CN102983810A - 电力转换装置的控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供电力转换装置的控制装置，在利用逆变器的电机驱动系统中，在以同步PWM模式进行逆变器的运转时，能够不产生转矩不足的问题，避免电机损失增加，抑制效率下降。逆变器控制部（110），作为用于进行逆变器（40）的开关元件的通/断（ON/OFF）切换的栅极信号的生成模式，具有非同步PWM模式和同步PWM模式。直流电压指令值运算部（143），在逆变器控制部（110）以同步PWM模式生成栅极信号时，对指示从DC-DC转换器（20）向逆变器（40）供给的直流电压的指令值进行运算，使得从逆变器（40）向电机（50）供给的电流中的d轴电流为0或为负。

Description

电力转换装置的控制装置

技术领域

本发明涉及对电机进行可变速驱动的电力转换装置的控制装置，特别涉及具有DC-DC转换器和逆变器的电力转换装置的控制装置。

背景技术

作为电动车的动力源，可变速范围为广范围的永磁铁同步电机被人们所期待。此外，作为用于对永磁铁同步电机进行可变速驱动的电源，一般使用为可变频率电源的逆变器。此处，对逆变器连接可变速范围广的永磁铁同步电机作为负载时，永磁铁同步电机的感应电压与电机的旋转速度成比例上升，存在逆变器的输出电压相对于由电机感应而得到的反电动势变得不足的可能性。如果像这样逆变器的输出电压不足，则不能够从逆变器向电机流动期望的电流，因此有在电机中不能够产生必需的转矩的可能性。于是，在现有技术中，在利用非同步PWM（Pulse Width Modulati导通（ON）：脉宽调制）模式使逆变器运转的领域中，采用通过最大转矩/电流控制、弱磁通控制，避免逆变器的输出电压相对于电机感应的反电动势的余量不足的问题的方法。此处，非同步PWM模式，通过使用指示应从逆变器向电机供给的交流电压波形的电压指令和与该电压指令非同步的规定频率的载波进行脉宽调制，来生成作为PWM脉冲的栅极信号。

在最大转矩/电流控制和弱磁控制中，控制在电机流动的电流。在电机的电枢绕组（定子绕组）流动的电流能够分解为：作为沿着向转子的永磁铁的N极的方向的d轴的成分的d轴电流i_d；和作为沿与该d轴正交的q轴的成分的q轴电流i_q。此处，q轴电流i_q用于在电机中产生磁转矩，d轴电流i_d和q轴电流i_q用于产生磁阻转矩。在最大转矩/电流控制和弱磁通控制中，进行以该d轴电流i_d和q轴电流i_q作为成分的电流矢量的控制。

在最大转矩/电流控制中，从绝对值相同的电流矢量组中选择转矩最大的电流矢量，将该最大的转矩和得到该转矩的电流矢量相关联。然后，在施加需要的转矩时，求取与该转矩相关联的电流矢量，进行用于使作为这样的电流矢量的成分的d轴电流i_d和q轴电流i_q在电机流动的电流相位控制。通过进行该最大转矩/电流控制，使为了得到需要的转矩而在电机流动的电流最小，使在电机产生的铜损最小，由此能够使应设于电机的反电动势与逆变器的输出电压之间的余量较少。

此外，弱磁场控制是，通过在电机的电枢绕组中流动负的d轴电流i_d，减少由于转子的旋转而在电枢绕组产生的反电动势，由此增加q轴电流i_q，增加电机的转矩。另外，弱磁场控制和上述最大转矩/电流控制例如在非专利文献1中公开。

通过进行弱磁场控制，能够一定程度上解决电机旋转速度高的区域中的转矩不足的问题。但是，弱磁场控制也存在极限，当电机的旋转速度超过一定限度时，即使在非同步PWM模式中进行弱磁场控制，也会产生在高速旋转区域中不能够得到期望的转矩的问题。

于是，有时会进行将控制装置中的栅极信号的生成模式从非同步PWM模式切换为例如单脉冲（一脉冲）的同步PWM模式的控制。此处，同步PWM模式，通过使用指示应从逆变器向电机供给的交流电压波形的电压指令和与该电压指令同步的载波进行脉宽调制，来生成作为PWM脉冲的栅极信号。此外，单脉冲（一脉冲）的同步PWM模式是在电压指令的一周期的期间生成一个PWM脉冲的模式。当切换为该单脉冲等的同步PWM模式时，能够从逆变器向电机供给高基波电压，因此能够解决高速旋转区域中的转矩不足的问题。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2004－208409号公报

非专利文献

非专利文献1：武田、松井、森本、本田共著“埋入永磁铁同步电机的设计和控制”欧姆社，2001.10发行。

发明内容

发明要解决的问题

但是，在同步PWM模式中，例如在逆变器的输出电压大于电机的反电动势时，在电机流动正的d轴电流，电机内的磁通密度变高，电机的损失（即，不用于产生转矩的逆变器的输出）可能增加。专利文献1涉及从升压型的DC-DC转换器向逆变器施加直流电压、利用该逆变器驱动电机的车辆用动力控制装置，在该车辆用动力控制装置中，基于电机的电力消耗，在电机的负载轻的低电力驱动时使DC-DC转换器的升压比下降以减少电路损失。于是，依据该专利文献1，在同步PWM模式的逆变器的运转时，在电机负载轻时，考虑采用使向逆变器供给直流电压的DC-DC转换器的升压比下降的方法。但是，在同步PWM模式下的逆变器的运转时，电机高速旋转，产生高的反电动势。由此，仅基于电机的负载使DC-DC转换器的升压比下降时，逆变器的输出电压相对于电机的反电动势变得不足，产生不能够得到需要的转矩的问题。

本发明是鉴于上述问题而提出的，其目的在于提供一种在同步PWM模式下的逆变器的运转时，不会发生转矩不足的问题，能够避免电机损失增加，能够抑制电机驱动系统的效率下降的电力转换装置的控制装置。

用于解决问题的方法

本发明提供一种电力转换装置的控制装置，该电力转换装置包括：输出直流电压的直流电压产生单元；和基于从上述直流电压产生单元输出的直流电压产生驱动电机的交流电压的逆变器，该电力转换装置的控制装置的特征在于，包括：

