JP2011015495A - 電力制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電力制御装置において、電流リップルを除去するための電気部品の小型化を図ることである。
【解決手段】電力制御装置は、インバータ１４に接続されたモータ１２の固定子巻線の中性点電流を検出する電流センサ４０と、演算部４６と、３相ＰＷＭ信号出力部５０とを備える。演算部４６は、外部交流電源２８に対し、力率１の正弦波の交流電流指令値の絶対値と、モータ１２の固定子巻線の中性点電流の検出値との偏差が０になるようにインバータ１４駆動用の制御電圧指令値を演算し、３相ＰＷＭ信号出力部は、制御電圧指令値と、位相が１２０度ずつ異なる３相のキャリア信号とを比較し、位相が１２０度ずつ異なる各相用のＰＷＭ信号を生成する。
【選択図】図１

Description

本発明は、外部交流電源の単相交流電源電圧をダイオード整流素子で直流に変換し、電力変換器を用いて、バッテリを充電するための直流出力電圧を制御する電力制御装置に関する。

従来から、特許文献１に記載された多相出力電力変換回路が知られている。図１８は、特許文献１に記載された従来装置の回路図である。図１９は、図１８の等価回路図である。図１８に示す多相出力電力変換回路は、直流電圧を電力変換器内の電圧形インバータにより多相交流電圧に変換して多相交流電動機を駆動する。この多相出力電力変換回路では、直流電源１０の一端をモータ（三相モータ）１２のスター結線された固定子巻線の中性点に接続し、直流電源１０の他端を３相電圧形のインバータ１４の直流側に並列接続された平滑コンデンサ１６とインバータ１４との接続点の一方に接続して、直流電源１０の電圧及び電流がインバータ１４の交流出力側からモータ１２を介して見たときに零相となるように構成する。そして、時間分割により、インバータ１４がモータ１２との間で電力を授受し、かつ、インバータ１４による零電圧ベクトルの出力時に直流電源１０との間で零相電力を授受する。

また、図１９に示す多相出力電力変換回路の零相分等価回路では、インバータ１４の３アームはあたかも零電圧ベクトルの比でスイッチング動作する１つのアームとみなされ、コンバータ（チョッパ）として作用するので、インバータ１４により零相電圧を制御することでコンバータを代用することができる。さらに、モータ１２は漏れインダクタンスの値をもつリアクトルと考えることができるので、直流電源１０とコンデンサ１６との間で零相電力を送受することになる。

この従来技術では、１個のインバータ１４でモータ１２の駆動ができるとともに、直流電源１０の電圧の昇降圧動作が可能であり、昇圧コンバータが省略できるため装置構成の簡略化、小型化、低価格化を図れる可能性がないとはいえない。

特開平１０−３３７０４７号公報

ただし、特許文献１に記載された従来技術では、直流電源１０に外部電源から充電する場合を想定すると、専用の充電器を用いて直流電源１０を充電しなければならない。このため、例えば電気自動車やプラグインハイブリッド自動車のように、外部の商用電源から車載の電池に充電しなければならない場合には、専用の充電器を別途、車両に搭載する必要が生じ、装置の小型化や低価格化の妨げとなる。

［先発明の説明］
これに対して、本発明者らは、先に次のような先発明の電力制御装置を発明した。図２０は、この先発明の電力制御装置の回路図である。電力制御装置は、車載バッテリを電力源とし、走行用モータを駆動する電気自動車や、エンジン及び走行用モータを車両の駆動源として備えるハイブリッド車両等の電動車両に搭載し、車載用バッテリの外部交流電源からの充電を可能とする。電力制御装置は、昇降圧形と呼ばれるもので、車載のバッテリ（直流電源）１８の正極を、第１充電時接続スイッチ２０及び第２充電時接続スイッチ２２を介して、走行用モータであるモータ（三相モータ）１２のスター結線された固定子巻線の中性点に接続している。各充電時接続スイッチ２０，２２は、車両走行時にはオフされ、車両停止時の充電時にはオンされる。

また、電力制御装置は、充電付加回路２４を備える。充電付加回路２４にはコネクタ２６が接続され、コネクタ２６を介して外部交流電源（商用電源）２８が接続される。充電付加回路２４はダイオード整流素子を含むダイオード整流ブリッジ等のダイオード整流器３０と、ダイオード整流器３０の交流側に接続されたコンデンサ３２とを含み、ダイオード整流器３０の直流側負極はバッテリ１８の正極側に接続され、ダイオード整流器３０の直流側正極は電力変換器であるインバータ１４の正極母線３４に接続される。また、ダイオード整流器３０の直流側負極は、各充電時接続スイッチ２０，２２が接続されることで、バッテリ１８の正極及びモータ１２の固定子巻線の中性点に接続される。バッテリ１８の負極は、インバータ１４の負極母線３５に接続されている。

バッテリ１８の正極と正極母線３４との間には走行時接続スイッチ３６が設けられる。走行時接続スイッチ３６は、車両走行時にはオンされ、車両停止時の充電時にはオフされる。このため、車両走行時のモータ１２の駆動時には、走行時接続スイッチ３６がオンされ、各充電時接続スイッチ２０，２２がオフされる。このスイッチの切り替えにより、バッテリ１８の正極はインバータ１４の正極母線３４に接続され、充電付加回路２４とバッテリ１８とは切り離される。

一方、充電時には、走行時接続スイッチ３６がオフされ、充電時接続スイッチ２０、２２がオンされる。このスイッチの切り替えにより、バッテリ１８の正極とインバータ１４の正極母線３４とが切り離され、バッテリ１８の正極及びモータ１２の固定子巻線の中性点とが充電付加回路２４に接続される。このように、バッテリ１８を充電する際に、バッテリ１８の正極と正極母線３４とが走行時接続スイッチ３６で切り離され、バッテリ１８の負極とインバータ１４の負極側とが接続された状態で、ダイオード整流器３０の正極側がインバータ１４の正極側に接続され、ダイオード整流器３０の負極側がモータ１２の固定子巻線の中性点とバッテリ１８の正極とに接続され、ダイオード整流器３０の交流側にコンデンサ３２を介して外部交流電源２８が接続される。

また、バッテリ１８の電圧及び電流がインバータ１４の交流出力側からモータ１２を介して見たときに零相となるように構成する。そして、インバータ１４を構成するスイッチング素子のオンオフに応じた時間分割により、インバータ１４とモータ１２との間での電力の授受を可能とし、かつ、インバータ１４による零相電圧ベクトルの出力時にインバータ１４は、バッテリ１８との間で零相電力を授受する。

インバータ１４は、３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の各相（各アーム）毎に直列接続される一対ずつのトランジスタ、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子と、各スイッチング素子に逆並列接続されるダイオードとを有する。インバータ１４の３アームはあたかも零相電圧ベクトルの比でスイッチング動作する１つのアームとみなされ、コンバータとして作用するので、インバータ１４により零相電圧を制御することでコンバータの機能を持たせることができる。さらに、モータ１２は漏れインダクタンスの値をもつリアクトルと考えることができるので、バッテリ１８とインバータ１４との間で零相電力を送受することになる。

外部交流電源２８から充電付加回路２４に供給される電力は、充電付加回路２４のダイオード整流器３０で整流される。インバータ１４の正極側のスイッチング素子を１相、あるいは全相をオンオフ制御し、整流された電力をバッテリ１８に供給して充電する。すなわち、インバータ１４の正極側のスイッチング素子と負極側のダイオードとを利用して、正極側のスイッチング素子の１相のみ、あるいは全相をオンすると、モータ１２の漏れインダクタンスを利用するリアクトルである固定子巻線に外部交流電源２８の整流電圧が印加されてリアクトル電流が増大する。その後、オンしているスイッチング素子をオフにすると、モータ１２の固定子巻線に蓄積されたエネルギがバッテリ１８に供給され、バッテリ１８を充電できる。このような先発明の電力制御装置は、外部交流電源２８の単相交流電源電圧をダイオード整流器３０で直流に変換し、インバータ１４を用いて、バッテリ１８を充電するための直流出力電圧を制御する。

