11的空间矢量中，示出了空间矢量调制中的九个电流矢量Irs、Irt、Ist、Isr、Itr、Its、Irr、Iss、Itt。

系统脉冲模式生成器77生成并输出与这些电流矢量相应的开关驱动信号Srp～Stn。以下，为了方便，有时将输出与电流矢量相应的开关驱动信号之事记载为输出电流矢量。

九个电流矢量之中的、电流矢量Irs、Irt、Ist、Isr、Itr、Its为对应于在不同的输出相间流动的电流的电流矢量。另外，电流矢量Irr、Iss、Itt分别为对应于一个输出相的电流矢量，且为大小为零的电流矢量。以下，有时将对应于在不同的相间流动的电流的电流矢量记载为“有功矢量”、将对应于一个输出相的、大小为零的电流矢量记为“零矢量”。

系统脉冲模式生成器77对系统修正相位θrst’的相位状态为区域A～F(参考图9)中的哪一区域的状态进行判定，并输出在判定出的区域中邻接的两个有功矢量和与这些有功矢量邻接的零矢量。该输出状态例如由图11中的系统电流矢量Io来表现。

系统电流矢量Io由a矢量成分、b矢量成分及零矢量成分来形成。在所述系统电流矢量Io为图11所示的状态时，a矢量成分Ia为电流矢量Irs，b矢量成分Ib为电流矢量Irt。另外，零矢量为电流矢量Irr。因而，此时，系统脉冲模式生成器77输出电流矢量Irs、Irt、Irr。

各电流矢量Irs、Irt、Irr的输出时间通过对应于占空比Do、Da、Db的时间比率、即成为高电平的PWM信号So、Sa、Sb来调整。图12是表示图11所示的空间矢量的局部中的电流矢量与占空比Do、Da、Db的关系的图。另外，在图12所示的示例中，角度θa表示系统电流矢量Io与a矢量的角度。上述的制动比率运算器62对系统修正相位θrst’与a矢量的角度θa进行判定。

如上式(3)、(4)所示，占空比Da为a矢量相对于载波周期Tc的比率，占空比Db为b矢量相对于载波周期Tc的比率。因而，通过对应于占空比Do、Da、Db的时间比率、即成为高电平的PWM信号So、Sa、Sb来调整各电流矢量的输出时间。

图13是表示与电流矢量对应的开关的一例的图，是与图11对应的空间矢量图。图13所示的虚线表示R相、S相以及T相的开关元件的开关模式的轨迹。在图13中，例如[N P X]表示与R相对应的开关元件为“N”的状态，与S相对应的开关元件为“P”的状态，与T相对应的开关元件为“X”的状态。

在图13中，“N”表示将变换器82的上侧的开关元件接通，“P”表示将变换器82的下侧的开关元件接通。另外，“O”表示将变换器82的上下的开关元件接通，“X”表示将变换器82的上下的开关元件断开。另外，如图7所示，上侧的开关元件为开关元件Swtp、Swsp、Swrp，下侧的开关元件为开关元件Swtn、Swsn、Swrn。

图14为表示与图13所示的开关对应的开关模式的图。在图14中，“ON”表示开关驱动信号为高电平，“OFF”表示开关驱动信号为低电平。另外，“So”表示将PWM信号So用作开关驱动信号，“Sa”表示将PWM信号Sa用作开关驱动信号，“Sb”表示将PWM信号Sb用作开关驱动信号。

系统脉冲模式生成器77对系统修正相位θrst’的相位状态为区域A～F(参考图11)中的哪一区域的状态进行判定，并输出与判定出的区域对应的开关模式的开关驱动信号Srp～Stn。

例如，在处于-π/6≤θrst＜π/6的范围内时，开关驱动信号Srn为高电平，开关驱动信号Ssn、Stn为低电平。另外，开关驱动信号Srp为利用PWM信号So以占空比Do而成为高电平。另外，开关驱动信号Ssp为利用PWM信号Sa以占空比Da而成为高电平。另外，开关驱动信号Stp为利用PWM信号Sb以占空比Db而成为高电平。