逆变器控制单元，其是生成用于进行上述逆变器的开关元件的通/断切换的栅极信号的单元，作为上述栅极信号的生成模式，具有非同步PWM模式和同步PWM模式，其中，上述非同步PWM模式，通过使用指示应从上述逆变器向上述电机供给的交流电压波形的电压指令和相对于该电压指令非同步的规定频率的载波进行脉宽调制，来生成上述栅极信号，上述同步PWM模式，通过使用上述电压指令和与上述电压指令同步的载波进行脉宽调制，生成上述栅极信号；和

直流电压指令值运算单元，其在上述逆变器控制单元的栅极信号的生成模式为上述同步PWM模式的情况下，对指示从上述直流电压产生单元供给到上述逆变器的直流电压的指令值进行运算，使得从上述逆变器供给到上述电机的电流中与在上述电机的转子设置的永磁铁的N极的方向对应的成分的d轴电流为0或为负。

根据本发明，在同步PWM模式下进行逆变器的运转时，控制从直流电压产生单元向逆变器供给的直流电压，使得在电机流动的d轴电流为0或为负，因此能够不产生转矩不足的问题，避免电机的损失增加，抑制电机驱动系统的效率下降。

多数的电力转换装置的控制装置包括处理器和存储有在该处理器执行的程序（使该处理器执行的程序）的存储器。由此，也可以设想各种电机，制作使计算机作为上述控制装置起作用的程序，将该程序分配给电力转换装置的控制装置的用户。

附图说明

图1是表示包括作为本发明的第一实施方式的控制装置的电机驱动系统的结构的框图。

图2是表示该实施方式中的负载角与转矩的关系的图。

图3是该实施方式中电机的反电动势比逆变器的输出电压低并且电机为无负载时的电压矢量图。

图4是电机的反电动势比逆变器的输出电压低并且对电机施加一定的负载时的电压矢量图。

图5是电机的反电动势与逆变器的输出电压相等时的电压矢量图。

图6是表示总磁通比电机的永磁铁的电枢交链磁通大并且为无负载时的电机内的磁通的矢量图。

图7是表示总磁通比电机的永磁铁的电枢交链磁通大并且为轻负载时的电机内的磁通的矢量图。

图8是表示电机的永磁铁的电枢交链磁通和总磁通相等并且负载施加于电机时的电机内的磁通的矢量图。

图9是表示在该实施方式中，对总磁通比电机的永磁铁的电枢交链磁通大、永磁铁的电枢交链磁通和总磁通相等的各个情况进行了电机的损失分析的结果的图。

图10是表示作为本发明的第二实施方式的控制装置的结构的框图。

图11是表示在电机的永磁铁的电枢交链磁通和总磁通相等并且负载施加于电机时的电机内的磁通和在电机流动的电流的矢量图。

图12是表示该实施方式的效果的矢量图。

图13是表示作为本发明的第三实施方式的控制装置的结构的框图。

图14是表示作为本发明的第四实施方式的控制装置的结构的框图。

附图标记说明

10……直流电源，20……DC-DC转换器，30……转换器，40……逆变器，50……电机，100、100A、100B、100C……控制装置，101……电流检测部，102……转速检测部，103……直流电压检测部，110、110A……逆变器控制部，120……非同步/同步判定部，130……转换器控制部，141……极数存储部，142……反电动势存储部，143、143A、143B、143C……直流电压指令值运算部，144……比较部，111……d轴电流q轴电流决定部，112……电感存储部，113……总磁通运算部，114……端子电压运算部，151……电流值运算部，152……基准电流存储部。

具体实施方式

以下参照附图说明本发明的实施方式。

（第一实施方式）

图1是表示包括作为本发明的第一实施方式的控制装置的电机驱动系统的结构的框图。该电机驱动系统包括：构成直流电压产生单元的直流电源10、DC-DC转换器20、电容器30、逆变器40、电机50、本实施方式的控制装置100。

在该例中，DC-DC转换器20是包括相互串联连接的两个IGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极晶体管）、与这些IGBT分别反向并联连接的两个续流二极管、升压电抗器（reactor）的公知的DC-DC转换器。此处，两个IGBT中的一方、升压电抗器与直流电源10串联连接形成闭环。

而且，该DC-DC转换器20反复交替进行下述动作：仅使一方的IGBT为导通（ON），使电流在包含升压电抗器的闭环中流动的动作；和使该一方的IGBT为断开（OFF）并且使另一方的IGBT为导通（ON），使在该升压电抗器流动的电流经由与另一方的IGBT反向并联连接的续流二极管向电容器30侧流动的动作。由此，使直流电源10的输出电压升压后的直流中间电压e_dc充电至电容器30。而且，DC-DC转换器20中，能够通过调整使两个IGBT为导通（ON）的时间来进行使电容器30充电的直流中间电压e_dc的控制。

逆变器40是将作为电容器30的充电电压的直流中间电压e_dc转换为用于驱动电机50的三相交流电压的单元。该逆变器40与公知的逆变器同样，为包括六组IGBT和续流二极管的组的桥电路。在该例中，电机50是永磁铁同步电机。

本实施方式的控制装置100包括：电流检测部101、转速检测部102、直流电压检测部103、逆变器控制部110、非同步/同步判定部120、转换器控制部130、极数存储部141、反电动势存储部142、直流电压指令运算部143、和比较部144。

电流检测部101是检测从逆变器40向电机50的电枢绕组供给的U、V、W的各相的交流电流的装置。转速检测部102是检测电机50的转子的每单位时间的旋转数即旋转速度n的装置。直流电压检测部103是检测充电至电容器30的直流中间电压e_dc的装置。

逆变器控制部110是产生用于进行逆变器40的各IGBT的通/断（ON）/（OFF）切换的栅极信号的装置。进一步详细叙述，该逆变器控制部110基于从外部施加的转矩指令等，产生指示应供给到电机50的交流电压波形的电压指令，使用该电压指令和载波进行脉宽调制。将通过该脉宽调制得到的PWM脉冲作为栅极信号供给到逆变器40的各IGBT。

逆变器控制部110，作为栅极信号的生成模式具有非同步PWM模式和单脉冲的同步PWM模式。如上所述，非同步PWM模式是通过使用电压指令和相对于该电压指令不同步的规定频率的载波进行脉宽调制来生成PWM脉冲，并且将其作为栅极信号输出的生成模式。此外，同步PWM模式是通过使用电压指令和与该电压指令同步的载波进行脉宽调制来生成PWM脉冲，并且将其作为栅极信号输出的生成模式。以下说明这些各模式中的逆变器控制部110的动作的概要内容。

