JP2003116280A - 駆動装置および動力出力装置 - Google Patents

駆動装置および動力出力装置

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JP2003116280A JP2001308679A JP2001308679A JP2003116280A JP 2003116280 A JP2003116280 A JP 2003116280A JP 2001308679 A JP2001308679 A JP 2001308679A JP 2001308679 A JP2001308679 A JP 2001308679A JP 2003116280 A JP2003116280 A JP 2003116280A
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 動力出力装置のエネルギ効率をより向上させ
る。 【解決手段】 電子制御ユニット４０は、モータ２２に
要求される動力を電力換算して得られたバッテリ３２の
出力要求ＢＰ＊をバッテリ３２の端子間電圧Ｖｂで除算
してリアクトルＬを流れる電流を演算する。そして、演
算された電流からＤＣ／ＤＣコンバータ３４の損失が最
小となるトランジスタＴ７，Ｔ８のキャリア周波数（最
適キャリア周波数）を設定し、設定されたスイッチング
周波数でＤＣ／ＤＣコンバータ３４を制御する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、駆動装置および動
力出力装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、この種の動力出力装置としては、
電動機に三相交流を印加するインバータ回路の正極母線
と負極母線とに接続されたコンデンサと直流電源からの
電力をＤＣ／ＤＣ変換してコンデンサに供給可能なＤＣ
／ＤＣコンバータとを備えるものが提案されている。こ
の動力出力装置では、直流電源の電流をエネルギとして
一時的に蓄積するリアクトルを利用して直流電源の電圧
を昇圧してコンデンサに電荷を蓄えると共にこの蓄電さ
れたコンデンサを直流電源として電動機を駆動する。こ
のＤＣ／ＤＣコンバータによる昇圧動作は、ある動作点
において効率が良いとされるスイッチング周波数（搬送
波の周波数）に固定し、この固定されたスイッチング周
波数でスイッチング制御することにより行なわれてい
る。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、こうし
た動力出力装置では、ＤＣ／ＤＣコンバータが必ずしも
適切なスイッチング周波数で駆動されずにそのエネルギ
効率が低下する場合があるという問題があった。ＤＣ／
ＤＣコンバータは、動力出力装置に要求される出力（要
求出力）に応じて動作し、要求出力によって効率の良い
スイッチング周波数のポイントも変わる。したがって、
固定されたスイッチング周波数でＤＣ／ＤＣコンバータ
を駆動する場合、装置の要求出力によっては効率の悪い
ポイントで動作してしまう場合があった。このＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータのエネルギ効率の低下は、装置全体のエネ
ルギ効率の低下を招くことになる。
【０００４】本発明の駆動装置は、ＤＣ／ＤＣコンバー
タをより効率の良いスイッチング周波数で駆動し、装置
全体のエネルギ効率をより向上させることを目的の一つ
とする。また、本発明の動力出力装置は、第１電源と第
２の電源との間の電力変換をより効率の良いスイッチン
グ周波数で行ない、装置全体のエネルギ効率をより向上
させることを目的の一つとする。
【０００５】
【課題を解決するための手段およびその作用・効果】本
発明の駆動装置および動力出力装置は、上述の目的の少
なくとも一部を達成するために以下の手段を採った。
【０００６】本発明の駆動装置は、直流電流をエネルギ
として蓄積可能なエネルギ蓄積手段を有し、該エネルギ
蓄積手段を利用して、入力された直流電圧をスイッチン
グ素子のスイッチングによりＤＣ／ＤＣ変換して負荷に
出力可能なＤＣ／ＤＣコンバータと、該ＤＣ／ＤＣコン
バータに直流電力を出力可能な電源と、前記エネルギ蓄
積手段を流れる電流に対応する前記ＤＣ／ＤＣコンバー
タの損失特性を用いて前記スイッチング素子のスイッチ
ング周波数を設定する周波数設定手段と、該設定された
周波数にて前記スイッチング素子をスイッチング制御す
る制御手段とを備えることを要旨とする。
【０００７】この本発明の駆動装置では、周波数設定手
段が、エネルギ蓄積手段を流れる電流に対応するＤＣ／
ＤＣコンバータの損失特性に基づいてＤＣ／ＤＣコンバ
ータのスイッチング素子のスイッチング周波数を設定
し、この設定されたスイッチング周波数にて、スイッチ
ング制御手段が、スイッチング素子をスイッチング制御
する。エネルギ蓄積手段を流れる電流に応じてＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータの損失をより小さくするスイッチング周波
数を設定することにより、ＤＣ／ＤＣコンバータをより
効率良く駆動させることができる。この結果、装置全体