另外，例如，在处于π/6≤θrst＜π/2的范围时，开关驱动信号Stp为高电平，开关驱动信号Srp、Ssp为低电平。另外，开关驱动信号Stn为利用PWM信号So以占空比Do而成为高电平。另外，开关驱动信号Srn为利用PWM信号Sa以占空比Da而成为高电平。另外，开关驱动信号Ssn为利用PWM信号Sb以占空比Db而成为高电平。

如此，系统脉冲模式生成器77能够利用两个有功矢量而使延迟了90度且系统有功电流IP为零的无功电流流向电力系统4，通过零矢量使旋转电机8的相间短路来控制旋转电机8的转矩。

返回图5继续脉冲模式生成部34的说明。GrGe开关驱动信号生成器78根据开关驱动信号Sun、Svn、Swn、Srp、Ssp、Stp，采用下式(5)生成开关驱动信号Sru、Ssu、Stu、Srv、Ssv、Stv、Srw、Ssw、Stw。

【算式4】

(\begin{matrix} Sru & Srv & Srw \\ Ssu & Ssv & Ssw \\ Stu & Stv & Stw \end{matrix}) = (\begin{matrix} Sun \\ Svn \\ Swn \end{matrix}) (\begin{matrix} Srp & Ssp & Stp \end{matrix}) \cdot \cdot \cdot (5)

在上式(5)中，如图15所示，开关驱动信号Sru、Ssu、Stu、Srv、Ssv、Stv、Srw、Ssw、Stw为对双向开关Sw1～Sw9中的、使电流从电力系统4流向旋转电机8的单向开关元件24、25进行驱动的信号。图15为表示电力转换部10的结构例的图。

GeGr开关驱动信号生成器79根据开关驱动信号Srn、Ssn、Stn、Sup、Svp、Swp，采用下式(6)生成开关驱动信号Sur、Sus、Sut、Svr、Svs、Svt、Swr、Sws、Swt。

【算式5】

(\begin{matrix} Sur & Svr & Swr \\ Sus & Svs & Sws \\ Sut & Svt & Swt \end{matrix}) = (\begin{matrix} Srn \\ Ssn \\ Stn \end{matrix}) (\begin{matrix} Sup & Svp & Swp \end{matrix}) \cdot \cdot \cdot (6)

在上式(6)中，如图15所示，开关驱动信号Sur、Sus、Sut、Svr、Svs、Svt、Swr、Sws、Swt为对双向开关Sw1～Sw9中的、使电流从旋转电机8侧流向电力系统4的单向开关元件24、25进行驱动的信号。

作为开关驱动信号S1～S18，如此生成的开关驱动信号Sur、Sru、Sus、Ssu、Sut、Stu、Svr、Srv、Svs、Ssv、Svt、Stv、Swr、Srw、Sws、Ssw、Swt、Stw按照图15所示的对应关系，从脉冲模式生成部34向电力转换部10输出。

在所述开关驱动信号S1～S18的作用下，电力转换部10在每个载波周期Tc的无功电流供给期间T1内，向电力系统4供给无功电流，在每个载波周期Tc的转矩控制期间T2内，进行旋转电机8的转矩控制。由此，矩阵变换器3既能够向电力系统4供给无功电流，同时也能够进行旋转电机8的转矩控制。

另外，在无功电流供给期间T1内，开关驱动信号Srn、Ssn、Stn的任一个始终为高电平，开关驱动信号Sup、Svp、Swp的任一个始终为高电平。因此，构成多个双向开关Sw1～Sw9的单向开关元件24、25中的、使电流从电力系统4侧流向旋转电机8侧的单向开关元件的任一个始终处于接通。

另外，在无功电流供给期间T1内，开关驱动信号Sun、Svn、Swn的任一个始终为高电平，开关驱动信号Srp、Ssp、Stp的任一个始终为高电平。因此，构成多个双向开关Sw1～Sw9的单向开关元件24、25中的、使电流从旋转电机8侧流向电力系统4侧的单向开关元件的任一个始终处于接通。

因而，在无功电流供给期间T1内，构成多个双向开关Sw1～Sw9的单向开关元件24、25中的、使电流在电力系统4侧的任意两相之间流动的单向开关元件始终为接通，使电流在旋转电机8侧的任意两相之间流动的单向开关元件始终为接通。由此，即便在电力系统4的电压极低于旋转电机8的电压如停电时，也能避免在旋转电机8与电力系统4之间继续有大电流流动，能进行电流控制和电力转换动作。