首先，说明非同步PWM模式。在作为永磁铁同步电机的电机50的转子产生的转矩T根据式（1）得到。

［数学式1］

T＝P_nΨ_mi_q+(L_d-L_q)i_di_q        ......(1)

在该式（1）中，P_n是极对数，Ψ_m是由转子的永磁铁产生、与电枢绕组交链的磁通，i_d是d轴电流，i_q是q轴电流，L_d是d轴电感，L_q是q轴电感。此外，在式（1）中，第一项是由永磁铁的磁通产生的磁转矩，第二项是磁阻转矩。

在非同步PWM模式中，逆变器控制部110控制施加于逆变器40的栅极信号，使得能够得到与转矩指令值对应的转矩的电流从逆变器40向电机50供给。此时，控制d轴电流i_d和q轴电流i_q，使得在逆变器40的输出电压相对于电机50的端子电压存在余量时电流值最小。在逆变器40的输出电压相对于电机50的端子电压较低时进行弱磁场控制。

接着说明同步PWM模式。此处，作为一个例子说明单脉冲的同步PWM模式。

在通常状态中，将施加于电机50的电枢绕组的交流电压分解为作为d轴方向的成分的d轴电压v_d和作为q轴方向的成分的q轴电压v_q时，上述d轴电压v_d和q轴电压v_q由式（2）和式（3）得到。

［数学式2］

v_d＝R_ai_d-ωL_qi_q    ……(2)

［数学式3］

v_q＝R_ai_q+ωL_di_d+ωΨ_m    ……(3)

在上述式（2）和式（3）中，R_a是电机50的电枢绕组的绕组电阻，ω是由电机50的转速决定的电角速度。

此外，电机50的端子电压v_mt与d轴电压v_d以及q轴电压v_q的关系如下式所示。

［数学式4］

$v_{\mathrm{mt}}=\sqrt{{v_d}^2+{v_q}^2}...\left(4\right)$

此处，假设绕组电阻非常小（R_a≈0），将v_d＝－V_a·sin δ、v_q＝V_a·cos δ代入式（2）、式（3），将式（2）、式（3）对i_d、i_q求解，代入式（1），得到式（5）。其中，V_a是逆变器40的输出电压，δ是负载角，即在电机50内产生的总磁通Ψ₀的方向与转子的永磁铁的电枢交链磁通Ψ_m的方向所成的角度。

［数学式5］

$T=\frac{P_n{\mathrm{\Ψ}}_m{V}_a}{{\mathrm{\ωL}}_d}\sin \mathrm{\δ}+\frac{P_n(L_d-L_q){V_a}^2}{{2\mathrm{\ωL}}_d{\mathrm{\ωL}}_q}\sin 2\mathrm{\δ}...\left(5\right)$

在单脉冲的同步PWM模式中，逆变器控制部110将具有与电压指令相同频率的一定的矩形波电压V_a向逆变器40输出，令充电至电容器30的逆变器直流电压为e_dc时，该逆变器40的输出电压V_a由式（6）得到。

［数学式6］

$V_a=\frac{\sqrt{6}}{\mathrm{\π}}{e}_{\mathrm{dc}}...\left(6\right)$

在单脉冲的同步PWM模式中，上述式（5）中的电压V_a一定，因此在电机50产生的转矩T依赖于负载角δ。图2表示式（5）中的负载角δ与转矩的关系。负载角δ为正的区域是在电机50中进行动力运行（作为电机的动作）的区域。负载角δ为负的区域是在电机50中进行再生（作为发电机的动作）的区域。

以上是非同步PWM模式和单脉冲的同步PWM模式的动作的概要内容。

逆变器控制部110基于例如由转速检测部102检测出的电机50的旋转速度等，将栅极信号的生成模式从非同步PWM模式向单脉冲的同步PWM模式切换，或者从单脉冲的同步PWM模式向非同步PWM模式切换。非同步/同步判定部120是判定该逆变器控制部110的栅极信号的生成模式是非同步PWM模式还是同步PWM模式的装置。

转换器控制部130是控制从DC-DC转换器20向逆变器40供给的直流中间电压e_dc的装置。在本实施方式中，在逆变器110在单脉冲的同步PWM模式下生成栅极信号的期间，利用转换器控制部130适当地控制直流中间电压e_dc，由此抑制电机驱动系统的效率下降。以下，为了使得关于本实施方式中的直流中间电压e_dc的控制的理解变得容易，在直流中间电压e_dc的控制的说明之前，说明逆变器控制部110在单脉冲的同步PWM模式下生成栅极信号时的电机驱动系统的效率。

首先，从逆变器40向电机50供给的电流依赖于电机50的反电动势v_me和逆变器40的输出电压V_a的大小关系。图3表示电机50的反电动势v_me比逆变器40的输出电压V_a低时，电机50为无负载的状态，即电机50的负载角δ为0的状态下的电压矢量图。但是，此处忽略电机50的电枢的绕组电阻引起的电压下降。如图3所示，在电机50的电枢中，根据电机50的反电动势v_me与逆变器40的输出电压V_a的差，流动d轴电流i_d。此外，电机50的反电动势v_me比逆变器40的输出电压V_a低时的d轴电流i_d的极性为正。

此处，在非同步PWM模式中，逆变器控制部110控制逆变器40使得为了得到期望的转矩所必需的电流从逆变器40向电机50供给，并且，控制d轴电流i_d和q轴电流i_q使得此时逆变器40的输出电压V_a相对于电机50的端子电压v_mt存在余量时电流值成为最小。由此，在非同步PWM模式中，如果电机50无负载，需要的转矩为0，则从逆变器40向电机50供给的电流大致为0，不会在逆变器40产生损失。

但是，在同步PWM模式下运转时，如图3所示，在电机50的反电动势v_me比逆变器40的输出电压V_a低时，不用于产生转矩的电流从逆变器40向电机50流动，在逆变器40中产生损失。同时，在电机50中也流动电流，因此在电机50的电枢绕组中产生铜损。此外，在d轴电流i_d为正时，产生增磁效应，结果电枢的磁通密度变高，存在电枢的铁损增加的问题。