のエネルギ効率をより向上させることができる。ここ
で、損失特性とは、スイッチング周波数と損失との関係
をいう。
【０００８】こうした本発明の駆動装置において、前記
ＤＣ／ＤＣコンバータの損失特性は、前記エネルギ蓄積
手段の損失特性と、前記スイッチング素子の損失特性と
を用いて得られる特性であるものとすることもできる。
【０００９】また、本発明の駆動装置において、前記負
荷に要求される出力と前記電源の電圧と基づいて前記エ
ネルギ蓄積手段を流れる電流を算出する電流算出手段を
備えるものとすることもできるし、前記エネルギ蓄積手
段を流れる電流を直接検出する電流検出手段を備えるも
のとすることもできる。
【００１０】本発明の駆動装置の制御方法は、直流電流
をエネルギとして蓄積可能なエネルギ蓄積手段を有し該
エネルギ蓄積手段を利用して入力された直流電圧をスイ
ッチング素子のスイッチングによりＤＣ／ＤＣ変換して
負荷に出力可能なＤＣ／ＤＣコンバータと、該ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータに直流電力を供給可能な電源とを備える駆
動装置の制御方法であって、前記エネルギ蓄積手段を流
れる電流に対応する前記ＤＣ／ＤＣコンバータの損失特
性に基づいて前記スイッチング素子のスイッチング周波
数を設定し、該設定された周波数にて前記スイッチング
素子をスイッチング制御することを要旨とする。
【００１１】この本発明の駆動装置の制御方法では、エ
ネルギ蓄積手段を流れる電流に対応するＤＣ／ＤＣコン
バータの損失特性を用いてＤＣ／ＤＣコンバータのスイ
ッチング素子のスイッチング周波数を設定し、この設定
されたスイッチング周波数にてスイッチング素子をスイ
ッチング制御する。エネルギ蓄積手段を流れる電流に応
じてＤＣ／ＤＣコンバータの損失をより小さくするスイ
ッチング周波数を設定することにより、ＤＣ／ＤＣコン
バータをより効率良く駆動させることができる。この結
果、駆動装置全体のエネルギ効率をより向上させること
ができる。
【００１２】本発明の記憶媒体は、コンピュータを、直
流電流をエネルギとして蓄積可能なエネルギ蓄積手段を
有し該エネルギ蓄積手段を利用して入力された直流電圧
をスイッチング素子のスイッチングによりＤＣ／ＤＣ変
換して負荷に出力可能なＤＣ／ＤＣコンバータと、該Ｄ
Ｃ／ＤＣコンバータに直流電力を供給可能な電源とを有
する駆動装置であって、前記エネルギ蓄積手段を流れる
電流に対応する前記ＤＣ／ＤＣコンバータの損失特性に
基づいて前記スイッチング素子のスイッチング周波数を
設定する周波数設定手段と、該設定された周波数にて前
記スイッチング素子をスイッチング制御する制御手段と
を備える駆動装置として機能させるコンピュータ読み取
り可能なプログラムが記憶されたことを要旨とする。
【００１３】この本発明の記憶媒体では、コンピュータ
を、エネルギ蓄積手段を流れる電流に対応するＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータの損失特性を用いてＤＣ／ＤＣコンバータ
のスイッチング素子のスイッチング周波数を設定する周
波数設定手段と、この設定されたスイッチング周波数に
てスイッチング素子をスイッチング制御する制御手段と
して機能させることができる。したがって、エネルギ蓄
積手段を流れる電流に応じてＤＣ／ＤＣコンバータの損
失をより小さくするスイッチング周波数を設定すること
により、ＤＣ／ＤＣコンバータをより効率良く駆動させ
ることができる。この結果、駆動装置全体のエネルギ効
率をより向上させることができる。
【００１４】本発明の第１の動力出力装置は、多相交流
により回転駆動する電動機と、スイッチング素子のスイ
ッチングにより多相交流電力を前記電動機に供給可能な
インバータ回路と、前記インバータ回路の正極母線と負
極母線とに接続された充電可能な第１の電源と、前記イ
ンバータ回路の正極母線および負極母線のうちのいずれ
か一方の母線と前記電動機の中性点とに接続された第２
の電源と、前記電動機の中性点を流れる電流に対応す
る、前記インバータ回路のスイッチング素子と前記電動
機のコイルとを含み前記第２の電源からの電力を変換し
て前記第１の電源に供給可能な電力変換部の損失特性に
基づいて前記スイッチング素子のスイッチング周波数を
設定する周波数設定手段と、該設定された周波数にて前
記スイッチング素子をスイッチング制御する制御手段と
を備えることを要旨とする。
【００１５】この本発明の第１の動力出力装置では、周
波数設定手段が、電動機の中性点を流れる電流に対応す
る電力変換部の損失特性を用いてインバータ回路のスイ
ッチング素子のスイッチング周波数を設定し、この設定
されたスイッチング周波数にて、制御手段が、スイッチ
ング素子をスイッチング制御する。電動機の中性点を流
れる電流に応じて電力変換部の損失をより小さくするス
イッチング周波数を設定することにより、より効率良く
電力変換動作を行なうことができる。この結果、動力出
力装置全体のエネルギ効率をより向上させることができ
る。
【００１６】本発明の第２の動力出力装置は、多相交流
により回転駆動する電動機と、スイッチング素子のスイ
ッチングにより多相交流電力を前記電動機に供給可能な