このような先発明の構成によれば、専用の充電器を設ける必要がなく、簡易に外部交流電源２８から車載のバッテリ１８を充電することが可能となる。また、従来のモータ駆動装置から付加する部品は、ダイオード整流器３０とコンデンサ３２とのみで、充電装置として使用する電力制御装置の小型化、低コスト化を図れる。ただし、先発明の電力制御装置の場合、充電時にモータ１２の零相電圧が供給されるリアクトルである固定子巻線が、昇降圧用のリアクトルとして利用される。これに対して、モータ１２の固定子巻線を昇降圧用リアクトルとして使用する場合、リアクトルとしてモータ１２の漏れインダクタンスを利用してエネルギの蓄積を行うが、漏れインダクタンスは各相巻線のインダクタンスに対して小さい。このため、インバータ１４とモータ１２の固定子巻線とを利用して同じ昇降圧比で外部交流電源２８からバッテリ１８に充電する場合に、固定子巻線に流れる電流が大きくなり、電流リップルも大きくなる。この結果、交流側の外部交流電源２８の電流リップルも大きくなり、この電流リップルを除去するためのコンデンサ３２が大きくなりやすい。また、コンデンサ３２の代わりに、コンデンサを含むＥＭＩフィルタ等の交流フィルタを使用することも考えられるが、この場合には、交流フィルタも大きくなりやすい。また、モータ電流である、各相の固定子巻線を流れる電流の実効値が大きくなるため、モータ１２で発生する損失が大きくなり、効率向上の面から改良の余地がある。また、上記では、モータとインバータとを備える電力制御装置の場合を説明したが、単に充電器として使用する電力制御装置であって、外部交流電源からの単相交流電源電圧を、所定の電圧に変換する、すなわちバッテリを充電するための直流出力電圧を制御する電力制御装置の場合も、上記と同様に、電流リップルを除去するための電気部品が大きくなる可能性がある。

本発明の目的は、電力制御装置において、外部からのバッテリの充電を可能とする構成で、電流リップルを除去するための電気部品の小型化を図ることである。

本発明に係る電力制御装置は、外部交流電源の単相交流電源電圧をダイオード整流素子で直流に変換し、電力変換器を用いて、バッテリを充電するための直流出力電圧を制御する電力制御装置であって、電力変換器または電力変換器に接続されたモータが有するリアクトル成分の電流を検出する電流検出部と、正弦波の交流電流指令値の絶対値に対応する値とリアクトル成分の検出電流との偏差に基づいて制御電圧指令値またはＰＷＭ変調率である偏差対応値を演算する演算部と、位相が１２０度ずつ異なる３相のキャリア信号を出力する３相キャリア信号出力部と、演算部で演算した偏差対応値と、３相のキャリア信号とを比較し、位相が１２０度ずつ異なる各相用のＰＷＭ信号を生成し、各相用のＰＷＭ信号を、電力変換器の３相のスイッチング素子のゲートに出力する３相ＰＷＭ信号出力部と、を備え、３相ＰＷＭ信号出力部から電力変換器の３相のスイッチング素子のゲートに各相用のＰＷＭ信号を出力し、電力変換器のスイッチング素子をオンオフ制御することで外部交流電源からバッテリへの充電を可能とすることを特徴とする電力制御装置である。

また、本発明に係る電力制御装置において、好ましくは、電力変換器は、バッテリに接続されたインバータであり、電流検出部は、インバータに接続されたモータが有するリアクトル成分の電流であって、モータの固定子巻線の中性点電流を検出し、モータは、インバータの出力側に接続され、インバータにより駆動され、演算部は、外部交流電源に対し、力率１の正弦波の交流電流指令値の絶対値と、検出した中性点電流との偏差が０になるように、制御電圧指令値を演算し、３相ＰＷＭ信号出力部は、演算部で演算した制御電圧指令値と、３相のキャリア信号とを比較し、位相が１２０度ずつ異なる各相用のＰＷＭ信号を生成し、各相用のＰＷＭ信号を、インバータの３相の正極側または負極側のスイッチング素子のゲートに出力する。

また、本発明に係る電力制御装置において、好ましくは、インバータの正極側とバッテリの正極との間に充電時接続スイッチを介して接続され、ダイオード整流素子及びコンデンサを含む充電付加回路を備え、外部交流電源からバッテリを充電する際に、バッテリの正極とインバータの正極側とが走行時接続スイッチで切り離され、バッテリの負極とインバータの負極側とが接続された状態で、ダイオード整流素子の正極側がインバータの正極側に接続され、ダイオード整流素子の負極側がモータの固定子巻線の中性点とバッテリの正極とに接続され、ダイオード整流素子の交流側にコンデンサを介して外部交流電源が接続される。

また、本発明に係る電力制御装置において、好ましくは、バッテリの正極が接続されるインバータの正極側とバッテリの負極が接続されるインバータの負極側との間に２個直列に接続されたダイオード整流素子からなる直列接続ダイオードと、
直列接続ダイオードの中点とモータの固定子巻線の中性点との間にスイッチを介して接続され、コンデンサを含む充電付加回路とを備える。

また、本発明に係る電力制御装置において、好ましくは、バッテリは、２個のバッテリが直列に接続された直列接続バッテリであり、直列接続バッテリの中点とモータの固定子巻線の中性点との間にスイッチを介して接続され、コンデンサを含む充電付加回路を備える。

また、本発明に係る電力制御装置において、好ましくは、バッテリと、インバータとの間に、インバータに対し並列に接続された直列接続コンデンサを備え、直列接続コンデンサは、２個の第１コンデンサが直列に接続され、直列接続コンデンサの中点とモータの固定子巻線の中性点との間にスイッチを介して接続され、第２コンデンサを含む充電付加回路を備える。

また、本発明に係る電力制御装置において、好ましくは、モータの固定子巻線の中性点と、バッテリの負極を接続したインバータの負極側との間に充電時接続スイッチを介して接続され、ダイオード整流器及びコンデンサを含む充電付加回路を備え、外部交流電源からバッテリを充電する際に、バッテリの負極とインバータの負極側とが接続された状態で、ダイオード整流素子の正極側がモータの固定子巻線の中性点に接続され、ダイオード整流素子の負極側がインバータの負極側に接続され、ダイオード整流素子の交流側にコンデンサを介して外部交流電源が接続される。

また、本発明に係る電力制御装置において、好ましくは、モータは、補機用モータであり、インバータは、補機用モータを駆動する補機用インバータであり、バッテリは、電動車両走行用モータと補機用モータとの共通する電力源として使用される。

また、本発明に係る電力制御装置において、好ましくは、演算部は、正弦波の交流電流指令値の絶対値に交流電源電圧とバッテリ電圧とから定められる分流比を乗じて得られる値と、リアクトル成分の検出電流との偏差に補償器を乗じて得られる値にバッテリ電圧を加算し、交流電源電圧の絶対値にバッテリ電圧を加算した値で除算して偏差対応値であるＰＷＭ変調率を演算し、３相ＰＷＭ信号出力部は、演算されたＰＷＭ変調率と、位相が１２０度ずつ異なる３相のキャリア信号とを比較し、ＰＷＭ指令電圧であり、位相が１２０度ずつ異なる各相用のＰＷＭ信号を生成し、各相用のＰＷＭ信号を、電力変換器の３相の正極側または負極側のスイッチング素子のゲートに出力する。

本発明の電力制御装置によれば、外部からのバッテリの充電を可能とする構成で、電流リップルを除去するための電気部品の小型化を図れる。

また、電力変換器は、バッテリに接続されたインバータであり、電流検出部は、インバータに接続されたモータが有するリアクトル成分の電流であって、モータの固定子巻線の中性点電流を検出し、モータは、インバータの出力側に接続され、インバータにより駆動され、演算部は、外部交流電源に対し、力率１の正弦波の電流指令値の絶対値と、検出した中性点電流との偏差が０になるように、制御電圧指令値を演算し、３相ＰＷＭ信号出力部は、演算部で演算した制御電圧指令値と、３相のキャリア信号とを比較し、位相が１２０度ずつ異なる各相用のＰＷＭ信号を生成し、各相用のＰＷＭ信号を、インバータの３相の正極側または負極側のスイッチング素子のゲートに出力する構成によれば、専用の充電器を用いることなく外部からのバッテリの充電が可能となり、かつ、充電時にモータでの効率向上を図れる。