图4表示电机50的反电动势v_me比逆变器40的输出电压V_a低时，一定的负载施加于电机50时的电压矢量图。根据上述式子（6）可知，如果逆变器40的直流中间电压e_dc一定，则逆变器40的输出电压V_a也一定，输出电压V_a描绘半径一定的圆弧地前进。在图4所示的例子中，通过对电机50施加负载，q轴电流i_q在电机50中流动，但是逆变器40的输出电压V_a相对于电机50的反电动势v_me依然过剩，因此d轴电流i_d保持为正。在该状态下，也产生上述增磁效应，因此存在电枢的铁损增加的问题。

但是，当从图3所示的状态经由图4所示的状态，电机50的负载进一步变大，负载角δ变大时，最终电机50的d轴电流i_d经由0变为负。

图5表示电机50的反电动势v_me与逆变器的输出电压V_a相等时的电压矢量图。在电机50的反电动势v_me与逆变器的输出电压V_a相等时，在无负载状态的电机50几乎不流动电流，当电机50的负载变大时，流动d轴电流i_d和q轴电流i_q，此时d轴电流i_d必然为负。由此，在电机50不产生增磁效应，能够抑制电枢的铁损的增加。

于是，在本实施方式中，为了防止在同步PWM模式中电机50的铁损增加，以在电机50流动的d轴电流i_d为0或为负的方式使转换器控制部130进行从DC-DC转换器20向逆变器40供给的直流中间电压e_dc的控制。关于该d轴电流i_d为0或为负的直流中间电压e_dc的指令值的计算方法能够考虑各种方法，但是在本实施方式中，由直流电压指令值运算部143运算逆变器40的输出电压V_a与电机50的反电动势v_me相等的逆变器40的直流中间电压e_dc的指令值。

以下，说明本实施方式中进行的直流中间电压e_dc的控制。首先，在上述式（6）中，使V_a＝v_me，对e_dc求解，则得到式（7）。

［数学式7］

$e_{\mathrm{dc}}=\frac{\mathrm{\π}}{\sqrt{6}}{v}_{\mathrm{me}}...\left(7\right)$

在图1中，控制装置100的极数存储部141、反电动势存储部142和直流电压指令值运算部143构成求取电机50的当前的反电动势v_me、使用该反电动势v_me依据上述式（7）计算直流中间电压e_dc的指令值的单元。进一步详细叙述，反电动势存储部142例如存储基频f_base和基频下的电机50的反电动势v_emf。此处，基频f_base是将电机50能够不使最大转矩下降地进行动作的电机50的旋转速度的最大值换算为电机50的反电动势的频率而得的结果。此外，极数存储部141存储电机50中转子的磁极对数P。

直流电压指令值运算部143首先基于存储于极数存储部141的磁极对数P和由转速检测部102检测出的电机50的旋转速度n，依据式（8）计算电机50的反电动势的当前的频率f。

［数学式8］

$f=\frac{\mathrm{nP}}{120}...\left(8\right)$

接着，直流电压指令值运算部143利用下式（9）计算电机50的当前的反电动势v_me。

［数学式9］

$v_{\mathrm{me}}=\frac{f}{f_{\mathrm{base}}}{v}_{\mathrm{emf}}...\left(9\right)$

然后，直流电压指令值运算部143将这样计算出的反电动势v_me代入上述式（7），由此计算出直流中间电压e_dc的指令值。即，直流电压指令值运算部143依据下式（10），决定直流中间电压e_dc的指令值。

［数学式10］

$e_{\mathrm{dc}}=\frac{{\mathrm{\πfv}}_{\mathrm{emf}}}{\sqrt{6}{f}_{\mathrm{base}}}=\frac{{\mathrm{nP\πv}}_{\mathrm{emf}}}{120\sqrt{6}{f}_{\mathrm{base}}}...\left(10\right)$

比较部144对由该直流电压指令值运算部143计算出的直流中间电压e_dc的指令值和由直流电压检测部103检测出的直流中间电压e_dc的电压值进行比较，计算两者的差值，供给到转换器控制部130。

然后，转换器控制部130进行DC-DC转换器20的控制，使得在由直流电压检测部103检测出的直流中间电压e_dc的电压值比由直流电压指令值运算部143计算出的指令值大时使直流中间电压e_dc下降，在由直流电压检测部103检测出的直流中间电压e_dc的电压值比由直流电压指令值运算部143计算出的指令值小时使直流中间电压e_dc上升。

在同步PWM模式中，像这样控制从DC-DC转换器20向逆变器40供给的直流中间电压e_dc使得逆变器40的输出电压V_a与电机50的反电动势v_me一致。结果，在电机50流动的d轴电流i_d为0或为负。由此，在以同步PWM模式运转时，能够防止在电机50中损失增加，能够抑制电机驱动系统的效率下降。

在以上的说明中，着眼于在同步PWM模式下在电机50流动的d轴电流i_d依赖于电机50的反电动势v_me和逆变器40的输出电压V_a的大小关系。于是，从使输出电压V_a与反电动势v_me一致的方式控制直流中间电压e_dc的观点出发，导出用于使d轴电流i_d为0或为负的直流中间电压e_dc的指令值的计算式（10）。但是，从与此不同的观点能够导出用于使d轴电流i_d为0或为负的直流中间电压e_dc的指令值的计算式（10）。以下着眼于在同步PWM模式下在电机50流动的d轴电流i_d依赖于电机50的永磁铁的电枢交链磁通Ψ_m和逆变器40的输出电压V_a的总磁通Ψ₀的大小关系。而且，从以Ψ_m=Ψ₀的方式控制直流中间电压e_dc的观点出发，导出用于使d轴电流i_d为0或为负的直流中间电压e_dc的指令值的计算式（10）。

首先，说明根据电机50的永磁铁的电枢交链磁通Ψ_m和逆变器40的输出电压V_a的总磁通Ψ₀的大小关系，电流怎样在电机50流动。

永磁铁的电枢交链磁通Ψ_m能够根据基频f_base和基频下的反电动势v_emf由式（11）计算得到。此处，频率和反电动势存在比例关系，因此，应存储的频率和反电动势也可以不是基频下的值。

［数学式11］

${\mathrm{\Ψ}}_m=\frac{v_{\mathrm{emf}}}{2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{base}}}...\left(11\right)$