インバータ回路と、前記インバータ回路の正極母線およ
び負極母線のうちのいずれか一方の母線と前記電動機の
中性点とに接続された充電可能な第１の電源と、前記イ
ンバータ回路の前記一方の母線と前記電動機の中性点と
に接続された第２の電源と、前記電動機の中性点を流れ
る電流に対応する、前記インバータ回路のスイッチング
素子と前記電動機のコイルとを含み前記第２の電源から
の電力を変換して前記第１の電源に供給可能な電力変換
部の損失特性に基づいて前記スイッチング素子のスイッ
チング周波数を設定する周波数設定手段と、該設定され
た周波数にて前記スイッチング素子をスイッチング制御
する制御手段とを備えることを要旨とする。
【００１７】この本発明の第２の動力出力装置では、第
１の動力出力装置と同様の効果を奏することができる。
【００１８】こうした本発明の第１または第２の動力出
力装置において、前記電力変換部の損失特性は、前記電
動機の各相コイルの損失特性と前記スイッチング素子の
損失特性とを用いて得られる特性であるものとすること
もできる。
【００１９】また、本発明の第１または第２の動力出力
装置において、前記動力出力装置に要求される出力と前
記第２の電源の電圧とに基づいて前記電動機の中性点を
流れる電流を算出する電流算出手段を備えるものとする
こともできるし、前記電動機の中性点を流れる電流を直
接検出する電流検出手段を備えるものとすることもでき
る。
【００２０】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態を実施
例を用いて説明する。図１は、本発明の一実施例である
動力出力装置２０の構成の概略を示す構成図である。実
施例の動力出力装置２０は、三相交流により回転駆動す
るモータ２２と、直流電力を三相交流電力に変換してモ
ータ２２に供給可能なインバータ回路２４と、インバー
タ回路２４の正極母線２６と負極母線２８とに接続され
たコンデンサ３０と、充放電可能なバッテリ３２と、バ
ッテリ３２からの直流電圧をＤＣ／ＤＣ変換してコンデ
ンサ３０に供給可能なＤＣ／ＤＣコンバータ３４と、Ｄ
Ｃ／ＤＣコンバータ３４のスイッチング周波数（キャリ
ア周波数）を設定すると共に装置全体をコントロールす
る電子制御ユニット４０とを備える。
【００２１】モータ２２は、例えば、その外表面に永久
磁石が貼り付けられたロータと、三相コイルが巻回され
たステータとからなる発電可能な同期発電電動機として
構成されている。モータ２２の回転軸は、実施例の動力
出力装置２０の出力軸となっており、この回転軸から動
力が出力される。また、実施例のモータ２２は発電電動
機として構成されているから、モータ２２の回転軸に動
力を入力すれば、モータ２２により発電することができ
る。なお、実施例の動力出力装置２０が車輌に搭載され
る場合には、モータ２２の回転軸は車輪の車軸に直接的
または間接的に接続されることになる。
【００２２】インバータ回路２４は、６個のトランジス
タＴ１〜Ｔ６と６個のダイオードＤ１〜Ｄ６とにより構
成されている。６個のトランジスタＴ１〜Ｔ６は、それ
ぞれ正極母線２６と負極母線２８とに対してソース側と
シンク側となるよう２個ずつペアで配置され、その接続
点にモータ２２の三相コイル（ｕｖｗ）の各々が接続さ
れている。したがって、正極母線２６と負極母線２８と
の間に電位差が作用している状態で対をなすトランジス
タＴ１〜Ｔ６のオン時間の割合を制御することにより、
モータ２２の三相コイルにより回転磁界を形成し、モー
タ２２を回転駆動させることができる。
【００２３】バッテリ３２は、例えば、ニッケル水素系
やリチウムイオン系の二次電池として構成されている。
このバッテリ３２は、例えば、電圧を同一とした場合の
コンデンサ３０の容量よりも大きい容量をもつものとし
て形成されている。
【００２４】ＤＣ／ＤＣコンバータ３４は、インバータ
回路２４の正極母線２６と負極母線２８とに対してそれ
ぞれソース側とシンク側となるように配置された２個の
トランジスタＴ７，Ｔ８と、このトランジスタＴ７，Ｔ
８に各々逆並列接続された２個のダイオードＤ７，Ｄ８
と、トランジスタＴ７，Ｔ８同士の接続点に接続された
リアクトルＬとを備える。
【００２５】電子制御ユニット４０は、ＣＰＵ４２を中
心としたマイクロプロセッサとして構成されており、処
理プログラムを記憶したＲＯＭ４４と、一時的にデータ
を記憶するＲＡＭ４６と、入出力ポート（図示せず）と
を備える。この電子制御ユニット４０には、バッテリ３
２の端子間電圧を検出する電圧センサ５０からの電圧Ｖ
ｂやリアクトルＬを流れる電流を検出する電流センサ５
２からのリアクトル電流Ｉｌ、コンデンサ３０の端子間
電圧を検出する電圧センサ５４からの電圧Ｖｃ、モータ
２２の三相コイルの各相に流れる電流を検出する電流セ
ンサ５６〜６０からの各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ、モー
タ２２の回転軸に取り付けられた回転角センサ６２から
のモータ回転角θ、モータ２２の動作に関する指令値な
どが入力ポートを介して入力されている。なお、電流セ
ンサ５６〜６０は、いずれか一つ省略するものとしても
構わない。また、電子制御ユニット４０からは、インバ
ータ回路２４のトランジスタＴ１〜Ｔ６のスイッチング