また、演算部は、正弦波の交流電流指令値の絶対値に交流電源電圧とバッテリ電圧とから定められる分流比を乗じて得られる値と、リアクトル成分の検出電流との偏差に補償器を乗じて得られる値にバッテリ電圧を加算し、交流電源電圧の絶対値にバッテリ電圧を加算した値で除算して偏差対応値であるＰＷＭ変調率を演算し、３相ＰＷＭ信号出力部は、演算されたＰＷＭ変調率と、位相が１２０度ずつ異なる３相のキャリア信号とを比較し、ＰＷＭ指令電圧であり、位相が１２０度ずつ異なる各相用のＰＷＭ信号を生成し、各相用のＰＷＭ信号を、電力変換器の３相の正極側または負極側のスイッチング素子のゲートに出力する構成によれば、昇降圧形としての機能を有する構成でも、外部交流電源の交流電圧とバッテリ電圧とにかかわらず、外部交流電源側の電流を交流電源電圧と同位相の正弦波に制御できる。

本発明の第１の実施の形態の電力制御装置の回路図である。 第１の実施の形態の電流指令生成部の１例を示す図である。 図１の電力制御装置において、充電時にインバータ及びモータを利用して電圧変換を行う様子を説明するための回路図である。 本発明の第２の実施の形態の電力制御装置の一部の構成を示すブロック図である。 電力制御装置において、充電時の外部電源側の電圧と電流とを求める第１のシミュレーション結果を、（ａ）は、ＰＷＭ信号生成に使用するキャリア信号を３相のスイッチング素子で共通とした比較例の場合で、（ｂ）は、ＰＷＭ信号生成に使用するキャリア信号の位相を３相のスイッチング素子で１２０度ずつずらせた第２の実施の形態の場合で示す図である。 電力制御装置において、充電時のモータの各相の固定子巻線を流れる電流（モータ電流）と中性点を流れる電流（中性点電流）とを求める第２のシミュレーション結果を、（ａ）は、ＰＷＭ信号生成に使用するキャリア信号を３相のスイッチング素子で共通とした比較例の場合で、（ｂ）は、ＰＷＭ信号生成に使用するキャリア信号の位相を３相のスイッチング素子で１２０度ずつずらせた第２の実施の形態の場合で示す図である。 第２の実施の形態の電力制御装置で充電時の電流及び電圧を求める第３のシミュレーション結果を、（ａ）は外部交流電源の電流及び電圧で、（ｂ）はバッテリの電流及び電圧で示す図である。 第２の実施の形態を用いて行ったシミュレーション結果から得られた、外部交流電源の電流の高調波成分の次数と電流値との関係を示す図である。 第２の実施の形態の電力制御装置で充電する場合を模擬して、外部交流電源の電流及び電圧を求める実験結果を示す図である。 第２の実施の形態の電力制御装置で充電する場合を模擬して、モータのＵ相の固定子巻線を流れるＵ相電流、Ｕ相の固定子巻線を流れるＵ相電圧、及び、中性点を流れる電流を求める実験結果を示す図である。 第２の実施の形態の電力制御装置で充電する場合を模擬して、バッテリの電流及び電圧を求める実験結果を示す図である。 本発明の第３の実施の形態の電力制御装置を示す回路図である。 本発明の第４の実施の形態の電力制御装置を示す回路図である。 本発明の第４の実施の形態の別例の電力制御装置を示す回路図である。 本発明の第５の実施の形態の電力制御装置を示す回路図である。 本発明の第６の実施の形態の電力制御装置を示す回路図である。 本発明の第７の実施の形態の電力制御装置を、補機モータ駆動用として使用し、電動車両であるハイブリッド車両を構成するモータ駆動装置と組み合わせた様子を示す回路図である。 本発明の第８の実施の形態の電力制御装置を示す回路図である。 従来装置の回路図である。 図１８の等価回路図である。 先発明の電力制御装置の回路図である。

［第１の発明の実施の形態］
図１は、本発明の第１の実施の形態の電力制御装置の回路図である。図２は、図１の電力制御装置において、充電時にインバータ及びモータを利用して電圧変換を行う様子を説明するための回路図である。

なお、本実施の形態の特徴は、モータの固定子巻線の中性点を流れる電流を検出し、その検出電流と、１２０度ずつ位相をずらせた３相のキャリア信号とを用いて、インバータの３相のスイッチング素子を制御するためのＰＷＭ信号を生成する点にある。その他の回路の基本構成自体は、図１９に示した先発明の構成とほぼ同様であるため、同等部分には同一符号を付して重複する説明を省略もしくは簡略にし、以下、本実施の形態の特徴部分及び図１９の先発明の構成と異なる部分を中心に説明する。

図１に示すように、本実施の形態の電力制御装置は、電源であるバッテリ１８と、バッテリ１８に接続されたインバータ１４と、インバータ１４の出力側に接続され、インバータ１４により駆動されるモータ１２と、モータ１２に接続された充電付加回路２４ａとを備える。また、インバータ１４、モータ１２及び充電付加回路２４ａをループ状に接続する。そして、バッテリ１８の電圧及び電流がインバータ１４の交流出力側からモータ１２を介して見たときに零相となるように構成し、インバータ１４を構成するＩＧＢＴであるスイッチング素子のオンオフに応じた時間分割により、インバータ１４とモータ１２との間で電力の授受を可能とし、かつ、インバータ１４による零相電圧ベクトルの出力時にインバータ１４とバッテリ１８との間で零相電力を授受することにより、充電付加回路２４ａに接続された外部交流電源（商用電源）２８からバッテリ１８への充電を可能とする。充電付加回路２４ａは、ダイオード整流素子を含むダイオード整流器３０と、ダイオード整流器３０の交流側に接続された交流フィルタである、ＥＭＩフィルタ３８とを含む。ＥＭＩフィルタ３８は、電流リップルを除去するためのもので、コンデンサを含む。なお、インバータ１４を構成するスイッチング素子は、ＩＧＢＴ以外、例えばトランジスタとすることもできる。

また、バッテリ１８の正極と、インバータ１４の正極母線３４との間に走行時接続スイッチ３６が設けられ、ダイオード整流器３０の負極側とモータ１２の固定子巻線の中性点との間、ダイオード整流器３０の負極側とバッテリ１８の正極との間にそれぞれ第１充電時接続スイッチ２０及び第２充電時接続スイッチ２２が設けられる。バッテリ１８を充電する際に、第１充電時接続スイッチ２０を介して、ダイオード整流器３０の負極側を固定子巻線の中性点に接続する。また、第２充電時接続スイッチ２２を介して、ダイオード整流器３０の負極側をバッテリ１８の正極に接続する。また、ダイオード整流器３０の正極側はインバータ１４の正極母線３４に接続される。これとともに、バッテリ１８の正極とインバータ１４の正極母線３４とは、走行時接続スイッチ３６で切り離す。この場合、ダイオード整流器３０の交流側にＥＭＩフィルタ３８を介して外部交流電源２８を接続する。なお、外部交流電源２８と充電付加回路２４ａとの間に、図２０に示した構成の場合と同様のコネクタ２６を設けることもできる。

さらに、電力制御装置は、インバータ１４に接続されたモータ１２が有するリアクトル成分の電流であって、モータ１２の固定子巻線の中性点電流を検出する電流検出部である電流センサ４０と、制御部４２とを備える。制御部４２は、ＣＰＵ、メモリ等を有するマイクロコンピュータ等であり、減算器４４と、演算部４６と、３相キャリア信号出力部４８と、３相ＰＷＭ信号出力部５０とを有する。減算器４４は、充電電力に対応する外部交流電源２８に対し、正弦波の電流指令値の絶対値に対応する値であり、予め定められる、力率１の正弦波の交流電流指令値の絶対値｜ｉ^*｜と、電流センサ４０で検出したモータ１２の中性点電流ｉとの偏差を演算部４６に出力する。なお、外部交流電源２８の電圧と電池電圧であるバッテリ１８電圧との検出値に基づいて、外部交流電源２８の電流が、充電電力に相当する力率１で正弦波になるような中性点電流指令値である交流電流指令値の絶対値を生成することもできる。演算部４６は、入力された偏差が０になるようにインバータ１４駆動用の制御電圧指令値を、例えばＰＩ制御のような制御則で演算する。すなわち、演算部４６は、偏差に基づいて制御電圧指令値を演算する。