另一方面，总磁通Ψ0能够根据逆变器40的输出电压Va和其角速度ω由式（12）计算得到。

［数学式12］

${\mathrm{\Ψ}}_0=\frac{V_a}{\mathrm{\ω}}...\left(12\right)$

此处，角速度ω由式（13）表示。

［数学式13］

ω＝2πf    ……(13)

该式（13）中的频率f能够由上述式（8）计算得出。

图6表示Ψ_m＜Ψ₀并且无负载即负载角δ＝0的磁通的矢量图。如图6所示，即使无负载，在Ψ_m＜Ψ₀的条件下也流动d轴电流i_d，而且d轴电流i_d为正因此是强磁通。图7表示Ψ_m＜Ψ₀并且轻负载的状态下的磁通的矢量图。当负载角δ变大时，q轴电流i_q开始流动。但是，d轴电流i_d保持为正地前进。图8表示Ψ_m＝Ψ₀并且负载施加于电机50时的磁通的矢量图。此时，无论怎样的负载施加于电机50，d轴电流i_d都不会为正。当然，如果负载为0即负载角δ＝0，则理论上电机50中不流动电流。

据此，如果以Ψ_m＝Ψ₀的方式控制施加于逆变器40的直流中间电压e_dc，则不会导致电机50的损失增加。

图9表示在Ψ_m＜Ψ₀和Ψ_m＝Ψ₀的各条件下，进行电机50的损失分析的结果。但是，在该损失分析中，电机50的d轴电感L_d为0.88mH，q轴电感L_q为2.08mH。此外，在两条件下，Ψ_m＝0.18Wb。此外，在前者的条件下Ψ₀＝0.20Wb，在后者的条件下Ψ₀＝0.18Wb，在任意一个条件下电机的负载率均为50%。

此外，将对于上述两个条件的各个，利用式（5）计算负载角δ，利用式（2）、式（3）求取d轴电流i_d和q轴电流i_q的结果表示于表1。

［表1］

总磁通Ψ（Wb）	负载角δ（度）	d轴电流id（A）	q轴电流iq（A）
				0.20	15.4	14.8	25.7
0.18	14.4	－6.5	21.6

如该表1所示，在Ψ_m＜Ψ₀的条件下d轴电流i_d为正，在Ψ_m＝Ψ₀的条件下d轴电流i_d为负。

如图9所示，在Ψ₀＝0.20Wb的条件下，与Ψ₀＝0.18Wb的条件相比，尤其是定子的损失增加变得显著。这是因为，如表1所示，Ψ₀＝0.20Wb时d轴电流i_d沿正方向流动成为强磁通，因此定子的磁通密度变高，损失增加。在Ψ₀＝0.18Wb时，与Ψ₀＝0.20Wb时相比，电机50整体的损失下降约13%。

接着说明逆变器40的直流中间电压e_dc的决定方法。首先，为了使Ψ_m＝Ψ₀，需要根据上述式（11）和式（12）使下式成立。

［数学式14］

${\mathrm{\Ψ}}_m=\frac{v_{\mathrm{emf}}}{{2\mathrm{\πf}}_{\mathrm{base}}}=\frac{V_a}{\mathrm{\ω}}={\mathrm{\Ψ}}_0...\left(14\right)$

将该式（14）对V_a求解，得到式（15）。

$V_a=\frac{{\mathrm{\ωv}}_{\mathrm{emf}}}{2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{base}}}...\left(15\right)$

将式（6）对e_dc求解，代入该式（14）的V_a，则得到下式。

［数学式6］

$e_{\mathrm{dc}}=\frac{\mathrm{\π}}{\sqrt{6}}{V}_a=\frac{{\mathrm{\ωv}}_{\mathrm{emf}}\mathrm{\π}}{2{\mathrm{\πf}}_{\mathrm{base}}}...\left(16\right)$

将通过将式（8）代入式（12）而得到的ω代入该式（15）进行整理时，得到上述式（10）。

如上所述，本实施方式的直流中间电压e_dc的控制方法能够是以逆变器40的输出电压V_a和反电动势v_me一致的方式控制直流中间电压e_dc的方法，同时能够是以电机50的永磁铁的电枢交链磁通Ψ_m和逆变器40的输出电压V_a的总磁通Ψ₀相等的方式控制直流中间电压e_dc的方法。而且，根据本实施方式的直流中间电压e_dc的控制方法，能够使在同步PWM模式下运转时在电机50流动的d轴电流i_d为0或为负，能够防止电机50的损失的增加。

（第二实施方式）

图10是表示作为本发明的第二实施方式的逆变器的控制装置100A的结构的框图。在本实施方式的控制装置100A中，上述第一实施方式的控制装置100（参照图1）的逆变器控制部110和直流电压指令值运算部143置换为逆变器控制部110A和直流电压指令值运算部143A。另外，在图10中，为了防止附图表示变得复杂，省略与上述图1中的电流检测部101、直流电压检测部103和非同步/同步判定部120相当的部件的图示。

在本实施方式中，逆变器控制部110A具有d轴电流q轴电流决定部111、电感存储部112、总磁通运算部113。本实施方式中，直流电压指令值运算部143A与该逆变器控制部110A的总磁通运算部113协同动作，运算直流中间电压e_dc的指令值。

如上述第一实施方式所示，当以电机50的电枢交链磁通Ψ_m和逆变器40的输出电压V_a的总磁通Ψ₀相等的方式控制直流中间电压e_dc时，在重负载时，如图11所示随着负载角δ变大，d轴电流i_d变得过大，逆变器50的输出电流增加。本实施方式对于该点改良上述第一实施方式。

在本实施方式中，逆变器控制部110A的总磁通运算部113如图12中例示的那样，求取d轴电流i_d和q轴电流i_q为适当的电流值的电机50的总磁通Ψ₀，直流电压指令值运算部143A运算用于得到该总磁通Ψ₀的逆变器40的直流中间电压e_dc的指令值。

进一步详细叙述的话如下所述。d轴电流q轴电流决定部111基于转矩指令决定d轴电流i_d和q轴电流i_q。此时，可以预先以表的形式具有数据，或者可以总是计算d轴电流i_d和q轴电流i_q。