另外，在转矩控制期间T2内，构成多个双向开关Sw1～Sw9的单向开关元件24、25中的、对应于电力系统4侧的任一相的单向开关元件始终处于接通，使电流在旋转电机8侧的任意两相之间流动的单向开关元件始终处于接通。由此，即便在电力系统4的电压极低于旋转电机8的电压如停电时，也能避免有大电流继续流向旋转电机8，能够控制旋转电机8的转矩。

[2.第二实施方式]

接着，对第二实施方式所涉及的风力发电系统的矩阵变换器进行说明。第二实施方式所涉及的矩阵变换器与第一实施方式所涉及的矩阵变换器3的不同点是，利用设于旋转电机8的相间(线间)的相间连接开关(线间连接开关)来控制旋转电机8的转矩。

另外，以下，对具有与第一实施方式所涉及的矩阵变换器3相同功能的结构要素标注相同附图标记而省略重复的说明。另外，由于第二实施方式所涉及的风力发电系统的发电部与第一实施方式所涉及的发电部2为同样结构故省略。

图16是表示第二实施方式所涉及的矩阵变换器3A的结构的图。如图16所示，矩阵变换器3A具备：电力转换部10A；LC滤波器11；电流检测部12；电压检测部13；停电检测部14；控制部15A。

与电力转换部10同样，电力转换部10A也具备具有连接电力系统4的R相、S相以及T相的各相与旋转电机8的U相、V相以及W相的各相的多个双向开关Sw1～Sw9的开关部16。另外，电力转换部10A具备连接旋转电机8的相间的相间连接开关Sw10～Sw12。

相间连接开关Sw10为连接旋转电机8的U相与V相之间的开关，相间连接开关Sw11为连接旋转电机8的V相与W相之间的开关，相间连接开关Sw12为连接旋转电机8的U相与W相之间的开关。另外，相间连接开关Sw10～Sw12与双向开关Sw1～Sw9为同样结构，但也可以采用不同于双向开关Sw1～Sw9的结构。

控制部15A具有切换部20A、第一驱动控制部21A及第二驱动控制部22A。切换部20A根据从停电检测部14输出的停电检测信号Sd，选择向电力转换部10A输出的开关驱动信号S1～S21并向电力转换部10A输出。利用开关驱动信号S1～S18来控制双向开关Sw1～Sw9，利用开关驱动信号S19～S21来控制相间连接开关Sw10～Sw12。

与第一驱动控制部21同样，第一驱动控制部21A也生成开关驱动信号Sa1～Sa18，并向切换部20A输出。另外，第一驱动控制部21A生成并输出低电平的开关驱动信号Sa19～Sa21。

在停电检测信号Sd为低电平时，切换部20A将由第一驱动控制部21A所生成的开关驱动信号Sa1～Sa21作为开关驱动信号S1～S21输出。由此，电力转换部10A将旋转电机8的发电功率转换为与电力系统4的电压以及频率对应的有功功率并向电力系统4输出。另外，相间连接开关Sw10～Sw12被保持为断开。

第二驱动控制部22A将与在第二驱动控制部22中的制动用转矩指令Ibra为零时所输出的开关驱动信号Sb1～Sb18同样的信号，作为开关驱动信号Sb1～Sb18生成并向切换部20A输出。另外，与对逆变器81进行的控制同样，第二驱动控制部22A也可以通过120度通电控制来控制变换器82。

另外，第二驱动控制部22A例如仅在与制动用转矩指令Ibra相应的期间内，生成使相间连接开关Sw10～Sw12在每个载波周期Tc内成为高电平的开关驱动信号Sb19～Sb21。另外，输出高电平的开关驱动信号Sb19～Sb21的周期不局限于载波周期Tc，也可以为比载波周期Tc长的周期。

在停电检测信号Sd为高电平时，切换部20A将由第二驱动控制部22A所生成的开关驱动信号Sb1～Sb21作为开关驱动信号S1～S21输出。由此，电力转换部10A既向电力系统4供给无功功率又对旋转电机8的转矩进行控制。