なお、電流指令値の絶対値｜ｉ^*｜を使用するのは、半波整流とするためである。また、力率１の正弦波の電流指令値の絶対値｜ｉ^*｜を求めるために、例えば、制御部４２は、図２に示す電流指令生成部９４を有し、図示しない外部制御部から受ける充放電電力指令値ＰＲ、及び、外部交流電源２８の電圧ＶＡ（Ｖ（ｔ））を検出する電圧センサ（図示せず）からの検出値に基づいて、外部交流電源２８に対して力率１の正弦波の電流指令値の絶対値｜ｉ^*｜を生成することもできる。例えば、電流指令生成部９４は、実効値演算部９６と、位相検出部９８と、正弦波生成部１００と、除算部１０２と、乗算部１０４と、絶対値算出部１０６とを有する。実効値演算部９６は、外部交流電源２８（図１）の電圧ＶＡからピーク電圧を検出し、検出したピーク電圧に基づいて電圧ＶＡの実効値を算出する。位相検出部９８は、電圧ＶＡのゼロクロス点を算出し、検出したゼロクロス点に基づいて電圧ＶＡの位相を検出する。

正弦波生成部１００は、位相検出部９８によって検出された電圧ＶＡの位相に基づいて、例えば、正弦波関数のテーブルを用いて、電圧ＶＡと同相の正弦波を生成する。除算部１０２は、実効値演算部９６からの電圧ＶＡの実効値により充放電電力指令値ＰＲを除算し、その演算結果を乗算部１０４へ出力し、乗算部１０４では、除算部１０２の演算結果に正弦波生成部１００からの正弦波を乗算する。絶対値算出部１０６では、乗算部１０４の演算結果の絶対値を算出し、その算出結果を電流指令の絶対値｜ｉ^*｜として出力する。電流指令生成部９４の出力｜ｉ^*｜は、減算器４４（図１）に入力する。

図１に戻って、３相キャリア信号出力部４８は、位相が１２０度ずつ異なる３相のキャリア信号Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３を出力する。すなわち、３相のキャリア信号Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３は、それぞれ位相が０度、１２０度、２４０度のＰＷＭキャリア信号である。尚、本実施の形態及び後述する各実施の形態で、３相とは、モータ１２の駆動のためにインバータ１４に電流を供給する場合の、モータ１２のＵ，Ｖ，Ｗ相に対応する３相をいう（特許請求の範囲で同じとする）。

３相ＰＷＭ信号出力部５０は、コンパレータ５２を有し、演算部４６で演算して得られた制御電圧指令値と、位相が１２０度ずつ異なる３相のキャリア信号Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３とをコンパレータ５２で比較して得られた算出値に応じて、位相が１２０度ずつ異なる各相用のＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを生成する。そして、３相ＰＷＭ信号出力部５０は、インバータ１４を構成する３相のアームＡｕ，Ａｖ，Ａｗの正極側のスイッチング素子のゲートに、各相用のＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを出力する。

このような電力制御装置により、３相ＰＷＭ信号出力部５０からインバータ１４の３相の正極側のスイッチング素子のゲートに各相用のＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗが出力され、インバータ１４の正極側のスイッチング素子を、各相のスイッチング素子同士でスイッチングするタイミングを１２０度ずつ位相をずらせるようにオンオフ制御されるため、外部交流電源２８からバッテリ１８への充電が可能となる。本実施の形態の場合、インバータ１４及びモータ１２は、充電する場合に昇降圧装置としての機能を有し、外部交流電源２８からダイオード整流器３０を介してインバータ１４に送られた直流電圧を、インバータ１４とモータ１２とで昇圧または降圧してバッテリ１８に供給する。また、インバータ１４のスイッチング素子をオフとなるように制御することで、外部交流電源２８からダイオード整流器３０を介してインバータ１４に送られた直流電圧を、昇降圧させることなくバッテリ１８に供給することもできる。

このような電力制御装置によれば、専用の充電器を用いることなく外部からの車載のバッテリ１８の充電を可能とし、かつ、電流リップルを除去するための電気部品の小型化を図れ、かつ、充電時にモータ１２での効率向上を図れる。具体的には本実施の形態によれば、次の（１）から（５）の効果を得られる。

（１）外部からの充電機能を持たせるのにもかかわらず、外部からの充電機能を持たない従来のモータ駆動装置に設けていたモータ１２とインバータ１４とをそのまま流用でき、かつ、専用の充電器を別途、車両に搭載する必要がなくなる。このため、電力制御装置の小型化及び低コスト化が可能となる。

（２）モータ１２の中性点を利用して零相の電流を制御しているため、充電の際にモータ１２にトルクが生じず、モータ１２が回転しない。

（３）充電機能を持たないモータ駆動装置にダイオード整流器３０を追加し、外部交流電源２８の電圧を直流に変換し、ダイオード整流器３０の直流側からバッテリ１８側を見た構成は、等価的に昇降圧コンバータと等価な回路構成となるので、外部交流電源２８の電圧よりも低いまたは高い電圧のバッテリ１８へ充電できる。すなわち、図３に示すように、インバータ１４（図１）の正極側の３相のスイッチング素子５４をオンオフ制御し、ダイオード整流器３０で整流された電力をバッテリ１８に供給して充電する。この際、インバータ１４の正極側のスイッチング素子５４をオンすると、図３の実線矢印で示す方向に電流が流れる。これに対して、正極側のスイッチング素子５４をオフすると、図３の破線矢印で示す方向に電流が流れ、負極側のダイオード５６を介してモータ１２の固定子巻線に蓄積されたエネルギがバッテリ１８に供給され、バッテリ１８が充電される。

（４）図１に示すインバータ１４のスイッチング動作で外部交流電源２８の電流を正弦波状に近い波形に制御できるため、高調波電流の発生も抑制できる。この際、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相のキャリア信号Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３の位相を１２０度ずつずらしているので、スイッチング周波数に対して、モータ１２の相の自己インダクタンス及び相互インダクタンスが利用できるようになる。このため、各相の固定子巻線を流れる電流のリップルが低減され、さらに、３相の電流の合成により得られる、中性点から流出する電流リップルの周波数がキャリア信号Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３の位相をずらせない場合に比べて３倍となる。この結果、外部交流電源２８の電流のリップルの値が大幅に低減され、電流リップルを除去するための電気部品である、ＥＭＩフィルタ３８を小型化できる。

（５） また、充電時にモータ１２のインダクタンスを等価的に大きくできる。このため、同じスイッチング素子を使用する場合において、流れる電流を小さくできるため、損失を小さくでき、出力を大きくできる。したがって、充電時のモータ１２での効率向上を図れる。また、同じ出力を得る場合にモータ１２の小型化も図れる。なお、第１充電時接続スイッチ２０を図１に示す位置に設けるのではなく、モータ１２の固定子巻線の中性点とダイオード整流器３０との間の、図１に点Ｐ１で示す位置、または、インバータ１４の直流側正極とダイオード整流器３０との間の、図１に点Ｐ２で示す位置に、第１充電時接続スイッチ２０を設けることもできる。

［第２の発明の実施の形態］
図４は、本発明の第２の実施の形態の電力制御装置の一部の構成を示すブロック図である。なお、以下の説明では、図１〜３に示した第１の実施の形態の要素と同等部分の要素には同一符号を付して重複する図示及び説明を省略もしくは簡略化する。本実施の形態では、バッテリ１８への充電電力の制御と同時に、入力電源である外部交流電源２８の電流の力率改善と、高調波電流低減の制御とを行う。このために、外部交流電源２８の電圧から、その振幅と位相とを検出し、外部交流電源２８の電圧と電池電圧であるバッテリ１８電圧との検出値に基づいて、外部交流電源２８の電流が、充電電力に相当する力率１で高調波がない正弦波になるような中性点電流指令値を生成する。また、モータ１２の中性点電流を検出して、中性点電流指令値に追従するように、制御部４２でインバータ１４を用いてモータ１２の電流を制御する。このような本実施の形態によれば、上記の第１の実施の形態の場合と異なり、ゲインを高くしなくても外部交流電源２８の電流波形を高調波のない正弦波とすることができ、より安定した制御を実現できる。