在优选的方式中，d轴电流q轴电流决定部111通过非专利文献1的23～24页中记载的最大转矩/电流控制决定d轴电流i_d和q轴电流i_q。

更具体地说，在该方式中，对于各种转矩，求取能够产生该转矩的d轴电流i_d和q轴电流i_q的各成分构成的电流矢量中绝对值最小的电流矢量。然后，与各转矩相对应，制作定义能够产生该转矩的绝对值最小的电流矢量的d轴电流i_d和q轴电流i_q的表，预先存储于d轴电流q轴电流决定部111。然后，d轴电流q轴电流决定部111从该表读出与转矩指令对应的d轴电流i_d和q轴电流i_q，输出至总磁通运算部113。

在电感存储部112中存储有电机50的d轴电感L_d和q轴电感L_q。此外，直流电压指令值运算部143A基于存储于反电动势存储部142中的基频f_base和该基频下的电机50的反电动势v_emf，依据上述式（11），计算电机50的永磁铁的电枢交链磁通Ψ_m，将该电枢交链磁通Ψ_m通知给总磁通运算部113。

总磁通运算部113使用由d轴电流q轴电流决定部111决定的d轴电流i_d和q轴电流i_q、存储于电感存储部112的d轴电感L_d和q轴电感L_q、由直流电压指令值运算部143A计算出的电枢交链磁通Ψ_m，依据下式计算总磁通Ψ₀。然后，总磁通运算部113将计算出的总磁通Ψ₀通知给直流电压指令值运算部143A。另外，根据图8可知式（17）成立。

［数学式17］

${\mathrm{\Ψ}}_0=\sqrt{{({\mathrm{\Ψ}}_m+L_d{i}_d)}^2+{\left(L_q{i}_q\right)}^2}...\left(17\right)$

直流电压指令值运算部143A计算能够得到由总磁通运算部113计算出的总磁通Ψ₀的直流中间电压e_dc的指令值。具体如下所述。首先，将上述式（12）对逆变器40的输出电压V_a求解，得到下式。

［数学式18］

$V_a={\mathrm{\ω\Ψ}}_0=2\mathrm{\π}{\mathrm{f\Ψ}}_0=\frac{\mathrm{\πnP}{\mathrm{\Ψ}}_0}{60}...\left(18\right)$

接着，将上述式（6）对e_dc求解，代入该式（18）的V_a，得到下式。

［数学式19］

$e_{\mathrm{dc}}=\frac{\mathrm{\π}}{\sqrt{6}}{V}_a=\frac{{\mathrm{\ω\π\Ψ}}_0}{\sqrt{6}}=\frac{{\mathrm{\π}}^2\mathrm{nP}{\mathrm{\Ψ}}_0}{60\sqrt{6}}...\left(19\right)$

于是，直流电压指令值运算部143A根据由总磁通运算部113计算出的总磁通Ψ₀、由转速检测部102检测出的旋转速度n、存储于极数存储部142的磁极对数P，依据上述式（19），计算直流中间电压e_dc的指令值。然后，转换器控制部130进行用于使供给至逆变器40的直流中间电压e_dc与该指令值一致的转换器20的控制。

通过进行这样的控制，在以同步PWM模式运转时，如图12例示的那样，适当的q轴电流i_q和为0或为负的适当的d轴电流i_d在电机50流动。由此，根据本实施方式，能够防止重负载时d轴电流i_d变得过大，并且防止电机50的铁损增加。

（第三实施方式）

图13是表示作为本发明的第三实施方式的逆变器的控制装置100B的结构的框图。本实施方式的控制装置100B中，上述第二实施方式的控制装置100A（参照图10）的逆变器控制部110A和直流电压指令值运算部143A被置换为逆变器控制部110B和直流电压指令值运算部143B。另外，在图13中，与图10同样，为了防止附图表示变得复杂，省略与电流检测部101、直流电压检测部103和非同步/同步判定部120相当的部件的图示。

逆变器控制部110B中，上述第二实施方式的逆变器控制部110A中的总磁通运算部113置换为端子电压运算部114。该端子电压运算部114依据上述式（17）计算总磁通Ψ₀，在该总磁通Ψ₀上乘以电机50的角速度ω，计算能够得到总磁通Ψ₀的电机50的端子电压v_mt。此处，角速度ω根据存储于极数存储部141的电机50的转子的磁极对数P和由转速检测部102检测出的电机50的旋转速度n，依据上述式（8）和式（13）计算得到。

代替这样的计算方法，也可以依据下述那样的方法计算电机50的端子电压v_mt。即，代替永磁铁的电枢交链磁通Ψ₀使用电机50的反电动势和角速度，如图5的矢量图所示，依据下式计算端子电压v_mt。

［数学式20］

$v_{\mathrm{mt}}=\sqrt{{(v_{\mathrm{me}}+{\mathrm{\ωL}}_d{i}_d)}^2+{\left({\mathrm{\ωL}}_q{i}_q\right)}^2}...\left(20\right)$

此处，反电动势v_me与电机50的旋转速度成比例，因此反电动势v_me能够基于存储于反电动势存储部142的基频f_base和基频下的反电动势v_emf、由转速检测部102检测出的当前的电机50的旋转速度n计算得到。

直流电压指令值运算部143B依据下式计算用于使电机50的端子电压v_mt为由端子电压运算部114计算出的端子电压v_mt的直流中间电压e_dc的指令值。

［数学式21］

$e_{\mathrm{dc}}=\frac{\mathrm{\π}}{\sqrt{6}}{v}_{\mathrm{mt}}...\left(21\right)$

在本实施方式中也能够得到与上述第二实施方式同样的效果。

（第四实施方式）

图14是表示具有作为本发明的第四实施方式的控制装置100C的电机驱动系统的结构的框图。另外，在该图中，对与上述第一实施方式（图1）的构成要素对应的要素标注相同的附图标记，省略其说明。

本实施方式的控制装置100C具有电流值运算部151、基准电流存储部152。此处电流值运算部151是输出将由电流检测部101检测出的U相电流、V相电流和W相电流的大小、例如将这些各个电流的振幅平均后的电流值的装置。基准电流存储部152存储定义与各转矩对应的基准电流值的表。在该表中与各转矩对应的基准电流值例如是用于进行上述最大转矩/电流控制的电流值，即由能够产生该转矩的d轴电流i_d和q轴电流i_q构成的电流矢量中绝对值最小的电流矢量的绝对值。