制御を行なうための制御信号やＤＣ／ＤＣコンバータ３
４のトランジスタＴ７，Ｔ８のスイッチング制御を行な
うための制御信号などが出力ポートを介して出力されて
いる。
【００２６】こうして構成された実施例の動力出力装置
２０の動作、特にＤＣ／ＤＣコンバータ３４を制御する
動作について説明する。図２は、実施例の動力出力装置
２０の電子制御ユニット４０により実行されるＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータ制御ルーチンの一例を示すフローチャート
である。このルーチンは、所定時間毎（例えば、２０ｍ
ｓｅｃ毎）に繰り返し実行される。
【００２７】ＤＣ／ＤＣコンバータ制御ルーチンが実行
されると、電子制御ユニット４０のＣＰＵ４２は、ま
ず、モータ２２から出力すべきトルクとしてのトルク指
令Ｔ＊や回転角センサ６２からのモータ回転角θ、電圧
センサ５０からのバッテリ３２の電圧Ｖｂを読み込み
（ステップＳ１００）、読み込んだモータ２２のトルク
指令Ｔ＊と、モータ回転角θに基づいて算出されるモー
タ２２の回転数Ｎとに基づいてモータ２２を駆動する際
に必要な電力であるバッテリ３２の出力要求ＢＰ＊を算
出する（ステップＳ１０２）。バッテリ３２の出力要求
ＢＰ＊は、モータ２２からの動力を電力換算したものと
して計算される。動力出力装置２０が、バッテリ３２か
らの電力（ＤＣ／ＤＣコンバータ３４から出力された電
力）を用いて駆動するその他の補機を備える場合には、
モータ２２からの動力を電力換算したものに、その補機
の駆動に必要な電力を加算したものとして計算される。
なお、回転角センサ６２による回転角θに基づいてモー
タ２２の回転数Ｎを算出する代わりに、公知の回転数セ
ンサを設けて回転数Ｎを直接検出するものとしても構わ
ない。
【００２８】こうしてバッテリ３２の出力要求ＢＰ＊が
算出されると、算出された出力要求ＢＰ＊をバッテリ３
２の端子間電圧Ｖｂで除算してＤＣ／ＤＣコンバータ３
４のリアクトルＬに印加する目標リアクトル電流Ｉｌ＊
を算出し（ステップＳ１０４）、算出された目標リアク
トル電流Ｉｌ＊からＤＣ／ＤＣコンバータ３４のトラン
ジスタＴ７，Ｔ８を効率良くスイッチングするための最
適なキャリア周波数である最適キャリア周波数Ｆを設定
し（ステップＳ１０６）、この最適キャリア周波数Ｆを
用いてリアクトルＬに目標リアクトル電流Ｉｌ＊が流れ
るようＤＣ／ＤＣコンバータ３４を制御して（ステップ
Ｓ１０８）本ルーチンを終了する。ここで、最適キャリ
ア周波数Ｆの設定について説明する。
【００２９】図３に、リアクトルＬを流れる電流毎のキ
ャリア周波数とリアクトルＬの損失との関係（実線）、
および、リアクトルＬを流れる電流毎のキャリア周波数
とトランジスタＴ７，Ｔ８の損失（スイッチング損失）
の関係（破線）を示す。図３の実線に示すように、リア
クトルＬの損失は、リアクトルＬを流れる電流が大きい
ほど、またキャリア周波数が低いほど、増加する。一
方、図３の破線に示すように、トランジスタＴ７，Ｔ８
の損失は、リアクトルＬを流れる電流が大きいほど、ま
たキャリア周波数が高いほど、増加する。いま、ＤＣ／
ＤＣコンバータ３４の損失をリアクトルＬの損失とトラ
ンジスタＴ７，Ｔ８の損失とを合計した損失として考え
ると、リアクトルＬを流れる電流毎のＤＣ／ＤＣコンバ
ータ３４の損失特性は、図４の破線で示される特性を有
することになる。従って、リアクトルＬを流れる電流に
基づいてＤＣ／ＤＣコンバータ３４の損失が最小となる
キャリア周波数を設定することで、ＤＣ／ＤＣコンバー
タ３４を効率良く駆動することができるのである。
【００３０】ステップＳ１０６の最適キャリア周波数Ｆ
の設定は、実施例では、目標リアクトル電流Ｉｌ＊と最
適キャリア周波数Ｆとの関係を予め実験などにより求め
てＲＯＭ４４に記憶しておき、目標リアクトル電流Ｉｌ
＊が与えられると、マップから対応する最適キャリア周
波数Ｆを導出するものとした。図４の実線は、目標リア
クトル電流Ｉｌ＊と最適キャリア周波数Ｆとの関係を示
すマップを表わしている。
【００３１】こうしてＤＣ／ＤＣコンバータ３４により
ＤＣ／ＤＣ変換されてコンデンサ３０に蓄えられた直流
電力を用いてインバータ回路２４を制御することにより
モータ２２を駆動する。このモータ２２の駆動は、例え
ば、モータ２２のトルク指令Ｔ＊からモータ２２の三相
コイルの各相に印加する指令電流Ｉｕ＊，Ｉｖ＊，Ｉｗ
＊を算出し、この指令電流Ｉｕ＊，Ｉｖ＊，Ｉｗ＊と電
流センサ５６〜６０により検出された各相電流Ｉｕ，Ｉ
ｖ，Ｉｗとに基づいてモータ２２の各相の指令電圧Ｖｕ
＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を算出する。そして、この指令電圧
Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗと電圧センサ５４により検出され
たコンデンサ３０の電圧Ｖｃとに基づいてＰＷＭ信号を
生成し、このＰＷＭ信号をインバータ回路２４に出力す
ることにより行なわれる。
【００３２】以上説明した実施例の動力出力装置２０に
よれば、モータ２２に要求される動力（要求パワー）と
バッテリ３２の端子間電圧Ｖｂとに基づいてリアクトル