具体的には、本実施の形態では、制御部４２は、電流指令対応値算出部７８と、減算器４４と、演算部８０と、３相ＰＷＭ信号出力部５０とを有する。また、演算部８０は、補償器８１と、加算器８２と、除算器８３とを含む。電流指令対応値算出部７８は、中性点電流指令値である正弦波の交流電流指令値の絶対値｜ｉ^*｜に交流電源電圧Ｖ（ｔ）（図１参照）とバッテリ電圧Ｖｂ（図１参照）とから定められる分流比（１＋｜Ｖ（ｔ）｜／Ｖｂ）を乗じて得られる値を算出し、減算器４４へ出力する。減算器４４は、電流指令対応値算出部７８の出力値と、リアクトル成分の検出電流である中性点電流の検出値ｉとの偏差を求め、補償器８１に出力する。補償器８１は、減算器４４の出力値に補償器を乗じて得られる値、すなわち、減算器４４の出力値を比例補償や比例積分補償等の補償制御することにより得られる値を、リアクトル電圧指令ＶＬ^*として出力する。リアクトル電圧指令ＶＬ^*は、加算器８２で、バッテリ電圧Ｖｂを加算された後、除算器８３で、（｜Ｖ（ｔ）｜／Ｖｂ）により除算されることにより、ＰＷＭ変調率が算出される。

そして、３相ＰＷＭ信号出力部５０では、演算部８０で演算して得られたＰＷＭ変調率と、位相が１２０度ずつ異なる３相のキャリア信号Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３とをコンパレータ５２で比較して得られた算出値に応じて、位相が１２０度ずつ異なる各相用のＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを生成し、インバータ１４の正極側の各相のスイッチング素子のゲートに、各相用のＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを出力する。これにより、単相交流電流を交流電源電圧と同位相の正弦波に制御する。

このような本実施の形態によれば、外部交流電源２８の交流電圧Ｖ（ｔ）とバッテリ１８の電圧Ｖｂとにかかわらず、外部交流電源２８の単相交流電流である電流波形を正弦波に制御できる。次に、これについて、詳しく説明する。まず、上記の図２で示した実線矢印方向に電流が流れる状態を動作状態１とし、破線矢印方向に電流が流れる状態を動作状態２とした場合において、１回のスイッチング期間での、動作状態１，２の、モータ１２のリアクトル成分の回路方程式は次の（１）（２）式で表される。ここで、外部交流電源２８の単相交流電源電圧をＶ（ｔ）とし、バッテリ１８の電圧をＶｂとする。また、モータ１２の固定子巻線のインダクタンスをＬとし、動作状態１での中性点電流（リアクトル電流）を（ｉＬ１）とし、動作状態２での中性点電流を（ｉＬ２）とする。

（動作状態１） ｜Ｖ（ｔ）｜＝Ｌ・ｄ（ｉＬ１）／ｄｔ・・・（１）
（動作状態２） −Ｖｂ＝Ｌ・ｄ（ｉＬ２）／ｄｔ・・・（２）

図３の実線矢印で示す動作状態１では、インバータ１４（図１）の３相の正極側のスイッチング素子５４のオン状態で、リアクトル電流は、正極側のスイッチング素子５４を流れて、固定子巻線で磁気エネルギが蓄えられる。これに対して、動作状態２では、リアクトル電流は負極側のダイオード５６を通過してバッテリ１８へ流れ、固定子巻線で蓄えられた磁気エネルギはバッテリ１８へ供給されて電流が減少する。このようなインバータ１４と固定子巻線とを含む部分は、昇降圧コンバータと等価な回路として機能するため、バッテリ１８の電圧は零から外部交流電源２８の電圧の最大値以上の範囲で制御できる。

上記の（１）式、（２）式から、スイッチングの１周期において、固定子巻線に印加される平均電圧ＶＬは次の（３）式で表される。ここで、スイッチング周期をＴａとし、正極側のスイッチング素子のオン時間をＴｏｎとする。

ＶＬ＝（｜Ｖ（ｔ）｜・Ｔｏｎ−Ｖｂ（Ｔａ−Ｔｏｎ））／Ｔａ・・・（３）

したがって、（３）式を変形して、デューティ比（通流率）Ｔｏｎ／Ｔａは次の（４）式で表される。

Ｔｏｎ／Ｔａ＝（ＶＬ＋Ｖｂ）／（｜Ｖ（ｔ）｜＋Ｖｂ）・・・（４）

また、動作状態１，２での中性点電流（リアクトル電流）の分流比（ｉＬ２）／（ｉＬ１）は次の（５）式で表される。

（ｉＬ２）／（ｉＬ１）＝（１＋｜Ｖ（ｔ）｜／Ｖｂ）・・・（５）

本実施の形態の場合、交流電流指令値の絶対値｜ｉ^*｜に、（５）式の分流比（ｉＬ２）／（ｉＬ１）を乗じた値と固定子巻線の中性点電流ｉとの偏差を、比例補償器や比例積分補償器の補償等で制御補償し、得られた値をリアクトル電圧指令ＶＬ^*として、この電圧指令に対応する通流率を算出し、この通流率を用いて各相の正極側のスイッチング素子を制御することができる。このため、上記の（１）〜（５）式から分かるように、昇降圧形としての機能を有する構成でも、外部交流電源２８の交流電圧（ｔ）とバッテリ１８の電圧Ｖｂとにかかわらず、外部交流電源２８側の電流が正弦波の交流電流指令値ｉ^*に追従するように制御できる。すなわち、外部交流電源２８側の電流を交流電源２８の電圧と同位相の正弦波に制御できる。これに対して、上記の第１の実施の形態の場合には、昇降圧形としての機能を有する構成において、正極側のスイッチング素子のオフ時には、固定子巻線を流れる電流が入力側の交流電源に流れず、出力側にのみ流れるため、交流入力電流は正弦波とならず、入力交流電圧と出力電圧とに依存した歪み波形となる可能性がある。また、ゲインを高くすれば正弦波となる可能性があるが、制御の安定性が劣る可能性がある。本実施の形態によれば、これらの点をいずれも改良できる。

また、上記の第１の実施の形態と同様に、１２０度ずつ位相をずらせた各相のキャリア信号Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３と比較し、位相が１２０度ずつ異なる各相用のＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを生成する。この結果、外部交流電源２８の交流電圧Ｖ（ｔ）とバッテリ１８の電圧Ｖｂとにかかわらず、単相交流電流を正弦波に制御できるとともに、外部交流電源２８の電流のリップルを低減でき、ＥＭＩフィルタ３８を小型化できる。また、充電時にモータ１２のインダクタンスを等価的に大きくできるため、流れる電流を小さくして、損失を小さくでき、充電時のモータ１２での効率向上を図れる。本実施の形態において、その他の構成及び作用については、上記の第１の実施の形態と同様である。

図５は、本実施の形態の効果を確認するために行った充電する場合の外部交流電源２８（図１）の電流及び電圧を求める第１のシミュレーション結果を示す図である。なお、以下のシミュレーション及び実験の説明において、図１〜４に示した要素と同一の要素には同一の符号を付して説明する。図５（ａ）は、本実施の形態の構成において、ＰＷＭ信号生成に使用するキャリア信号を３相のスイッチング素子で共通とした比較例のシミュレーション結果を示している。図５（ｂ）は、ＰＷＭ信号生成に使用するキャリア信号の位相を３相のスイッチング素子で１２０度ずつずらせた本実施の形態のシミュレーション結果を示している。

図５の各図において、「電源電圧」は、外部交流電源２８の電圧を表し、「電源電流」は、外部交流電源２８の電流を表す。また、図５（ａ）の比較例のシミュレーション結果では、ＥＭＩフィルタ３８を構成するコンデンサの静電容量Ｃｆを２３．４μＦとし、図５（ｂ）の本実施の形態のシミュレーション結果では、ＥＭＩフィルタ３８を構成するコンデンサの静電容量Ｃｆを２．２μＦとしている。図５に示す結果から明らかなように、本実施の形態の場合には、コンデンサの静電容量を比較例の場合に比べて小さくしているのにもかかわらず、外部交流電源２８の電流及び電圧のリップルを十分に小さく抑えることができた。また、このような結果から、本実施の形態によれば、ＥＭＩフィルタ３８の小型化を図れることも確認できた。また、本実施の形態によれば、外部交流電源２８の電流波形は、外部交流電源２８の電圧と同位相の正弦波に制御されることが分かる。