如此，第二实施方式所涉及的矩阵变换器3A的电力转换部10A具备连接旋转电机8的相间的相间连接开关Sw10～Sw12。在电力系统4的电压为规定值以下时，第二驱动控制部22A通过对相间连接开关Sw10～Sw12进行间歇地控制，由此经由相间连接开关Sw10～Sw12而连接旋转电机8的相间。由此，矩阵变换器3A既能够向电力系统4供给无功功率又能够控制旋转电机8的转矩。

另外，在上述的实施方式中，对将相间连接开关Sw10～Sw12同时接通的控制例进行了说明，但第二驱动控制部22A也能以随机或者规定的顺序来控制相间连接开关Sw10～Sw12。

如上所述，在电力系统4(交流电源的一例)的电压为规定值以下时，本实施方式所涉及的矩阵变换器3的第二驱动控制部22控制电力转换部10，从电力转换部10向电力系统4供给无功功率，且控制旋转电机8的转矩。由此，即便在电力系统4成低电压时，矩阵变换器3也既能够使无功电流流向电力系统4侧又继续进行电力转换动作。

在风力发电系统1中，有时要求电力系统4因停电等而成低电压时向电力系统4供给无功功率，本实施方式所涉及的矩阵变换器3以及风力发电系统1能够适当地对应这样的要求。

另外，也可以这样做：在从电力系统4的管理者侧发送来对无功功率的大小加以规定的系统无功电流指令IQref时，将所述系统无功电流指令IQref从系统无功电流指令器52向减法器53输出。如此，能够从外部设定电力系统4侧的无功电流的大小。

另外，第二驱动控制部22将电流型逆变器模型80用作开关模型。对变换器82采用PWM的开关模式，对逆变器81采用具有用于流动对应于系统无功电流指令IQref的大小的无功电流的相位的、120度通电的开关模式。变换器82所采用的开关模式和逆变器81所采用的开关模式被合成，从而作为作用于构成双向开关Sw1～Sw9的单向开关元件24、25的开关驱动信号而输出。

根据所述处理，由于输出作为作用于构成双向开关Sw1～Sw9的单向开关元件24、25的开关驱动信号，因此，能够容易且精度良好地使对应于系统无功电流指令IQref的大小的无功电流流向电力系统4。

另外，在上述的实施方式中，在逆变器81中采用120度通电的开关模式来驱动电力转换部10，但控制方法不局限于120度通电的开关模式。即，只要能对单向开关元件24、25进行独立控制这样的电流控制，从而一边使无功电流流向电力系统4侧一边继续进行电力转换动作，就能够进行各种各样的变更。

另外，在上述的实施方式中，将旋转电机8作为同步发电机进行了说明，但也可以使旋转电机8为感应发电机。在使旋转电机8为感应发电机时，矩阵变换器3例如具有以下结构。

在发生停电后，感应发电机产生因剩磁而引起的发电电压，位置检测器9对感应发电机的转速进行检测。控制部15按照公知的感应机的矢量控制法则，在使发送给感应发电机的转矩指令大致为零的基础上，根据所述转矩指令生成差频指令，与位置检测器9所检测到的转速相加，从而生成输出频率指令。

然后，控制部15通过对输出频率指令进行积分来生成发电机相位θuvw，并使生成的发电机相位θuvw与发电机相位修正值dθuvw相加，由此来生成发电机修正相位θuvw’。如此，在电力系统4成低电压时，也能够一边使无功电流向电力系统4侧一边继续进行电力转换动作。

另外，在上述的实施方式中，说明了将发电机用作旋转电机8的示例，但也可以将电动机用作旋转电机8，即便在电力系统4的电压成低电压时，也能够利用电动机的速度电动势来继续进行运转。

即，在电力系统4的电压成低电压时，从电力系统4向电动机的电力供给变得困难，但电动机的转子虽减速但处于旋转状态。因此，例如通过将由所述旋转而产生的电动势作为无功功率提供给电力系统4，从而能够继续进行运转。

对于本领域的技术人员而言，还可以得出进一步的效果以及其他变形例。因而，本发明的范围并不限于上面详细说明的特定的、具有代表性的实施方式。所以在不脱离权利要求书及其等同物所定义的发明的总括性精神或者范围内，可以进行各种变更。