直流电压指令值运算部143C，在由电流值运算部151计算出的电流值为存储于基准电流存储部152中的基准电流值以下时，与上述第一实施方式同样，计算出使逆变器40的输出电压V_a与反电动势v_me一致的直流中间电压e_dc的指令值，或者使逆变器40的输出电压V_a的总磁通Ψ₀与电机50的永磁铁的电枢交链磁通Ψ_m一致的直流中间电压e_dc的指令值，并且向比较部144供给。

与此相对，在由电流值运算部151计算出的电流值超过存储于基准电流存储部152的基准电流值时，本实施方式进行下述控制。首先，根据图5可知，在进行上述第一实施方式中说明的使逆变器40的输出电压V_a与反电动势v_me一致的控制的状况中，当逆变器40的输出电压V_a比当前情况（现状）大时，d轴电流i_d下降。此外，根据图8可知，在进行上述第一实施方式中说明的使逆变器40的输出电压V_a的总磁通Ψ₀与电机50的永磁铁的电枢交链磁通Ψ_m一致的控制的状况下，当逆变器40的输出电压V_a的总磁通Ψ₀比当前情况（现状）大时，d轴电流i_d下降。于是，本实施方式的直流电压指令值运算部143C，在由电流值运算部151计算出的电流值超过存储于基准电流存储部152的基准电流值时，将比计算出的直流中间电压e_dc的指令值大的指令值向比较部144供给，使逆变器40的直流中间电压e_dc变高，使逆变器40的输出电压V_a比电机50的反电动势v_me大，或者使总磁通Ψ₀比永磁铁的电枢交链磁通Ψ_m大，使d轴电流i_d下降，减少逆变器40的输出电流。

由此，根据本实施方式，在以同步PWM模式运转时，在由电流值运算部151计算出的电流值为基准电流值以下时，以d轴电流i_d为0或为负的方式进行直流中间电压e_dc的控制，防止电机50的损失增加。

此外，在以同步PWM模式运转时，在由电流值运算部151计算出的电流值超过基准电流值时，进行使直流中间电压e_dc增加、使d轴电流i_d减少的控制，因此在高负载时能够防止在电机50流动过剩的电流。

此外，在本实施方式中，直流电压指令值运算部143C存储逆变器40的直流中间电压e_dc的上限值。该上限值基于DC-DC转换器20、逆变器40的开关元件和电容器30的耐压的上限决定。而且，直流电压指令值运算部143C，在直流中间电压e_dc的指令值超过上限值时，使指令值与上限值相等，进行电机50的转矩控制。

由此，根据本实施方式，能够防止直流中间电压e_dc超过上限值，能够保护DC-DC转换器20、逆变器40的开关元件和电容器30。

（其它实施方式）

以上说明了本发明的第一实施方式～第四实施方式，但此外，也能够想到本发明的其它实施方式。例如下述内容。

（1）也可以一起使用在上述第一实施方式中说明的以逆变器的输出电压与电机的反电动势相等的方式控制施加于逆变器的直流电压的方法、在上述第二实施方式中说明的以使在电机流动期望的电流的方式控制施加于逆变器的直流电压的方法、在上述第四实施方式中说明的在电机流动的电流超过基准电流时使施加于逆变器的直流电压的指令值比当前情况（现状）增加的方法。例如也可以基于电机的旋转速度n切换通过某一个方法控制施加于逆变器的直流电压，也可以根据转矩指令进行切换。在根据转矩指令进行切换时，例如能够采用在轻负载区域中以逆变器的输出电压与电机的反电动势相等的方式控制施加于逆变器的直流电压，在重负载区域中，以使在电机流动期望的电流的方式控制施加于逆变器的直流电压的方法等。

（2）在上述各实施方式中，由直流电源和升压型DC-DC转换器构成对逆变器供给直流电压的直流电压产生单元，但是在直流电源的输出电压十分高时也可以使用降压型DC-DC转换器或升降压转换器。此外，也可以使用将交流转换为直流的AC-DC转换器（PWM整流器）作为直流电压产生单元。

（3）在上述各实施方式中，对逆变器控制部施加转矩指令，但是也可以施加速度指令，根据速度指令值与实际速度的偏差得到转矩指令。

（4）在上述各实施方式中，检测从逆变器向电机供给的三相电流，但是并非必须检测全部的三相，也可以检测出两相，通过运算求得剩下的一相。

（5）也可以具有转速预测部代替具有转速检测部。

（6）在上述第一实施方式中，利用上述式（10）计算在电机50产生的反电动势v_me和逆变器40的输出电压V_a的基波成分相等的直流中间电压e_dc的指令值。但是，也可以通过这之外的方法计算该直流中间电压e_dc的指令值。此外，在上述第一实施方式中，利用上述式（10）计算由逆变器40的输出电压V_a在电机50生成的总磁通Ψ₀和电机50中的永磁铁的电枢交链磁通Ψ_m相等的直流中间电压e_dc的指令值。但是，也可以通过这之外的方法计算该直流中间电压e_dc的指令值。

（7）在上述各实施方式中，作为同步PWM模式采用单脉冲的同步PWM模式，但是在控制逆变器的输出电压的负载角实施转矩控制时，也可以采用3脉冲等的同步PWM模式。

（8）多数的电力转换装置的控制装置包括处理器和存储有在该处理器执行的程序（使该处理器执行的程序）的存储器。于是，可以假设各种电机，制作使计算机作为本发明的控制装置起作用的程序，将该程序分配给逆变器的控制装置的用户。例如在上述第一实施方式（图1）中，逆变器控制部110、非同步/同步判定部120、转换器控制部130、直流电压指令值运算部143、比较部144的实体是处理器根据程序执行的运算处理。因此，假设各种电机50，制作该程序，将其存储于控制装置的存储器。此时，存储于极数存储部141等各种存储部的参数可以由程序自身持有，或者也可以将存储于非易失性存储器等的参数读入程序。上述第一实施方式以外的各实施方式作为程序实现时也是同样的。

Claims (11)

1.一种电力转换装置的控制装置，所述电力转换装置包括：输出直流电压的直流电压产生单元；和基于从所述直流电压产生单元输出的直流电压产生驱动电机的交流电压的逆变器，该电力转换装置的控制装置的特征在于，包括：