図６は、本実施の形態の効果を確認するために行った充電する場合のモータ１２の各相の固定子巻線を流れる電流（モータ電流）と、固定子巻線の中性点を流れる電流（中性点電流）とを求める第２のシミュレーション結果を示す図である。図６（ａ）は、本実施の形態の構成において、ＰＷＭ信号生成に使用するキャリア信号を３相のスイッチング素子で共通とした、すなわちキャリア信号の位相を同相とした比較例のシミュレーション結果を示している。図６（ｂ）は、ＰＷＭ信号生成に使用するキャリア信号の位相を３相のスイッチング素子で１２０度ずつずらせた本実施の形態のシミュレーション結果を示している。図６の各図において、「モータ電流」は、モータ１２の各相の固定子巻線を流れる電流を表し、「中性点電流」は、固定子巻線の中性点を流れる電流を表す。図６に示す結果から明らかなように、図６（ｂ）に示す本実施の形態の場合には、図６（ａ）に示す比較例の場合に比べて、各相の固定子巻線を流れる電流（モータ電流）のリップル自体を小さくできるとともに、各相の電流の位相がずれるため、これらの電流が合成される中性点電流の最大値の大きさ及びリップルの振れの大きさをともに小さくできた。

図７、図８は、本実施の形態の効果を確認するために行った充電する場合の外部交流電源２８の電流及び電圧と、バッテリ１８の電流及び電圧とを求める第３のシミュレーション結果を示す図である。図７（ａ）（ｂ）は、本実施の形態の構成を用いて行ったシミュレーション結果を示している。図７において、「電源電圧」は、外部交流電源２８の電圧を表し、「電源電流」は、外部交流電源２８の電流を表す。また、「電池電圧」は、バッテリ１８の電圧を表し、「電池電流」は、バッテリ１８の電流を表す。図７に示す結果から明らかなように、本実施の形態の場合には、外部交流電源２８の電流のリップルを十分に小さく抑えることができるとともに、バッテリ１８の電流のリップルを小さく抑えることができた。すなわち、外部交流電源２８の高調波電流のリップルを小さく抑えることができた。また、図８は、本実施の形態を用いて行ったシミュレーション結果から得られた、外部交流電源２８の電流の高調波成分の次数と電流値との関係を示す図である。図８において、「規制値」とは、ＩＥＣ（国際電気標準会議）の規制値であるＩＥＣ６１０００−３−２によって規定された値を示している。図８に示す結果から明らかなように、本実施の形態では外部交流電源２８の電流の高調波成分を規制値よりも低く抑えることができた。

図９〜図１１は、本実施の形態の効果を確認するために、本実施の形態の電力制御装置で充電する場合を模擬して、外部交流電源２８の電流及び電圧（図９）と、モータ１２のＵ相の固定子巻線を流れるＵ相電流、Ｕ相の固定子巻線を流れるＵ相電圧、及び、中性点を流れる電流（図１０）と、バッテリ１８の電流及び電圧（図１１）とを求める実験結果を示す図である。実験では、バッテリ１８の代わりに抵抗を用いて行った。図９で、「ＡＣ入力電流」は外部交流電源２８の電流を表し、「ＡＣ入力電圧」は外部交流電源２８の電圧を表す。図１０で、「モータＵ相電流」は、モータ１２のＵ相の固定子巻線を流れるＵ相電流を表し、「モータＵ相電圧」は、モータ１２のＵ相の固定子巻線を流れるＵ相電圧を表し、「中性点電流」は、モータ１２の固定子巻線の中性点を流れる電流を表す。また、図１１で、「出力電流」は、バッテリ１８の代わりとして使用する抵抗を流れる電流を表し、「出力電圧」は、この抵抗の両端間の電圧を表す。

図９〜図１１に示す実験結果から明らかなように、本実施の形態によれば、モータ１２の固定子巻線の中性点を流れる電流のリップルを小さくでき、外部交流電源２８の電流のリップルを小さくできるとともに、バッテリ１８の電流のリップルを小さくできることを確認できた。

［第３の発明の実施の形態］
図１２は、本発明の第２の実施の形態の電力制御装置を示す回路図である。本実施の形態の電力制御装置の電気回路は、混合ブリッジ形と呼ばれるもので、電力制御装置は、バッテリ１８の正極を接続したインバータ１４の正極母線３４と、バッテリ１８の負極を接続したインバータ１４の負極母線３５との間に、２個直列に接続されたダイオード５８からなる直列接続ダイオード６０を備える。また、ダイオード整流器３０（図１参照）が省略された充電付加回路である、ＥＭＩフィルタ３８は、直列接続ダイオード６０の中点とモータ１２の固定子巻線の中性点との間に充電時接続スイッチ６２を介して接続されている。また、このような構成の場合も、上記の第１の実施の形態と同様に、モータ１２の固定子巻線の中性点を流れる電流を検出する電流センサ４０を設け、検出した電流を制御部４２（図１参照）の減算器４４（図１参照）に出力している。そして、３相ＰＷＭ信号出力部５０（図１参照）からインバータ１４の３相の正極側のスイッチング素子のゲートに各相用のＰＷＭ信号を出力し、インバータ１４の正極側のスイッチング素子をオンオフ制御することで外部交流電源２８からバッテリ１８への充電を可能としている。

このような本実施の形態の場合も、簡易な構成で車載のバッテリ１８の充電を可能とし、かつ、電流リップルを除去するための電気部品の小型化を図れ、かつ、充電時にモータ１２での効率向上を図れる。その他の構成及び作用は、上記の図１〜図３に示した第１の実施の形態と同様であり、同等部分には同一符号を付して重複する図示及び説明を省略する。

［第４の発明の実施の形態］
図１３Ａは、本発明の第４の実施の形態の電力制御装置を示す回路図である。本実施の形態の電力制御装置の電気回路は、ハーフブリッジ形と呼ばれるもので、電力制御装置は、バッテリとして、バッテリ１８を２個直列に接続した直列接続バッテリ６４を使用し、直列接続バッテリ６４の正極をインバータ１４の正極母線３４に接続し、直列接続バッテリ６４の負極をインバータ１４の負極母線３５に接続している。また、ダイオード整流器３０（図１参照）が省略された充電付加回路である、ＥＭＩフィルタ３８は、直列接続バッテリ６４の中点とモータ１２の固定子巻線の中性点との間に充電時接続スイッチ６２を介して接続されている。

このような本実施の形態の場合も、簡易な構成で車載のバッテリ１８の充電を可能とし、かつ、電流リップルを除去するための電気部品の小型化を図れ、かつ、充電時にモータ１２での効率向上を図れる。また、直列接続バッテリ６４の両端間の電圧は、外部交流電源２８の電圧の２倍となる。また、本実施の形態によれば、外部交流電源２８からバッテリ１８に充電するだけでなく、外部交流電源２８の代わりに負荷を設けることで、バッテリ１８側から負荷側に電力を取り出すこともでき、双方向の充放電が可能となる。その他の構成及び作用は、上記の図１〜図３に示した第１の実施の形態と同様であり、同等部分には同一符号を付して重複する図示及び説明を省略する。

図１３Ｂは、本発明の第４の実施の形態の別例の電力制御装置を示す回路図である。本例の電力制御装置の電気回路も、ハーフブリッジ形と呼ばれるものであるが、電力制御装置は、バッテリ１８とインバータ１４との間に、インバータ１４に対し並列に直列接続コンデンサ１０８を接続している。直列接続コンデンサ１０８は、第１コンデンサ１１０を２個直列に接続している。また、ダイオード整流器３０（図１参照）が省略された充電付加回路である、ＥＭＩフィルタ３８は、直列接続コンデンサ１０８の中点とモータ１２の固定子巻線の中性点との間に充電時接続スイッチ６２を介して接続されている。ＥＭＩフィルタ３８は、第２コンデンサであるコンデンサを含む。

このような本例の構成は、等価回路的に上記の図１３Ａの第４の実施の形態と同様な効果を得られる。その他の構成及び作用は、上記の第４の実施の形態と同様である。

［第５の発明の実施の形態］
図１４は、本発明の第５の実施の形態の電力制御装置を示す回路図である。本実施の形態の電力制御装置の電気回路は、昇圧形と呼ばれるもので、バッテリ１８の負極を接続したインバータ１４の負極母線３５と、モータ１２の固定子巻線の中性点との間に、充電時接続スイッチ６２を介して、図１に示した第１の実施の形態の場合と同様の充電付加回路２４ａを接続している。