Ｌを流れる目標リアクトル電流Ｉｌ＊を算出し、この目
標リアクトル電流Ｉｌ＊に基づいてＤＣ／ＤＣコンバー
タ３４の損失が最小となる最適スイッチング周波数Ｆを
設定するから、この設定を用いてＤＣ／ＤＣコンバータ
３４を駆動することによりＤＣ／ＤＣコンバータ３４の
エネルギ効率を向上させることができる。この結果、動
力出力装置２０全体のエネルギ効率をより向上させるこ
とができる。
【００３３】実施例の動力出力装置２０では、モータ２
２に要求される動力とバッテリ３２の電圧Ｖｂとに基づ
いて目標リアクトル電流Ｉｌ＊を算出し、算出された目
標リアクトル電流Ｉｌ＊から最適キャリア周波数Ｆを設
定するものとしたが、リアクトルＬを流れる電流を直接
電流センサ５２により検出し、検出された電流から最適
キャリア周波数Ｆを設定するものとしても構わない。
【００３４】実施例の動力出力装置２０では、ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータ３４（リアクトルＬおよびトランジスタＴ
７，Ｔ８の損失）の損失が最小となる最適キャリア周波
数Ｆを設定するものとしたが、若干の損失増加を許容で
きる場合には、最適キャリア周波数Ｆを中心とした許容
範囲内のキャリア周波数を設定するものとしても構わな
い。
【００３５】実施例の動力出力装置２０では、バッテリ
３２を電力源としてモータ２２を駆動する場合に適用し
たが、電力を消費する一般的な負荷を駆動する場合に適
用するものとしても構わない。
【００３６】次に、本発明の第２実施例の動力出力装置
１２０について説明する。図５は、第２実施例の動力出
力装置１２０の構成の概略を示す構成図である。第２実
施例の動力出力装置１２０は、図示するように三相交流
により回転駆動するモータ１２２と、直流電力を三相交
流電力に変換してモータ１２２に供給可能なインバータ
回路１２４と、インバータ回路１２４の正極母線１２６
と負極母線１２８とに接続されたコンデンサ１３０と、
モータ１２２の中性点とインバータ回路１２４の負極母
線１２８とに接続された直流電源１３２と、装置全体を
コントロールする電子制御ユニット１４０とを備える。
この第２実施例の動力出力装置１２０は、実施例の動力
出力装置２０におけるＤＣ／ＤＣコンバータ３４の昇降
圧動作を、モータ２２の各相コイルをリアクトルとして
機能させてインバータ回路１２４のトランジスタＴ１〜
Ｔ６のスイッチングにより行なう点を除いて実施例の動
力出力装置２０と同様の構成をしている。従って、実施
例の動力出力装置２０に対応する構成については１００
を加えて符号を付し、その詳細な説明は省略する。
【００３７】以下に、モータ１２２の各相コイルとイン
バータ回路１２４のトランジスタＴ１〜Ｔ６による昇降
圧動作について説明する。図６は、モータ１２２の三相
コイルのｕ相に着目した第２実施例の動力出力装置１２
０の回路図である。いま、インバータ回路１２４のｕ相
のトランジスタＴ２をオンした状態を考えると、この状
態では、図中破線矢印で示す短絡回路が形成され、モー
タ１２２の三相コイルのｕ相はリアクトルとして機能す
る。この状態からトランジスタＴ２をオフすると、リア
クトルとして機能している三相コイルのｕ相に蓄えられ
たエネルギは、図中実線矢印で示す回路によりコンデン
サ３０に蓄えられる。この際の電圧はバッテリ１３２の
供給電圧よりも高くすることができる。一方、この回路
でコンデンサ１３０の電位を用いてバッテリ１３２を充
電することもできる。したがって、この回路は、バッテ
リ１３２のエネルギを昇圧してコンデンサ１３０に蓄え
ると共にコンデンサ１３０の電位を用いてバッテリ１３
２を充電可能な昇降圧チョッパ回路とみなすことができ
る。モータ１２２の三相コイルのｖｗ相もｕ相と同様に
昇降圧チョッパ回路とみなすことができるから、トラン
ジスタＴ２，Ｔ４，Ｔ６をオンオフすることによりコン
デンサ１３０を充電したり、コンデンサ１３０に蓄えら
れた電荷を用いてバッテリ１３２を充電することができ
る。このコンデンサ１３０への充電により生じる電位差
は、コンデンサ１３０に蓄えられる電荷の量、即ちリア
クトルを流れる電流に応じて変動するから、インバータ
回路１２４のトランジスタＴ２，Ｔ４，Ｔ６のスイッチ
ング制御を行なってリアクトルを流れる電流を調節する
ことによりコンデンサ１３０の端子間電圧を調節するこ
とができる。こうした回路によりモータ１２２を駆動す
るには、モータ１２２の三相コイルにインバータ回路１
２４のトランジスタＴ１〜Ｔ６のスイッチング制御によ
り擬似的な三相交流を供給すればよい。その際、この三
相交流に直流成分を加えて、即ち、三相交流の電位をプ
ラス側またはマイナス側にオフセットしてモータ１２２
に供給すれば、交流成分でモータ１２２を回転駆動する
と共に直流成分でコンデンサ１３０に蓄電することがで
きる。したがって、インバータ回路１２４のトランジス
タＴ１〜Ｔ６のスイッチング制御によりコンデンサ１３
０の端子間電圧を調節しつつモータ１２２を駆動するこ
とができるのである。このコンデンサ１３０の端子間電
圧は、例えば、バッテリ１３２の端子間電圧の約２倍と
なるように調節されている。
【００３８】このように、モータ１２２の各相コイルと
インバータ回路１２４のトランジスタＴ１〜Ｔ６とダイ