逆变器控制单元，其是生成用于进行所述逆变器的开关元件的通/断切换的栅极信号的单元，作为所述栅极信号的生成模式，具有非同步PWM模式和同步PWM模式，其中，所述非同步PWM模式，通过使用指示应从所述逆变器向所述电机供给的交流电压波形的电压指令和相对于该电压指令非同步的规定频率的载波进行脉宽调制，来生成所述栅极信号，所述同步PWM模式，通过使用所述电压指令和与所述电压指令同步的载波进行脉宽调制，来生成所述栅极信号；和

直流电压指令值运算单元，其在所述逆变器控制单元的栅极信号的生成模式为所述同步PWM模式的情况下，对指示从所述直流电压产生单元供给到所述逆变器的直流电压的指令值进行运算，使得从所述逆变器供给到所述电机的电流中与在所述电机的转子设置的永磁铁的N极的方向对应的成分即d轴电流为0或为负。

2.如权利要求1所述的电力转换装置的控制，其特征在于：

所述直流电压指令值运算单元，运算所述直流电压的指令值，使得在所述电机产生的反电动势和所述逆变器的输出电压的基波成分相等。

3.如权利要求2所述的电力转换装置的控制装置，其特征在于：

包括：

存储特定频率的所述电机的反电动势的反电动势存储单元；和

存储所述电机的磁极对数的极数存储单元，

所述直流电压指令值运算单元基于所述电机的旋转速度、存储于所述极数存储单元中的磁极对数、和存储于所述反电动势存储单元的特定频率的所述电机的反电动势，运算使在所述电机产生的反电动势和所述逆变器的输出电压的基波成分相等的所述直流电压的指令值。

4.如权利要求1所述的电力转换装置的控制装置，其特征在于：

所述直流电压指令值运算单元，运算所述直流电压的指令值，使得利用所述逆变器的输出电压在所述电机生成的总磁通和由所述电机中的永磁铁产生的电枢交链磁通相等。

5.如权利要求4所述的电力转换装置的控制装置，其特征在于：

包括：

存储特定频率的所述电机的反电动势的反电动势存储单元；和

存储所述电机的磁极对数的极数存储单元，

所述直流电压指令值运算单元基于所述电机的旋转速度、存储于所述极数存储单元中的磁极对数、存储于所述反电动势存储单元的特定频率的所述电机的反电动势，运算使利用所述逆变器的输出电压在所述电机生成的总磁通和由所述电机中的永磁铁产生的电枢交链磁通相等的所述直流电压的指令值。

6.如权利要求1所述的电力转换装置的控制装置，其特征在于：

包括：

存储特定频率的所述电机的反电动势的反电动势存储单元；和

存储所述电机的磁极对数的极数存储单元，

所述逆变器控制单元包括：

d轴电流q轴电流决定单元，其基于转矩指令，决定在所述电机流动的d轴电流和沿着与d轴正交的q轴的成分即q轴电流；

电感存储单元，其存储所述电机的d轴电感和q轴电感；和

总磁通运算单元，其基于由所述d轴电流q轴电流决定单元决定的d轴电流和q轴电流、存储于所述电感存储单元的d轴电感和q轴电感、和根据存储于所述反电动势存储单元的特定频率的所述电机的反电动势决定的所述电机的永磁铁的电枢交链磁通，运算在所述电机生成的总磁通，

所述直流电压指令值运算单元运算用于使所述电机生成由所述总磁通运算单元运算出的总磁通的所述直流电压的指令值。

7.如权利要求1所述的电力转换装置的控制装置，其特征在于：

包括：

存储特定频率的所述电机的反电动势的反电动势存储单元；和

存储所述电机的磁极对数的极数存储单元，

所述逆变器控制单元包括：

d轴电流q轴电流决定单元，其基于转矩指令，决定在所述电机流动的d轴电流和沿着与d轴正交的q轴的成分即q轴电流；

电感存储单元，其存储所述电机的d轴电感和q轴电感；和

端子电压运算单元，其基于由所述d轴电流q轴电流决定单元决定的d轴电流和q轴电流、存储于所述电感存储单元的d轴电感和q轴电感、和根据存储于所述反电动势存储单元的特定频率的所述电机的反电动势决定的所述电机的永磁铁的电枢交链磁通，运算应施加于所述电机的端子电压，

所述直流电压指令值运算单元运算用于向所述电机施加由所述端子电压运算单元运算出的端子电压的所述直流电压的指令值。

8.如权利要求6或7所述的电力转换装置的控制装置，其特征在于：

所述d轴电流q轴电流决定单元决定能够得到与所述转矩指令对应的转矩的d轴电流和q轴电流，该d轴电流和q轴电流使得以该两种电流为成分的电流矢量的绝对值最小。

9.如权利要求1所述的电力转换装置的控制装置，其特征在于：

包括：

运算从所述逆变器供给到所述电机的电流值的电流值运算单元；和

存储规定的基准电流值的基准电流存储单元，

所述直流电压指令值运算单元，在由所述电流值运算单元运算出的电流值超过存储于所述基准电流存储单元的基准电流值的情况下，将所述直流电压的指令值控制成比当前高的值。

10.如权利要求1～9中任一项所述的电力转换装置的控制装置，其特征在于：

所述直流电压指令值运算单元，在运算出的所述直流电压的指令值超过规定的上限值的情况下，使该指令值与该上限值相等。

11.一种程序，其特征在于：

使计算机作为控制电力转换装置的装置发挥功能，该电力转换装置包括：输出直流电压的直流电压产生单元；和基于从所述直流电压产生单元输出的直流电压生成驱动电机的交流电压的逆变器，

所述程序使计算机作为以下单元发挥功能：

逆变器控制单元，作为生成用于进行所述逆变器的开关元件的通/断切换的栅极信号的生成模式，具有非同步PWM模式和同步PWM模式，其中，所述非同步PWM模式，通过使用指示应从所述逆变器向所述电机供给的交流电压波形的电压指令和相对于该电压指令非同步的规定频率的载波进行脉宽调制，来生成所述栅极信号，所述同步PWM模式，通过使用所述电压指令和与所述电压指令同步的载波进行脉宽调制，来生成所述栅极信号；和

直流电压指令值运算单元，在所述逆变器控制单元的栅极信号的生成模式为所述同步PWM模式的情况下，对指示从所述直流电压产生单元供给到所述逆变器的直流电压的指令值进行运算，使得从所述逆变器供给到所述电机的电流中与在所述电机的转子设置的永磁铁的N极的方向对应的成分即d轴电流为0或为负。

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