バッテリ１８を充電する際に、バッテリ１８の負極とインバータ１４の負極母線３５とが接続された状態で、ダイオード整流器３０の正極側が充電時接続スイッチ６２を介してモータ１２の固定子巻線の中性点に接続され、ダイオード整流器３０の負極側がインバータ１４の負極母線３５に接続される。

本実施の形態の場合、インバータ１４及びモータ１２は、充電する場合に昇圧装置としての機能を有し、インバータ１４の負極側の３相のスイッチング素子をオンオフ制御することで、外部交流電源２８からダイオード整流器３０を介して中性点に送られた直流電圧を、モータ１２とインバータ１４とで昇圧してバッテリ１８に供給する。また、インバータ１４のスイッチング素子をオフとなるように制御することで、外部交流電源２８からダイオード整流器３０を介してインバータ１４に送られた直流電圧を、昇降圧させることなくバッテリ１８に供給することもできる。

このような本実施の形態の場合も、簡易な構成で車載のバッテリ１８の充電を可能とし、かつ、電流リップルを除去するための電気部品の小型化を図れ、かつ、充電時にモータ１２での効率向上を図れる。その他の構成及び作用は、上記の図１〜図３に示した第１の実施の形態と同様であり、同等部分には同一符号を付して重複する図示及び説明を省略する。

［第６の発明の実施の形態］
図１５は、本発明の第６の実施の形態の電力制御装置を示す回路図である。本実施の形態の電力制御装置の電気回路は、降圧形と呼ばれるもので、上記の図１〜図３に示した第１の実施の形態において、第１充電時接続スイッチ２０は、インバータ１４の正極母線３４と充電付加回路２４ａを構成するダイオード整流器３０の正極側との間に設けている。また、バッテリ１８の正極を、第２充電時接続スイッチ２２を介してモータ１２の固定子巻線の中性点に接続している。一方、ダイオード整流器３０の負極側は、インバータ１４の負極母線３５に接続している。このような構成の場合、インバータ１４及びモータ１２は、充電する場合に降圧装置としての機能を有する。その他の構成及び作用は、上記の図１〜図３に示した第１の実施の形態と同様であり、同等部分には同一符号を付して重複する図示及び説明を省略する。

なお、上記の各実施の形態の構成と同様の電力制御装置において、ＡＣ１００Ｖ等の電圧を有する外部交流電源２８を除く部分は、電気自動車等の電動車両に搭載して使用できる。この場合、例えば、ＥＭＩフィルタ３８等の交流フィルタの外部交流電源２８側に、外部交流電源２８に接続するためのコネクタを接続することができる。例えば、上記の図１〜図３に示した第１の実施の形態の構成を使用する場合、バッテリ１８として７２Ｖ等の、外部交流電源２８の電圧よりも小さい電圧を有するものを使用できる。

［第７の発明の実施の形態］
図１６は、本発明の第７の実施の形態の電力制御装置を、補機モータ駆動用として使用し、電動車両であるハイブリッド車両を構成するモータ駆動装置と組み合わせた様子を示す回路図である。本実施の形態の電力制御装置は、発電機である第１モータジェネレータ６６と、走行用モータである第２モータジェネレータ６８と、図示しないエンジンとを備えるハイブリッド車両に搭載して使用する。エンジン及び第２モータジェネレータ６８は、ハイブリッド車両の駆動源として使用する。第１モータジェネレータ６６は、主として発電機として使用するが、モータとしての機能も有する。第２モータジェネレータ６８は、主としてモータとして使用するが、発電機としての機能も有する。

各モータジェネレータ６６，６８の回転軸及びエンジンの出力軸は、遊星歯車機構により構成する動力分割機構（図示せず）により結合し、第１モータジェネレータ６６によりエンジンを駆動可能とし、第２モータジェネレータ６８の動力を、図示しない減速機構等を介して車輪に連結された動力伝達軸（図示せず）に取り出し可能としている。モータ駆動装置７０は、バッテリ１８と、各モータジェネレータ６６，６８と、バッテリ１８から電力が供給される、各モータジェネレータ６６，６８駆動用の２個のインバータ７２，７４と、バッテリ１８と各インバータ７２，７４との間に接続された昇降圧コンバータ７６とを備える。

本実施の形態では、このようなモータ駆動装置７０に、モータ駆動装置７０用のバッテリ１８を使用するように、電力制御装置を接続している。電力制御装置自体の構成は、上記の図１〜図３に示した第１の実施の形態の場合と同様である。本実施の形態では、電力制御装置を構成するモータとして、車両に搭載される空気調和装置（エアコン）のコンプレッサ（図示せず）を駆動するモータである、補機用のモータ１２ａを使用する。また、電力制御装置を構成するインバータとして、このモータ１２ａを駆動するインバータである、補機用のインバータ１４ａを使用する。このように構成するため、電力制御装置を構成するバッテリ１８は、第２モータジェネレータ６８と空気調和装置用のモータ１２ａとの共通する電力源として使用する。このような本実施の形態の場合、空気調和装置用のモータ１２ａとインバータ１４ａとを用いて、外部交流電源２８からバッテリ１８に充電することが可能となる。

このような本実施の形態によれば、電力制御装置を構成するモータとして車両駆動用の第２モータジェネレータ６８等の、走行用モータを使用する場合に比べて、小型のモータ１２ａを使用できるため、制御用の周波数を高くできることにより制御性を高くでき、漏れノイズも小さくでき、さらに高効率化を図れる。その他の構成及び作用は、上記の図１〜図３に示した第１の実施の形態と同様であり、同等部分には同一符号を付して重複する図示及び説明を省略する。

なお、本実施の形態において、モータ駆動装置７０に組み合わせる電力制御装置として、上記の図４、図１２、図１３Ａ、図１３Ｂ、図１４、図１５に示した第２の実施の形態から第６の実施の形態の構成のいずれか１を使用することもできる。また、上記の各実施の形態では、充電付加回路にＥＭＩフィルタ３８を設ける場合を説明したが、例えば、上記の図２０の先発明の場合と同様に単なるコンデンサ３２を設けることもできる。

［第８の発明の実施の形態］
図１７は、本発明の第９の実施の形態の電力制御装置を示す回路図である。本実施の形態は、外部交流電源２８の交流電圧を、ダイオード整流素子を含むダイオード整流器３０で直流電圧に変換し、所定の電圧に昇圧または降圧させてから直流電源である、バッテリ１８に供給し、バッテリ１８を充電する充電器８４を備える電力制御装置に、本発明を適用している。このような電力制御装置は、昇降圧形として機能する。

具体的には、充電器８４は、外部交流電源２８とバッテリ１８との間に接続され、ダイオード整流器３０と、ＥＭＩフィルタ３８と、３相の並列接続されたＩＧＢＴ等のスイッチング素子を有するスイッチング素子部８６と、各スイッチング素子に直列に接続された複数のリアクトルを有するリアクトル部８８と、それぞれの直列に接続されたスイッチング素子とリアクトルとの中点に一端が接続され、バッテリ１８の負極に他端が接続された複数のダイオード９０と、リアクトル成分の電流である接続部９２の電流を検出する電流センサ４０と、制御部４２とを備える。充電器８４と外部交流電源２８との間、及び、充電器８４とバッテリ１８との間の一方または両方にコネクタを設けることもできる。スイッチング素子部８６と、リアクトル部８８と、各ダイオード９０とにより、電力変換器を構成している。

そして、スイッチング素子のオンオフに応じた時間分割により、スイッチング素子部８６と、リアクトル部８８との間で電力の授受を可能とし、かつ、スイッチング素子部８６による零相電圧ベクトルの出力時にスイッチング素子部８６とリアクトル部８８との間で零相電力を授受することにより、外部交流電源２８からバッテリ１８への充電を可能とする。充電器８４を構成する各構成要素の機能自体は、上記の図１〜図３に示した第１の実施の形態または図４に示した第２の実施の形態の場合と同様である。