Claims

1.一种矩阵变换器，其特征在于，具备：

电力转换部，其包括连接交流电源的各相与旋转电机的各相的多个双向开关；以及

驱动控制部，在所述交流电源的电压为规定值以下时，所述驱动控制部控制所述电力转换部，从所述电力转换部向所述交流电源供给无功功率且控制所述旋转电机的转矩。

2.如权利要求1所述的矩阵变换器，其特征在于，

所述驱动控制部通过控制所述电力转换部而间歇地连接所述旋转电机的相间，以控制所述旋转电机的转矩。

3.如权利要求2所述的矩阵变换器，其特征在于，

所述驱动控制部通过控制构成所述多个双向开关的单向开关元件中的、连接所述旋转电机的相间的单向开关元件，以经由所述单向开关元件连接所述旋转电机的相间。

4.如权利要求2所述的矩阵变换器，其特征在于，

所述电力转换部还具备连接所述旋转电机的相间的相间连接开关，

在所述交流电源的电压为规定值以下时，所述驱动控制部通过控制所述相间连接开关，以经由所述相间连接开关连接所述旋转电机的相间。

5.如权利要求1所述的矩阵变换器，其特征在于，

所述驱动控制部根据占空比间歇地连接所述旋转电机的相间，所述占空比对应于在所述旋转电机的相间流动的电流与向所述交流电源输出的电流之比。

6.如权利要求5所述的矩阵变换器，其特征在于，

所述驱动控制部通过控制所述电力转换部而交替进行无功电流供给处理和转矩控制处理，在无功电流供给处理中从所述电力转换部向所述交流电源供给无功电流，在转矩控制处理中控制所述旋转电机的转矩。

7.如权利要求5所述的矩阵变换器，其特征在于，

所述矩阵变换器还具备存储部，所述存储部用于存储在所述交流电源的电压成为规定值以下之前的所述旋转电机的转速，

在所述交流电源的电压为规定值以下时，所述驱动控制部以使所述旋转电机的转速与存储于所述存储部的所述转速一致的方式，设定在所述旋转电机的相间流动的电流。

8.如权利要求3所述的矩阵变换器，其特征在于，

所述驱动控制部对具备变换器与逆变器的电流型逆变器模型中、针对所述变换器的开关驱动信号和关于所述逆变器的开关驱动信号进行合成，生成控制所述单向开关元件的开关驱动信号。

9.如权利要求8所述的矩阵变换器，其特征在于，

所述驱动控制部在每个规定期间内，通过时间划分生成分别接通所述变换器的不同相的上下开关的第一开关驱动信号、和分别接通所述变换器的相同相的上下开关的第二开关驱动信号。

10.如权利要求8所述的矩阵变换器，其特征在于，

所述驱动控制部如下生成针对所述逆变器的开关驱动信号：使对所述旋转电机进行120度通电而使无功电流流动的开关驱动信号，提前对应于无功电流指令的相位量。

11.如权利要求1所述的矩阵变换器，其特征在于，

具有停电检测部，其用于检测所述交流电源的电压是否在规定值以下，

所述驱动控制部具有：

存储部，其用于存储在所述交流电源的电压成为规定值以下之前的所述旋转电机的转速；

无功电流指令生成部，其用于生成无功电流指令；

转矩指令生成部，其根据所述旋转电机的速度和存储在所述存储部的转速生成制动用转矩指令；

比率运算部，其根据所述无功电流指令和所述制动用转矩指令，来运算从所述电力转换部向所述交流电源供给无功电力的第一期间与用于控制所述旋转电机的转矩的第二期间之比；

利用由比率运算部运算出的比值，生成用于从所述电力转换部向所述交流电源供给无功电力的开关驱动信号和用于用于控制所述旋转电机的转矩的开关驱动信号。

12.一种风力发电系统，其特征在于，具备：

权利要求1～11中任一项所述的矩阵变换器；

叶片；

转子，其连接在所述叶片上；以及

旋转电机，其将基于所述转子的旋转而产生的发电功率向所述矩阵变换器输出。

13.一种矩阵变换器的控制方法，其特征在于，包括：

判定工序，判定交流电源的电压是否为规定值以下；以及

转矩控制工序，在通过所述判定工序判定为所述交流电源的电压为规定值以下时，从电力转换部供给无功功率且控制旋转电机的转矩，其中，所述电力转换部包括连接所述交流电源的各相与所述旋转电机的各相的多个双向开关。