オードＤ１〜Ｄ６とからなる回路は昇降圧チョッパ回路
とみなすことができるから、その回路部分を実施例の動
力出力装置２０のＤＣ／ＤＣコンバータ３４と同様に考
えることができる。従って、この回路の昇降圧動作に基
づく損失が最も小さくなるような最適キャリア周波数Ｆ
を設定すれば、第２実施例の動力出力装置１２０のエネ
ルギ効率をより向上させることができるのである。この
最適キャリア周波数Ｆの設定は、具体的には、モータ１
２２の中性点を流れる目標中性点電流Ｉｏ＊を、モータ
１２２に要求される動力から電力換算して算出されたバ
ッテリ出力要求ＢＰ＊（バッテリ１３２の電力を消費す
るその他の補機が存在する場合には、その補機に要求さ
れる電力を加算する）をバッテリ１３２の電圧Ｖｂで除
算することにより算出し、この目標中性点電流Ｉｏ＊か
ら図４の実線で示されるものと同様の損失特性を用いて
最適キャリア周波数Ｆを導出することにより行なうこと
ができる。勿論、モータ１２２の中性点に流れる電流を
電流センサ１６４により直接検出し、検出された電流を
用いて最適キャリア周波数Ｆを算出するものとしても構
わない。
【００３９】以上説明した第２実施例の動力出力装置１
２０によれば、モータ１２２に要求される動力（バッテ
リ要求出力ＢＰ＊）とバッテリ１３２の端子間電圧Ｖｂ
とに基づいてモータ１２２の中性点を流れる目標中性点
電流Ｉｏ＊を算出し、この目標中性点電流Ｉｏ＊に基づ
いて昇降圧チョッパ回路として機能する回路部分の損失
が最小となる最適スイッチング周波数Ｆを設定するか
ら、この設定を用いてインバータ回路１２４を駆動する
ことにより昇降圧動作に伴うエネルギ損失をより少なく
することができる。この結果、第２実施例の動力出力装
置２０全体のエネルギ効率をより向上させることができ
る。
【００４０】第２実施例の動力出力装置１２０では、イ
ンバータ回路１２４の正極母線１２６と負極母線１２８
とを接続するようコンデンサ１３０を取り付けるものと
したが、図７の変形例の動力出力装置１２０Ｂに示すよ
うにインバータ回路１２４の正極母線１２６とモータ１
２２の中性点とを接続するようコンデンサ１３０Ｂを取
り付けるものとしてもよい。この変形例の動力出力装置
１２０Ｂにおいては、コンデンサ１３０Ｂによる端子間
電圧とバッテリ１３２による端子間電圧との和の電圧の
直流電源を、インバータ回路１２４の正極母線１２６と
負極母線１２８とを接続するように取り付けた構成、即
ち、第２実施例の動力出力装置１２０のコンデンサ１３
０をインバータ回路１２４の正極母線１２６と負極母線
１２８とを接続するように取り付けた構成と同一の構成
とみなすことができる。
【００４１】図８は、モータ１２２の三相コイルのｕ相
に着目した変形例の動力出力装置１２０Ｂの回路図であ
る。いま、トランジスタＴ２をオンとした状態を考える
と、図中破線矢印で示す短絡回路が形成され、モータ１
２２の三相コイルのｕ相はリアクトルとして機能する。
この状態からトランジスタＴ２をオフすると、リアクト
ルとして機能している三相コイルのｕ相に蓄えられてい
るエネルギは、図中実線矢印で示す回路によりコンデン
サ１３０Ｂに蓄えられる。一方、この回路トランジスタ
Ｔ１をオンとした状態からオフとすることにより同様に
コンデンサ１３０Ｂの電荷を用いてバッテリ１３２を充
電することもできる。したがって、この回路はバッテリ
１３２のエネルギをコンデンサ１３０Ｂに蓄えると共に
コンデンサ１３０Ｂの電位を用いてバッテリ１３２に充
電可能なチョッパ回路とみなすことができる。モータ１
２２のｖｗ相も、ｕ相と同様にチョッパ回路とみなすこ
とができるから、トランジスタＴ１〜Ｔ６をオンオフす
ることによりコンデンサ１３０Ｂを充電したり、コンデ
ンサ１３０Ｂに蓄えられた電荷を用いてバッテリ１３２
を充電することができる。このコンデンサ１３０Ｂへの
充電により生じる電位差は、コンデンサ１３０Ｂに蓄え
られる電荷の量、即ち、リアクトルを流れる電流により
変動するから、インバータ回路１２４のトランジスタＴ
１〜Ｔ６のスイッチング制御を行なってリアクトルを流
れる電流を調節することによりコンデンサ１３０Ｂの端
子間電圧を調節することができる。こうした回路により
モータ１２２を駆動するには、モータ１２２の三相コイ
ルにインバータ回路１２４のトランジスタＴ１〜Ｔ６の
スイッチング制御により擬似的な三相交流を供給すれば
よい。その際、この三相交流に直流成分を加えて、即
ち、三相交流の電位をプラス側またはマイナス側にオフ
セットしてモータ１２２に供給すれば、交流成分でモー
タ１２２を回転駆動すると共に直流成分でコンデンサ１
３０Ｂに蓄電することができる。したがって、インバー
タ回路１２４のトランジスタＴ１〜Ｔ６のスイッチング
制御によりコンデンサ１３０Ｂの端子間電圧を調節しつ
つモータ１２２を駆動することができるのである。この
コンデンサ１３０Ｂの端子間電圧は、例えばバッテリ１
３２の端子間電圧とほぼ同じに調節されている。
【００４２】したがって、変形例の動力出力装置１２０
Ｂでも第２実施例の動力出力装置１２０と同様に中性点
に流れる電流からチョッパ回路部分の損失が最も小さく
なる最適キャリア周波数Ｆを設定することにより、第２
実施例の動力出力装置１２０と同様の効果を奏すること