また、制御部４２は、図４に示した第２の実施の形態の場合と同様に、電流指令対応値算出部７８と、減算器４４と、演算部８０と、３相ＰＷＭ信号出力部５０とを有する。また、演算部８０は、補償器８１と、加算器８２と、除算器８３とを含む。そして、演算部８０は、正弦波の交流電流指令値の絶対値｜ｉ^*｜と、交流電源電圧Ｖ（ｔ）と、バッテリ１８の電圧Ｖｂと、電流センサ４０の検出値とから、ＰＷＭ変調率を算出する。また、３相ＰＷＭ信号出力部５０は、演算部４６で演算して得られたＰＷＭ変調率と、位相が１２０度ずつ異なる３相のキャリア信号Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３とをコンパレータ５２で比較して得られた算出値に応じて、位相が１２０度ずつ異なる各相用のＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを生成し、各相のスイッチング素子のゲートに、各相用のＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを出力する。これにより、単相交流電流を交流電源電圧Ｖ（ｔ）と同位相の正弦波に制御する。

このような本実施の形態の電力制御装置の場合も、上記の各実施の形態と同様に、電流リップルを除去するための電気部品であるＥＭＩフィルタ３８の小型化を図れる。また、昇降圧形としての機能を有する構成でも、外部交流電源２８の交流電圧Ｖ（ｔ）とバッテリ１８の電圧Ｖｂとにかかわらず、外部交流電源２８側の電流を交流電源電圧Ｖ（ｔ）と同位相の正弦波に制御できる。その他の構成及び作用は、上記の第１の実施の形態または第２の実施の形態と同様である。

１０ 直流電源、１２，１２ａ モータ、１４ インバータ、１６ 平滑コンデンサ、１８ バッテリ、２０ 第１充電時接続スイッチ、２２ 第２充電時接続スイッチ、２４，２４ａ 充電付加回路、２６ コネクタ、２８ 外部交流電源（商用電源）、３０ ダイオード整流器、３２ コンデンサ、３４ 正極母線、３５ 負極母線、３６ 走行時接続スイッチ、３８ ＥＭＩフィルタ、４０ 電流センサ、４２ 制御部、４４ 減算器、４６ 演算部、４８ ３相キャリア信号出力部、５０ ３相ＰＷＭ信号出力部、５２ コンパレータ、５４ スイッチング素子、５６，５８ ダイオード、６０ 直列接続ダイオード、６２ 充電時接続スイッチ、６４ 直列接続バッテリ、６６ 第１モータジェネレータ、６８ 第２モータジェネレータ、７０ モータ駆動装置、７２，７４ インバータ、７６ 昇降圧コンバータ、７８ 電流指令対応算出部、８０ 演算部、８１ 補償器、８２ 加算器、８３ 除算器、８４ 充電器、８６ スイッチング素子部、８８ リアクトル部、９０ ダイオード、９２ 接続部、９４ 電流指令生成部、９６ 実効値演算部、９８ 位相検出部、１００ 正弦波生成部、１０２ 除算部、１０４ 乗算部、１０６ 絶対値算出部、１０８ 直列接続コンデンサ、１１０ 第１コンデンサ。

Claims (9)

1. 外部交流電源の単相交流電源電圧をダイオード整流素子で直流に変換し、電力変換器を用いて、バッテリを充電するための直流出力電圧を制御する電力制御装置であって、
   電力変換器または電力変換器に接続されたモータが有するリアクトル成分の電流を検出する電流検出部と、
   正弦波の交流電流指令値の絶対値に対応する値とリアクトル成分の検出電流との偏差に基づいて制御電圧指令値またはＰＷＭ変調率である偏差対応値を演算する演算部と、
   位相が１２０度ずつ異なる３相のキャリア信号を出力する３相キャリア信号出力部と、
   演算部で演算した偏差対応値と、３相のキャリア信号とを比較し、位相が１２０度ずつ異なる各相用のＰＷＭ信号を生成し、各相用のＰＷＭ信号を、電力変換器の３相のスイッチング素子のゲートに出力する３相ＰＷＭ信号出力部と、を備え、
   ３相ＰＷＭ信号出力部から電力変換器の３相のスイッチング素子のゲートに各相用のＰＷＭ信号を出力し、電力変換器のスイッチング素子をオンオフ制御することで外部交流電源からバッテリへの充電を可能とすることを特徴とする電力制御装置。
2. 請求項１に記載の電力制御装置において、
   電力変換器は、バッテリに接続されたインバータであり、
   電流検出部は、インバータに接続されたモータが有するリアクトル成分の電流であって、モータの固定子巻線の中性点電流を検出し、
   モータは、インバータの出力側に接続され、インバータにより駆動され、
   演算部は、外部交流電源に対し、力率１の正弦波の交流電流指令値の絶対値と、検出した中性点電流との偏差が０になるように、制御電圧指令値を演算し、
   ３相ＰＷＭ信号出力部は、演算部で演算した制御電圧指令値と、３相のキャリア信号とを比較し、位相が１２０度ずつ異なる各相用のＰＷＭ信号を生成し、各相用のＰＷＭ信号を、インバータの３相の正極側または負極側のスイッチング素子のゲートに出力することを特徴とする電力制御装置。
3. 請求項２に記載の電力制御装置において、
   インバータの正極側とバッテリの正極との間に充電時接続スイッチを介して接続され、ダイオード整流素子及びコンデンサを含む充電付加回路を備え、
   外部交流電源からバッテリを充電する際に、バッテリの正極とインバータの正極側とが走行時接続スイッチで切り離され、蓄電部の負極とインバータの負極側とが接続された状態で、ダイオード整流素子の正極側がインバータの正極側に接続され、ダイオード整流素子の負極側がモータの固定子巻線の中性点とバッテリの正極とに接続され、ダイオード整流素子の交流側にコンデンサを介して外部交流電源が接続されることを特徴とする電力制御装置。
4. 請求項２に記載の電力制御装置において、
   バッテリの正極が接続されるインバータの正極側とバッテリの負極が接続されるインバータの負極側との間に２個直列に接続されたダイオード整流素子からなる直列接続ダイオードと、
   直列接続ダイオードの中点とモータの固定子巻線の中性点との間にスイッチを介して接続され、コンデンサを含む充電付加回路とを備えることを特徴とする電力制御装置。
5. 請求項２に記載の電力制御装置において、
   バッテリは、２個のバッテリが直列に接続された直列接続バッテリであり、
   直列接続バッテリの中点とモータの固定子巻線の中性点との間にスイッチを介して接続され、コンデンサを含む充電付加回路を備えることを特徴とする電力制御装置。
6. 請求項２に記載の電力制御装置において、
   バッテリと、インバータとの間に、インバータに対し並列に接続された直列接続コンデンサを備え、
   直列接続コンデンサは、２個の第１コンデンサが直列に接続され、
   直列接続コンデンサの中点とモータの固定子巻線の中性点との間にスイッチを介して接続され、第２コンデンサを含む充電付加回路を備えることを特徴とする電力制御装置。
7. 請求項２に記載の電力制御装置において、
   モータの固定子巻線の中性点と、バッテリの負極を接続したインバータの負極側との間に充電時接続スイッチを介して接続され、ダイオード整流器及びコンデンサを含む充電付加回路を備え、
   外部交流電源からバッテリを充電する際に、バッテリの負極とインバータの負極側とが接続された状態で、ダイオード整流素子の正極側がモータの固定子巻線の中性点に接続され、ダイオード整流素子の負極側がインバータの負極側に接続され、ダイオード整流素子の交流側にコンデンサを介して外部交流電源が接続されることを特徴とする電力制御装置。
8. 請求項２に記載の電力制御装置において、
   モータは、補機用モータであり、
   インバータは、補機用モータを駆動する補機用インバータであり、
   バッテリは、電動車両走行用モータと補機用モータとの共通する電力源として使用されることを特徴とする電力制御装置。
9. 請求項１に記載の電力制御装置において、
   演算部は、正弦波の交流電流指令値の絶対値に交流電源電圧とバッテリ電圧とから定められる分流比を乗じて得られる値と、リアクトル成分の検出電流との偏差に補償器を乗じて得られる値にバッテリ電圧を加算し、交流電源電圧の絶対値にバッテリ電圧を加算した値で除算して偏差対応値であるＰＷＭ変調率を演算し、
   ３相ＰＷＭ信号出力部は、演算されたＰＷＭ変調率と、位相が１２０度ずつ異なる３相のキャリア信号とを比較し、ＰＷＭ指令電圧であり、位相が１２０度ずつ異なる各相用のＰＷＭ信号を生成し、各相用のＰＷＭ信号を、電力変換器の３相の正極側または負極側のスイッチング素子のゲートに出力することを特徴とする電力制御装置。

Images