ができる。
【００４３】第２実施例の動力出力装置１２０では、イ
ンバータ回路１２４の負極母線１２８とモータ１２２の
中性点とを接続するようにバッテリ１３２を取り付ける
ものとしたが、インバータ回路１２４の正極母線１２６
とモータ１２２の中性点とを接続するようにバッテリ１
３２を取り付けるものとしてもよい。また、変形例の動
力出力装置１２０Ｂでは、インバータ回路１２４の負極
母線１２８とモータ１２２の中性点とを接続するように
バッテリ１３２を取り付けると共にインバータ回路１２
４の正極母線１２６とモータ１２２の中性点とを接続す
るようにコンデンサ１３０Ｂを取り付けるものとした
が、インバータ回路１２４の負極母線１２８とモータ１
２２の中性点とを接続するようコンデンサを取り付ける
と共にインバータ回路１２４の正極母線１２６とモータ
１２２の中性点とを接続するようバッテリを取り付ける
ものとしても構わない。
【００４４】第２実施例の動力出力装置１２０や変形例
の動力出力装置１２０Ｂでは、モータ１２２に要求され
る動力（バッテリ出力要求ＢＰ＊）とバッテリ１３２の
電圧Ｖｂとに基づいて目標中性点電流Ｉｏ＊を算出し、
算出された目標中性点電流Ｉｏ＊から最適キャリア周波
数Ｆを設定するものとしたが、モータ１２２の中性点を
流れる電流を直接電流センサ１６４により検出し、検出
された電流から最適キャリア周波数Ｆを設定するものと
しても構わない。
【００４５】第２実施例の動力出力装置１２０や変形例
の動力出力装置１２０Ｂでは、チョッパ回路部分（各相
コイルとトランジスタＴ１〜Ｔ６）の損失が最小となる
最適キャリア周波数Ｆを設定するものとしたが、若干の
損失増加を許容できる場合には、最適キャリア周波数Ｆ
を中心とした許容範囲内のキャリア周波数を設定するも
のとしても構わない。
【００４６】第１，第２実施例の動力出力装置２０，１
２０やその変形例では、モータ２２，１２２として三相
交流により駆動する同期発電電動機を用いたが、多相交
流により駆動する如何なるタイプの電動機を用いるもの
としてもよい。
【００４７】以上、本発明の実施の形態について実施例
を用いて説明したが、本発明のこうした実施例に何ら限
定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲
内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論であ
る。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の一実施例である動力出力装置２０の
構成の概略を示す構成図である。
【図２】 実施例の動力出力装置２０の電子制御ユニッ
ト４０により実行されるＤＣ／ＤＣコンバータ制御ルー
チンの一例を示すフローチャートである。
【図３】 リアクトルＬを流れる電流毎のキャリア周波
数とリアクトルＬの損失との関係、および、リアクトル
Ｌを流れる電流毎のキャリア周波数とトランジスタＴ
７，Ｔ８の損失（スイッチング損失）との関係を示す図
である。
【図４】 リアクトルＬを流れる電流毎のキャリア周波
数とＤＣ／ＤＣコンバータ３４の損失との関係を示す図
である。
【図５】 第２実施例の動力出力装置１２０の構成の概
略を示す構成図である。
【図６】 モータ１２２の三相コイルのｕ相に着目した
回路図である。
【図７】 変形例の動力出力装置１２０Ｂの構成の概略
を示す構成図である。
【図８】 モータ１２２の三相コイルのｕ相に着目した
回路図である。
【符号の説明】
２０，１２０ 動力出力装置、２２，１２２ モータ、
２４，１２４ インバータ回路、２６，１２６ 正極母
線、２８，１２８ 負極母線、３０，１３０コンデン
サ、３２，１３２ バッテリ、３４ ＤＣ／ＤＣコンバ
ータ、４０，１４０ 電子制御ユニット、４２，１４２
ＣＰＵ、４４，１４４ ＲＯＭ、４６，１４６ ＲＡ
Ｍ、５０，１５０ 電圧センサ、５２ 電流センサ、５
４，１５４ 電圧センサ、５６〜６０，１５６〜１６０
電流センサ、６２，１６２ 回転角センサ、１６４
電流センサ。
フロントページの続き (72)発明者 沖 良二 愛知県豊田市トヨタ町１番地 トヨタ自動 車株式会社内 (72)発明者 小松 雅行 愛知県豊田市トヨタ町１番地 トヨタ自動 車株式会社内 (72)発明者 社本 純和 愛知県豊田市トヨタ町１番地 トヨタ自動 車株式会社内 Ｆターム(参考） 5H007 AA02 BB06 CA01 CB05 CC12 DA06 DC02 DC05 EA02 5H560 BB04 BB07 BB12 DA07 DB20 DC12 EB01 EC02 HB02 RR10 SS02 UA02 XA02

Claims (11)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 直流電流をエネルギとして蓄積可能なエ
    ネルギ蓄積手段を有し、該エネルギ蓄積手段を利用し
    て、入力された直流電圧をスイッチング素子のスイッチ
    ングによりＤＣ／ＤＣ変換して負荷に出力可能なＤＣ／
    ＤＣコンバータと、 該ＤＣ／ＤＣコンバータに直流電力を出力可能な電源
    と、 前記エネルギ蓄積手段を流れる電流に対応する前記ＤＣ
    ／ＤＣコンバータの損失特性に基づいて前記スイッチン
    グ素子のスイッチング周波数を設定する周波数設定手段
    と、 該設定された周波数にて前記スイッチング素子をスイッ
    チング制御する制御手段とを備える駆動装置。
  2. 【請求項２】 請求項１記載の駆動装置であって、 前記ＤＣ／ＤＣコンバータの損失特性は、前記エネルギ
    蓄積手段の損失特性と、前記スイッチング素子の損失特
    性とを用いて得られる特性である駆動装置。
  3. 【請求項３】 請求項１または２記載の駆動装置であっ
    て、 前記負荷に要求される出力と前記電源の電圧と基づいて
    前記エネルギ蓄積手段を流れる電流を算出する電流算出
    手段を備える駆動装置。
  4. 【請求項４】 請求項１または２記載の駆動装置であっ
    て、 前記エネルギ蓄積手段を流れる電流を直接検出する電流
    検出手段を備える駆動装置。
  5. 【請求項５】 直流電流をエネルギとして蓄積可能なエ
    ネルギ蓄積手段を有し該エネルギ蓄積手段を利用して入
    力された直流電圧をスイッチング素子のスイッチングに
    よりＤＣ／ＤＣ変換して負荷に出力可能なＤＣ／ＤＣコ
    ンバータと、該ＤＣ／ＤＣコンバータに直流電力を供給
    可能な電源とを備える駆動装置の制御方法であって、 前記エネルギ蓄積手段を流れる電流に対応する前記ＤＣ
    ／ＤＣコンバータの損失特性に基づいて前記スイッチン
    グ素子のスイッチング周波数を設定し、 該設定された周波数にて前記スイッチング素子をスイッ
    チング制御する駆動装置の制御方法。
  6. 【請求項６】 コンピュータを、 直流電流をエネルギとして蓄積可能なエネルギ蓄積手段
    を有し該エネルギ蓄積手段を利用して入力された直流電
    圧をスイッチング素子のスイッチングによりＤＣ／ＤＣ
    変換して負荷に出力可能なＤＣ／ＤＣコンバータと、該
    ＤＣ／ＤＣコンバータに直流電力を供給可能な電源とを
    有する駆動装置であって、 前記エネルギ蓄積手段を流れる電流に対応する前記ＤＣ
    ／ＤＣコンバータの損失特性に基づいて前記スイッチン
    グ素子のスイッチング周波数を設定する周波数設定手段
    と、 該設定された周波数にて前記スイッチング素子をスイッ
    チング制御する制御手段とを備える駆動装置として機能
    させるコンピュータ読み取り可能なプログラムが記憶さ
    れた記憶媒体。
  7. 【請求項７】 多相交流により回転駆動する電動機と、 スイッチング素子のスイッチングにより多相交流電力を
    前記電動機に供給可能なインバータ回路と、 前記インバータ回路の正極母線と負極母線とに接続され
    た充電可能な第１の電源と、 前記インバータ回路の正極母線および負極母線のうちの
    いずれか一方の母線と前記電動機の中性点とに接続され
    た第２の電源と、 前記電動機の中性点を流れる電流に対応する、前記イン
    バータ回路のスイッチング素子と前記電動機のコイルと
    を含み前記第２の電源からの電力を変換して前記第１の
    電源に供給可能な電力変換部の損失特性に基づいて前記
    スイッチング素子のスイッチング周波数を設定する周波
    数設定手段と、 該設定された周波数にて前記スイッチング素子をスイッ
    チング制御する制御手段とを備える動力出力装置。
  8. 【請求項８】 多相交流により回転駆動する電動機と、 スイッチング素子のスイッチングにより多相交流電力を
    前記電動機に供給可能なインバータ回路と、 前記インバータ回路の正極母線および負極母線のうちの
    いずれか一方の母線と前記電動機の中性点とに接続され
    た充電可能な第１の電源と、 前記インバータ回路の前記一方の母線と前記電動機の中
    性点とに接続された第２の電源と、 前記電動機の中性点を流れる電流に対応する、前記イン
    バータ回路のスイッチング素子と前記電動機のコイルと
    を含み前記第２の電源からの電力を変換して前記第１の
    電源に供給可能な電力変換部の損失特性に基づいて前記
    スイッチング素子のスイッチング周波数を設定する周波
    数設定手段と、 該設定された周波数にて前記スイッチング素子をスイッ
    チング制御する制御手段とを備える動力出力装置。
  9. 【請求項９】 請求項７または８記載の動力出力装置で
    あって、 前記電力変換部の損失特性は、前記電動機の各相コイル
    の損失特性と前記スイッチング素子の損失特性とを用い
    て得られる特性である動力出力装置。
  10. 【請求項１０】 請求項７ないし９いずれか記載の動力
    出力装置であって、 前記動力出力装置に要求される出力と前記第２の電源の
    電圧とに基づいて前記電動機の中性点を流れる電流を算
    出する電流算出手段を備える動力出力装置。
  11. 【請求項１１】 請求項７ないし９いずれか記載の動力
    出力装置であって、 前記電動機の中性点を流れる電流を直接検出する電流検
    出手段を備える動力出力装置。
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